JP2015002657A

JP2015002657A - インバータ装置

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Publication number: JP2015002657A
Application number: JP2013127631A
Authority: JP
Inventors: 晋吾加藤; Shingo Kato; 亮二松井; Ryoji Matsui
Original assignee: Sharp Corp
Current assignee: Sharp Corp
Priority date: 2013-06-18
Filing date: 2013-06-18
Publication date: 2015-01-05
Anticipated expiration: 2033-06-18
Also published as: JP6141697B2

Abstract

【課題】単相三線式インバータ装置において、第１相のサージ電流によって誘発されうる第２相の電圧変動を抑制する。
【解決手段】単相三線式インバータ装置は、３つのレグＬＧ０〜ＬＧ２を用いた直流電圧（Ｖ_DC）に対するパルス幅変調により、Ａ相の交流電圧（Ｖ_A）及びＢ相の交流電圧（Ｖ_B）を生成する。Ａ相の電流情報（Ｉ_A1、Ｉ_A2、Ｉ_A3、Ｉ_A4又はＩ_A5）に基づきＡ相のサージ電流の有無を検出する。Ａ相にサージ電流が検出されたとき、Ａ相に接続されたレグＬＧ１の制御を通じＡ相の交流電圧の大きさを低下させることでＡ相の電流低下を図り、一方で、Ｂ相に接続されたレグＬＧ２の通流率を下げることでＡ相のサージ電流によって誘発されうるＢ相の過電圧を抑制する。
【選択図】図１９

Description

本発明は、インバータ装置に関する。

図２１に、自立運転を行う単相三線式インバータ装置の従来回路図を示す。図２１のインバータ装置では、３つのレグを用いて直流電圧をパルス幅変調することで、リアクトル及びコンデンサを通じ、Ａ相及びＢ相の交流電圧を生成する。図２１に示す回路では、互いに１８０°の位相差を有する２つの正弦波交流電圧がＡ相及びＢ相の交流電圧として生成される。図２１に示す如く、各相の電圧値をフィードバックして各レグのスイッチング素子を制御することが知られている（出力のフィードバックの構成に関し、例えば下記特許文献１参照）。

また、単相三線式に限らず、機器接続時の突入電流に対応する過電流（サージ電流）が検出された場合には、過電流を抑制するべく、パルス幅変調における出力部レグの通流率（オンデューティ）を一時的に小さくする制御が行われる（例えば下記特許文献２参照）。

特許第３３３７０４１号公報特開２０００−２０１４８４号公報

今、図２１に示すインバータ装置において、Ａ相に過電流が発生したことを考える。この場合、Ａ相での過電流を抑制すべく、Ａ相の電圧を低下させる制御を行う。Ａ相の電圧低下は、コンデンサ及びリアクトルを介して、Ｂ相に電圧変動を引き起こす。このＢ相における電圧変動は、Ｂ相に過電圧を生じさせ得る。

例えば、Ａ相及びＢ相の交流電圧の目標実効値が１００Ｖである場合において、Ｂ相の交流電圧が正の最大値をとるタイミングで上記電圧変動が生じると、Ｂ相の交流電圧の瞬時値が、交流１００Ｖに対する一般的な正常電圧範囲の上限値“１０６×√２”を超えたり、過電圧保護レベル（例えば１７０Ｖ）に達したりすることもある。尚、このような電圧変動に対する考察は後に詳説される。

交流側平滑用のコンデンサに、十分に高容量のコンデンサを用いたならば、Ａ相の過電流（サージ電流）に伴うＢ相の電圧変動を、問題の無い程度にまで低減させることができる。しかしながら、コンデンサの高容量化はコスト面及びスペース面から採用しがたい。交流側平滑用のコンデンサには一般的にフィルムコンデンサが使用されるため、尚更である。Ａ相に過電流が発生した場合について説明したが、Ｂ相に過電流が発生した場合も同様である。

そこで本発明は、第１相のサージ電流によって誘発されうる第２相の電圧変動の抑制に寄与するインバータ装置を提供することを目的とする。

本発明に係るインバータ装置は、直流電圧に基づき、中性線と第１線、第２線との間に、第１相、第２相の交流電圧を生成するインバータ装置であって、第１相用リアクトルを介して前記第１線に接続され、前記直流電圧をパルス幅変調することで前記第１相の交流電圧を生成する第１相用レグと、第２相用リアクトルを介して前記第２線に接続され、前記直流電圧をパルス幅変調することで前記第２相の交流電圧を生成する第２相用レグと、前記パルス幅変調によって前記第１相用レグ及び第２相用レグを制御するとともに、前記第１相の電流情報に基づき前記第１相にサージ電流が生じているか否かを検出し、その検出結果に応じて前記第２相用レグの通流率を変更する制御部と、を備えたことを特徴とする。

本発明によれば、第１相のサージ電流によって誘発されうる第２相の電圧変動の抑制に寄与するインバータ装置を提供することが可能である。

本発明の第１実施形態に係るインバータ装置の回路図である。本発明の第１実施形態に係るインバータ装置の回路詳細例である。図１の制御部の内部ブロック図である。本発明の第１実施形態に係り、Ａ相及びＢ相の交流電圧の波形を示す図である。パイポーラ変調採用時における上及び下アームの状態を示す図である。ユニポーラ変調採用時における上及び下アームの状態を示す図である。シミュレーションで想定した仮想的な負荷の内部回路を示す図である。Ａ相にサージ電流が流れたときの、Ａ相及びＢ相の交流電圧波形及びＡ相の電流波形のシミュレーション結果を示す図である（但し、電圧変動抑制機能がオフであると仮定）。図８の波形の一部拡大図である。パイポーラ変調を採用した場合における、通常状態及びＡ相サージ電流発生時での上及び下アームの状態を示す図である。ユニポーラ変調を採用した場合における、通常状態及びＡ相サージ電流発生時での上及び下アームの状態を示す図である。本発明の第２実施形態に係るインバータ装置の回路図である。本発明の第３実施形態に係るインバータ装置の回路図である。本発明の第４実施形態に係るインバータ装置の回路図である。本発明の第５実施形態に係るインバータ装置の回路図である。本発明の第６実施形態に係るインバータ装置の回路図である。本発明の第７実施形態に係り、Ａ相にサージ電流が流れたときの、Ａ相及びＢ相の交流電圧波形及びＡ相の電流波形のシミュレーション結果を示す図である本発明の第７実施形態に係り、Ａ相にサージ電流が流れたときの、Ａ相及びＢ相の交流電圧波形及びＡ相の電流波形のシミュレーション結果を示す図である本発明の第８実施形態に係るインバータ装置の回路図である。本発明の第９実施形態に係るインバータ装置の回路図である。自立運転を行う単相三線式インバータ装置の従来回路図である。

以下、本発明の実施形態の例を、図面を参照して具体的に説明する。参照される各図において、同一の部分には同一の符号を付し、同一の部分に関する重複する説明を原則として省略する。尚、本明細書では、記述の簡略化上、情報、信号、物理量、状態量又は部材等を参照する記号又は符号を記すことによって該記号又は符号に対応する情報、信号、物理量、状態量又は部材等の名称を省略又は略記することがある。

