CN104205597A - 功率转换装置 - Google Patents
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Abstract
本发明中，包括电压Vin在正的第1基准电压以上的第1期间、电压Vin在负的第2基准电压以下的第2期间、以及电压Vin在第1基准电压和第2基准电压之间的第3期间，第1期间中，使第2开关元件和第3的开关元件导通，并使第1开关元件和第4开关元件交替地进行导通和截止，第2期间中，使第1开关元件和第4开关元件导通，并使第2开关元件和第3开关元件交替地进行导通和截止，第3期间中，使第1开关元件和第2开关元件导通，并使第3开关元件和第4开关元件截止，从而在确保用于释放电抗器所积蓄的电感储能的释放路径的同时，将电压Vin降压至规定的交流电压Vo。
Description
技术领域
本发明涉及对交流电源的电压进行降压或升压并输出交流电压的功率转换装置。
背景技术
作为对交流电源的电压进行降压或升压并输出交流电压的功率转换装置，已知有降压型或升压型的交流斩波器。图11是用于说明专利文献1所公开的单相降压型交流斩波器的图。
图中，1为单相交流电源，2和3为双向开关，4为负载。
双向开关2是开关元件S1、S2反向串联连接而成的电路，其中，开关元件S1、S2分别与二极管反向并联连接。双向开关3是开关元件S3、S4反向串联连接而成的电路，其中，开关元件S3、S4分别与二极管反向并联连接。双向开关2和双向开关3串联连接，且连接在单相交流电源1的两端。负载4由电阻R和电抗器L串联连接而成。负载4连接在双向开关3的两端。
在该结构中，双向开关2和双向开关3基于经脉宽调制后的栅极信号而交替地重复进行开关动作。另外，在双向开关2和双向开关3的栅极信号中设置有停止期间，以使得这两个双向开关在切换导通和截止的时刻不会同时导通。通过该动作，将对交流电源1的电压进行降压后得到的规定的交流电压施加于负载4。
图12是用于说明专利文献1所公开的单相升压型交流斩波器的图。
图中，1为单相交流电源，2和3为双向开关，4为负载，5为电抗器，6为电容器。
双向开关2和双向开关3的结构与上述降压型交流斩波器相同。电抗器5与双向开关2的串联电路连接在交流电源1的两端。并且，双向开关3与电容器6的串联电路连接在双向开关2的两端。负载4连接在电容器6的两端。
在该结构中，双向开关2和双向开关3基于经脉宽调制后的栅极信号而交替地重复进行开关动作。另外，在双向开关2和双向开关3的栅极信号中设置有停止期间，以使得两个双向开关在切换导通和截止的时刻不会同时导通。通过该动作，将对交流电源1的电压进行升压后得到的规定的交流电压施加于负载4。
然而，在降压型交流斩波器的情况下，若双向开关2与双向开关3在停止期间同时截止，则由于释放电抗器L所积蓄的电感储能的路径被阻断。此时，在电抗器L的两端产生浪涌电压。此外，在升压型交流斩波器的情况下，若双向开关2与双向开关3在停止期间同时截止，则由于释放电抗器5所积蓄的电感储能的路径被阻断。此时，在电抗器5的两端也产生浪涌电压。于是，双向开关2、3有可能因电抗器L或电抗器5中所产生的浪涌电压而损坏。
专利文献1中揭示了抑制该浪涌电压产生的方法。根据专利文献1，在对双向开关2、3的导通和截止进行切换时，根据负载电流Io或电源电流Iin的极性，设置有用于对构成双向开关2，3的开关元件S1～S4单独进行导通和截止的三个期间。该三个期间可分别构成电抗器L或电抗器5中所积蓄的电感储能的释放路径。其结果是，浪涌电压的产生得以抑制。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本专利特开2003－230277号公报
发明内容
发明所要解决的技术问题
然而，在专利文献1所揭示的技术中，需要根据负载电流Io或电源电流Iin的极性来生成用于对开关元件S1～S4进行导通和截止的控制信号。但是，由于双向开关2、3通过例如脉冲调制控制来进行导通和截止动作，因此，负载电流Io或电源电流Iin中包含有纹波分量。因此，在电流的过零点附近，难以正确地检测出负载电流Io或电源电流Iin的极性。在误检测出电流约束的情况下，由于电抗器L或电抗器5中所积蓄的电感储能，会产生浪涌电压。
此外，在小负载时，负载电流Io和电源电流Iin变小。因此，在小负载时，更难以正确地检测出负载电流Io或电源电流Iin的极性。
因此，应用了专利文献1所揭示的技术后的交流斩波器，在负载电流Io或电源电流Iin的过零点附近，有时无法抑制因电抗器L或电抗器5而产生的浪涌电压。并且，为了抑制该浪涌电压，需要复杂的控制电路。
此外，在专利文献1所揭示的技术中，设置有用于单独对开关元件S1～S4进行导通和截止的三个期间。因此，在电源电压的过零点附近，与通常的情况相比，需要三倍的停止期间。由于需要较多的停止期间，因此成为交流斩波器高频化的妨碍。
本发明是为了解决上述现有技术存在的问题而完成的。即，本发明的目的在于提供一种交流斩波器，即使电流中包含有纹波分量，也能够抑制因电抗器L或电抗器5而产生的浪涌。
解决技术问题的技术方案
用于实现上述目的的第1发明是如下功率转换装置，将通过对串联连接在交流电源的两端的第1和第2双向开关交替进行导通和截止而得到的交流电压提供给连接在第2双向开关两端的负载。该功率转换装置中，第1双向开关通过将第1开关元件和第2开关元件串联或并联连接而构成，第2双向开关通过将第3开关元件和第4开关元件串联或并联连接而构成。并且，该功率转换装置的特征在于，当交流电源的电压在第1基准电压和小于第1基准电压的第2基准电压之间时，使第1双向开关的第1开关元件和第2开关元件导通，并使第2双向开关的第3开关元件和第4开关元件截止，由此将交流电源的电压提供给负载。并且，其特征在于，第1基准电压是大于零的电压，第2基准电压是小于零的电压。
