JP2014220985A - スイッチトリラクタンスモータの制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】スイッチトリラクタンスモータ（以下、ＳＲモータ）の高調波鉄損及び騒音を好適に低減させることのできるＳＲモータの制御装置を提供する。【解決手段】制御装置３０は、固定子に巻回されたコイル２２￥（￥＝ｕ，ｖ，ｗ）を備えるスイッチトリラクタンスモータに適用される。制御装置３０は、コイル２２￥の指令電流ｉ￥＊を生成する指令電流生成部、及び電力変換回路２０を用いてコイル２２￥に流れる電流を指令電流ｉ￥＊に制御するための駆動回路等を備えている。ここで、指令電流生成部は、コイル２２￥の鎖交磁束の指令値と、コイル２２￥に流れる電流ｉ￥ｒ及びコイル２２￥の鎖交磁束が関係付けられたＳＲモータの磁束特性とに基づき、指令電流ｉ￥＊を生成する。【選択図】 図１

Description

本発明は、スイッチトリラクタンスモータの制御装置に関する。

この種の制御装置としては、下記特許文献１に見られるように、スイッチトリラクタンスモータ（以下、ＳＲモータ）の固定子に巻回されたコイルに流れる電流を指令電流に制御するものが知られている。詳しくは、この装置では、指令電流の立ち上がり波形及び立ち下がり波形の変化が緩やかになるように指令電流が生成される。これにより、コイルの励磁動作及び消磁動作のうち一方から他方に切り替えられる場合におけるコイルの鎖交磁束波形の変化を緩やかにし、ＳＲモータの騒音の低減を図っている。

特許第３２６８５７３号公報

ここで、上記特許文献１に記載された技術では、指令電流の立ち上がり波形及び立ち下がり波形の変化を緩やかにすることでＳＲモータの騒音の低減を図っているものの、立ち上がり波形及び立ち下がり波形の変化を緩やかにするだけでは、コイルの鎖交磁束波形に含まれる高調波成分を必ずしも十分に低減できない。高調波成分を十分に低減できないと、ＳＲモータの騒音とともに、ＳＲモータの高調波鉄損を十分に低減させることができなくなる懸念がある。

本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、その目的は、ＳＲモータの高調波鉄損及び騒音を好適に低減させることのできるＳＲモータの制御装置を提供することにある。

上記課題を解決すべく、請求項１記載の発明は、固定子に巻回されたコイル（２２￥：￥＝ｕ，ｖ，ｗ）を備えるスイッチトリラクタンスモータに適用され、前記コイルの指令電流を生成する指令電流生成手段と、前記コイルと接続された電力変換回路（２０）を用いて前記コイルに流れる電流を前記指令電流に制御する電流制御手段と、を備える。こうした構成を前提として、請求項１記載の発明は、前記指令電流生成手段は、前記コイルの鎖交磁束の指令値と、前記コイルに流れる電流及び前記コイルの鎖交磁束が関係付けられた前記モータの磁束特性とに基づき、前記指令電流を生成することを特徴とする。

コイルの鎖交磁束波形は、ＳＲモータの高調波鉄損及び騒音に影響を及ぼす。このため、ＳＲモータの電流制御が行われる場合におけるコイルの鎖交磁束波形を、高調波鉄損及び騒音を低減可能な波形とすることが要求される。ここで、上記発明では、コイルの鎖交磁束の指令値及びモータの磁束特性に基づき指令電流を生成する。このため、ＳＲモータの電流制御が行われる場合におけるコイルの鎖交磁束波形を、高調波鉄損及び騒音を低減可能な所望の波形とすることができる。これにより、ＳＲモータの高調波鉄損及び騒音を好適に低減させることができる。

第１の実施形態にかかるＳＲモータの制御システムの構成図。 同実施形態にかかる制御装置における各種処理のブロック図。 同実施形態にかかる指令磁束及び指令電流の設定手法を示す図。 同実施形態にかかるＳＲモータの磁束特性を示す図。 同実施形態にかかる指令電流生成処理の手順を示す流れ図。 同実施形態にかかる電流制御処理の手順を示す流れ図。 同実施形態にかかる正電圧印加時に形成される閉回路を示す図。 同実施形態にかかる負電圧印加時に形成される閉回路を示す図。 同実施形態にかかる電流制御処理の一例を示す図。 同実施形態にかかる電流制御処理の効果を示す図。 従来技術にかかるコイル電流及び鎖交磁束の推移を示す図。 第１の実施形態にかかる高調波鉄損の低減効果を示す図。 第２の実施形態にかかる指令電流生成処理の手順を示す流れ図。 第３の実施形態にかかる電流制御処理の手順を示す流れ図。 同実施形態にかかるゼロ電圧印加時に形成される閉回路を示す図。 同実施形態にかかる電流制御処理の一例を示す図。 同実施形態にかかる電流制御処理の効果を示す図。 第４の実施形態にかかる電流制御処理の手順を示す流れ図。 第５の実施形態にかかる電流制御処理の手順を示す流れ図。 第６の実施形態にかかるＳＲモータの磁束特性を示す図。 指令磁束及び磁束変化量の関係を示す図。 第７の実施形態にかかる指令磁束の設定手法を示す図。 第８の実施形態にかかる指令磁束の設定手法を示す図。 第９の実施形態にかかる指令磁束の設定手法を示す図。 第１０の実施形態にかかる指令磁束の設定手法を示す図。 第１１の実施形態にかかる指令電流の生成手法を示す図。 第１２の実施形態にかかる指令電流生成処理の手順を示す流れ図。 その他の実施形態にかかる指令磁束の設定手法を示す図。 その他の実施形態にかかる指令磁束の設定手法を示す図。

（第１の実施形態）
以下、本発明にかかる制御装置を車載主機としてのスイッチトリラクタンスモータ（以下、ＳＲモータ）に適用した第１の実施形態について、図面を参照しつつ説明する。

図１に示すように、「直流電源」としての高電圧バッテリ１０は、端子電圧が例えば百Ｖ以上（２８８Ｖ）となる２次電池である。なお、高電圧バッテリ１０としては、例えば、リチウムイオン２次電池やニッケル水素２次電池を用いることができる。