＜第１実施形態＞
本発明の第１実施形態を説明する。図１は、第１実施形態に係るインバータ装置１の回路図である。インバータ装置１は、負荷ＬＤ１及びＬＤ２以外の、図１に示される各要素を含んで構成される。即ち、インバータ装置１は、制御部１０と、レグＬＧ０〜ＬＧ２と、リアクトルＬ０〜Ｌ２と、コンデンサＣ０〜Ｃ２と、電圧センサ２０Ａ及び２０Ｂと、それらを所定の関係で接続する各配線を備える。

直流電源２は、配線３の電位を基準として配線３及び４間に直流電圧Ｖ_DCを出力する。例えば、直流電源２は、リチウムイオン電池、ニッケル水素電池等の蓄電池から成り、当該蓄電池の出力電圧を直流電圧Ｖ_DCとして出力する。或いは例えば、直流電源２は、自然エネルギ（太陽光、水力、風力、地熱など）に基づく発電を行って当該発電にて得た直流電圧を直流電圧Ｖ_DCとして出力する。直流電源２は、この他の任意のエネルギ源を用いて直流電圧Ｖ_DCを出力するものであっても良い。インバータ装置１と直流電源２によって電源装置（インバータ電源システム）が形成されていると考えることができる。

インバータ装置１は、単相三線式インバータ装置であって、自立運転が可能である。即ち、インバータ装置１は、商用交流電力を必要とすることなく、自分自身で、直流電圧Ｖ_DCに基づきＡ相の交流電圧及びＢ相の交流電圧を生成する。Ａ相、Ｂ相の交流電圧を、夫々、記号Ｖ_A、Ｖ_Bにて参照する。交流電圧Ｖ_Aは、中性線３０Ｎを基準として電力線３０Ａ及び中性線３０Ｎ間に加わり、交流電圧Ｖ_Bは、中性線３０Ｎを基準として電力線３０Ｂ及び中性線３０Ｎ間に加わる。

レグＬＧ０〜ＬＧ２の夫々は上アーム及び下アームの直列接続回路であって、レグＬＧ０〜ＬＧ２の夫々に直流電圧Ｖ_DCが加わる。各レグにおいて、上アームの方が下アームよりも高電位が加わる。各レグにおいて、上アーム及び下アームは任意の種類のスイッチング素子にて形成される。具体的には、レグＬＧ０はＩＧＢＴ４１及び４２にて形成され、レグＬＧ１はＩＧＢＴ４３及び４４にて形成され、レグＬＧ２はＩＧＢＴ４５及び４６にて形成される。ＩＧＢＴ４１〜４６の夫々は、Ｎチャネル型の絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（Insulated Gate Bipolar Transistor）である。ＩＧＢＴ４１、４３及び４５が、レグＬＧ０、ＬＧ１及びＬＧ２における上アームに相当し、ＩＧＢＴ４２、４４及び４６が、レグＬＧ０、ＬＧ１及びＬＧ２における下アームに相当する。故に、以下では、ＩＧＢＴ４１、４３及び４５を上アーム（又は単にアーム）とも呼び、ＩＧＢＴ４２、４４及び４６を下アーム（又は単にアーム）とも呼ぶ。ＩＧＢＴ４１〜４６の夫々において、エミッタからコレクタに向かう方向を順方向するダイオードがＩＧＢＴに並列接続されている。

ＩＧＢＴ４１、４３及び４５の各コレクタは、直流電源２の正出力端子に接続された配線４に共通接続され、ＩＧＢＴ４２、４４及び４６の各エミッタは、直流電源２の負出力端子に接続された配線３に共通接続される。ＩＧＢＴ４１のエミッタ及びＩＧＢＴ４２のコレクタは接続点４７にて接続され、接続点４７はリアクトルＬ０を介して中性線３０Ｎに接続される。ＩＧＢＴ４３のエミッタ及びＩＧＢＴ４４のコレクタは接続点４８にて接続され、接続点４８はリアクトルＬ１を介して電力線３０Ａに接続される。ＩＧＢＴ４５のエミッタ及びＩＧＢＴ４６のコレクタは接続点４９にて接続され、接続点４９はリアクトルＬ２を介して電力線３０Ｂに接続される。

電力線３０Ａ及び３０Ｂ間にコンデンサＣ０が接続され、中性線３０Ｎ及び電力線３０Ａ間にコンデンサＣ１が接続され、中性線３０Ｎ及び電力線３０Ｂ間にコンデンサＣ２が接続される。コンデンサＣ０〜Ｃ２をフィルムコンデンサ等にて形成することができる。リアクトルＬ１及びコンデンサＣ１は、リアクトルＬ０及びコンデンサＣ０と協働しつつ、中性線３０Ｎの電位を基準とする接続点４８の電圧を平滑化して交流電圧Ｖ_Aを得るためのフィルタ回路を形成する。リアクトルＬ２及びコンデンサＣ２は、リアクトルＬ０及びコンデンサＣ０と協働しつつ、中性線３０Ｎの電位を基準とする接続点４９の電圧を平滑化して交流電圧Ｖ_Bを得るためのフィルタ回路を形成する。

負荷ＬＤ１は、中性線３０Ｎ及び電力線３０Ａ間に接続され、交流電圧Ｖ_Aを用いて駆動する任意の負荷である。負荷ＬＤ２は、中性線３０Ｎ及び電力線３０Ｂ間に接続され、交流電圧Ｖ_Bを用いて駆動する任意の負荷である。

電圧センサ２０Ａは、中性線３０Ｎの電位を基準として中性線３０Ｎ及び電力線３０Ａ間の電圧（即ち、交流電圧Ｖ_A）の値を検出し、電圧センサ２０Ｂは、中性線３０Ｎの電位を基準として中性線３０Ｎ及び電力線３０Ｂ間の電圧（即ち、交流電圧Ｖ_B）の値を検出する。

制御部１０は、マイクロコンピュータ等から成り、電圧センサ２０Ａ及び２０Ｂの検出値（即ち、Ｖ_A及びＶ_Bの検出値）に基づきレグＬＧ０〜ＬＧ２を制御することで、直流電圧Ｖ_DCに基づく交流電圧Ｖ_A及びＶ_Bを生成させる。この際、レグＬＧ１及びＬＧ２が、夫々、直流電圧Ｖ_DCをパルス幅変調することで交流電圧Ｖ_A及びＶ_Bを生成し、当該パルス幅変調が、制御部１０によるスイッチング制御により実現される。

スイッチング制御では、各レグの上アーム及び下アームのオン／オフが制御される。制御部１０は、各レグにおいて、上アームをオンにするとき、下アームを必ずオフとし、下アームをオンにするとき、上アームを必ずオフとする。上アームのオンとは、上アームとしてのＩＧＢＴのコレクタ及びエミッタ間が導通する状態を指し、上アームのオフとは、上アームとしてのＩＧＢＴのコレクタ及びエミッタ間が非導通となる状態を指す（下アームについても同様）。制御部１０は、各ＩＧＢＴのゲート電位を制御することで各ＩＧＢＴのオン／オフを制御することができる。レグＬＧ０に対するスイッチング制御において、制御部１０は、ＩＧＢＴ４１及び４２を交互に且つ均等にオンする。故に、配線３から見た接続点４７の電圧の直流成分は、Ｖ_DC／２である。尚、図１では、図示の簡略化上、制御部１０と１つのレグ内の上及び下アームのゲートとを結ぶ配線が１本の線にて示されているが、実際には、各レグにおいてゲートに接続される配線は上及び下アーム間で異なる（後述の図２等でも同様）。