第2发明的特征在于，在第1发明所涉及的功率转换装置中，将交流电源的电压周期分割成交流电源的电压在第1基准电压以上的第1期间、交流电源的电压在第2基准电压以下的第2期间、以及交流电源的电压在第1基准电压和第2基准电压之间的第3期间。并且，该功率转换装置的特征在于，在分割后的各期间中，通过对第1～第4开关元件进行导通和截止控制，将交流电源的电压降压至规定的交流电压，再提供给负载。
具体而言，该功率转换装置在第1期间中，使第2和第3开关元件导通，并使第1和第4开关元件交替地进行导通和截止。该功率转换装置在第2期间中，使第1和第4开关元件导通，并使第2和第3开关元件交替地进行导通和截止。该功率转换装置在第3期间中，使第1和第2开关元件导通，并使第3和第4开关元件截止。
第3发明的特征在于，在第2发明所涉及的功率转换装置中，从第1期间向第3期间的切换、以及从第2期间向第3期间的切换在第1和第2开关元件同时处于导通时进行。
第4发明是如下功率转换装置，在该功率转换装置中，电抗器和第2双向开关串联连接在交流电源的两端，并且第1双向开关和电容器串联连接在第2双向开关的两端，将通过对第1和第2双向开关交替地进行导通和截止而得到的交流电压提供给连接在所述电容器的两端的负载。该功率转换装置中，第1双向开关通过由第1开关元件和第2开关元件串联或并联连接而构成，第2双向开关通过由第3开关元件和第4开关元件串联或并联连接而构成。并且，该功率转换装置的特征在于，当交流电源的电压在第1基准电压和小于第1基准电压的第2基准电压之间时，使第1双向开关导通，并使第2双向开关截止，由此将交流电源的电压提供给负载。并且，其特征在于，第1基准电压是大于零的电压，第2基准电压是小于零的电压。
第5发明的特征在于，在第4发明所涉及的功率转换装置中，将交流电源的电压周期分割成交流电源的电压在第1基准电压以上的第4期间、交流电源的电压在第2基准电压以下的第5期间、以及交流电源的电压在第1基准电压和第2基准电压之间的第6期间。并且，该功率转换装置的特征在于，在分割后的各期间中，通过以规定的模式对第1～第4开关元件进行开关控制，将交流电源的电压升压至规定的交流电压，再提供给负载。
具体而言，该功率转换装置在第4期间中，使第1开关元件和第4开关元件导通，并使第2开关元件和第3开关元件交替地进行导通和截止。该功率转换装置在第5期间中，使第2开关元件和第3开关元件导通，并使第1开关元件和第4开关元件交替地进行导通和截止。该功率转换装置在第6期间中，使第1开关元件和第2开关元件导通，并使第3和第4开关元件截止。
第6发明的特征在于，在第5发明所涉及的功率转换装置中，从第4期间向第6期间的切换、以及从第5期间向第6期间的切换在第1和第2开关元件同时处于导通时进行。
第7发明是以下功率转换装置，该功率转换装置使用两组第1至第6发明中的任一项的功率转换装置，与三相交流电源和三相负载通过V接法相连接而成。
第8发明是以下功率转换装置，该功率转换装置使用三组第1至第6发明中的任一项的功率转换装置，与三相交流电源和三相负载通过Y接法相连接而成。
应用了本发明的功率转换装置是具备两个双向开关，对交流电源的电压进行降压或升压后提供给负载的交流斩波器。
在该功率转换装置为降压型交流斩波器的情况下，将交流电源的电压周期分割成第1～第3期间，对第1～第4开关元件进行开关控制。
第1期间中，第2开关元件和第3开关元件处于导通状态，第1开关元件和第4开关元件交替地进行导通和截止。在该期间，伴随着第1开关元件的截止动作，电路电流换向流过第3开关元件。第2期间中，第1开关元件和第4开关元件处于导通状态，第2开关元件和第3开关元件交替地进行导通和截止。在该期间，伴随着第2开关元件的截止动作，电路电流换向流过第4开关元件。第3期间中，第1开关元件和第2开关元件处于导通状态，第3开关元件和第4开关元件处于截止状态。该期间中，电路电流流过第1开关元件或第2开关元件。
此外，在该功率转换装置为升压型交流斩波器的情况下，将交流电源的电压周期分割成第4～第6期间，对第1～第4开关元件进行开关控制。
第4期间中，第1开关元件和第4开关元件处于导通状态，第2开关元件和第3开关元件交替地进行导通和截止。在该期间，伴随着第3开关元件的截止动作，电路电流换向流过第1开关元件。第5期间中，第2开关元件和第3开关元件处于导通状态，第1开关元件和第4开关元件交替地进行导通和截止。在该期间，伴随着第4开关元件的截止动作，电路电流换向流过第2开关元件。第6期间中，第1开关元件和第2开关元件处于导通状态，第3和第4开关元件处于截止状态。该期间中，电路电流流过第1开关元件或第2开关元件。
发明效果
应用了本发明的功率转换装置在任一控制期间内均能构成用于释放电抗器所积蓄的电感储能的释放路径。因此，应用了本发明的功率转换装置能够抑制因电抗器而产生的浪涌电压。
附图说明
图1是用于说明本发明的实施方式1的图。
图2是用于说明双向开关元件的实施方式的图。
图3是用于说明电压Vin与期间1～3的关系的图。
图4是用于说明期间1～3与开关元件的动作的关系的图。
图5是用于说明本发明的实施方式2的图。
图6是用于说明本发明的实施方式3的图。
图7是用于说明本发明的实施方式4的图。
图8是用于说明电压Vin与期间4～6的关系的图。
图9是用于说明本发明的实施方式5的图。
图10是用于说明本发明的实施方式6的图。
图11是用于说明现有技术所涉及的降压型交流斩波器的图。
图12是用于说明现有技术所涉及的升压型交流斩波器的图。
具体实施方式
下面，参照图1～图10来详细说明应用了本发明的功率转换装置的实施方式。
图1是用于说明应用了本发明的功率转换装置的实施方式1的图。
图中，1为单相交流电源，2和3为双向开关，4为负载，100为控制电路。该实施方式所涉及的功率转换装置是将对单相交流电源1的电压Vin进行降压而得到的电压Vo提供给负载的降压型交流斩波器。