高電圧バッテリ１０には、平滑コンデンサ１２を介して電力変換回路２０が接続されている。電力変換回路２０には、車載主機としてのモータジェネレータが接続されている。モータジェネレータは、固定子（ステータ）及び回転子（ロータ）を備えるＳＲモータである。詳しくは、本実施形態では、ＳＲモータとして、ステータの￥相（￥＝ｕ，ｖ，ｗ）に対応する突極（ステータティース）に￥相コイル２２￥が巻回された３相ＳＲモータを用いている。

電力変換回路２０は、Ｕ相上アームスイッチング素子Ｓｕｐ及びＵ相下アームダイオードＤｕｎの直列接続体、Ｕ相上アームダイオードＤｕｐ及びＵ相下アームスイッチング素子Ｓｕｎの直列接続体、Ｖ相上アームスイッチング素子Ｓｖｐ及びＶ相下アームダイオードＤｖｎの直列接続体、Ｖ相上アームダイオードＤｖｐ及びＶ相下アームスイッチング素子Ｓｖｎの直列接続体、Ｗ相上アームスイッチング素子Ｓｗｐ及びＷ相下アームダイオードＤｗｎの直列接続体、並びにＷ相上アームダイオードＤｗｐ及びＷ相下アームスイッチング素子Ｓｗｎの直列接続体を備えている。ここで、本実施形態では、Ｕ〜Ｗ相上アームスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ及びＵ〜Ｗ相下アームスイッチング素子Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎとして、ＩＧＢＴを用いている。なお、本実施形態において、Ｕ〜Ｗ相上アームダイオードＤｕｐ，Ｄｖｐ，Ｄｗｐが「上アーム整流素子」に相当し、Ｕ〜Ｗ相下アームダイオードＤｕｎ，Ｄｖｎ，Ｄｗｎが「下アーム整流素子」に相当する。

詳しくは、Ｕ相上アームスイッチング素子Ｓｕｐ及びＵ相下アームダイオードＤｕｎの接続点と、Ｕ相上アームダイオードＤｕｐ及びＵ相下アームスイッチング素子Ｓｕｎの接続点とは、Ｕ相コイル２２ｕによって接続されている。Ｕ相上アームスイッチング素子Ｓｕｐのエミッタ及びＵ相下アームダイオードＤｕｎのカソード同士は接続され、Ｕ相上アームスイッチング素子Ｓｕｐのコレクタは、高電圧バッテリ１０の正極端子に接続されている。また、Ｕ相下アームダイオードＤｕｎのアノードは、高電圧バッテリ１０の負極端子に接続されている。一方、Ｕ相上アームダイオードＤｕｐのアノード及びＵ相下アームスイッチング素子Ｓｕｎのコレクタ同士は接続され、Ｕ相上アームダイオードＤｕｐのカソードは、高電圧バッテリ１０の正極端子に接続されている。また、Ｕ相下アームスイッチング素子Ｓｕｎのエミッタは、高電圧バッテリ１０の負極端子に接続されている。

なお、Ｖ相及びＷ相を構成するスイッチング素子Ｓｖｐ，Ｓｖｎ，Ｓｗｐ，Ｓｗｎ及びダイオードＤｖｐ，Ｄｖｎ，Ｄｗｐ，Ｄｗｎの接続態様は、Ｕ相と同様である。このため、本実施形態では、Ｖ相及びＷ相についての接続態様の詳細な説明を省略する。

制御装置３０は、図示しない中央演算装置（ＣＰＵ）と、メモリ３３とを備え、各種プログラムを中央演算装置によって実行することでＳＲモータの制御量（出力トルク）をその指令値（以下、指令トルクＴｒｑ＊）に制御する。制御装置３０には、Ｕ相コイル２２ｕに流れる電流を検出するＵ相電流センサ３２ｕや、Ｖ相コイル２２ｖに流れる電流を検出するＶ相電流センサ３２ｖ、及びＷ相コイル２２ｗに流れる電流を検出するＷ相電流センサ３２ｗの検出値が入力される。また、制御装置３０には、ＳＲモータのロータの回転角（電気角θｅ）を検出する回転角センサ３４（例えばレゾルバ）の検出値が入力される。制御装置３０は、これら各種センサの検出値に基づき、ＳＲモータの出力トルクを指令トルクＴｒｑ＊に制御すべく、電力変換回路２０を構成する上アームスイッチング素子Ｓ￥ｐ，下アームスイッチング素子Ｓ￥ｎに対して操作信号ｇ￥ｐ，ｇ￥ｎを出力することで、これらスイッチング素子Ｓ￥ｐ，Ｓ￥ｎを操作する。

なお、本実施形態では、メモリ３３として、不揮発性メモリ（例えばフラッシュメモリ）を用いている。また、本実施形態において、メモリ３３が「記憶手段」に相当する。

図２に、制御装置３０における各種処理のブロック図を示す。

図示されるように、制御装置３０は、電気角速度算出部３０ａ、指令電流生成部３０ｂ、ヒステリシスコンパレータ３０ｃ、及び駆動回路３０ｄを備えている。電気角速度算出部３０ａは、回転角センサ３４によって検出された電気角θｅの時間微分値として電気角速度ωｅを算出する。また、指令電流生成部３０ｂは、指令トルクＴｒｑ＊、電気角θｅ及び電気角速度ωｅに基づき、各相の指令電流ｉ￥＊（￥＝ｕ，ｖ，ｗ）を生成する。ここで、Ｕ〜Ｗ相のそれぞれに対する指令電流は、電気角θｅで互いに１２０°ずれた波形として生成される。なお、指令電流生成部３０ｂについては、後に詳述する。

ヒステリシスコンパレータ３０ｃは、電流センサ３２￥によって検出された電流ｉ￥ｒと、指令電流生成部３０ｂによって生成された指令電流ｉ￥＊とを入力として、基準信号Ｓｉｇ￥を出力する。詳しくは、コイル２２￥に流れる電流ｉ￥ｒが、ヒステリシスコンパレータ３０ｃのヒステリシス幅ΔＩの「１／２」を指令電流ｉ￥＊から減算した下限値「ｉ￥＊−ΔＩ／２」を起点として上昇し、上記ヒステリシス幅ΔＩの「１／２」を指令電流ｉ￥＊に加算した上限値「ｉ￥＊＋ΔＩ／２」に到達するまでの期間において、ヒステリシスコンパレータ３０ｃは論理「Ｌ」の基準信号Ｓｉｇ￥を出力する。一方、コイル２２￥に流れる電流ｉ￥ｒが上限値「ｉ￥＊＋ΔＩ／２」から下降して下限値「ｉ￥＊−ΔＩ／２」に到達するまでの期間において、ヒステリシスコンパレータ３０ｃは論理「Ｈ」の基準信号Ｓｉｇ￥を出力する。

