JP2015036628A - パッシブレーダ装置 - Google Patents

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【課題】直接波のみならずクラッタも抑圧可能なパッシブレーダ装置を得る。【解決手段】受信信号ベクトル形成部9は、SUR系FFT部5およびREF系FFT部8で求めた周波数スペクトルから受信信号ベクトルを形成する。不要波抑圧部10は、受信信号ベクトル形成部9の受信信号ベクトルと、REF系FFT部8からの周波数スペクトルとから不要波抑圧を行い、不要波抑圧後受信信号ベクトルを求める。IFFT部11は、不要波抑圧後受信信号ベクトルに逆高速離散フーリエ変換を適用して、不要波抑圧後相互相関出力を求める。【選択図】図1

Description

この発明は、自らは電波を送信せず、自らと非協調に動作している他の送信源からの送信信号を受信して目標探知等を行うパッシブレーダ装置に関するものである。
パッシブレーダは、自らは電波を送信せず、自らと非協調に動作している他の送信源からの送信信号を受信して、目標探知等を行う。送信源としては人工衛星や電波塔等を用い、テレビ放送波等を送信信号として用いる場合等がある。送信源からの送信信号の直接波と、目標等にて反射して到来する目標散乱波との相互相関を求めて目標信号の探知を行い、さらに伝搬距離や到来角度の推定値を求めて目標位置推定等を行う。
パッシブレーダは、直接波の受信を行うREF系と目標散乱波の受信を行うSUR系の2つの受信系統と、これらの出力を用いて目標探知等を行う信号処理部とから構成される。パッシブレーダにて受信する直接波電力は、目標信号電力に比べて一般に十分大きいことから、REF系は比較的低利得のアンテナを用いて直接波のみを選択的に受信できるように設計する。SUR系は、微弱な目標信号電力を受信できるように比較的高利得のアンテナを用いるとともに、目標探知能力の劣化を避けるため、直接波の受信電力を抑圧するように設計する。
SUR系にて直接波が受信される場合、相互相関出力には直接波の相互相関成分が含まれる。特に直接波抑圧が十分でない場合には、直接波の相互相関サイドローブに、微弱な目標信号の相互相関成分が埋もれてしまい、目標探知能力が劣化してしまう問題がある。
また、低高度目標を探知する場合にはSUR系のアンテナビームを低仰角方向に指向する。このとき、SUR系には、同方向に存在する建物、山、海などの複数の固定物に反射して到来するクラッタも受信される。クラッタ受信電力が大きい場合、クラッタの相互相関サイドローブに微弱な目標信号の相互相関成分が埋もれてしまい、直接波の場合と同様、目標探知能力が劣化してしまう問題がある。
そこで、このような直接波およびクラッタ(以降、まとめて不要波と呼ぶ場合がある)による目標探知能力劣化の問題を解決するための方法として、例えば特許文献1に示されるようなパッシブレーダ装置があった。
特開2013−44642号公報
上記特許文献1に示された従来のパッシブレーダ装置は、目標探知能力劣化の要因となる直接波のみを選択的に抑圧することを目的にしたものである。従って、比較的高度の高い目標を探知する場合など、クラッタの影響が無視できる際には、直接波による目標探知能力劣化を改善することができる。しかしながら、低高度目標を探知する場合など、クラッタの影響が無視できない際には、目標探知能力劣化を十分には改善できないという課題があった。
この発明は上記のような課題を解決するためになされたもので、直接波のみならずクラッタも抑圧可能なパッシブレーダ装置を得ることを目的とする。
この発明に係るパッシブレーダ装置は、自らと非協調に動作する送信局から送信された信号による目標からの反射波とクラッタおよび送信局からの直接波を受信するSUR系受信部と、SUR系受信部の受信信号に対して高速離散フーリエ変換を適用して周波数スペクトルを求めるSUR系FFT部と、送信局から送信された信号の直接波を受信するREF系受信部と、REF系受信部の受信信号に対して高速離散フーリエ変換を適用して周波数スペクトルを求めるREF系FFT部と、SUR系FFT部およびREF系FFT部で求めた周波数スペクトルから受信信号ベクトルを形成する受信信号ベクトル形成部と、受信信号ベクトル形成部の受信信号ベクトルと、REF系FFT部からの周波数スペクトルとからSUR系受信部で受信した不要波の抑圧を行い、不要波抑圧後受信信号ベクトルを求める不要波抑圧部と、不要波抑圧後受信信号ベクトルに逆高速離散フーリエ変換を適用して、不要波抑圧後相互相関出力を求めるIFFT部とを備えたものである。
この発明のパッシブレーダ装置は、受信信号ベクトル形成部の受信信号ベクトルと、REF系FFT部からの周波数スペクトルとからSUR系受信部で受信した不要波の抑圧を行い、不要波抑圧後受信信号ベクトルを求める不要波抑圧部を備えたので、直接波のみならずクラッタも抑圧可能なパッシブレーダ装置を得ることができる。
この発明の実施の形態1によるパッシブレーダ装置を示す構成図である。 この発明の実施の形態1によるパッシブレーダ装置の不要波抑圧部を示す構成図である。 この発明の実施の形態1によるパッシブレーダ装置の不要波遅延時間推定部の一例を示す構成図である。 この発明の実施の形態1によるパッシブレーダ装置の不要波遅延時間推定部の他の例を示す構成図である。 この発明の実施の形態1によるパッシブレーダ装置のb(h)[j]、b(h)[j−i]の関係を示す説明図である。 この発明の実施の形態2によるパッシブレーダ装置の不要波抑圧部を示す構成図である。 この発明の実施の形態3によるパッシブレーダ装置の不要波抑圧部を示す構成図である。 この発明の実施の形態4によるパッシブレーダ装置を示す構成図である。
実施の形態1.
本実施の形態1は、SUR系に到来する不要波抑圧を行うものである。
図1から図4は、本発明のパッシブレーダ装置の実施の形態1を示す構成図である。
まず図1について説明する。
図1において、送信局1は、送信信号をパッシブレーダと非協調に動作して生成する送信源である。送信アンテナ2は、送信局1にて生成した送信信号を空間放射するアンテナである。また、図1中、SUR系アンテナ3、SUR系受信機4、SUR系FFT部5、REF系アンテナ6、REF系受信機7、REF系FFT部8、受信信号ベクトル形成部9、不要波抑圧部10、IFFT部11は、実施の形態1におけるパッシブレーダ装置を示している。