双向开关2(第1双向开关)是将开关元件S1(第1开关元件)和开关元件S2(第2开关元件)反向并联连接而成的电路。将开关元件S1的集电极端子侧设为双向开关2的第1端子，将开关元件S1的发射极端子侧设为双向开关2的第2端子。
双向开关3(第2双向开关)是将开关元件S3(第2开关元件)和开关元件S4(第4开关元件)反向并联连接而成的电路。将开关元件S4的集电极端子侧设为双向开关3的第1端子，将开关元件S4的发射极端子侧设为双向开关3的第2端子。
图中所示的开关元件S1～S4是具有反向阻断耐压的IGBT(Insulated GateBipolar Transistor：绝缘栅双极晶体管)。
但是，双向开关2、3不限于上述结构。例如，双向开关2，3可以如图2(a)所示那样，构成为由将不具有反向阻断耐压的IGBT与二极管串联连接的两组电路反向并联连接而成。并且，双向开关2，3也可以如图2(b)所示那样，构成为由将不具有反向阻断耐压的IGBT与二极管反向并联连接的两组电路反向串联连接而成。双向开关2，3还可以如图2(c)所示那样，采用以下结构：与二极管反向并联连接的两组IGBT双向开关元件由将MOSFET(Metal Oxide SemiconductorField Effect Transistor：金属氧化物半导体场效应晶体管)与二极管反向并联连接的两组电路反向串联连接而成。
对于以下的其他实施方式也是同样，双向开关也可采用上述结构。
双向开关2和双向开关3串联连接在交流电源1的两端。具体而言，双向开关2的第2端子与双向开关3的第1端子相连接。双向开关2的第1端子与交流电源1的一端相连接，双向开关3的第2端子与交流电源1的另一端相连接。
负载4连接在双向开关3的两端。负载4是将电阻R与电抗器L串联连接而成的电路。电抗器L包含电阻R的电感分量和布线的电感分量。
由电压检测器301检测出的交流电源1的电压Vin输入到控制电路100。控制电路100基于该电压Vin生成用于对开关元件S1～S4进行导通和截止的栅极信号G1～G4。
控制电路100在生成栅极信号G1～G4时，将交流电源1的电压周期分割成期间1～3这三个期间。图3是用于说明电压Vin与期间1～3的关系的图。图3中一并记载有流过负载4的电流Io。
期间1(第1期间)是电压Vin在第1基准电压以上的期间。期间2(第2期间)是电压Vin在第2基准电压以下的期间。期间3(第3期间)是电压Vin小于第1基准电压、且大于第2基准电压的期间。
其中，第1基准电压是设定为稍大于0V的值的电压。第2基准电压是设定为稍小于0V的值的电压。由此，若设定了第1和第2基准电压，则能够将第3期间设定为电压Vin被限制为过零点前后的期间。
例如，将单相交流电源1的电压Vin设为250VAC，输出电压Vo设为200VAC。并且，将第1基准电压设定为10V左右，第2基准电压设定为-10V左右。该情况下，期间切换时刻所产生的输出电压Vo的偏差(基波分量的偏差)为2V左右。由此，若设定了第1和第2基准电压，则能使得对输出电压Vo的波形失真的影响较小。
图4是用于说明期间1～3与开关元件S1～S4的开关动作的关系的图。
期间1中，控制电路100生成栅极信号G2，G3，用于使开关元件S2、S3始终处于导通状态。此外，控制电路100还生成栅极信号G1，G4，用于使开关元件S1，S4交替地进行导通和截止动作。对栅极信号G1、G4进行脉宽调制以输出规定的交流电压。
在开关元件S1从导通切换为截止，开关元件S4从截止切换为导通时，在两个元件的栅极信号G1，G4中设置有使两个元件同时截止的停止期间Td。同样地，在开关元件S4从导通切换为截止，开关元件S1从截止切换为导通时，在两个元件的栅极信号G1，G4中设置有使两个元件同时截止的停止期间Td。停止期间Td为以下目的而设置的期间，即：在对开关元件S1，S4的导通和截止进行切换的时刻，防止因两个元件同时导通而导致交流电源1短路。
由于使开关元件S1导通，沿交流电源1→开关元件S1→负载4→交流电源1的路径流过电流Io。若开关元件S1截止，则流过开关元件S1的电流Io换向成沿负载4→开关元件S3→负载4的路径流动。在开关元件S1截止后的停止期间Td、开关元件S4的导通期间以及开关元件S4截止后的停止期间Td的期间内，电流Io继续沿上述负载4→开关元件S3→负载4的路径流动。接着，若开关元件S1导通，则流过开关元件S3的电流Io换向成沿交流电源1→开关元件S1→负载4→交流电源1的路径流动。
另外，在刚从期间3切换至期间1之后，电流Io的极性有可能为负。此时，电流Io沿交流电源1→负载4→开关元件S2→交流电源1的路径，或者沿负载4→开关元件S4→负载4的路径流动。
如上所述，在期间1中，伴随着开关元件S1、S4的导通和截止动作，反复进行电流Io的换向动作。即，始终确保了由于释放负载4的电抗器L所积蓄的电感储能的路径。因此，在期间1中，能够对因电抗器L所积蓄的电感储能而引起的浪涌电压进行抑制。
期间2中，控制电路100生成栅极信号G1，G4，用于使开关元件S1、S4始终处于导通状态。此外，控制电路100还生成栅极信号G2，G3，用于使开关元件S2，S3交替地进行导通和截止动作。对栅极信号G2、G3进行脉宽调制以输出规定的交流电压。
在开关元件S2从导通切换为截止，开关元件S3从截止切换为导通时，在两个元件的栅极信号G2，G3中设置有使两个元件同时截止的停止期间Td。同样地，在开关元件S3从导通切换为截止，开关元件S2从截止切换为导通时，在两个元件的栅极信号G2，G3中设置有使两个元件同时截止的停止期间Td。
由于开关元件S2导通，沿交流电源1→负载4→开关元件S2→交流电源1的路径流过电流Io。若开关元件S2截止，则流过开关元件S2的电流Io换向成沿负载4→开关元件S4→负载4的路径流动。在开关元件S2截止后的停止期间Td、开关元件S3的导通期间以及开关元件S3截止后的停止期间Td的期间内，电流Io继续沿上述负载4→开关元件S4→负载4的路径流动。接着，若开关元件S1导通，则流过开关元件S4的电流Io换向成沿交流电源1→负载4→开关元件S2→交流电源1的路径流动。