駆動回路３０ｄは、ヒステリシスコンパレータ３０ｃから出力された基準信号Ｓｉｇ￥に基づき、上アームスイッチング素子Ｓ￥ｐ，下アームスイッチング素子Ｓ￥ｎを操作するための操作信号ｇ￥ｐ，ｇ￥ｎを生成する。

なお、指令トルクＴｒｑ＊は、例えば、制御装置３０よりも上位の制御装置（例えば、車両の走行制御を統括する制御装置）から制御装置３０に入力される。また、ＳＲモータの各相は独立しており、さらに、制御装置３０における各相に関する処理のそれぞれは、基本的には同一の処理となる。

続いて、図３及び図４を用いて、本実施形態にかかる指令電流ｉ￥＊の生成手法について説明する。ここで、図３（ａ）は、コイル２２￥の鎖交磁束ψ￥の指令値（以下、指令磁束ψ￥＊）の推移を示し、図３（ｂ）は、指令電流ｉ￥＊の推移を示す。また、図４は、ＳＲモータの磁束特性を示す。

図３に示すように、本実施形態では、電気角θｅの１周期（時刻ｔ１〜ｔ３）に含まれる期間であってかつコイル２２￥に対する通電を指示する通電指示期間（時刻ｔ１〜ｔ２）において、指令磁束ψ￥＊の波形が指令磁束ψ￥＊の「０」を規定する第１の軸線Ｌ１と直交してかつ、通電指示期間の中央を通る第２の軸線Ｌ２に対して線対称となるように指令電流ｉ￥＊を設定する。特に、本実施形態では、指令磁束ψ￥＊の描く波形が正弦波形（理想的な正弦波）となるように指令磁束ψ￥＊を設定する。こうした設定は、ＳＲモータの高調波鉄損及び騒音を低減させることを目的としてなされる。

こうして設定された指令磁束ψ￥＊を指令電流ｉ￥＊に変換する場合、本実施形態では、図４に示すＳＲモータの磁束特性を用いる。ここで、図４に示すＳＲモータの磁束特性は、電気角θｅ、コイル２２￥に流れる電流Ｉ及びコイル２２￥の鎖交磁束Ψが関係付けられた特性である。詳しくは、この磁束特性は、コイル２２￥に流れる電流Ｉが大きいほど、鎖交磁束Ψが多くなる特性を有する。また、この磁束特性は、ロータ及びステータの位置が、ロータの極（ポール）及びステータの極（ポール）が対向する突極対向位置に近づくほど、鎖交磁束Ψが多くなり、ロータ及びステータの位置が、突極対向位置から電気角θｅで１８０°離れた位置である突極非対向位置に近づくほど、鎖交磁束Ψが少なくなる特性を有する。ここで、本実施形態では、突極対向位置に対応する電気角θｅを「０°」とし、突極非対向位置に対応する電気角θｅを「１８０°」としている。なお、ＳＲモータの磁束特性は、例えば、電気角θｅ及び電流Ｉを独立変数として従属変数を鎖交磁束Ψとするマップ（又は関数）として表される。この磁束特性は、例えば、シミュレーションによる鎖交磁束の計算結果や実際の鎖交磁束の計測結果に基づき定めればよい。

以上説明した磁束特性に、電気角θｅ及びこれに対応する指令磁束ψ￥＊を入力することにより、図３（ｂ）に示す指令電流ｉ￥＊を生成することができる。ここで、本実施形態では、上述した手法で生成される指令電流ｉ￥＊が、メモリ３３に予め記憶されている。具体的には、指令トルクＴｒｑ＊、電気角速度ωｅ及び電気角θｅと関係付けられて指令電流ｉ￥＊の規定されたマップがメモリ３３に記憶されている。

図５に、本実施形態にかかる指令電流生成処理の手順を示す。この処理は、制御装置３０の備える指令電流生成部３０ｂによって例えば所定周期で繰り返し実行される。なお、本実施形態において、図５に示す一連の処理が「指令電流生成手段」を構成する。

この一連の処理では、まずステップＳ１０において指令トルクＴｒｑ＊、電気角θｅ及び電気角速度ωｅを取得する。

続くステップＳ１２では、取得された指令トルクＴｒｑ＊、電気角速度ωｅ及び電気角θｅに基づき、指令電流ｉ￥＊を生成する。本実施形態では、上述したように、指令トルクＴｒｑ＊、電気角速度ωｅ及び電気角θｅを入力として上記マップに規定された指令電流を取得し、取得された指令電流を電流制御処理で用いられる指令電流ｉ￥＊として生成する。

なお、ステップＳ１２の処理が完了した場合には、この一連の処理を一旦終了する。

続いて、図６に、本実施形態にかかる電流制御処理の手順を示す。この処理は、制御装置３０の備える駆動回路３０ｄによって例えば所定周期で繰り返し実行される。なお、本実施形態において、図６に示す一連の処理が「電流制御手段」を構成する。

この一連の処理では、まずステップＳ３０において、ヒステリシスコンパレータ３０ｃから出力された基準信号Ｓｉｇ￥の論理が「Ｌ」であるか否かを判断する。

ステップＳ３０において肯定判断された場合には、ステップＳ３２に進み、上アームスイッチング素子Ｓ￥ｐ及び下アームスイッチング素子Ｓ￥ｎの双方をオン操作する。これにより、図７に示すように、高電圧バッテリ１０、上アームスイッチング素子Ｓ￥ｐ、コイル２２￥、下アームスイッチング素子Ｓ￥ｎを含む閉回路に電流が流れ、コイル２２￥に正電圧「Ｖｄｃ」が印加される。