SUR系アンテナ3は、送信アンテナ2から空間放射された送信信号が航空機等の目標100にて反射した目標散乱波と、建物、山、海などにて反射したクラッタと、送信アンテナ2から直接伝搬した直接波を受信するアンテナである。SUR系受信機4は、SUR系アンテナ3での受信信号を所定の周波数変換およびAD変換によりデジタル化する装置であり、SUR系アンテナ3と共にSUR系受信部を構成している。SUR系FFT部5は、SUR系受信機4からの受信信号に高速離散フーリエ変換を適用して周波数スペクトルを求める処理部である。REF系アンテナ6は、送信アンテナ2から空間放射された送信信号が直接伝搬した直接波を受信するアンテナである。REF系受信機7は、REF系アンテナ6での受信信号を所定の周波数変換およびAD変換によりデジタル化する装置であり、REF系アンテナ6と共にREF系受信部を構成している。REF系FFT部8は、REF系受信機7からの受信信号に高速離散フーリエ変換(FFT:Fast Fourier Transform)を適用して周波数スペクトルを求める処理部である。受信信号ベクトル形成部9は、SUR系FFT部5およびREF系FFT部8からの周波数スペクトルから受信信号ベクトルを形成する処理部である。不要波抑圧部10は、受信信号ベクトル形成部9からの受信信号ベクトルと、REF系FFT部8からの周波数スペクトルとからSUR系受信部で受信した不要波の抑圧を行い、不要波抑圧後受信信号ベクトルを求める処理部である。IFFT部11は、不要波抑圧部10からの不要波抑圧後受信信号ベクトルに逆高速離散フーリエ変換(IFFT:Inverse FFT)を適用して、不要波抑圧後相互相関出力を求める処理部である。
次に、上記不要波抑圧部10の構成について図2を用いて説明する。図2に示す不要波抑圧部10は、不要波遅延時間推定部20、不要波FFT部21、複素電力スペクトル推定部22、第1の直交射影行列算出部23、第1の直交射影部24を備えている。不要波遅延時間推定部20は、受信信号ベクトル形成部9からの受信信号ベクトルから、SUR系に対するREF系への不要波到来時刻の遅延時間を推定する処理部である。不要波FFT部21は、REF系受信機7からの受信信号に対し、不要波遅延時間に基づくFFTを適用した周波数スペクトルを求める処理部である。複素電力スペクトル推定部22は、REF系および不要波FFT部21の周波数スペクトルから複素電力スペクトルを求める処理部である。第1の直交射影行列算出部23は、複素電力スペクトル推定部22からの複素電力スペクトルと、不要波遅延時間推定部20からの不要波遅延時間とから、不要波抑圧のための直交射影行列を求める処理部である。第1の直交射影部24は、受信信号ベクトル形成部9からの受信信号ベクトルに、第1の直交射影行列算出部23からの直交射影行列を乗じて不要波抑圧後受信信号ベクトルを求める処理部である。
次に、図2における不要波遅延時間推定部20の構成について説明する。
図3は、不要波遅延時間推定部20の一例を示すブロック図である。この例では、不要波遅延時間推定部20として、遅延時間推定系IFFT部30、振幅検波部31、直接波遅延時間サンプル番号推定部32、クラッタ遅延時間サンプル番号推定部33を備えている。遅延時間推定系IFFT部30は、受信信号ベクトル形成部9からの受信信号ベクトルに逆高速離散フーリエ変換を適用して、相互相関出力を求める処理部である。振幅検波部31は、遅延時間推定系IFFT部30からの相互相関出力の振幅検波信号を求める処理部である。直接波遅延時間サンプル番号推定部32は、振幅検波部31から出力された振幅検波信号から直接波遅延時間に対応するサンプル番号を推定する処理部である。クラッタ遅延時間サンプル番号推定部33は、振幅検波部31から出力された振幅検波信号と、直接波遅延時間サンプル番号推定部32から出力された直接波遅延時間サンプル番号と、クラッタ個数とから、クラッタ遅延時間サンプル番号を推定する処理部である。
図4は、不要波遅延時間推定部20の他の例を示すブロック図である。この例では、不要波遅延時間推定部20として、遅延時間推定系IFFT部30、振幅検波部31、不要波遅延時間サンプル番号推定部34を備えており、遅延時間推定系IFFT部30と振幅検波部31は図3の構成と同様である。また、不要波遅延時間サンプル番号推定部34は、振幅検波部31から出力された振幅検波信号に対し、クラッタ個数、スレッショルド、累積電力比のいずれかに基づいて、不要波遅延時間サンプル番号を推定する処理部である。
続いて、実施の形態1のパッシブレーダ装置における処理の流れを図1から図4を用いて説明する。説明は、まず本発明のパッシブレーダ装置における不要波抑圧法の理論を述べた後、図1から図4に示す各処理との対応を示して処理の流れを明らかにする。
いま、REF系にて受信される送信信号、すなわち直接波をb(t)とし、これを一定間隔Δtにてサンプリングするとき、サンプリング後の直接波b[i]は以下のように表せる。ただし、iはサンプリング番号である。
Figure 2015036628
SUR系には、直接波がREF系に到達した時間を基準とする遅延時間tを伴う直接波b(t−t)に加え、同遅延時間t(k=1,…,K)を伴うK個のクラッタ、および同遅延時間tの目標散乱波が到来する。これらを含む受信信号をzsur(t)とすると、そのサンプリング後の受信信号zsur[i]は以下のように与えられる。
Figure 2015036628
ただし、○はアダマール積である。また,i,i,iはそれぞれ遅延時間t,t,tに対応するサンプリング番号である。
REF系には直接波を含む受信信号zref(t)が受信される。そのサンプリング後の受信信号zref[i]とすると、以下のように与えられる。ただし、β,nref[i]はそれぞれ距離等による減衰係数、REF系受信機雑音である。
Figure 2015036628
さらに以降の説明では、REF系アンテナの受信機雑音は直接波に比べて無視できるものとし、以降では次式のように扱う。
Figure 2015036628
相互相関とは次式による受信信号zsur(t),zref(t)との相関処理である。
Figure 2015036628
さらにサンプリング後の受信信号で表すと以下のようになる。
Figure 2015036628
実際の相互相関は±∞で定義されたzsur(t),zref(t)に対して有限な区間を設け、区間毎に処理を行う。本稿ではこの区間のことをPRI(Pulse Repetition Interval)と呼ぶことにする。以降では、PRI毎の相互相関処理の定式化を行う。
式(1)にて、サンプリング後の直接波b[i]を定義したが、インパルス信号δ[i]を用いれば、以下のように表すことができる。
Figure 2015036628