另外，在刚从期间3切换至期间2之后，电流Io的极性有可能为正。此时，电流Io沿交流电源1→开关元件S1→负载4→交流电源1的路径，或者负载4→开关元件S3→负载4的路径流动。
如上所述，在期间2中，伴随着开关元件S2、S3的导通和截止动作，反复地进行电流Io的换向动作。即，始终确保了用于释放负载4的电抗器L所积蓄的电感储能的路径。因此，在期间2中，能够对因电抗器L所积蓄的电感储能而引起的浪涌电压进行抑制。
期间3中，控制电路100进行控制，从而使得开关元件S1、S2始终处于导通状态，开关元件S3、S4始终处于截止状态。
在期间1后的期间3中，电流Io沿交流电源1→开关元件S1→负载4→交流电源1的路径流动。此外，在期间2后的期间3中，电流Io沿交流电源1→负载4→开关元件S2→交流电源1的路径流动。在任意一种情况下均不发生开关元件的导通和截止动作。因此，在期间3中，不会产生因电抗器L所积蓄的电感储能而引起的浪涌电压。
另外，从期间1向期间3的切换优选在开关元件S1、S2同时导通的时刻进行。同样地，从期间2向期间3的切换优选在开关元件S1、S2同时导通的时刻进行。若在该时刻进行期间的切换，则能够在期间1或期间2中维持开关元件的导通和截止状态的同时向期间3转移。因此，由于不切换开关元件的导通和截止动作，因此，无需在该时刻***停止期间。
如上所述，在交流电源1的过零点附近设置有期间3的实施方式1能够对因电抗器L所积蓄的电感储能而引起的浪涌电压的产生进行抑制。此外，在本实施方式中，在期间的切换时刻，无需生成复杂的栅极信号。
图5是用于说明本发明的实施方式2的图。本实施方式中，使用两组实施方式1所涉及的单相降压型斩波器，是与三相交流电源和三相负载通过V接法连接而成的降压型斩波器。
图中，11为三相交流电源，21、22和31、32为双向开关，41为三相负载，101为控制电路。
图中，交流电源11是R相、S相和T相电源通过Y接法连接而成的三相交流电源。负载41是电阻Ru与电抗器Lu的串联电路(U相负载)、电阻Rv和电抗器Lv的串联电路(V相负载)、以及电阻Rw和电抗器Lw的串联电路(W相负载)通过Y接法连接而成的三相负载。
双向开关21、31的串联电路连接在交流电源11的R相端子与S相端子之间。并且，负载41的U相负载和V相负载串联连接在双向开关31的两端。双向开关21、31以及由它们构成的串联电路的结构与实施方式1中双向开关2，3以及由它们构成的串联电路的结构相同，因此省略其详细的说明。
此外，双向开关22、32的串联电路连接在交流电源11的T相端子与S相端子之间。并且，负载41的W相负载和V相负载串联连接在双向开关32的两端。双向开关22、32以及由它们构成的串联电路的结构与实施方式1中双向开关2，3以及由它们构成的串联电路的结构相同，因此省略其详细的说明。
301是检测交流电源11的R相和S相之间的线间电压Vrs的电压检测器。302是检测交流电源11的T相和S相之间的线间电压Vts的电压检测器。由电压检测器301检测到的线间电压Vrs和由电压检测器302检测到的线间电压Vts被输入到控制电路101。
控制电路101将线间电压Vrs的电压周期分割成期间1～3，并生成开关元件S1～S4的栅极信号G1～G4。并且，控制电路101将线间电压Vts的电压周期分割成期间1～3，并生成开关元件S5～S8的栅极信号G5～G8。控制电路101生成栅极信号G1～G4的原理以及生成栅极信号G5～G8的原理与实施方式1的情况相同，因此省略其说明。
本实施方式中，也分别在线间电压Vrs、Vts的过零点附近设置有期间3。因此，本实施方式中，能够抑制因负载41的电抗器Lu、Lv及Lw所积蓄的电感储能而引起的浪涌电压的产生。此外，在本实施方式中，在期间的切换时刻，无需生成复杂的栅极信号。
图6是用于说明本发明的实施方式3的图。本实施方式中，使用三组实施方式1所涉及的单相降压型斩波器，是与三相交流电源和三相负载通过Y接法连接而成的降压型斩波器。
图中，12为三相交流电源，21～23和31～33为双向开关，42为三相负载，102为控制电路。
图中，交流电源12是R相、S相和T相电源通过Y接法连接而成的三相交流电源，具有中性点。负载42是电阻Ru与电抗器Lu的串联电路(U相负载)、电阻Rv和电抗器Lv的串联电路(V相负载)、以及电阻Rw和电抗器Lw的串联电路(W相负载)通过Y接法连接而成的三相负载。负载42也具有中性点。并且交流电源12的中性点与负载42的中性点相连接。
双向开关21、31的串联电路连接在交流电源12的R相端子与中性点端子之间。并且负载42的U相负载连接在双向开关31的两端。双向开关21、31以及由它们构成的串联电路的结构与实施方式1中双向开关2，3以及由它们构成的串联电路的结构相同，因此省略其详细的说明。
此外，双向开关22、32的串联电路连接在交流电源11的S相端子与中性点端子之间。并且负载42的V相负载连接在双向开关32的两端。双向开关22、32以及由它们构成的串联电路的结构与实施方式1中双向开关2，3以及由它们构成的串联电路的结构相同，因此省略其详细的说明。
此外，双向开关23、33的串联电路连接在交流电源11的T相端子与中性点端子之间。并且负载42的W相负载连接在双向开关33的两端。双向开关23、33以及由它们构成的串联电路的结构与实施方式1中双向开关2，3以及由它们构成的串联电路的结构相同，因此省略其详细的说明。
301是检测交流电源11的R相电压Vr的电压检测器。302是检测交流电源11的S相电压Vs的电压检测器。303是检测交流电源11的T相电压Vt的电压检测器。由电压检测器301检测到的电压Vr、由电压检测器302检测到的电压Vs、以及由电压检测器303检测到的电压Vt被输入到控制电路102。