一方、上記ステップＳ３０において否定判断された場合には、ステップＳ３４に進み、上アームスイッチング素子Ｓ￥ｐ及び下アームスイッチング素子Ｓ￥ｎの双方をオフ操作する。これにより、図８に示すように、高電圧バッテリ１０、下アームダイオードＤ￥ｎ、コイル２２￥、上アームダイオードＤ￥ｐを含む閉回路に電流が流れ、コイル２２￥に負電圧「−Ｖｄｃ」が印加される。

なお、ステップＳ３２、Ｓ３４の処理が完了した場合には、この一連の処理を一旦終了する。

上述した上アームスイッチング素子Ｓ￥ｐ及び下アームスイッチング素子Ｓ￥ｎの操作処理によれば、図９に示すように、コイル２２￥に流れる電流ｉ￥ｒを指令電流ｉ￥＊に制御することができる。なお、図９（ａ）は、コイル２２￥に流れる電流ｉ￥ｒ及び指令電流ｉ￥＊の推移を示し、図９（ｂ）は、コイル２２￥の印加電圧Ｖ￥ｒの推移を示す。

続いて、図１０〜図１２を用いて、指令磁束ψ￥＊を正弦波形（理想的な正弦波）として指令電流ｉ￥＊を生成した場合の高調波鉄損の低減効果について説明する。

まず、図１０及び図１１に、本実施形態及び従来技術のそれぞれについてのコイル２２￥に流れる電流ｉ￥ｒ及び指令磁束ψ￥＊の推移を示す。なお、従来技術とは、通電指示期間における指令電流ｉ￥＊を一定値（矩形波状の電流）として生成する技術のことである。

図１０及び図１１に示すように、指令磁束ψ￥＊を正弦波形とする技術に対して、従来技術では、コイルの鎖交磁束ψ￥ｒの波形に高調波成分が含まれることとなる。

図１２に、本実施形態及び従来技術におけるＳＲモータの損失の内訳を示す。

図示されるように、指令磁束ψ￥＊を正弦波形とすることにより、従来技術と比較して、ＳＲモータにおける損失のうち、ＳＲモータの鉄損を低減させることができる。

以上説明した本実施形態によれば、以下の効果が得られるようになる。

（１）電気角θｅ、コイル２２￥に流れる電流Ｉ及びコイル２２￥の鎖交磁束Ψが関係付けられたＳＲモータの磁束特性に基づき、指令電流ｉ￥＊を生成した。詳しくは、通電指示期間において指令磁束ψ￥＊が正弦波形となるように指令磁束ψ￥＊を設定し、この指令磁束ψ￥＊及び上記磁束特性に基づき、指令電流ｉ￥＊を生成した。このため、コイル２２￥の鎖交磁束ψ￥ｒの変化を緩やかにすることができ、鎖交磁束ψ￥の高調波成分を低減させることができる。これにより、ＳＲモータの高調波鉄損及び騒音を好適に低減させることができる。

特に、本実施形態では、通電指示期間において第２の軸線Ｌ２に対して線対称となるように指令磁束ψ￥＊を設定したこと、及び指令磁束ψ￥＊を正弦波形として設定したことが、コイル２２￥の鎖交磁束ψ￥ｒの変化をより緩やかにし、ＳＲモータの高調波鉄損及び騒音の低減効果を向上させることに大きく寄与している。

（２）上述した指令磁束ψ￥＊及びＳＲモータの磁束特性に基づき生成された指令電流をメモリ３３に記憶した。そして、メモリ３３に記憶された指令電流を電流制御処理で用いた。これにより、指令電流ｉ￥＊を適切に生成することができる。

（３）ヒステリシスコンパレータ３０ｃから出力される基準信号Ｓｉｇ￥に基づき、コイル２２￥に流れる電流ｉ￥ｒを指令電流ｉ￥＊に制御した。このため、ＳＲモータの電流制御を適切に行うことができる。

（第２の実施形態）
以下、第２の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

本実施形態では、指令電流の生成手法を変更する。

図１３に、本実施形態にかかる指令電流生成処理の手順を示す。この処理は、制御装置３０の備える指令電流生成部３０ｂによって例えば所定周期で繰り返し実行される。なお、図１３において、先の図５に示した処理と同一の処理については、便宜上、同一の符号を付している。

この一連の処理では、ステップＳ１０の処理の完了後、ステップＳ１４において、取得された指令トルクＴｒｑ＊及び電気角速度ωｅに基づき、指令磁束ψ￥＊の振幅ψｐ、コイル２２￥への通電開始を指示する電気角θｅであるＯＮ位相θｏｎ（先の図３の時刻ｔ１）、及びＯＮ位相θｏｎからの通電継続期間を指示する電気角θｅの幅である通電指示幅θｗ（先の図３の時刻ｔ１〜ｔ２）を設定する。ここで、電気角θｅがＯＮ位相θｏｎとなってから、通電指示幅θｗが経過するまでの期間が上記通電指示期間である。ここで、本実施形態において、指令磁束ψ￥＊の振幅ψｐ、ＯＮ位相θｏｎ及び通電指示幅θｗは、指令トルクＴｒｑ＊及び電気角速度ωｅと関係付けられて上記振幅ψｐ、ＯＮ位相θｏｎ及び通電指示幅θｗが規定されたマップを用いて設定される。このマップは、メモリ３３に記憶されている。換言すれば、マップに基づき後述するステップＳ１６〜Ｓ２０において設定される指令磁束ψ￥＊は、メモリ３３に記憶されている。

続くステップＳ１６では、現在の電気角θｅが通電指示期間であるか否かを判断する。具体的には、現在の電気角θｅからＯＮ位相θｏｎを減算した値を分子とし、通電指示幅θｗを分母とする値を判定パラメータと定義すると、判定パラメータが「０」以上であってかつ「１」以下であるか否かを判断する。

ステップＳ１６において否定判断された場合には、現在の電気角θｅが通電指示期間ではないと判断し、ステップＳ１８に進む。ステップＳ１８では、指令磁束ψ￥＊を「０」とする。一方、上記ステップＳ１６において肯定判断された場合には、現在の電気角θｅが通電指示期間であると判断し、ステップＳ２０に進む。ステップＳ２０では、判定パラメータ及び「３６０°」の乗算値、並びに「２７０°」の加算値を独立変数とする正弦関数に「１」を加算し、この加算値に指令磁束ψ￥＊の振幅ψｐを乗算することで、指令磁束ψ￥＊を生成する。