Figure 2015036628
次に、各PRI内での受信信号のサンプル数をRBとし、サンプル番号をj=1,…,RBとすると、iは次式のようなjとhの関数となる。ただし、hはPRIに与えるインデックス番号である。
Figure 2015036628
よって、直接波b[i]は以下のように表すことができる。
Figure 2015036628
次に、第h番目のPRIでの相関処理を考える。対象となる受信信号は、当該PRIにて受信するもののみであり、当該PRI以外の受信信号は処理の対象ではない。そこで、第h番目のPRIにて処理する受信信号zref (h)[j],zsur (h)[j]を以下のように定義する。ただし、j=1,…,RBはPRI内でのサンプル番号であり、RBは受信信号のサンプル数である。zref (h)[j],zsur (h)[j]は、処理対象となるj=1,…,RB,h=hの条件にて定義されるものである。
Figure 2015036628

Figure 2015036628
式(11)および式(10)より、第h番目のPRIにて処理する直接波b(h)[j]が以下のように導かれる。
Figure 2015036628
さらに、第h番目のPRIにて処理する遅延を伴う直接波b(h)[j−i]を以下のように定義する。なお、b(h)[j]、b(h)[j−i]の関係を図5に示す。
Figure 2015036628
よって、式(13)および式(14)の関係を用いると、式(11)および式(12)の受信信号zref (h)[j],zsur (h)[j]はそれぞれ以下のように表される。
Figure 2015036628

Figure 2015036628
以降では一般性を失わず、インデックス番号h=0に対応するPRIに関して説明を行う。
h=0の場合、式(15)および式(16)はそれぞれ以下のようになる。ただし、説明を簡略化するため、zref (0)[j],zsur (0)[j]をそれぞれzref[j],zsur[j]と表す。
Figure 2015036628

Figure 2015036628
よって、PRI内の受信信号zref[j],zsur[j]の相互相関出力y[j]は以下のように表される。
Figure 2015036628
ここで、式(19)の演算は畳込み演算なので、時間ドメインではなく周波数ドメインにて実施して高速化を図る場合が多い。これは、式(19)の離散フーリエ変換が受信信号zsur[j]の周波数スペクトルzsur[m]と受信信号zref[j]の周波数スペクトルの複素共役zref [m]の積に等しいという相関定理に基づく。すなわち、以下の関係が成り立つ。矢印⇔は離散フーリエ変換および逆離散フーリエ変換操作を表す。なお、m=1,…,Mは周波数スペクトル番号であり、M(≧2・RB−1)は周波数スペクトル点数である。
Figure 2015036628
よって、SUR系とREF系の受信信号の周波数スペクトルをそれぞれ離散フーリエ変換(通常はFFTを用いる)により求め、これらのスペクトル積を逆離散フーリエ変換(通常はIFFTを用いる)することにより、相互相関出力y[j]を求めることができる。
ここで、B[m]を着目PRIの直接波b[j]の周波数スペクトルとすると、以下のように表せる。
Figure 2015036628

Figure 2015036628

Figure 2015036628
次に遅延を伴うSUR系での直接波について、b[j−i]を用いて考える。b[j−i]は以下のように表され、右辺第一項は着目PRIの直前PRIでのREF系で受信される直接波後半のiサンプルを、iサンプル遅延させたものであり、第二項は着目PRIの直接波前半のRB−iサンプルである。
Figure 2015036628