インバータ装置１を、図２のように構成することができる。図２の回路例では、図１の制御部１０が、目標電圧発生器１１Ａ、電圧比較器１２Ａ及びＰＷＭ制御器１３Ａを備えたＡ相制御部１０Ａと、目標電圧発生器１１Ｂ、電圧比較器１２Ｂ及びＰＷＭ制御器１３Ｂを備えたＢ相制御部１０Ｂとを含んで形成されている（図３も参照；図３のサージ電流検出部１５については後述）。図２において、ＩＧＢＴ４１及び４２のゲート電位を制御する部位の図示は割愛されている（後述の図１２〜図１４及び図１９についても同様）。

目標電圧発生器１１Ａは、所定の第１目標電圧を示す正弦波の目標電圧信号を生成する。発生器１１Ａによる目標電圧信号の信号値Ｖ_A ^*は、交流電圧Ｖ_Aの瞬時値の目標値（指令値）として機能する。電圧比較器１２Ａは、信号値Ｖ_A ^*と、電圧センサ２０Ａの電圧検出値（即ち交流電圧Ｖ_Aの検出値）Ｖ_ADETとを比較する。ＰＷＭ制御器１３Ａは、検出値Ｖ_ADETが信号値Ｖ_A ^*と一致するようにＩＧＢＴ４３及び４４のオン／オフを制御する。結果、交流電圧Ｖ_Aは第１目標電圧と一致するようになる。

目標電圧発生器１１Ｂは、所定の第２目標電圧を示す正弦波の目標電圧信号を生成する。発生器１１Ｂによる目標電圧信号の信号値Ｖ_B ^*は、交流電圧Ｖ_Bの瞬時値の目標値（指令値）として機能する。電圧比較器１２Ｂは、信号値Ｖ_B ^*と、電圧センサ２０Ｂの電圧検出値（即ち交流電圧Ｖ_Bの検出値）Ｖ_BDETとを比較する。ＰＷＭ制御器１３Ｂは、検出値Ｖ_BDETが信号値Ｖ_B ^*と一致するようにＩＧＢＴ４５及び４６のオン／オフを制御する。結果、交流電圧Ｖ_Bは第２目標電圧と一致するようになる。

ここで、目標電圧発生器１１Ａ及び１１Ｂは、互いに１８０°の位相差を有し且つ互いに同じ振幅を持つ目標電圧信号を生成する。従って、交流電圧Ｖ_A及びＶ_Bは互いに１８０°の位相差を有し且つ互いに同じ実効値を持つ正弦波交流電圧となる。当該実効値は任意であるが、ここでは、当該実効値は１００Ｖ（ボルト）であるとする。図４において、波形３１０Ａ及び３１０Ｂは、夫々、通常状態における交流電圧Ｖ_A及びＶ_Bの波形である（通常状態の意義については後述）。交流電圧Ｖ_Bの電圧値が正である区間をＢ相正区間と呼び、交流電圧Ｖ_Bの電圧値が負である区間をＢ相負区間と呼ぶ。交流電圧Ｖ_A及びＶ_Bは互いに１８０°の位相差を有するため、Ｂ相正区間は交流電圧Ｖ_Aの電圧値が負となるＡ相負区間でもあり、Ｂ相負区間は交流電圧Ｖ_Aの電圧値が正となるＡ相正区間でもある。

ＰＷＭ制御器１３Ａ及び１３Ｂは、レグＬＧ１及びＬＧ２におけるパルス幅変調に、バイポーラ変調又はユニポーラ変調を用いることができる。

図５に、バイポーラ変調を用いた場合における、Ｂ相正区間及びＢ相負区間中の上アーム４５及び下アーム４６の状態を示す。図６に、ユニポーラ変調を用いた場合における、Ｂ相正区間及びＢ相負区間中の上アーム４５及び下アーム４６の状態を示す。ユニポーラ変調では、Ｂ相正区間中、上アーム４５がオン及びオフ間でスイッチングされる一方で下アーム４６がオフで固定され、且つ、Ｂ相負区間中、下アーム４６がオン及びオフ間でスイッチングされる一方で上アーム４５がオフで固定される。これに対し、バイポーラ変調では、Ｂ相正区間中もＢ相負区間中も、上アーム４５及び下アーム４６の双方がオン及びオフ間でスイッチングされる。バイポーラ変調では、上アーム４５がオンのときには下アーム４６がオフとされ、上アーム４５がオフのときには下アーム４６がオンとされる（但し、所謂デッドタイムを除く）。

レグＬＧ２に対するパルス幅変調では、上アーム４５又は下アーム４６が周期的にオン及びオフ間でスイッチングされる。そのスイッチングの周期を記号Ｔ_PERIODにて表す。また、スイッチングの１周期中において、上アーム４５がオン、オフとされる時間長を夫々記号Ｔ_ON45、Ｔ_OFF45にて表し、下アーム４６がオン、オフとされる時間長を夫々記号Ｔ_ON46、Ｔ_OFF46にて表す。そうすると、Ｂ相正区間中におけるレグＬＧ２の通流率α_Pは、“α_P＝Ｔ_ON45／（Ｔ_ON45＋Ｔ_OFF45）＝Ｔ_ON45／Ｔ_PERIOD”にて表され、Ｂ相負区間中におけるレグＬＧ２の通流率α_Nは、“α_N＝Ｔ_ON46／（Ｔ_ON46＋Ｔ_OFF46）＝Ｔ_ON46／Ｔ_PERIOD”にて表される。Ｂ相正区間でもＢ相負区間でも、信号値Ｖ_B ^*の絶対値が大きくなるにつれて、レグＬＧ２の通流率（α_P、α_N）が増大せしめられる。

Ｂ相に注目してアーム４５及び４６の状態等を説明したが、Ａ相に対応するアーム４３及びアーム４４に対しても、上記と同様のバイポーラ変調又はユニポーラ変調が適用されると共に上記と同様の通流率が定義及び制御される。

インバータ装置１における制御部１０には、サージ電流検出部１５も設けられている（図３参照）。サージ電流検出部１５は、Ａ相の電流情報に基づきＡ相にサージ電流が生じているか否か（換言すればＡ相にサージ電流が流れているか否か）を検出すると共に、Ｂ相の電流情報に基づきＢ相にサージ電流が生じているか否か（換言すればＢ相にサージ電流が流れているか否か）を検出する。上述の通常状態とは、Ａ相及びＢ相の何れにもサージ電流が生じていない状態（サージ電流の非検出状態）を指す。交流電圧Ｖ_A及びＶ_Bが第１及び第２目標電圧（Ｖ_A ^*、Ｖ_B ^*）と一致せしめられる上述の動作は、通常状態の動作である。Ａ相の電流情報は、電力線３０Ａに流れる電流に依存する任意の電流の情報であって良く、Ｂ相の電流情報は、電力線３０Ｂに流れる電流に依存する任意の電流の情報であって良い。

サージ電流は、例えば、負荷への突入電流である。突入電流は、負荷ＬＤ１又はＬＤ２に含まれる電気機器の電源投入時などに発生する。サージ電流は、過電流となりうる。従って、以下の説明文における用語“サージ電流”を“過電流”に読み替えても良い。特に、クレストファクタの高い電気機器が負荷ＬＤ１又はＬＤ２に含まれる場合、過電流が発生しやすい。