ステップＳ１８、Ｓ２０の処理が完了した場合、ステップＳ２２に進み、電気角θｅ、上記ステップＳ１８，Ｓ２０で生成された指令磁束ψ￥＊、及び先の図４に示したＳＲモータの磁束特性に基づき、指令電流ｉ￥＊を生成する。ここで、本実施形態では、ＳＲモータの磁束特性がメモリ３３に記憶されている。このため、都度の指令磁束ψ￥＊及び電気角θｅを、記憶された磁束特性に入力することで、指令電流ｉ￥＊を生成することができる。

なお、ステップＳ２２の処理が完了した場合には、この一連の処理を一旦終了する。

以上説明した本実施形態によっても、上記第１の実施形態で説明した効果と同様の効果を得ることができる。

（第３の実施形態）
以下、第３の実施形態について、先の第２の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

本実施形態では、コイル２２￥の印加電圧として、正電圧及び負電圧に加えて、ゼロ電圧を用いる。

図１４に、本実施形態にかかる電流制御処理の手順を示す。この処理は、制御装置３０の備える駆動回路３０ｄによって例えば所定周期で繰り返し実行される。なお、図１４において、先の図６に示した処理と同一の処理については、便宜上、同一のステップ番号を付している。

この一連の処理では、まずステップＳ３６において、指令磁束ψ￥＊の変化速度（以下、磁束変化量ｄψ￥）が「０」以上である（第１の期間である）か否かを判断する。ここで、磁束変化量ｄψ￥は、例えば、先の図１３に示した処理によって生成された指令磁束ψ￥＊に基づき算出し、より具体的には、指令磁束ψ￥＊の時間変化量として算出すればよい。

ステップＳ３６において肯定判断された場合には、ステップＳ３０、Ｓ３２、Ｓ３８において、上アームスイッチング素子Ｓ￥ｐをオン操作固定しつつ、ヒステリシスコンパレータ３０ｃから出力される基準信号Ｓｉｇ￥に基づき、下アームスイッチング素子Ｓ￥ｎをオンオフ操作する。

詳しくは、ステップＳ３０において否定判断された場合、上アームスイッチング素子Ｓ￥ｐをオン操作してかつ下アームスイッチング素子Ｓ￥ｎをオフ操作する。ここで、上アームスイッチング素子Ｓ￥ｐがオン操作されてかつ下アームスイッチング素子Ｓ￥ｎがオフ操作されると、図１５に示すように、コイル２２￥、上アームダイオードＤ￥ｐ及び上アームスイッチング素子Ｓ￥ｐを含む閉回路に電流が流れ、コイル２２￥にゼロ電圧が印加される。

一方、上記ステップＳ３６において磁束変化量ｄψ￥が「０」未満である（第２の期間である）と判断された場合には、ステップＳ３４、Ｓ３８、Ｓ４０において、下アームスイッチング素子Ｓ￥ｎをオフ操作固定しつつ、基準信号Ｓｉｇ￥に基づき上アームスイッチング素子Ｓ￥ｐをオンオフ操作する。

なお、ステップＳ３２、Ｓ３４、Ｓ３８の処理が完了した場合には、この一連の処理を一旦終了する。

図１６に、本実施形態にかかる電流制御処理の一例を示す。詳しくは、図１６（ａ）は、指令磁束ψ￥＊の推移を示し、図１６（ｂ）は、磁束変化量ｄψ￥の推移を示し、図１６（ｃ）は、コイル２２￥に流れる電流ｉ￥ｒ及び指令電流ｉ￥＊の推移を示し、図１６（ｄ）は、コイル２２￥の印加電圧Ｖ￥ｒの推移を示す。

図示されるように、本実施形態にかかる上アームスイッチング素子Ｓ￥ｐ及び下アームスイッチング素子Ｓ￥ｎの操作処理によれば、磁束変化量ｄψ￥が「０」以上となる場合、コイル２２￥の印加電圧Ｖ￥ｒとして正電圧及びゼロ電圧が用いられる。一方、磁束変化量ｄψ￥が「０」未満となる場合、コイル２２￥の印加電圧Ｖ￥ｒとして負電圧及びゼロ電圧が用いられる。すなわち、磁束変化量ｄψ￥の符号に応じて、コイル２２￥の印加電圧として正電圧及びゼロ電圧の組、又は負電圧及びゼロ電圧の組を使い分けることができる。このため、コイル２２￥に流れる電流ｉ￥ｒを指令電流ｉ￥＊に高精度に制御することができ、ＳＲモータの高調波鉄損及び騒音をより低減させることができる。

図１７に、本実施形態及び従来技術のそれぞれの電流制御の一例を示す。詳しくは、図１７において、（ａ）は、コイル２２￥に流れる電流ｉ￥ｒ及び指令電流ｉ￥＊の推移を示し、（ｂ）は、コイル２２￥の印加電圧Ｖ￥ｒの推移を示し、（ｃ）は、指令磁束ψ￥＊及び鎖交磁束ψ￥ｒの推移を示す。なお、図１７の従来技術には、ヒステリシスコンパレータのヒステリシス幅ΔＩを併記した。

図示されるように、本実施形態によれば、鎖交磁束ψ￥ｒを正弦波形の指令磁束ψ￥＊に近づけることができ、ＳＲモータの高調波鉄損及び騒音の低減効果を向上させることができる。これに対し、従来技術では、鎖交磁束ψ￥ｒに高調波成分が多く含まれることから、ＳＲモータの高調波鉄損等が増大することとなる。

以上説明した本実施形態によれば、上記第２の実施形態で得られる効果に加えて、以下の効果が得られる。

（４）磁束変化量ｄψ￥が０以上となる場合、コイル２２￥の印加電圧として正電圧及びゼロ電圧の組を用い、磁束変化量ｄψ￥が０未満となる場合、コイル２２￥の印加電圧としてゼロ電圧及び負電圧の組を用いた。これにより、コイル２２￥の鎖交磁束ψ￥ｒの高調波成分をより低減させることができ、ＳＲモータの高調波鉄損及び騒音をより低減させることができる。