Figure 2015036628

Figure 2015036628
以上の説明に基づき、式(17)および式(18)によるzref[j],zsur[j]の周波数スペクトルは以下のように表せる。
Figure 2015036628

Figure 2015036628

Figure 2015036628
よって、スペクトル乗算値X(m)は以下のように表される。ただし、N[m]=B[m]Nsur[m]である。
Figure 2015036628

Figure 2015036628
X[m]を並べたシングルスナップショットの受信信号ベクトルxを定義する。
Figure 2015036628
式(30)より、以下のように変形できる。ただし、以降の議論に関係のないβ は省略した(β =1とした)。
Figure 2015036628
Figure 2015036628
Figure 2015036628

Figure 2015036628

Figure 2015036628

Figure 2015036628

Figure 2015036628

Figure 2015036628

Figure 2015036628
続いて、従来法の相互相関出力y[j]を得るために受信信号ベクトルに対するIFFTを行う。FFTの第m番目の係数ベクトルをwとし、以下のようなyIFFTを求める。
Figure 2015036628
uここで、yIFFT,Wはそれぞれ以下のとおりである。
Figure 2015036628

Figure 2015036628
このとき、従来の相互相関出力は、Mサンプルで構成されるyIFFTからRBサンプルを取り出したyとなる。
Figure 2015036628
受信信号ベクトルxに含まれる不要波は、式(35)中のAuである。そこで、以下の射影行列Pnullを求める。
Figure 2015036628
式(49)による射影行列Pnullを受信信号ベクトルxに乗じると、以下のように不要波抑圧後受信信号ベクトルxnullが得られる。
Figure 2015036628
次いで、不要波抑圧後の相互相関出力ynull[j]を得るために不要波抑圧後受信信号ベクトルxnullに対するIFFTを行い、以下のyIFFT,nullを求める。
Figure 2015036628
このとき、不要波抑圧後の相互相関出力は、Mサンプルで構成されるyIFFT,nullからRBサンプルを取り出したynullとなる。
以上のとおり、本発明のパッシブレーダ装置における不要波抑圧法の理論を説明した。以降では、上記理論と、図1から図4に示す各処理との対応を示し、処理の流れを明らかにする。
まず図1の構成要素の処理について説明する。パッシブレーダと非協調に動作する送信局1にて生成された送信信号b(t)が送信アンテナ2より空間放射され、目標100にて反射した目標散乱波と、K個のクラッタおよび送信アンテナ2から直接伝搬した直接波がSUR系アンテナ3およびSUR系受信機4にて受信される。REF系アンテナ6およびREF系受信機7では直接波が受信される。これらの受信信号zsur[i],zref[i]は、それぞれ式(2)および式(3)のように表される。次に、SUR系FFT部5およびREF系FFT部8において、受信信号zsur[i],zref[i]から周波数スペクトルZsur[m]およびZref[m]が求められ、それぞれ式(25)および式(26)のように表される。周波数スペクトルZsur[m]およびZref[m]より受信信号ベクトル形成部9にて、式(35)に示すM次元受信信号ベクトルxが形成される。不要波抑圧部10には、受信信号ベクトルx、REF系周波数スペクトルZref[m]およびREF系受信信号zref[i]が入力され、不要波抑圧後受信信号ベクトルxnullが出力される。IFFT部11ではxnullが入力され、式(51)により不要波抑圧後の相互相関出力ynullが得られる。
次に図2について説明する。不要波遅延時間推定部20では、式(48)に示す通常の相互相関出力yを振幅検波した波形から、直接波およびK個のクラッタの遅延時間推定値に対応するサンプル番号i,iを求める。なお、サンプル番号i,iの求め方は後述する。次に、不要波FFT部21では、まず不要波遅延時間のサンプル番号i,iから、式(23)によるb[j−i]およびb[j−i]をREF系受信信号zref[i]より取り出す。続いて、b[j−i]およびb[j−i]にFFTを適用し、式(27)および式(28)による不要波周波数スペクトルB[m],B[m]を求める。複素電力スペクトル推定部22では、REF系および不要波の周波数スペクトルから式(31)、式(32)、式(36)および式(37)による複素電力スペクトルベクトルc,cを求める。第1の直交射影行列算出部23では、サンプル番号i,iより式(39)および式(40)による遅延時間ステアリングベクトルa,aを求め、この遅延時間ステアリングベクトルa,aと複素電力スペクトルベクトルc,cとから式(49)による射影行列Pnullを求める。第1の直交射影部24では、射影行列Pnullと受信信号ベクトルxから式(50)により不要波抑圧後受信信号ベクトルxnullを得る。
図3はサンプル番号i,iの求め方の一例を示すものである。遅延時間推定系IFFT部30では、受信信号ベクトルより式(45)から式(48)に基づく相互相関出力を求める。振幅検波部31は、相互相関出力より振幅検波信号を求める。直接波遅延時間サンプル番号推定部32では、振幅検波信号の最大値に対応するサンプル番号を直接波遅延時間に対応するサンプル番号iとして出力する。クラッタ遅延時間サンプル番号推定部33では、サンプル番号iと予め設定するクラッタ個数Kに基づき、サンプル番号iより遠方距離に対応するK個の振幅検波信号のピークを選択し、これに対応するサンプル番号をクラッタ遅延時間に対応するサンプル番号iとして出力する。あるいは、サンプル番号iより遠方距離に対応するK個の隣接するサンプル番号をクラッタ遅延時間に対応するサンプル番号iとして出力としてもよい。