Ａ相にサージ電流が生じていると検出されたとき、Ａ相制御部１０Ａは、Ａ相サージ電流抑制処理を行う。Ａ相サージ電流抑制処理において、Ａ相制御部１０Ａは、通常状態を基準として交流電圧Ｖ_Aの大きさが低下するようにレグＬＧ１を制御する。これを実現するために、Ａ相正区間においてＡ相にサージ電流が生じていると検出されたとき、Ａ相制御部１０Ａは、通常状態との比較において、周期Ｔ_PERIODに対する上アーム４３のオン時間（上アーム４３がオンになる時間）の割合を減少させる。逆に、Ａ相負区間においてＡ相にサージ電流が生じていると検出されたとき、Ａ相制御部１０Ａは、通常状態との比較において、周期Ｔ_PERIODに対する下アーム４４（下アーム４４がオンになる時間）のオン時間の割合を減少させる。

Ｂ相にサージ電流が生じていると検出されたとき、Ｂ相制御部１０Ｂは、Ｂ相サージ電流抑制処理を行う。Ｂ相サージ電流抑制処理において、Ｂ相制御部１０Ｂは、通常状態を基準として交流電圧Ｖ_Bの大きさが低下するようにレグＬＧ２を制御する。当該低下を実現するためのレグＬＧ２の制御方法は、Ａ相のサージ電流の検出時について上述した方法と同様である。

Ａ相にサージ電流が発生した場合の電圧等の挙動を調べる基本シミュレーションを行った。基本シミュレーションでは、負荷ＬＤ２が存在せず、負荷ＬＤ１が、図７に示すような、スイッチ１０１、数オーム程度の抵抗１０２及び１００μＦ程度のコンデンサ１０３の直列接続回路であると仮定した。スイッチ１０１のターンオンは、例えば、負荷ＬＤ１に突入電流が流れることを模している。このシミュレーションで仮定した負荷の内容は勿論例示であり、負荷ＬＤ１又はＬＤ２は突入電流が流れ得る任意の負荷でありうる。また、目標電圧信号（Ｖ_A ^*、Ｖ_B ^*）の周波数は５０Ｈｚであるとする。

図８において、波形３２０Ａ及び３２０Ｂは、夫々、シミュレーション区間における交流電圧Ｖ_A及びＶ_Bの波形であり、波形ＩＡは、シミュレーション区間における電力線３０Ａに流れる電流の波形である。但し、波形３２０Ｂは、後述の電圧変動抑制機能が無効（オフ）であると仮定したときの波形である。電力線３０Ａに流れる電流において、電力線３０Ａから負荷ＬＤ１を経由して中性線３０Ｎに流れる電流の極性を正にとる。シミュレーション区間は、基準時刻を起点とし、基準時刻から０．０２秒だけ後の時刻を終点とする区間である。

ここで、記号ｔは、基準時刻からの経過時間を表すものとする（単位は秒）。ｔ＝０からｔ＝０．０１の区間はＢ相正区間であり、ｔ＝０．０１からｔ＝０．０２の区間はＢ相負区間である。ｔ＝０からｔ＝０．００５の区間及びｔ＝０．０１からｔ＝０．０１５の区間においてスイッチ１０１をオフに固定し、ｔ＝０．００５からｔ＝０．０１の区間及びｔ＝０．０１５からｔ＝０．０２の区間においてスイッチ１０１をオンに固定した。図９には、ｔ＝０．００５の時刻周辺の、波形３２０Ａ、３２０Ｂ及びＩＡの拡大図が示されている。

図８及び図９に示す如く、ｔ＝０．００５及びその直後において、Ａ相に大きな電流が流れ、Ａ相制御部１０Ａによりサージ電流がＡ相に発生していると判断される。このため、ｔ＝０．００５及びその直後において、Ａ相サージ電流抑制処理が実行され、結果、交流電圧Ｖ_Aの大きさが通常状態を基準として低下する。交流電圧Ｖ_Aの低下は、コンデンサＣ０〜Ｃ２及びリアクトルＬ０〜Ｌ２の全部又は一部を介して、Ｂ相に電圧変動（即ちＶ_Bの電圧変動）を引き起こす。検出値Ｖ_BDETのフィードバックを利用したレグＬＧ２のＰＷＭ制御は、当該電圧変動を抑制するように作用するが、そのＰＷＭ制御は電圧変動を検知してからの制御になるため、電圧変動の抑制に遅延が生じる。

図９の例では、Ｂ相の電圧が１５５Ｖ程度にまで過渡的に上昇している。これは、交流１００Ｖに対する一般的な正常電圧範囲の上限値“１０６×√２”を超えており、また、過電圧保護レベル（例えば１７０Ｖ）に対するマージンも少ない。このようなＢ相の電圧変動は抑制されるべきである。仮に、交流側平滑用のコンデンサ（Ｃ０〜Ｃ２）に、十分に高容量のコンデンサを用いたならば、Ａ相のサージ電流に伴うＢ相の電圧変動を、問題の無い程度にまで低減させることができる。しかしながら、コンデンサの高容量化はコスト面及びスペース面から採用しがたい。交流側平滑用のコンデンサには一般的にフィルムコンデンサが使用されるため、尚更である。Ａ相にサージ電流が発生した場合について説明したが、Ｂ相にサージ電流が発生した場合も同様である。

これらを考慮し、インバータ装置１では、電圧変動抑制機能（過電圧抑制機能）を制御部１０に持たせている。電圧変動抑制機能では、Ａ相の電流情報に基づきレグＬＧ２の通流率を制御及び変更することでＡ相のサージ電流発生時に生じうるＢ相の電圧変動（過電圧を含みうる）を抑制する、或いは、Ｂ相の電流情報に基づきレグＬＧ１の通流率を制御及び変更することでＢ相のサージ電流発生時に生じうるＡ相の電圧変動（過電圧を含みうる）を抑制する。

つまり、制御部１０は、第１相の電流情報に基づき第１相にサージ電流が生じているか否かを検出し、その検出結果に応じ、第２相用レグの通流率を変更する。この変更は、第１相にサージ電流が生じている場合と第１相にサージ電流が生じていない場合との間における、第２相用レグの通流率の変更である。第１相はＡ相又はＢ相である。第１相がＡ相であるとき、第２相及び第２相用レグはＢ相及びレグＬＧ２である。第１相がＢ相であるとき、第２相及び第２相用レグはＡ相及びレグＬＧ１である。

上述の電圧変動抑制機能により、第１相のサージ電流によって誘発される第２相の電圧変動が抑制される。当該電圧変動には過電圧が含まれうる。このため、第２相の過電圧保護が作動することによるインバータ装置１自体の動作停止や、部品の破損、及び、第２相の負荷としての家電機器等の動作停止や破損などを防止することが期待される。

サージ電流発生時の動作について更に詳細に説明する。制御部１０は、第１相の電流情報である参照電流の情報を利用する。第１相がＡ相である場合、参照電流は、例えばリアクトルＬ１に流れる電流である（図１２参照）。そして、サージ電流検出部１５（図３参照）は、参照電流の大きさ（即ち絶対値）が所定の上限値Ｉ_TH1より大きいとき、第１相にサージ電流が生じていると判断し、そうでない場合に、Ａ相にサージ電流が生じていないと判断する（Ｉ_TH1＞０）。上限値Ｉ_TH1は、例えば、インバータ装置１において定められた定格電流の値である。或いは、サージ電流検出部１５は、参照電流の変化の傾きの大きさ（即ち絶対値）が所定の上限値Ｉ_TH2より大きい場合に第１相にサージ電流が生じていると判断し、そうでない場合に、第１相にサージ電流が生じていないと判断しても良い（Ｉ_TH2＞０）。