さらに、本実施形態によれば、ヒステリシスコンパレータ３０ｃから出力される基準信号Ｓｉｇ￥の論理が反転する時間間隔が短くなることを回避できる。したがって、上アームスイッチング素子Ｓ￥ｐや下アームスイッチング素子Ｓ￥ｎのスイッチング周波数を低くすることができ、ひいてはスイッチング損失を低減させることもできる。

（第４の実施形態）
以下、第４の実施形態について、先の第３の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

本実施形態では、磁束変化量ｄψ￥の符号に応じてコイル２２￥の印加電圧を変更する構成に代えて、通電指示期間の前半においてコイル２２￥の印加電圧として正電圧及びゼロ電圧を用い、通電指示期間の後半において負電圧及びゼロ電圧を用いる構成を採用する。

図１８に、本実施形態にかかる電流制御処理の手順を示す。この処理は、制御装置３０の備える駆動回路３０ｄによって例えば所定周期で繰り返し実行される。なお、図１８において、先の図１４に示した処理と同一の処理については、便宜上、同一のステップ番号を付している。

この一連の処理では、まずステップＳ４２において、上記判定パラメータが「０」以上であってかつ「１」以下であるか否かを判断する。ステップＳ４２において否定判断された場合には、ステップＳ３４に進む。一方、上記ステップＳ４２において肯定判断された場合には、ステップＳ４４に進み、判定パラメータを「１／２」した値が「０」以上であってかつ「１／２」以下であるか否かを判断する。この処理は、現在の電気角θｅが通電指示期間の前半（第１の期間）であるか否かを判断するための処理である。

ステップＳ４４において肯定判断された場合には、現在の電気角θｅが通電指示期間の前半であると判断する。そして、ステップＳ３０、Ｓ３２、Ｓ３８において、上アームスイッチング素子Ｓ￥ｐをオン操作固定しつつ、ヒステリシスコンパレータ３０ｃから出力される基準信号Ｓｉｇ￥に基づき、下アームスイッチング素子Ｓ￥ｎをオンオフ操作する。

一方、上記ステップＳ４４において否定判断された場合には、現在の電気角θｅが通電指示期間の後半（第２の期間）であると判断する。そして、ステップＳ３４、Ｓ３８、Ｓ４０において、下アームスイッチング素子Ｓ￥ｎをオフ操作固定しつつ、基準信号Ｓｉｇ￥に基づき、上アームスイッチング素子Ｓ￥ｐをオンオフ操作する。

なお、ステップＳ３２、Ｓ３４、Ｓ３８の処理が完了した場合には、この一連の処理を一旦終了する。

以上説明した本実施形態によっても、上記第３の実施形態で得られる効果と同様の効果を得ることができる。

（第５の実施形態）
以下、第５の実施形態について、先の第３の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

本実施形態では、磁束変化量ｄψ￥が「０」以上となる場合、及び磁束変化量ｄψ￥が「０」未満となる場合の双方において、ヒステリシスコンパレータ３０ｃから出力される基準信号Ｓｉｇ￥に基づくオンオフ操作対象を上アームスイッチング素子Ｓ￥ｐに固定する。

図１９に、本実施形態にかかる電流制御処理の手順を示す。この処理は、制御装置３０の備える駆動回路３０ｄによって例えば所定周期で繰り返し実行される。なお、図１９において、先の図１４に示した処理と同一の処理については、便宜上、同一のステップ番号を付している。

この一連の処理では、ステップＳ３６において磁束変化量ｄψ￥が「０」以上であると判断された場合、ステップＳ３０、Ｓ３２、Ｓ４６において、下アームスイッチング素子Ｓ￥ｎをオン操作固定しつ、基準信号Ｓｉｇ￥に基づき上アームスイッチング素子Ｓ￥ｐをオンオフ操作する。

ここで、上アームスイッチング素子Ｓ￥ｐがオフ操作されてかつ下アームスイッチング素子Ｓ￥ｎがオン操作されることによっても、コイル２２￥、下アームダイオードＤ￥ｎ及び下アームスイッチング素子Ｓ￥ｎを含む閉回路に電流が流れ、コイル２２￥にゼロ電圧が印加される。

一方、上記ステップＳ３６において磁束変化量ｄψ￥が「０」未満であると判断された場合、ステップＳ３４、Ｓ３８、Ｓ４０において、下アームスイッチング素子Ｓ￥ｎをオフ操作固定しつつ、基準信号Ｓｉｇ￥に基づき上アームスイッチング素子Ｓ￥ｐをオンオフ操作する。

以上説明した本実施形態によっても、上記第３の実施形態で得られる効果と同様の効果を得ることができる。

（第６の実施形態）
以下、第６の実施形態について、先の第２の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

本実施形態では、指令電流ｉ￥＊に生成に用いるＳＲモータの磁束特性を変更する。詳しくは、図２０に示すように、ＳＲモータの磁束特性を、電気角θｅ、コイル２２￥に流れる電流Ｉ及びコイル２２￥のインダクタンスＬが関係付けられた特性、並びに電流Ｉ、インダクタンスＬ及び鎖交磁束Ψが関係付けられた特性とする。この磁束特性は、メモリ３３に記憶されている。

そして、本実施形態では、以下に説明する手法によって指令電流ｉ￥＊を生成する。詳しくは、電流Ｉ、インダクタンスＬ及び鎖交磁束Ψが関係付けられた特性は、下式（ｅｑ１）によって表される。

Ｉ＝Ψ／Ｌ … （ｅｑ１）
また、電気角θｅ、電流Ｉ及びインダクタンスＬが関係付けられた特性は、下式（ｅｑ２）によって表される。

Ｌ＝ｆ（θｅ，Ｉ） … （ｅｑ２）
上式（ｅｑ２）において、ｆは、電気角θｅ及び電流Ｉを独立変数とし、インダクタンスＬを従属変数とする関数を示す。上式（ｅｑ１），（ｅｑ２）より、下式（ｅｑ３）が導かれる。

Ψ＝Ｉ・ｆ（θｅ，Ｉ） … （ｅｑ３）
電気角θｅ及び指令磁束ψ￥＊を都度取得することができるため、これらパラメータθｅ，ψ￥＊を入力として、上式（ｅｑ３）を満足する電流Ｉを指令電流ｉ￥＊として生成することができる。なお、こうして生成される指令電流ｉ￥＊は、先の図３（ｂ）に示したものと同一である。