図4は、図3と同様、サンプル番号i,iの求め方の他の例を示すものである。遅延時間推定系IFFT部30と振幅検波部31は、図3での説明した動作と同様である。不要波遅延時間サンプル番号推定部34では、サンプル番号iと予め設定するクラッタ個数Kに基づき、振幅検波信号より値の大きい上位K+1個の振幅検波値あるいはピークを選択し、これに対応するサンプル番号を不要波遅延時間に対応するサンプル番号i,iとして出力する。また、クラッタ個数Kを用いずに振幅検波値に対するスレッショルドを設定し、スレッショルドを超える振幅検波値のサンプル番号を不要波遅延時間に対応するサンプル番号i,iとして出力してもよい。さらに、クラッタ個数K、あるいはスレッショルドを用いずに、予め設定する累積電力比に基づき不要波の振幅検波値を選択し、これに対応するサンプル番号を不要波遅延時間に対応するサンプル番号i,iとして出力してもよい。なお、累積電力比は、振幅検波信号の検波値を降順ソートし、これよりソート順に適当な個数の検波値を選択した場合、これらの検波値の総和と全検波値の総和との比とする。
以上説明したように実施の形態1のパッシブレーダ装置によれば、自らと非協調に動作する送信局から送信された信号による目標からの反射波とクラッタおよび送信局からの直接波を受信するSUR系受信部と、SUR系受信部の受信信号に対して高速離散フーリエ変換を適用して周波数スペクトルを求めるSUR系FFT部と、送信局から送信された信号の直接波を受信するREF系受信部と、REF系受信部の受信信号に対して高速離散フーリエ変換を適用して周波数スペクトルを求めるREF系FFT部と、SUR系FFT部およびREF系FFT部で求めた周波数スペクトルから受信信号ベクトルを形成する受信信号ベクトル形成部と、受信信号ベクトル形成部の受信信号ベクトルと、REF系FFT部からの周波数スペクトルとからSUR系受信部で受信した不要波の抑圧を行い、不要波抑圧後受信信号ベクトルを求める不要波抑圧部と、不要波抑圧後受信信号ベクトルに逆高速離散フーリエ変換を適用して、不要波抑圧後相互相関出力を求めるIFFT部とを備えたので、直接波のみならずクラッタの影響も無視できない場合でも、直接波およびクラッタを抑圧することができる。
また、実施の形態1のパッシブレーダ装置によれば、不要波抑圧部は、受信信号ベクトルから、SUR系に対するREF系への不要波到来時刻の遅延時間を推定する不要波遅延時間推定部と、REF系受信機からの受信信号に対し、不要波遅延時間に基づく高速離散フーリエ変換を適用した周波数スペクトルを求める不要波FFT部と、REF系および不要波FFT部の周波数スペクトルから複素電力スペクトルを求める複素電力スペクトル推定部と、複素電力スペクトルと不要波遅延時間とから、不要波抑圧のための直交射影行列を求める第1の直交射影行列算出部と、受信信号ベクトルに直交射影行列を乗じて不要波抑圧後受信信号ベクトルを求める第1の直交射影部とを備えたので、直接波およびクラッタを効率よく抑圧することができる。
また、実施の形態1のパッシブレーダ装置によれば、不要波遅延時間推定部は、受信信号ベクトル形成部からの受信信号ベクトルに逆高速離散フーリエ変換を適用して、相互相関出力を求める遅延時間推定系IFFT部と、遅延時間推定系IFFT部からの相互相関出力の振幅検波信号を求める振幅検波部と、振幅検波信号から直接波遅延時間に対応するサンプル番号を推定する直接波遅延時間サンプル番号推定部と、振幅検波信号、直接波遅延時間サンプル番号、およびクラッタ個数から、クラッタ遅延時間サンプル番号を推定するクラッタ遅延時間サンプル番号推定部とを備えたので、直接波およびクラッタを効率よく抑圧することができる。
また、実施の形態1のパッシブレーダ装置によれば、不要波遅延時間推定部は、受信信号ベクトル形成部からの受信信号ベクトルに逆高速離散フーリエ変換を適用して、相互相関出力を求める遅延時間推定系IFFT部と、遅延時間推定系IFFT部からの相互相関出力の振幅検波信号を求める振幅検波部と、振幅検波信号に対し、クラッタ個数、スレッショルドおよび累積電力比のいずれかに基づく不要波遅延時間サンプル番号を推定する不要波遅延時間サンプル番号推定部とを備えたので、直接波およびクラッタを効率よく抑圧することができる。
実施の形態2.
Figure 2015036628
図6は、実施の形態2における不要波抑圧部10の構成図である。なお、実施の形態2における基本的な構成は図1に示したパッシブレーダ装置と同様であるため、図1を用いて説明する。ただし、実施の形態2では、図1におけるREF系受信機7から不要波抑圧部10への接続線は不要となる。
図6に示す不要波抑圧部10は、不要波遅延時間推定部20、第2の直交射影行列算出部23a、第2の直交射影部24a、電力スペクトル推定部25を備えている。ここで、不要波遅延時間推定部20は、実施の形態1の図3や図4で示した不要波遅延時間推定部20と同様であるため、その説明は省略する。電力スペクトル推定部25は、REF系周波数スペクトルの電力スペクトルを求める処理部である。第2の直交射影行列算出部23aは、電力スペクトル推定部25で求めた電力スペクトルと遅延時間ステアリングベクトルとから、不要波抑圧のための直交射影行列を求める処理部である。第2の直交射影部24aは、受信信号ベクトルに第2の直交射影行列算出部23aからの直交射影行列を乗じて不要波抑圧後受信信号ベクトルを求める処理部である。
Figure 2015036628