第１相がＡ相であるときの参照電流を特にＡ相参照電流と呼び、第１相がＢ相であるときの参照電流を特にＢ相参照電流と呼ぶ。以下では、説明の具体化のため、特に記述無き限り、第１相がＡ相であるとする。Ａ相にサージ電流が生じていると判断されたとき、上述のＡ相サージ電流抑制処理が実行される一方、ＰＷＭ制御器１３Ｂにて上記の電圧変動抑制機能が実現されてレグＬＧ２の通流率が変更される。図１０及び図１１に、バイポーラ変調の採用時及びユニポーラ変調の採用時における通流率の変化の様子を示す。

電圧変動抑制機能の第１実現方法では、Ａ相参照電流の大きさが所定の上限値Ｉ_TH1より大きいとき、Ａ相参照電流の大きさが上限値Ｉ_TH1以下の時との比較において、レグＬＧ２の通流率（α_P又はα_N）を低下させる。

具体的に例えば、信号値Ｖ_B ^*が“１２０Ｖ（ボルト）”を示している特定タイミングにおいて、仮にＡ相参照電流の大きさが上限値Ｉ_TH1以下であったならば、レグＬＧ２の通流率α_Pが９０％に設定される場合を考える（この場合の特定タイミングはＢ相正区間に属する）。この場合において、実際には、特定タイミングでのＡ相参照電流の大きさが上限値Ｉ_TH1を超えていたとする。そうすると、Ａ相にサージ電流が発生していると判断して、特定タイミングにおけるレグＬＧ２の通流率α_Pを（０．９−Δ）に低下させる。
同様に例えば、信号値Ｖ_B ^*が“−１２０Ｖ（ボルト）”を示している特定タイミングにおいて、仮にＡ相参照電流の大きさが上限値Ｉ_TH1以下であったならば、レグＬＧ２の通流率α_Nが９０％に設定される場合を考える（この場合の特定タイミングはＢ相負区間に属する）。この場合において、実際には、特定タイミングでのＡ相参照電流の大きさが上限値Ｉ_TH2を超えていたとする。そうすると、Ａ相にサージ電流が発生していると判断して、特定タイミングにおけるレグＬＧ２の通流率α_Nを（０．９−Δ）に低下させる。

特定タイミングにおけるレグＬＧ２の通流率（α_P又はα_N）の低下量Δは、正の量であって、予め定められた固定値を有していて良い。或いは、Ａ相参照電流の大きさが上限値Ｉ_TH1より大きいとき、Ａ相参照電流の大きさと上限値Ｉ_TH1との差ＤＩＦ１に基づき、ＰＷＭ制御器１３Ｂが低下量Δを可変設定してもよい。具体的には、差ＤＩＦ１が増大するにつれて低下量Δを増大させると良い。但し、レグＬＧ２の通流率（α_P又はα_N）がゼロ未満とならないように低下量Δの値に制限が加えられる。差ＤＩＦ１が増大するにつれて（即ちＡ相のサージ電流の度合いが強くなるにつれて）Ｂ相の過電圧がより誘発されやすくなるが、差ＤＩＦ１の増大に伴う低下量Δの増大により、Ｂ相の過電圧発生を抑制する作用が強まる。尚、バイポーラ変調の採用時、ユニポーラ変調の採用時の何れにおいても、差ＤＩＦ１に応じ、特定タイミングにおけるレグＬＧ２の通流率をゼロにまで低下させても良い。

電圧変動抑制機能の第２実現方法では、Ａ相参照電流の変化の傾きの大きさが所定の上限値Ｉ_TH2より大きいとき、その傾きの大きさが上限値Ｉ_TH2以下の時との比較において、レグＬＧ２の通流率（α_P又はα_N）を低下させる。

具体的に例えば、信号値Ｖ_B ^*が“１２０Ｖ（ボルト）”を示している特定タイミングにおいて、仮にＡ相参照電流の変化の傾きの大きさが上限値Ｉ_TH2以下であったならば、レグＬＧ２の通流率α_Pが９０％に設定される場合を考える（この場合の特定タイミングはＢ相正区間に属する）。この場合において、実際には、特定タイミングでのＡ相参照電流の変化の傾きの大きさが上限値Ｉ_TH2を超えていたとする。そうすると、Ａ相にサージ電流が発生していると判断して、特定タイミングにおけるレグＬＧ２の通流率α_Pを（０．９−Δ）に低下させる。
同様に例えば、信号値Ｖ_B ^*が“−１２０Ｖ（ボルト）”を示している特定タイミングにおいて、仮にＡ相参照電流の変化の傾きの大きさが上限値Ｉ_TH2以下であったならば、レグＬＧ２の通流率α_Nが９０％に設定される場合を考える（この場合の特定タイミングはＢ相負区間に属する）。この場合において、実際には、特定タイミングでのＡ相参照電流の変化の傾きの大きさが上限値Ｉ_TH2を超えていたとする。そうすると、Ａ相にサージ電流が発生していると判断して、特定タイミングにおけるレグＬＧ２の通流率α_Nを（０．９−Δ）に低下させる。

上述したように、特定タイミングにおけるレグＬＧ２の通流率（α_P又はα_N）の低下量Δは、予め定められた固定値を有していて良い。或いは、Ａ相参照電流の変化の傾きの大きさが上限値Ｉ_TH2より大きいとき、その傾きの大きさと上限値Ｉ_TH2との差ＤＩＦ２に基づき、ＰＷＭ制御器１３Ｂが低下量Δを可変設定してもよい。具体的には、差ＤＩＦ２が増大するにつれて低下量Δを増大させると良い。但し、レグＬＧ２の通流率（α_P又はα_N）がゼロ未満とならないように低下量Δの値に制限が加えられる。差ＤＩＦ２が増大するにつれて（即ちＡ相のサージ電流の度合いが強くなるにつれて）Ｂ相の過電圧がより誘発されやすくなるが、差ＤＩＦ２の増大に伴う低下量Δの増大により、Ｂ相の過電圧発生を抑制する作用が強まる。尚、バイポーラ変調の採用時、ユニポーラ変調の採用時の何れにおいても、差ＤＩＦ２に応じ、特定タイミングにおけるレグＬＧ２の通流率をゼロにまで低下させても良い。

＜第２実施形態＞
本発明の第２実施形態を説明する。第２実施形態及び後述の第３〜第９実施形態は第１実施形態を基礎とする実施形態であり、第２〜第９実施形態において特に述べない事項に関しては、特に記述無き限り且つ矛盾の無い限り、第１実施形態の記載が第２〜第９実施形態にも適用される。

図１２は、第２実施形態に係るインバータ装置１ａの回路図である。インバータ装置１ａは、第１実施形態のインバータ装置１の例であって、図２のインバータ装置１に電流センサＳＡ１及びＳＢ１を追加したものである。

電流センサＳＡ１、ＳＢ１は、夫々、リアクトルＬ１、Ｌ２に流れる電流Ｉ_A1、Ｉ_B1の瞬時値を検出し、その検出結果を示す信号をＰＷＭ制御器１３Ｂ、１３Ａに出力する。インバータ装置１ａでは、電流センサＳＡ１及びＳＢ１によって検出された電流Ｉ_A1及びＩ_B1の瞬時値をＡ相及びＢ相の電流情報として用いた上で、第１実施形態で述べた各種の動作を行う。故に、インバータ装置１ａでは、電流Ｉ_A1及びＩ_B1が、夫々、上述のＡ相参照電流及びＢ相参照電流として機能する。