以上説明した本実施形態によっても、上記第２の実施形態で得られる効果と同様の効果を得ることができる。

（第７の実施形態）
以下、第７の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

上記第１の実施形態では、図２１に示すように、磁束変化量ｄψ￥を正弦波形とするような指令磁束ψ￥＊を設定した。詳しくは、磁束変化量ｄψ￥が０から正の値である第１の変化量ｄψ１（「第１の所定値」に相当）まで徐々に上昇する場合に指令磁束ψ￥＊の描く波形（時刻ｔ１〜ｔ２）、磁束変化量ｄψ￥が第１の変化量（「第３の所定値」に相当）から０まで徐々に下降する場合に指令磁束ψ￥＊の描く波形（時刻ｔ２〜ｔ３）、磁束変化量ｄψ￥が０から負の値である第２の磁束量ｄψ２（「第４の所定値」に相当）まで徐々に下降する場合に指令磁束ψ￥＊の描く波形（時刻ｔ３〜ｔ４）、及び磁束変化量ｄψ￥が第２の磁束量ｄψ２から０まで徐々に上昇する場合に指令磁束ψ￥＊の描く波形（時刻ｔ４〜ｔ５）が連続するように指令磁束ψ￥＊を設定した。ここで、図２１（ａ）は、先の図３（ａ）に対応しており、図２１（ｂ）は、磁束変化量ｄψ￥の推移を示す。また、本実施形態において、第２の磁束量ｄψ２の絶対値と第１の磁束量ｄψ１の絶対値とは同一の値に設定されている。

これに対し、本実施形態では、図２２に示すように、指令磁束ψ￥＊を、電気角θｅの１周期である時刻ｔ１〜ｔ５において、磁束変化量ｄψ￥が０から第３の変化量ｄψ３（「第１の所定値」に相当）まで徐々に上昇する場合に指令磁束ψ￥＊の描く波形（時刻ｔ１〜ｔ２）、磁束変化量ｄψ￥が正の矩形波形となる場合に指令磁束ψ￥＊の描く波形（時刻ｔ２〜ｔ３）、及び磁束変化量ｄψ￥が負の矩形波形となる場合に指令磁束ψ￥＊の描く波形（時刻ｔ３〜ｔ４）が隣接するように設定する。なお、図２２（ａ）及び図２２（ｂ）は、先の図２１（ａ）及び図２１（ｂ）に対応している。

具体的には、時刻ｔ１〜ｔ２において、指令磁束ψ￥＊は、０から第１の磁束量ψ１までその上昇速度を高くしながら徐々に上昇する。続く時刻ｔ２〜ｔ３において、指令磁束ψ￥＊は、第１の磁束量ψ１から上限値である第２の磁束量ψ２まで上昇速度を一定としながら徐々に上昇する。そして、時刻ｔ３〜ｔ４において、指令磁束ψ￥＊は、第２の磁束量ψ２から０まで下降速度を一定としながら徐々に下降する。

以上説明した本実施形態によれば、ＳＲモータの高調波鉄損、振動及び騒音の低減効果について、上記第１の実施形態で得られる効果に準じた効果を得ることができる。

（第８の実施形態）
以下、第８の実施形態について、先の第７の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

本実施形態では、図２３に示すように、指令磁束ψ￥＊を、電気角θｅの１周期である時刻ｔ１〜ｔ５において、磁束変化量ｄψ￥が正の矩形波形となる場合に指令磁束ψ￥＊の描く波形（時刻ｔ１〜ｔ２）、磁束変化量ｄψ￥がその値を第４の変化量ｄψ４とする矩形波形となる場合に指令磁束ψ￥＊の描く波形（時刻ｔ２〜ｔ３）、及び磁束変化量ｄψ￥が第４の変化量ｄψ４（「第２の所定値」に相当）から０まで徐々に上昇する場合に指令磁束ψ￥＊の描く波形（時刻ｔ３〜ｔ４）が隣接するように設定する。ここで、第４の変化量ｄψ４は、負の値である。なお、図２３（ａ）及び図２３（ｂ）は、先の図２２（ａ）及び図２２（ｂ）に対応している。

具体的には、時刻ｔ１〜ｔ２において、指令磁束ψ￥＊は、０から上限値である第３の磁束量ψ３まで上昇速度を一定としながら徐々に上昇する。続く時刻ｔ２〜ｔ３において、指令磁束ψ￥＊は、第３の磁束量ψ３から第４の磁束量ψ４まで下降速度を一定としながら徐々に下降する。そして、時刻ｔ３〜ｔ４において、指令磁束ψ￥＊は、第４の磁束量ψ４から０まで下降速度を低くしながら徐々に下降する。

以上説明した本実施形態によれば、ＳＲモータの高調波鉄損、振動及び騒音の低減効果について、上記第１の実施形態で得られる効果に準じた効果を得ることができる。

（第９の実施形態）
以下、第９の実施形態について、先の第７の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

本実施形態では、図２４に示すように、指令磁束ψ￥＊を、電気角θｅの１周期である時刻ｔ１〜ｔ５において、磁束変化量ｄψ￥がその値を第５の変化量ｄψ５とする矩形波形となる場合に指令磁束ψ￥＊の描く波形（時刻ｔ１〜ｔ２）、磁束変化量ｄψ￥が第５の変化量ｄψ５（「第３の所定値」に相当）から０まで徐々に下降する場合に指令磁束ψ￥＊の描く波形（時刻ｔ２〜ｔ３）、及び磁束変化量ｄψ￥が負の矩形波形となる場合に指令磁束ψ￥＊の描く波形（時刻ｔ３〜ｔ４）が隣接するように設定する。ここで、第５の変化量ｄψ５は、正の値である。なお、図２４（ａ）及び図２４（ｂ）は、先の図２２（ａ）及び図２２（ｂ）に対応している。

具体的には、時刻ｔ１〜ｔ２において、指令磁束ψ￥＊は、０から第５の磁束量ψ５まで上昇速度を一定としながら徐々に上昇する。続く時刻ｔ２〜ｔ３において、指令磁束ψ￥＊は、第５の磁束量ψ５から第６の磁束量ψ６まで下降速度を低くしながら徐々に上昇する。そして、時刻ｔ３〜ｔ４において、指令磁束ψ￥＊は、第６の磁束量ψ６から０まで下降速度を一定としながら徐々に下降する。