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Figure 2015036628

Figure 2015036628
次に、実施の形態2のパッシブレーダ装置における処理の流れを説明する。ただし、実施の形態1で説明した処理と同様の流れについてはその説明を省略する。

Figure 2015036628
Figure 2015036628
以上説明したように実施の形態2のパッシブレーダ装置によれば、不要波抑圧部は、受信信号ベクトルから、SUR系に対するREF系への不要波到来時刻の遅延時間を推定する不要波遅延時間推定部と、REF系受信機からの受信信号に対し、不要波遅延時間に基づく高速離散フーリエ変換を適用した周波数スペクトルを求める不要波FFT部と、REF系および不要波FFT部の周波数スペクトルから複素電力スペクトルを求める複素電力スペクトル推定部と、複素電力スペクトルと不要波遅延時間とから、不要波抑圧のための直交射影行列を求める第1の直交射影行列算出部と、受信信号ベクトルに直交射影行列を乗じて不要波抑圧後受信信号ベクトルを求める第1の直交射影部とを備えたので、効率よく不要波抑圧を行うことができる。
実施の形態3.
実施の形態3は、実施の形態2にて、射影行列Pnullを処理周期毎に求めず、事前に求めるようにし、演算負荷を低減するためのものである。実施の形態3における基本的な構成は図1と同様であり、不要波抑圧部10の構成が異なっている。
図7は、実施の形態3における不要波抑圧部10を示す構成図である。
実施の形態3における不要波抑圧部10は、不要波遅延時間推定部20、第3の直交射影行列算出部23b、第3の直交射影部24b、電力スペクトル推定部25を備えている。不要波遅延時間推定部20および電力スペクトル推定部25は実施の形態2の構成と同様であるため、これらの説明は省略する。第3の直交射影行列算出部23bは、遅延時間ステアリングベクトルから不要波抑圧のための直交射影行列を求める処理部である。第3の直交射影部24bは、受信信号ベクトルに、電力スペクトル推定部25で求めた電力スペクトルベクトルと第3の直交射影行列算出部23bで求めた直交射影行列を乗じて不要波抑圧後受信信号ベクトルを求める処理部である。
次に、実施の形態3のパッシブレーダ装置の動作について説明する。
Figure 2015036628