控制电路102将电压Vr的电压周期分割成期间1～3，并生成开关元件S1～S4的栅极信号G1～G4。并且，控制电路102将电压Vs的电压周期分割成期间1～3，并生成开关元件S5～S8的栅极信号G5～G8。控制电路102还将电压Vt的电压周期分割成期间1～3，并生成开关元件S9～S12的栅极信号G9～G12。期间1～3中控制电路102生成栅极信号G1～G4的原理、生成栅极信号G5～G8的原理、以及生成栅极信号G9～G12的原理与实施方式1的情况相同，因此省略其说明。
本实施方式中，也分别在电压Vr、Vs及Vt的过零点附近设置有期间3。因此，本实施方式中，能够抑制因负载42的电抗器Lu、Lv及Lw所积蓄的电感储能而引起的浪涌电压的产生。此外，在本实施方式中，在期间的切换时刻，无需生成复杂的栅极信号。
图7是用于说明应用了本发明的功率转换装置的实施方式4的图。
图中，1为单相交流电源，2和3为双向开关，4为负载，5为电抗器，6为电容器，103为控制电路。该实施方式所涉及的功率转换装置是将对单相交流电源1的电压Vin进行升压而得到的电压Vo提供给负载的升压型交流斩波器。
双向开关2(第1双向开关)是开关元件S1(第1开关元件)和开关元件S2(第2开关元件)反向并联连接而成的电路。将开关元件S1的集电极端子侧设为双向开关2的第1端子，将开关元件S1的发射极端子侧设为双向开关2的第2端子。
双向开关3(第2双向开关)是开关元件S3(第3开关元件)和开关元件S4(第4开关元件)反向并联连接而成的电路。将开关元件S4的集电极端子侧设为双向开关3的第1端子，将开关元件S4的发射极端子侧设为双向开关3的第2端子。
并且，开关元件S1～S4是具有反向阻断耐压的IGBT。
电抗器5和双向开关3串联连接在交流电源1的两端。具体而言，电抗器5的一端连接至交流电源1的一端，电抗器5的另一端连接至双向开关3的第2端子。并且，双向开关3的第1端子连接至交流电源1的另一端。
双向开关2和电容器6以与双向开关3并联的方式串联连接。具体而言，双向开关3的第2端子与双向开关2的第1端子相连接。并且，电容器6的一端连接至双向开关2的第2端子，且电容器6的另一端连接至双向开关3的第1端子。
负载4与电容器6并联连接。负载4是电阻R与电抗器L串联连接而成的电路。电抗器L中包含电阻R的电感分量和布线的电感分量。
由电压检测器301检测出的交流电源1的电压Vin被输入到控制电路103。控制电路103基于该电压Vin生成用于对开关元件S1～S4进行导通和截止的栅极信号G1～G4。
控制电路103在生成栅极信号G1～G4时，与实施方式1相同，将交流电源1的电压周期分割成期间4～6这三个期间。期间4(第4期间)是电压Vin在第1基准电压以上的期间。期间5(第5期间)是电压Vin在第2基准电压以下的期间。期间6(第6期间)是电压Vin小于第1基准电压、且大于第2基准电压的期间。
其中，第1基准电压是设定为稍大于0V的值的电压。第2基准电压是设定为稍小于0V的值的电压。若如此设定了第1和第2基准电压，则能够将第3期间设定为电压Vin被限制为过零点前后的期间。
例如，将单相交流电源1的电压Vin设为150VAC，将输出电压Vo设为200VAC。并且，将第1基准电压设定为10V左右，将第2基准电压设定为-10V左右。在该情况下，在期间的切换时刻所产生的输出电压Vo的偏差(基波分量的偏差)为3V左右。若如此设定了第1和第2基准电压，则能使得对输出电压Vo的波形失真的影响较小。
图8是用于说明期间4～6与开关元件S1～S4的导通和截止动作的关系的图。
期间4中，控制电路103生成栅极信号G1，G4，该栅极信号G1，G4用于使开关元件S1、S4始终处于导通状态。此外，控制电路103还生成栅极信号G2，G3，该栅极信号G2，G3用于使开关元件S2，S3交替地进行开关动作。对栅极信号G2、G3进行脉宽调制以输出规定的交流电压。
在开关元件S2从导通切换为截止，开关元件S3从截止切换为导通时，在两个元件的栅极信号G2，G3中设置有使两个元件同时截止的停止期间Td。同样地，在开关元件S3从导通切换为截止，开关元件S2从截止切换为导通时，在两个元件的栅极信号G2，G3中设置有使两个元件同时截止的停止期间Td。停止期间Td为以下目的而设置的期间，即：在对开关元件S2，S3的导通和截止进行切换的时刻，防止因两个元件同时导通而导致电容器6短路。
由于开关元件S3导通，沿交流电源1→电抗器5→开关元件S3→交流电源1的路径流过电流Iin。若开关元件S3截止，则流过开关元件S3的电流Iin换向而沿交流电源1→电抗器5→开关元件S1→负载4→交流电源1的路径流动。在开关元件S3截止后的停止期间Td、开关元件S2的导通期间以及开关元件2截止后的停止期间Td的期间内，电流Iin继续沿上述交流电源1→电抗器5→开关元件S1→负载4→交流电源1的路径流动。接着，若开关元件S3导通，则流过开关元件S1的电流Iin换向而沿交流电源1→电抗器5→开关元件S3→交流电源1的路径流动。
另外，在刚从期间6切换至期间4之后，电流Iin的极性有可能为负。此时，电流Iin沿交流电源1→负载4→开关元件S2→交流电源1的路径，或者交流电源1→开关元件S4→电抗器5→交流电源1的路径流动。
如上所述，在期间4中，伴随着开关元件S2、S3的导通和截止动作，反复地进行电流Iin的换向动作。即，始终确保了用于释放电抗器5所积蓄的电感储能的路径。因此，在期间4中，能够对因电抗器5所积蓄的电感储能而引起的浪涌电压进行抑制。
期间5中，控制电路103生成栅极信号G2，G3，该栅极信号G2，G3用于使开关元件S2、S3始终处于导通状态。此外，控制电路103还生成栅极信号G1，G4，该栅极信号G1，G4用于使开关元件S1，S4交替地进行导通和截止动作。对栅极信号G1、G4进行脉宽调制以输出规定的交流电压。
在开关元件S1从导通切换为截止，开关元件S4从截止切换为导通时，在两个元件的栅极信号G1，G4中设置有使两个元件同时截止的停止期间Td。同样地，在开关元件S4从导通切换为截止，开关元件S1从截止切换为导通时，在两个元件的栅极信号G1，G4中设置有使两个元件同时截止的停止期间Td。