＜第３実施形態＞
本発明の第３実施形態を説明する。図１３は、第３実施形態に係るインバータ装置１ｂの回路図である。インバータ装置１ｂは、第１実施形態のインバータ装置１の例であって、図２のインバータ装置１に電流センサＳＡ２及びＳＢ２を追加したものである。

電流センサＳＡ２は、電力線３０Ａを流れる電流であって、且つ、レグＬＧ０〜ＬＧ２、リアクトルＬ０〜Ｌ２及びコンデンサＣ０〜Ｃ２を有して成る回路と負荷ＬＤ１との間に流れる電流Ｉ_A2の瞬時値を検出し、その検出結果を示す信号をＰＷＭ制御器１３Ｂに出力する。電流センサＳＢ２は、電力線３０Ｂを流れる電流であって、且つ、レグＬＧ０〜ＬＧ２、リアクトルＬ０〜Ｌ２及びコンデンサＣ０〜Ｃ２を有して成る回路と負荷ＬＤ２との間に流れる電流Ｉ_B2の瞬時値を検出し、その検出結果を示す信号をＰＷＭ制御器１３Ａに出力する。インバータ装置１ｂでは、電流センサＳＡ２及びＳＢ２によって検出された電流Ｉ_A2及びＩ_B2の瞬時値をＡ相及びＢ相の電流情報として用いた上で、第１実施形態で述べた各種の動作を行う。故に、インバータ装置１ｂでは、電流Ｉ_A2及びＩ_B2が、夫々、上述のＡ相参照電流及びＢ相参照電流として機能する。

＜第４実施形態＞
本発明の第４実施形態を説明する。図１４は、第４実施形態に係るインバータ装置１ｃの回路図である。インバータ装置１ｃは、第１実施形態のインバータ装置１の例であって、図２のインバータ装置１に電流センサＳＡ３及びＳＢ３を追加したものである。

電流センサＳＡ３、ＳＢ３は、夫々、コンデンサＣ１、Ｃ２に流れる電流Ｉ_A3、Ｉ_B3の瞬時値を検出し、その検出結果を示す信号をＰＷＭ制御器１３Ｂ、１３Ａに出力する。インバータ装置１ｃでは、電流センサＳＡ３及びＳＢ３によって検出された電流Ｉ_A3及びＩ_B3の瞬時値をＡ相及びＢ相の電流情報として用いた上で、第１実施形態で述べた各種の動作を行う。故に、インバータ装置１ｃでは、電流Ｉ_A3及びＩ_B3が、夫々、上述のＡ相参照電流及びＢ相参照電流として機能する。

＜第５実施形態＞
本発明の第５実施形態を説明する。図１５は、第５実施形態に係るインバータ装置１ｄの回路図である。インバータ装置１ｄは、第１実施形態のインバータ装置１の例であって、図２のインバータ装置１に電流センサＳＡ４及びＳＢ４を追加したものである。

電流センサＳＡ４は、電力線３０Ａの内、電流Ｉ_A1及びＩ_A3の合成電流が流れる配線上に設けられ（図１２及び図１４参照）、その配線に流れる電流（即ち、電流Ｉ_A1及びＩ_A3の合成電流）Ｉ_A4の瞬時値を検出して、その検出結果を示す信号をＰＷＭ制御器１３Ｂに出力する。電流センサＳＢ４は、電力線３０Ｂの内、電流Ｉ_B1及びＩ_B3の合成電流が流れる配線上に設けられ（図１２及び図１４参照）、その配線に流れる電流（即ち、電流Ｉ_B1及びＩ_B3の合成電流）Ｉ_B4の瞬時値を検出して、その検出結果を示す信号をＰＷＭ制御器１３Ａに出力する。インバータ装置１ｄでは、電流センサＳＡ４及びＳＢ４によって検出された電流Ｉ_A4及びＩ_B4の瞬時値をＡ相及びＢ相の電流情報として用いた上で、第１実施形態で述べた各種の動作を行う。故に、インバータ装置１ｄでは、電流Ｉ_A4及びＩ_B4が、夫々、上述のＡ相参照電流及びＢ相参照電流として機能する。

＜第６実施形態＞
本発明の第６実施形態を説明する。図１６は、第６実施形態に係るインバータ装置１ｅの回路図である。インバータ装置１ｅは、第１実施形態のインバータ装置１の例であって、図２のインバータ装置１に電流センサＳＡ５及びＳＢ５を追加したものである。

電流センサＳＡ５は、コンデンサＣ０と電力線３０Ａを接続する配線上に設けられ、その配線に流れる電流Ｉ_A5（即ち、コンデンサＣ０に流れる電流）の瞬時値を検出して、その検出結果を示す信号をＰＷＭ制御器１３Ｂに出力する。電流センサＳＢ５は、コンデンサＣ０と電力線３０Ｂを接続する配線上に設けられ、その配線に流れる電流Ｉ_B5（即ち、コンデンサＣ０に流れる電流）の瞬時値を検出して、その検出結果を示す信号をＰＷＭ制御器１３Ａに出力する。インバータ装置１ｅでは、電流センサＳＡ５及びＳＢ５によって検出された電流Ｉ_A5及びＩ_B5の瞬時値をＡ相及びＢ相の電流情報として用いた上で、第１実施形態で述べた各種の動作を行う。故に、インバータ装置１ｅでは、電流Ｉ_A5及びＩ_B5が、夫々、上述のＡ相参照電流及びＢ相参照電流として機能する。

尚、電流センサＳＡ５及びＳＢ５の検出対象は同じであるため、電流センサＳＡ５及びＳＢ５の一方を割愛しても良い（後述の第８及び第９実施形態においても同様）。電流センサＳＢ５を割愛する場合、電流Ｉ_A5の瞬時値をＡ相及びＢ相の電流情報として用いれば良く、電流センサＳＡ５を割愛する場合、電流Ｉ_B5の瞬時値をＡ相及びＢ相の電流情報として用いれば良い。

＜第７実施形態＞
本発明の第７実施形態を説明する。電圧変動抑制機能を作用及び効果を確認する第１及び第２シミュレーションを行った。

第１シミュレーションでは、インバータ装置１として図１３のインバータ装置１ｂを用い且つ電圧変動抑制機能の第１実現方法を用いており、それらの点を除き、第１シミュレーションの条件は上述の基本シミュレーションのそれと同じである。第１シミュレーションでは、３０Ａ（アンペア）以上の電流Ｉ_A2が検出されたときに、レグＬＧ２の通流率をゼロにする制御を行った。

図１７のグラフ４１０に第１シミュレーションの結果を示す。グラフ４１０において、波形４１０Ａ及び４１０Ｂは、シミュレーション区間における交流電圧Ｖ_A及びＶ_Bの波形であり、波形４１５は、シミュレーション区間における電流Ｉ_A2の波形である。図１７では、グラフ４１０と比較するためにグラフ４２０も示されている。グラフ４２０の作成時においては、電圧変動抑制機能をオフ（無効）にした。波形４２０Ａ、４２０Ｂ及び４２５が、夫々、波形４１０Ａ、４１０Ｂ及び４１５に対応している。電圧変動抑制機能をオン（有効）にすることにより、破線円４１７の部分において５Ｖ程度の電圧抑制が得られていることが分かる。