Figure 2015036628
ここで、以下のような射影行列Pnullを求める。

Figure 2015036628

Figure 2015036628

Figure 2015036628
式(59)から不要波が抑圧されていることがわかる。
次に、図7に示した不要波抑圧部10の動作について説明する。第3の直交射影行列算出部23bでは、サンプル番号i,iより式(39)および式(40)による遅延時間ステアリングベクトルa,aを求め、式(58)による射影行列Pnullを求める。
Figure 2015036628
このように、実施の形態3では、実施の形態2にて、射影行列Pnullを処理周期毎に求めず、事前に求めるようにして、演算負荷を低減しつつ、不要波抑圧を可能とすることができる。
以上説明したように実施の形態3のパッシブレーダ装置によれば、不要波抑圧部は、受信信号ベクトルから、SUR系に対するREF系への不要波到来時刻の不要波遅延時間を推定する不要波遅延時間推定部と、不要波遅延時間から、不要波抑圧のための直交射影行列を求める第3の直交射影行列算出部と、REF系周波数スペクトルの電力スペクトルを求める電力スペクトル推定部と、受信信号ベクトルに電力スペクトルと直交射影行列とを乗じて不要波抑圧後受信信号ベクトルを求める第3の直交射影部とを備えたので、効率よく不要波抑圧を行うことができる。
実施の形態4.
実施の形態4は、受信信号ベクトルをサブバンド分割し、サブバンド毎に実施の形態1から3のうちのいずれかに示す不要波抑圧を行う例である。サブバンド分割により、サブバンド毎に受信信号ベクトルの次元数が削減され、演算負荷を低減するためのものである。また同時に、REF系とSUR系受信機の周波数特性の違いによる不要波抑圧性能の劣化を軽減するためのものでもある。
図8は、実施の形態4におけるパッシブレーダ装置を示す構成図である。
図8に示すパッシブレーダ装置は、SUR系アンテナ3、SUR系受信機4、SUR系FFT部5、REF系アンテナ6、REF系受信機7、REF系FFT部8、受信信号ベクトル形成部9、第1のサブバンド分割部12、第2のサブバンド分割部13、サブバンド不要波抑圧部10a、サブバンド合成部14、IFFT部11を備えている。ここで、SUR系アンテナ3〜受信信号ベクトル形成部9およびIFFT部11は、図1に示した実施の形態1の構成と同様であるため、これらの説明は省略する。
第1のサブバンド分割部12は、受信信号ベクトル形成部9からの受信信号ベクトルをL個のサブバンドに分割する処理部である。第2のサブバンド分割部13は、REF系FFT部8からの周波数スペクトルをL個のサブバンドに分割する処理部である。サブバンド不要波抑圧部10aは、第1のサブバンド分割部12からのサブバンド分割後受信信号ベクトルと、第2のサブバンド分割部13からのサブバンド分割後周波数スペクトルとからサブバンド毎の不要波抑圧を行い、L個の不要波抑圧後のサブバンド分割後受信信号ベクトルを求める処理部である。サブバンド合成部14は、サブバンド不要波抑圧部10aからのL個の不要波抑圧後のサブバンド分割後受信信号ベクトルを合成し、不要波抑圧後受信信号ベクトルを求める処理部である。
次に、実施の形態4におけるパッシブレーダ装置の動作について実施の形態1とは異なる部分を説明する。
図8の第1のサブバンド分割部12では、受信信号ベクトル形成部9からの受信信号ベクトルをL個のサブバンドに分割する。第2のサブバンド分割部13では、REF系FFT部8からの周波数スペクトルをL個のサブバンドに分割する。なお、Lは2以上の整数である。サブバンド不要波抑圧部10aでは、第1のサブバンド分割部12からのサブバンド分割後受信信号ベクトルと、第2のサブバンド分割部13からのサブバンド分割後周波数スペクトルとから、サブバンド毎に、実施の形態1〜3のうちのいずれかの処理と同様の不要波抑圧を行い、L個の不要波抑圧後のサブバンド分割後受信信号ベクトルを求める。ただし、図2の不要波抑圧部10を用いた場合、不要波FFT部21では、その前段にてサブバンド分割を行い所望のサブバンドにおける不要波の周波数スペクトルを求めるものとする。
このように、実施の形態4では、パッシブレーダ装置は、受信信号ベクトルをサブバンド分割し、サブバンド毎に実施の形態1から実施の形態3のいずれかに示す不要波抑圧を行う。サブバンド分割により、サブバンド毎に受信信号ベクトルの次元数が削減され、演算負荷を低減できる。また、同時に、REF系とSUR系受信機の周波数特性の違いによる不要波抑圧性能の劣化を軽減することができる。
以上説明したように実施の形態4のパッシブレーダ装置によれば、自らと非協調に動作する送信局から送信された信号による目標からの反射波とクラッタおよび送信局からの直接波を受信するSUR系受信部と、SUR系受信部の受信信号に対して高速離散フーリエ変換を適用して周波数スペクトルを求めるSUR系FFT部と、送信局から送信された信号の直接波を受信するREF系受信部と、REF系受信部の受信信号に対して高速離散フーリエ変換を適用して周波数スペクトルを求めるREF系FFT部と、SUR系FFT部およびREF系FFT部で求めた周波数スペクトルから受信信号ベクトルを形成する受信信号ベクトル形成部と、受信信号ベクトル形成部からの受信信号ベクトルを複数個のサブバンドに分割する第1のサブバンド分割部と、REF系FFT部からの周波数スペクトルを複数個のサブバンドに分割する第2のサブバンド分割部と、第1のサブバンド分割部からのサブバンド分割後受信信号ベクトルと、2のサブバンド分割部からのサブバンド分割後周波数スペクトルとからサブバンド毎の前SUR系受信部で受信した不要波の抑圧を行い、複数個の不要波抑圧後のサブバンド分割後受信信号ベクトルを求めるサブバンド不要波抑圧部と、サブバンド不要波抑圧部からの複数個の不要波抑圧後のサブバンド分割後受信信号ベクトルを合成し、不要波抑圧後受信信号ベクトルを求めるサブバンド合成部と、不要波抑圧後受信信号ベクトルに逆高速離散フーリエ変換を行って、不要波抑圧後相互相関出力を求めるIFFT部とを備えたので、直接波およびクラッタを効率よく抑圧することができる。
なお、本願発明はその発明の範囲内において、各実施の形態の自由な組み合わせ、あるいは各実施の形態の任意の構成要素の変形、もしくは各実施の形態において任意の構成要素の省略が可能である。
1 送信局、2 送信アンテナ、3 SUR系アンテナ、4 SUR系受信機、5 SUR系FFT部、6 REF系アンテナ、7 REF系受信機、8 REF系FFT部、9 受信信号ベクトル形成部、10,10a 不要波抑圧部、11 IFFT部、12 第1のサブバンド分割部、13 第2のサブバンド分割部、14 サブバンド合成部、20 不要波遅延時間推定部、21 不要波FFT部、22 複素電力スペクトル推定部、23 第1の直交射影行列算出部、23a 第2の直交射影行列算出部、23b 第3の直交射影行列算出部、24 第1の直交射影部、24a 第2の直交射影部、24b 第3の直交射影部、25 電力スペクトル推定部、30 遅延時間推定系IFFT部、31 振幅検波部、32 直接波遅延時間サンプル番号推定部、33 クラッタ遅延時間サンプル番号推定部、34 不要波遅延時間サンプル番号推定部、100 目標。

Claims (8)