由于开关元件S4导通，沿交流电源1→开关元件S4→电抗器5→交流电源1的路径流过电流Iin。若开关元件S4截止，则流过开关元件S4的电流Iin换向成沿交流电源1→负载4→开关元件S2→电抗器5→交流电源1的路径流动。在开关元件S2截止后的停止期间Td、开关元件S3的导通期间以及开关元件S3截止后的停止期间Td的期间内，电流Io继续沿上述负载4→开关元件S4→负载4的路径流动。接着，若开关元件S1导通，则流过开关元件S4的电流Io换向成沿交流电源1→负载4→开关元件S2→交流电源1的路径流动。
另外，在刚从期间6切换至期间5之后，电流Iin的极性有可能为正。此时，电流Iin沿交流电源1→开关元件S1→负载4→交流电源1的路径，或者交流电源1→电抗器5→开关元件S3→交流电源1的路径流动。
如上所述，在期间5中，伴随着开关元件S1、S4的导通和截止动作，反复地进行电流Iin的换向动作。即，始终确保了用于释放抗器5所积蓄的电感储能的路径。因此，在期间5中，能够对因电抗器L所积蓄的电感储能而引起的浪涌电压进行抑制。
期间6中，控制电路103进行控制，从而使得开关元件S1、S2始终处于导通状态，开关元件S3、S4始终处于截止状态。
在期间4后的期间6中，电流Iin沿交流电源1→电抗器5→开关元件S1→负载4→交流电源1的路径流动。此外，在期间5后的期间6中，电流Iin沿交流电源1→负载4→开关元件S2→电抗器5→交流电源1的路径流动。在任意一种情况下均不发生开关元件的导通和截止动作。因此，在期间6中，不会产生因电抗器5所积蓄的电感储能而引起的浪涌电压。
另外，从期间4向期间6的切换优选在开关元件S1、S2同时导通的时刻进行。同样地，从期间5向期间6的切换也优选在开关元件S1、S2同时导通的时刻进行。若在该时刻进行期间的切换，则能够在期间1或期间2中维持开关元件的导通和截止状态的同时向期间3转移。因此，由于不切换开关元件的导通和截止动作，因此，无需生成复杂的栅极信号，例如无需在该时刻***停止期间等。
如上所述，在交流电源1的过零点附近设置有期间6的实施方式4能够对因电抗器5所积蓄的电感储能而引起的浪涌电压的产生进行抑制。此外，在本实施方式中，在期间的切换时刻，无需生成复杂的栅极信号。
图9是用于说明本发明的实施方式5的图。本实施方式中，使用两组实施方式4所涉及的单相升压型斩波器，是与三相交流电源和三相负载通过V接法连接而成的升压型斩波器。
图中，11为三相交流电源，21、22和31、32为双向开关，41为三相负载，51～53为电抗器，61～63为电容器，104为控制电路。
交流电源11是R相、S相和T相电源通过Y接法连接而成的三相交流电源。负载41是电阻Ru与电抗器Lu的串联电路(U相负载)、电阻Rv和电抗器Lv的串联电路(V相负载)、以及电阻Rw和电抗器Lw的串联电路(W相负载)通过Y接法连接而成的三相负载。
由电抗器51与双向开关31构成的串联电路经由电抗器52连接在交流电源11的R相端子与S相端子之间。并且，由双向开关21与电容器61构成的串联电路连接在双向开关31的两端。双向开关31和由电抗器51与双向开关31构成的串联电路的结构与实施方式4中双向开关3和由电抗器5与双向开关3构成的串联电路的结构相同，因此省略其详细说明。此外，双向开关21和由双向开关21与电容器61构成的串联电路的结构与实施方式4中双向开关2和由双向开关2与电容器6构成的串联电路的结构相同，因此省略其详细说明。
负载41的U相负载和V相负载串联连接在电容器61的两端。
此外，由电抗器53与双向开关32构成的串联电路经由电抗器52连接在交流电源11的T相端子与S相端子之间。并且，由双向开关22与电容器63构成的串联电路连接在双向开关32的两端。双向开关32和由电抗器53与双向开关32构成的串联电路的结构与实施方式4中双向开关3和由电抗器5与双向开关3构成的串联电路的结构相同，因此省略其详细说明。此外，双向开关22和由双向开关22与电容器62构成的串联电路的结构与实施方式4中双向开关2和由双向开关2与电容器6构成的串联电路的结构相同，因此省略其详细说明。
负载41的W相负载和V相负载串联连接在电容器62的两端。
并且，电容器63连接在电容器61、62的串联电路的两端。
301是检测交流电源11的R相和S相之间的线间电压Vrs的电压检测器。302是检测交流电源11的T相和S相之间的线间电压Vts的电压检测器。由电压检测器301检测到的线间电压Vrs和由电压检测器302检测到的线间电压Vts被输入到控制电路104。
控制电路104将线间电压Vrs的电压周期分割成期间4～6，并生成开关元件S1～S4的栅极信号G1～G4。并且，控制电路104将线间电压Vts的电压周期分割成期间4～6，并生成开关元件S5～S8的栅极信号G5～G8。控制电路104生成栅极信号G1～G4的原理以及生成栅极信号G5～G8的原理与实施方式1的情况相同，因此省略其说明。
本实施方式中，在线间电压Vrs、Vts的过零点附近设置有期间6。因此，本实施方式中，能够对因电抗器51～53所积蓄的电感储能而引起的浪涌电压的产生进行抑制。此外，在本实施方式中，在期间的切换时刻，无需生成复杂的栅极信号。
图10是用于说明本发明的实施方式6的图。本实施方式中，使用三组实施方式4所涉及的单相升压型斩波器，是与三相交流电源和三相负载通过Y接法连接而成的升压型斩波器。
图中，12为三相交流电源，21～23和31～33为双向开关，42为三相负载，51～53为电抗器，61～63为电容器，105为控制电路。
交流电源12是R相、S相和T相电源通过Y接法连接而成的三相交流电源，具有中性点。负载42是电阻Ru与电抗器Lu的串联电路(U相负载)、电阻Rv和电抗器Lv的串联电路(V相负载)、以及电阻Rw和电抗器Lw的串联电路(W相负载)通过Y接法连接而成的三相负载。负载42也具有中性点。并且交流电源12的中性点与负载42的中性点相连接。