第２シミュレーションでは、インバータ装置１として図１４のインバータ装置１ｃを用い且つ電圧変動抑制機能の第１実現方法を用いており、それらの点を除き、第２シミュレーションの条件は上述の基本シミュレーションのそれと同じである。第２シミュレーションでも、３０Ａ（アンペア）以上の電流Ｉ_A3が検出されたときに、レグＬＧ２の通流率をゼロにする制御を行った。

図１８のグラフ４３０に第２シミュレーションの結果を示す。グラフ４３０において、波形４３０Ａ及び４３０Ｂは、シミュレーション区間における交流電圧Ｖ_A及びＶ_Bの波形であり、波形４３５は、シミュレーション区間における電流Ｉ_A3の波形である。図１８では、グラフ４３０と比較するためにグラフ４４０も示されている。グラフ４４０の作成時においては、電圧変動抑制機能をオフ（無効）にした。波形４４０Ａ、４４０Ｂ及び４４５が、夫々、波形４３０Ａ、４３０Ｂ及び４３５に対応している。電圧変動抑制機能をオン（有効）にすることにより、破線円４３７の部分において５Ｖ程度の電圧抑制が得られていることが分かる。

＜第８実施形態＞
本発明の第８実施形態を説明する。第２〜第６実施形態の内、任意の２つ、３つ又は４つの実施形態を組みあわせても良いし、第２〜第６実施形態の全てを組み合わせても良い。図１９は、第２〜第６実施形態の全てを組み合わせて形成されたインバータ装置１ｈの回路図である。インバータ装置１ｈは、第１実施形態のインバータ装置１の例であって、図２のインバータ装置１に、第２〜第６実施形態で述べた電流センサＳＡ１〜ＳＡ５及びＳＢ１〜ＳＢ５を追加したものである。尚、図１９では、図面の煩雑化防止のため、各電流センサとＰＷＭ制御器１３Ａ又は１３Ｂが接続される様子の図示を割愛している（後述の図２０でも同様）。

インバータ装置１ｈでは、電流Ｉ_A1〜Ｉ_A5の内の任意の２つ、３つ若しくは４つ、又は、電流Ｉ_A1〜Ｉ_A5の全てを、Ａ相参照電流（Ａ相の電流情報）に含めて、第１実施形態で述べた各種の動作を行うことができる。同様に、電流Ｉ_B1〜Ｉ_B5の内の任意の２つ、３つ若しくは４つ、又は、電流Ｉ_B1〜Ｉ_B5の全てを、Ｂ相参照電流（Ｂ相の電流情報）に含めて、第１実施形態で述べた各種の動作を行うことができる。

＜第９実施形態＞
本発明の第９実施形態を説明する。上述の各実施形態にて述べた事項を、ハーフブリッジ方式の単相三線式インバータ装置に適用してもよい。図２０は、ハーフブリッジ方式の単相三線式インバータ装置としての、自立運転が可能なインバータ装置１Ｊの回路図である。インバータ装置１Ｊでは、図１９のインバータ装置１ｈを基準として、直流電源２及びレグＬＧ０の代わりに直流電源６１及び６２の直列接続回路とコンデンサ６３及び６４の直列接続回路が設けられている。この点を除き、インバータ装置１ｈ及び１Ｊ間で回路構成は同じである。但し、インバータ装置１Ｊでは、中性線３０Ｎが、リアクトルＬ０を介して、コンデンサ６３及び６４間の接続点と直流電源６１及び６２間の接続点に共通接続されている。

直流電源６１及び６２は直流電源２と同様の直流電源であり、直流電源６１及び６２の各々がＶ_DC／２の直流電圧を出力する。直流電源６２が直流電源６１よりも高電圧側に位置する。従って、直流電源６１の負出力端子が配線３に接続されると共に直流電源６２の正出力端子が配線４に接続され、直流電源６１の正出力端子及び直流電源６２の負出力端子が互いに接続される。コンデンサ６３は直流電源６１に並列接続され、コンデンサ６４は直流電源６２に並列接続される。インバータ装置１ＪにはレグＬＧ０が存在しないため、インバータ装置１Ｊにおいて、レグＬＧ０をパルス幅変調するためのスイッチング制御は当然に不要である。レグＬＧ０へのスイッチング制御が無いことを除き、インバータ装置１Ｊにおける各部位の動作は、インバータ装置１ｈ（図１９）のそれと同様であり、第１〜第６及び第８実施形態の記載が第９実施形態に適用される。

＜変形等＞
本発明の実施形態は、特許請求の範囲に示された技術的思想の範囲内において、適宜、種々の変更が可能である。以上の実施形態は、あくまでも、本発明の実施形態の例であって、本発明ないし各構成要件の用語の意義は、以上の実施形態に記載されたものに制限されるものではない。上述の説明文中に示した具体的な数値は、単なる例示であって、当然の如く、それらを様々な数値に変更することができる。

上述の各インバータ装置では、直流／交流変換のみが行われているが、交流／交流変換が行われても良い。即ち、上述の各インバータ装置（１、１ａ〜１ｅ、１ｈ、１Ｊ）において、直流電源２、６１及び６２は、インバータ装置に供給された交流電圧を整流することで得られても良い。この場合、供給された交流電圧から直流電圧Ｖ_DC又はＶ_DC／２を得るコンバータが、インバータ装置（１、１ａ〜１ｅ、１ｈ、１Ｊ）に付加される。

上述の各実施形態では、レグ（ＬＧ０〜ＬＧ２）を形成するスイッチング素子がＩＧＢＴであることを想定したが、レグ（ＬＧ０〜ＬＧ２）を形成するスイッチング素子は、ＩＧＢＴ以外の任意の種類の半導体スイッチング素子（電界効果トランジスタ等）であっても良いし、リレー等の機械式のスイッチング素子であっても良い。

＜発明内容の考察＞
以下、本発明の内容について考察する。尚、以下の考察の文章中において、カッコ内に示された符号は、第１相がＡ相であると仮定した場合の符号であるが、第１相はＢ相でありうる。

本発明の一側面に係るインバータ装置は、直流電圧に基づき、中性線（３０Ｎ）と第１線（３０Ａ）、第２線（３０Ｂ）との間に、第１相、第２相の交流電圧（Ｖ_A、Ｖ_B）を生成するインバータ装置（１、１ａ〜１ｅ、１ｈ、１Ｊ）であって、第１相用リアクトル（Ｌ１）を介して前記第１線に接続され、前記直流電圧をパルス幅変調することで前記第１相の交流電圧を生成する第１相用レグ（ＬＧ１）と、第２相用リアクトル（Ｌ２）を介して前記第２線に接続され、前記直流電圧をパルス幅変調することで前記第２相の交流電圧を生成する第２相用レグ（ＬＧ２）と、前記パルス幅変調によって前記第１相用レグ及び第２相用レグを制御するとともに、前記第１相の電流情報に基づき前記第１相にサージ電流が生じているか否かを検出し、その検出結果に応じて前記第２相用レグの通流率を変更する制御部（１０）と、を備えている。

これにより、第１相のサージ電流によって誘発される第２相の電圧変動を抑制することが可能になる。当該電圧変動には過電圧が含まれうる。このため、第２相の過電圧保護が作動することによるインバータ装置自体の動作停止や、部品の破損、及び、第２相の負荷としての家電機器等の動作停止や破損などを防止することが期待される。