  1. 自らと非協調に動作する送信局から送信された信号による目標からの反射波とクラッタおよび前記送信局からの直接波を受信するSUR系受信部と、
    前記SUR系受信部の受信信号に対して高速離散フーリエ変換を適用して周波数スペクトルを求めるSUR系FFT部と、
    前記送信局から送信された信号の直接波を受信するREF系受信部と、
    前記REF系受信部の受信信号に対して高速離散フーリエ変換を適用して周波数スペクトルを求めるREF系FFT部と、
    前記SUR系FFT部および前記REF系FFT部で求めた周波数スペクトルから受信信号ベクトルを形成する受信信号ベクトル形成部と、
    前記受信信号ベクトル形成部からの受信信号ベクトルと、前記REF系FFT部からの周波数スペクトルとから前記SUR系受信部で受信した不要波の抑圧を行い、不要波抑圧後受信信号ベクトルを求める不要波抑圧部と、
    前記不要波抑圧後受信信号ベクトルに逆高速離散フーリエ変換を適用して、不要波抑圧後相互相関出力を求めるIFFT部とを備えたことを特徴とするパッシブレーダ装置。
  2. 前記不要波抑圧部は、
    前記受信信号ベクトルから、SUR系に対するREF系への不要波到来時刻の遅延時間を推定する不要波遅延時間推定部と、
    前記REF系受信部からの受信信号に対し、前記不要波遅延時間に基づく高速離散フーリエ変換を適用した周波数スペクトルを求める不要波FFT部と、
    前記REF系および不要波FFT部の周波数スペクトルから複素電力スペクトルを求める複素電力スペクトル推定部と、
    前記複素電力スペクトルと前記不要波遅延時間とから、不要波抑圧のための直交射影行列を求める第1の直交射影行列算出部と、
    前記受信信号ベクトルに前記直交射影行列を乗じて不要波抑圧後受信信号ベクトルを求める第1の直交射影部とを備えたことを特徴とする請求項1記載のパッシブレーダ装置。
  3. 前記不要波抑圧部は、
    前記受信信号ベクトルから、SUR系に対するREF系への不要波到来時刻の不要波遅延時間を推定する不要波遅延時間推定部と、
    前記REF系周波数スペクトルの電力スペクトルを求める電力スペクトル推定部と、
    前記電力スペクトルと前記不要波遅延時間とから、不要波抑圧のための直交射影行列を求める第2の直交射影行列算出部と、
    前記受信信号ベクトルに前記直交射影行列を乗じて不要波抑圧後受信信号ベクトルを求める第2の直交射影部とを備えたことを特徴とする請求項1記載のパッシブレーダ装置。
  4. 前記不要波抑圧部は、
    前記受信信号ベクトルから、SUR系に対するREF系への不要波到来時刻の不要波遅延時間を推定する不要波遅延時間推定部と、
    前記不要波遅延時間から、不要波抑圧のための直交射影行列を求める第3の直交射影行列算出部と、
    前記REF系周波数スペクトルの電力スペクトルを求める電力スペクトル推定部と、
    前記受信信号ベクトルに前記電力スペクトルと前記直交射影行列とを乗じて不要波抑圧後受信信号ベクトルを求める第3の直交射影部とを備えたことを特徴とする請求項1記載のパッシブレーダ装置。
  5. 前記不要波遅延時間推定部は、
    前記受信信号ベクトル形成部からの受信信号ベクトルに逆高速離散フーリエ変換を適用して、相互相関出力を求める遅延時間推定系IFFT部と、
    前記遅延時間推定系IFFT部からの相互相関出力の振幅検波信号を求める振幅検波部と、
    前記振幅検波信号から直接波遅延時間に対応するサンプル番号を推定する直接波遅延時間サンプル番号推定部と、
    前記振幅検波信号、前記直接波遅延時間サンプル番号、およびクラッタ個数から、クラッタ遅延時間サンプル番号を推定するクラッタ遅延時間サンプル番号推定部とを備えたことを特徴とする請求項2から請求項4のうちいずれか1項記載のパッシブレーダ装置。
  6. 前記不要波遅延時間推定部は、
    前記受信信号ベクトル形成部からの受信信号ベクトルに逆高速離散フーリエ変換を適用して、相互相関出力を求める遅延時間推定系IFFT部と、
    前記遅延時間推定系IFFT部からの相互相関出力の振幅検波信号を求める振幅検波部と、
    前記振幅検波信号に対し、クラッタ個数、スレッショルドおよび累積電力比のいずれかに基づく不要波遅延時間サンプル番号を推定する不要波遅延時間サンプル番号推定部とを備えたことを特徴とする請求項2から請求項4のうちのいずれか1項記載のパッシブレーダ装置。
  7. 自らと非協調に動作する送信局から送信された信号による目標からの反射波とクラッタおよび前記送信局からの直接波を受信するSUR系受信部と、
    前記SUR系受信部の受信信号に対して高速離散フーリエ変換を適用して周波数スペクトルを求めるSUR系FFT部と、
    前記送信局から送信された信号の直接波を受信するREF系受信部と、
    前記REF系受信部の受信信号に対して高速離散フーリエ変換を適用して周波数スペクトルを求めるREF系FFT部と、
    前記SUR系FFT部および前記REF系FFT部で求めた周波数スペクトルから受信信号ベクトルを形成する受信信号ベクトル形成部と、
    前記受信信号ベクトル形成部からの受信信号ベクトルを複数個のサブバンドに分割する第1のサブバンド分割部と、
    前記REF系FFT部からの周波数スペクトルを複数個のサブバンドに分割する第2のサブバンド分割部と、
    前記第1のサブバンド分割部からのサブバンド分割後受信信号ベクトルと、前記第2のサブバンド分割部からのサブバンド分割後周波数スペクトルとからサブバンド毎の前記SUR系受信部で受信した不要波の抑圧を行い、複数個の不要波抑圧後のサブバンド分割後受信信号ベクトルを求めるサブバンド不要波抑圧部と、
    前記サブバンド不要波抑圧部からの複数個の不要波抑圧後のサブバンド分割後受信信号ベクトルを合成し、不要波抑圧後受信信号ベクトルを求めるサブバンド合成部と、
    前記不要波抑圧後受信信号ベクトルに逆高速離散フーリエ変換を行って、不要波抑圧後相互相関出力を求めるIFFT部とを備えたことを特徴とするパッシブレーダ装置。
  8. 前記サブバンド不要波抑圧部は、
    請求項2から請求項6のうちのいずれか1項に記載の不要波抑圧部を、サブバンド分割数に等しい数だけ用いて構成することを特徴とする請求項7記載のパッシブレーダ装置。
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