电抗器51和双向开关31的串联电路连接在交流电源12的R相端子与中性点端子之间。并且，双向开关21与电容器61的串联电路连接在双向开关31的两端。负载42的U相负载连接在电容器61的两端。双向开关31和由电抗器51与双向开关31构成的串联电路的结构与实施方式4中双向开关3和由电抗器5与双向开关3构成的串联电路的结构相同，因此省略其详细说明。此外，双向开关21和由双向开关21与电容器61构成的串联电路的结构与实施方式4中双向开关2和由双向开关2与电容器6构成的串联电路的结构相同，因此省略其详细说明。
电抗器52和双向开关32的串联电路连接在交流电源12的S相端子与中性点端子之间。并且，双向开关22与电容器62的串联电路连接在双向开关32的两端。负载42的V相负载连接在电容器62的两端。双向开关32和由电抗器52与双向开关32构成的串联电路的结构与实施方式4中双向开关3和由电抗器5与双向开关3构成的串联电路的结构相同，因此省略其详细说明。此外，双向开关22和由双向开关22与电容器62构成的串联电路的结构与实施方式4中双向开关2和由双向开关2与电容器6构成的串联电路的结构相同，因此省略其详细说明。
电抗器53和双向开关33的串联电路连接在交流电源12的T相端子与中性点端子之间。并且，双向开关23与电容器63的串联电路连接在双向开关33的两端。负载42的W相负载连接在电容器63的两端。双向开关33和由电抗器53与双向开关33构成的串联电路的结构与实施方式4中双向开关3和由电抗器5与双向开关3构成的串联电路的结构相同，因此省略其详细说明。此外，双向开关23和双向开关23与电容器63构成的串联电路的结构与实施方式4中双向开关2和由双向开关2与电容器6构成的串联电路的结构相同，因此省略其详细说明。
301是检测交流电源11的R相电压Vr的电压检测器。302是检测交流电源11的S相电压Vs的电压检测器。303是检测交流电源11的T相电压Vt的电压检测器。由电压检测器301检测到的电压Vr、由电压检测器302检测到的电压Vs、以及由电压检测器303检测到的电压Vt被输入到控制电路105。
控制电路105将电压Vr的电压周期分割成期间4～6，并生成开关元件S1～S4的栅极信号G1～G4。并且，控制电路105将电压Vs的电压周期分割成期间4～6，并生成开关元件S5～S8的栅极信号G5～G8。控制电路105还将电压Vt的电压周期分割成期间4～6，并生成开关元件S9～S12的栅极信号G9～G12。期间4～6中控制电路105生成栅极信号G1～G4的原理、生成栅极信号G5～G8的原理、以及生成栅极信号G9～G12的原理与实施方式1的情况相同，因此省略其说明。
本实施方式中，也分别在电压Vr、Vs及Vt的过零点附近设置有期间6。因此，本实施方式中，能够抑制因负载42的电抗器Lu、Lv及Lw所积蓄的电感储能而引起的浪涌电压的产生。此外，在本实施方式中，在期间的切换时刻，无需生成复杂的栅极信号。
工业上的实用性
本发明能够利用于对交流电源的电压进行降压或升压并输出交流电压的交流斩波器。
标号说明
1 单相交流电源
11，12 三相交流电源
2，21～23 双向开关
3，31～33 双向开关
4 单相负载
41，42 三相负载
5，51～53 电抗器
6，61～63 电容器
100～105 控制电路
301～303 电压检测器。
Claims (8)
1.一种功率转换装置，将通过对串联连接在交流电源的两端的第1和第2双向开关交替进行导通和截止而得到的交流电压提供给连接在所述第2双向开关两端的负载，其特征在于，
所述第1双向开关通过将第1开关元件和第2开关元件串联或并联连接而构成，
所述第2双向开关通过将第3开关元件和第4开关元件串联或并联连接而构成，
当所述交流电源的电压在大于零的第1基准电压和小于零的第2基准电压之间时，使所述第1双向开关的第1开关元件和所述第2开关元件导通，并使所述第2双向开关的第3开关元件和所述第4开关元件截止，由此将所述交流电源的电压提供给所述负载。
2.如权利要求1所述的功率转换装置，其特征在于，
将所述交流电源的电压周期分割成所述交流电源的电压在第1基准电压以上的第1期间、所述交流电源的电压在第2基准电压以下的第2期间、以及所述交流电源的电压在所述第1基准电压和第2基准电压之间的第3期间，
所述第1期间中，使所述第2开关元件和所述第3开关元件导通，并使所述第1开关元件和所述第4开关元件交替地进行导通和截止，
所述第2期间中，使所述第1开关元件和所述第4开关元件导通，并使所述第2开关元件和所述第3开关元件交替进行导通和截止，
所述第3期间中，使所述第1开关元件和所述第2开关元件导通，并使所述第3开关元件和所述第4开关元件截止，
将所述交流电源的电压降压至规定的交流电压后提供给所述负载。
3.如权利要求2所述的功率转换装置，其特征在于，
从所述第1期间向所述第3期间的切换，以及从所述第2期间向所述第3期间的切换在所述第1开关元件和所述第2开关元件同时处于导通时进行。
4.一种功率转换装置，该功率转换装置中，电抗器和第2双向开关串联连接在交流电源的两端，并且第1双向开关和电容器串联连接在所述第2双向开关的两端，将通过对所述第1双向开关和所述第2双向开关交替进行导通和截止而得到的交流电压提供给连接在所述电容器的两端的负载，其特征在于，
所述第1双向开关通过将第1开关元件和第2开关元件串联或并联连接而构成，
所述第2双向开关通过将第3开关元件和第4开关元件串联或并联连接而构成，
当所述交流电源的电压在大于零的第1基准电压和小于零的第2基准电压之间时，使所述第1双向开关导通，并使所述第2双向开关截止，由此将所述交流电源的电压提供给所述负载。
5.如权利要求4所述的功率转换装置，其特征在于，