具体的には例えば、前記制御部は、前記第１相に前記サージ電流が検出されたとき、前記サージ電流の非検出状態を基準として前記第１相の交流電圧（Ｖ_A）の大きさが低下するように前記第１相用レグ（ＬＧ１）を制御する一方で、前記サージ電流の非検出状態を基準として前記第２相用レグ（ＬＧ２）の通流率（α_P、α_N）を変更しても良い。

第１相においてサージ電流が検出されたとき、上記の如く第１相用レグを制御することで、サージ電流が抑制される方向に作用する。但し、このような制御を行うと第２相に電圧変動が生じることがあり、時として、第２相に過電圧が生じることがある。そこで、第１相においてサージ電流が検出されたときには、第２相用レグの通流率を変更する制御も行う。これにより、第２相に過電圧が生じることが抑制される。

より具体的には例えば、前記第１相の電流情報は、前記第１線に含まれる配線であって且つ前記第１相用リアクトルと前記第１相の交流電圧を受ける第１相負荷（ＬＤ１）との間の配線に流れる電流（Ｉ_A1、Ｉ_A2、Ｉ_A4）の情報、及び、前記第１線と前記中性線又は前記第２線との間に接続されるコンデンサに流れる電流（Ｉ_A3、Ｉ_A5）の情報の内、少なくとも１つを含んでいて良い。

それらの電流は第１相の電流状態を示しているため、上述の電圧変動の抑制作用を得ることが可能になる。

より具体的には例えば、前記第１線及び前記中性線間に第１相用コンデンサ（Ｃ１）が接続されるとともに、前記第１線及び前記第２線間に相間コンデンサ（Ｃ０）が接続され、前記第１相の電流情報は、前記第１相用リアクトルに流れる第１電流（Ｉ_A1）の情報と、前記第１相用リアクトル及び前記第１相用コンデンサを有する回路と前記第１相の交流電圧を受ける第１相負荷（ＬＤ１）との間に流れる第２電流（Ｉ_A2）の情報と、前記第１相用コンデンサに流れる第３電流（Ｉ_A3）の情報と、前記第１電流及び第３電流の合成電流である第４電流（Ｉ_A4）の情報と、前記相間コンデンサに流れる第５電流（Ｉ_A5）の情報の内、少なくとも１つを含んでいて良い。

第１、第２、第３、第４又は第５電流は、第１相の電流状態を示しているため、上述の電圧変動の抑制作用を得ることが可能になる。

そして例えば、前記制御部は、前記第１相の電流情報に対応する参照電流の大きさが所定の上限値（Ｉ_TH1）より大きいとき、前記第１相にサージ電流が生じていると判断し、前記参照電流の大きさが前記上限値以下のときとの比較において前記第２相用レグ（ＬＧ２）の通流率（α_P、α_N）を低下させると良い。

このような通流率の低下により、第２相に誘発されうる過電圧の抑制が図られる。

或いは例えば、前記制御部は、前記第１電流〜第５電流の何れかである参照電流の大きさが所定の上限値（Ｉ_TH1）より大きいとき、前記第１相にサージ電流が生じていると判断し、前記参照電流の大きさが前記上限値以下のときとの比較において前記第２相用レグ（ＬＧ２）の通流率（α_P、α_N）を低下させると良い。

この際例えば、前記制御部は、前記参照電流の大きさが前記上限値より大きいときにおける前記通流率の低下量を、前記参照電流の大きさ及び前記上限値間の差に応じて設定しても良い。

これにより、サージ電流の程度に応じた適切な通流率低下を実現することができる。

より具体的には例えば、前記制御部は、前記低下量を前記差の増大に伴って増大させことができる。

前記差が増大するにつれて第２相の過電圧がより誘発されやすくなるが、前記差の増大に伴う前記低下量の増大により、第２相の過電圧発生を抑制する作用が強まる。

また例えば、前記制御部は、前記第１相の電流情報に対応する参照電流の変化の傾きの大きさが所定の上限値（Ｉ_TH2）より大きいとき、前記第１相にサージ電流が生じていると判断し、前記傾きの大きさが前記上限値以下のときとの比較において前記第２相用レグ（ＬＧ２）の通流率（α_P、α_N）を低下させても良い。

或いは例えば、前記制御部は、前記第１電流〜第５電流の何れかである参照電流の変化の傾きの大きさが所定の上限値（Ｉ_TH2）より大きいとき、前記第１相にサージ電流が生じていると判断し、前記傾きの大きさが前記上限値以下のときとの比較において前記第２相用レグ（ＬＧ２）の通流率（α_P、α_N）を低下させても良い。

この際例えば、前記制御部は、前記参照電流の変化の傾きの大きさが前記上限値より大きいときにおける前記通流率の低下量を、前記傾きの大きさ及び前記上限値間の差に応じて設定しても良い。

１、１ａ〜１ｅ、１ｈ、１Ｊインバータ装置
２直流電源
１０制御部
１０ＡＡ相制御部
１０ＢＢ相制御部
３０Ａ、３０Ｂ電力線
３０Ｎ中性線
ＬＧ０〜ＬＧ２レグ
Ｌ０〜Ｌ２リアクトル
Ｃ０〜Ｃ２コンデンサ
ＬＤ１、ＬＤ２負荷
ＳＡ１〜ＳＡ５、ＳＢ１〜ＳＢ５電流センサ

Claims

直流電圧に基づき、中性線と第１線、第２線との間に、第１相、第２相の交流電圧を生成するインバータ装置であって、
第１相用リアクトルを介して前記第１線に接続され、前記直流電圧をパルス幅変調することで前記第１相の交流電圧を生成する第１相用レグと、
第２相用リアクトルを介して前記第２線に接続され、前記直流電圧をパルス幅変調することで前記第２相の交流電圧を生成する第２相用レグと、
前記パルス幅変調によって前記第１相用レグ及び第２相用レグを制御するとともに、前記第１相の電流情報に基づき前記第１相にサージ電流が生じているか否かを検出し、その検出結果に応じて前記第２相用レグの通流率を変更する制御部と、を備えた
ことを特徴とするインバータ装置。
前記制御部は、前記第１相に前記サージ電流が検出されたとき、前記サージ電流の非検出状態を基準として前記第１相の交流電圧の大きさが低下するように前記第１相用レグを制御する一方で、前記サージ電流の非検出状態を基準として前記第２相用レグの通流率を変更する
ことを特徴とする請求項１に記載のインバータ装置。
前記第１相の電流情報は、
前記第１線に含まれる配線であって且つ前記第１相用リアクトルと前記第１相の交流電圧を受ける第１相負荷との間の配線に流れる電流の情報、及び、
前記第１線と前記中性線又は前記第２線との間に接続されるコンデンサに流れる電流の情報の内、少なくとも１つを含む
ことを特徴とする請求項１又は２に記載のインバータ装置。
前記制御部は、前記第１相の電流情報に対応する参照電流の大きさが所定の上限値より大きいとき、前記第１相にサージ電流が生じていると判断し、前記参照電流の大きさが前記上限値以下のときとの比較において前記第２相用レグの通流率を低下させる
ことを特徴とする請求項３に記載のインバータ装置。
前記制御部は、前記第１相の電流情報に対応する参照電流の変化の傾きの大きさが所定の上限値より大きいとき、前記第１相にサージ電流が生じていると判断し、前記傾きの大きさが前記上限値以下のときとの比較において前記第２相用レグの通流率を低下させる
ことを特徴とする請求項３に記載のインバータ装置。