将所述交流电源的电压周期分割成所述交流电源的电压在第1基准电压以上的第4期间、所述交流电源的电压在第2基准电压以下的第5期间、以及所述交流电源的电压在所述第1基准电压和第2基准电压之间的第6期间，
所述第4期间中，使所述第1开关元件和所述第4开关元件导通，并使所述第2开关元件和所述第3开关元件交替进行导通和截止，
所述第5期间中，使所述第2开关元件和所述第3开关元件导通，并使所述第1开关元件和所述第4开关元件交替进行导通和截止，
所述第6期间中，使所述第1开关元件和所述第2开关元件导通，并使所述第3开关元件和所述第4开关元件截止，
将所述交流电源的电压升压至规定的交流电压后提供给所述负载。
6.如权利要求5所述的功率转换装置，其特征在于，
从所述第4期间向所述第6期间的切换，以及从所述第5期间向所述第6期间的切换在所述第1开关元件和所述第2开关元件同时处于导通时进行。
7.一种功率转换装置，其特征在于，
使用两组权利要求1至权利要求6的任一项所述的功率转换装置，与三相交流电源和三相负载通过V接法相连接而成。
8.一种功率转换装置，其特征在于，
使用三组权利要求1至权利要求6的任一项所述的功率转换装置，与三相交流电源和三相负载通过Y接法相连接而成。
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| PCT/JP2012/003259 WO2013171800A1 (ja) | 2012-05-18 | 2012-05-18 | 電力変換装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| CN104205597A true CN104205597A (zh) | 2014-12-10 |
| CN104205597B CN104205597B (zh) | 2017-10-20 |
Family
ID=49583254
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| CN201280071206.2A Active CN104205597B (zh) | 2012-05-18 | 2012-05-18 | 功率转换装置 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US9397581B2 (zh) |
| EP (1) | EP2852042B1 (zh) |
| JP (1) | JP5768934B2 (zh) |
| CN (1) | CN104205597B (zh) |
| WO (1) | WO2013171800A1 (zh) |
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| CN102291005A (zh) * | 2010-06-18 | 2011-12-21 | 上海威曼电气科技发展有限公司 | 一种交流斩波器 |
| WO2012067167A1 (ja) | 2010-11-17 | 2012-05-24 | 富士電機株式会社 | 交流－交流変換装置 |
| JP5928865B2 (ja) * | 2010-11-18 | 2016-06-01 | 富士電機株式会社 | 非接触給電装置の制御方法 |
-
2012
- 2012-05-18 WO PCT/JP2012/003259 patent/WO2013171800A1/ja active Application Filing
- 2012-05-18 JP JP2014515356A patent/JP5768934B2/ja active Active
- 2012-05-18 CN CN201280071206.2A patent/CN104205597B/zh active Active
- 2012-05-18 EP EP12876856.1A patent/EP2852042B1/en active Active
-
2014
- 2014-09-02 US US14/474,872 patent/US9397581B2/en active Active
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| CN107086795B (zh) * | 2017-06-21 | 2023-08-08 | 佛山科学技术学院 | 一种Boost型交交直接变换器拓扑 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP2852042B1 (en) | 2017-05-17 |
| CN104205597B (zh) | 2017-10-20 |
| JP5768934B2 (ja) | 2015-08-26 |
| JPWO2013171800A1 (ja) | 2016-01-07 |
| US20140368173A1 (en) | 2014-12-18 |
| EP2852042A4 (en) | 2015-11-11 |
| US9397581B2 (en) | 2016-07-19 |
| EP2852042A1 (en) | 2015-03-25 |
| WO2013171800A1 (ja) | 2013-11-21 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| C06 | Publication | ||
| PB01 | Publication | ||
| C10 | Entry into substantive examination | ||
| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
| GR01 | Patent grant | ||
| GR01 | Patent grant |