以上説明した本実施形態によれば、ＳＲモータの高調波鉄損、振動及び騒音の低減効果について、上記第１の実施形態で得られる効果に準じた効果を得ることができる。

（第１０の実施形態）
以下、第１０の実施形態について、先の第７の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

本実施形態では、図２５に示すように、指令磁束ψ￥＊を、電気角θｅの１周期である時刻ｔ１〜ｔ５において、磁束変化量ｄψ￥が正の矩形波形となる場合に指令磁束ψ￥＊の描く波形（時刻ｔ１〜ｔ２）、磁束変化量ｄψ￥が０から第６の変化量ｄψ６（「第４の所定値」に相当）まで徐々に下降する場合に指令磁束ψ￥＊の描く波形（時刻ｔ２〜ｔ３）、及び磁束変化量ｄψ￥がその値を第６の変化量ｄψ６とする矩形波形となる場合に指令磁束ψ￥＊の描く波形（時刻ｔ３〜ｔ４）が隣接するように設定する。なお、図２５（ａ）及び図２５（ｂ）は、先の図２２（ａ）及び図２２（ｂ）に対応している。

具体的には、時刻ｔ１〜ｔ２において、指令磁束ψ￥＊は、０から上限値である第７の磁束量ψ７まで上昇速度を一定としながら徐々に上昇する。続く時刻ｔ２〜ｔ３において、指令磁束ψ￥＊は、第７の磁束量ψ７から第８の磁束量ψ８まで下降速度を高くしながら徐々に下降する。そして、時刻ｔ３〜ｔ４において、指令磁束ψ￥＊は、第８の磁束量ψ８から０まで下降速度を一定としながら徐々に下降する。

以上説明した本実施形態によれば、ＳＲモータの高調波鉄損、振動及び騒音の低減効果について、上記第１の実施形態で得られる効果に準じた効果を得ることができる。

（第１１の実施形態）
以下、第１１の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

本実施形態では、メモリ３３に記憶する指令電流ｉ￥＊の生成手法を変更する。

図２６に、本実施形態にかかる指令電流ｉ￥＊の生成手法を示す。

まず、図２６（ａ）に示すように、電気角θｅ１周期におけるコイル２２￥の印加電圧の指令値（以下、指令電圧Ｖ￥＊）を設定する。本実施形態では、指令電圧Ｖ￥＊として、通電指示幅θｗを１周期とする正弦波形を設定した。

続いて、図２６（ｂ）に示すように、指令電圧Ｖ￥＊の積分値として、指令磁束ψ￥＊を算出する。これは、時間を変数としたコイル２２￥の印加電圧の積分値（換言すれば、電気角を変数とした上記印加電圧の積分値）がコイル２２￥の鎖交磁束となる関係を利用したものである。

続いて、図２６（ｃ）に示すＳＲモータの磁束特性（先の図４に示した磁束特性）を用いて、図２６（ｂ）に示した指令磁束ψ￥＊を、図２６（ｄ）に示す指令電流ｉ￥＊に変換する。こうして生成された指令電流ｉ￥＊がメモリ３３に記憶されることとなる。

以上説明した本実施形態によっても、指令電流ｉ￥＊を適切に生成することができる。

（第１２の実施形態）
以下、第１２の実施形態について、先の第２の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

本実施形態では、指令電流ｉ￥＊の生成手法を変更する。

図２７に、本実施形態にかかる指令電流生成処理の手順を示す。この処理は、制御装置３０の備える指令電流生成部３０ｂによって例えば所定周期で繰り返し実行される。なお、図２７において、先の図１３に示した処理と同一の処理については、便宜上、同一の符号を付している。

この一連の処理では、ステップＳ１０の処理の完了後、ステップＳ４８において、取得された指令トルクＴｒｑ＊及び電気角速度ωｅに基づき、正弦波形の指令電圧Ｖ￥＊の振幅Ｖｐ、ＯＮ位相θｏｎ及び通電指示幅θｗを設定する。ここで、本実施形態において、指令電圧Ｖ￥＊の振幅Ｖｐ、ＯＮ位相θｏｎ及び通電指示幅θｗは、指令トルクＴｒｑ＊及び電気角速度ωｅと関係付けられて上記振幅Ｖｐ、ＯＮ位相θｏｎ及び通電指示幅θｗが規定されたマップを用いて設定される。このマップは、メモリ３３に記憶されている。換言すれば、マップに基づき後述するステップＳ１６、Ｓ５０、Ｓ５２において設定される指令電圧Ｖ￥＊は、メモリ３３に記憶されている。なお、本実施形態において、ステップＳ１６、Ｓ５０、Ｓ５２の処理が「磁束算出手段」に相当する。

続くステップＳ１６では、現在の電気角θｅが通電指示期間であるか否かを判断する。ステップＳ１６において否定判断された場合には、現在の電気角θｅが通電指示期間ではないと判断し、ステップＳ５０に進む。ステップＳ５０では、指令電圧Ｖ￥＊を「０」とする。一方、上記ステップＳ１６において肯定判断された場合には、現在の電気角θｅが通電指示期間であると判断し、ステップＳ５２に進む。ステップＳ５２では、判定パラメータ及び「３６０°」の乗算値を独立変数とする正弦関数に指令電圧Ｖ￥＊の振幅Ｖｐを乗算することで、指令電圧Ｖ￥＊を算出する。

ステップＳ５０、Ｓ５２の処理が完了した場合、ステップＳ５４に進み、指令電圧Ｖ￥＊の時間積分値として、指令磁束ψ￥＊を生成する。これは、上記第１１の実施形態で説明したように、コイル２２￥の印加電圧の時間積分値がコイル２２￥の鎖交磁束となる関係を利用したものである。

ステップＳ５４の処理が完了した場合、ステップＳ２２に進み、電気角θｅ、上記ステップＳ５４で生成された指令磁束ψ￥＊、及び先の図４に示したＳＲモータの磁束特性に基づき、指令電流ｉ￥＊を生成する。

なお、ステップＳ２２の処理が完了した場合には、この一連の処理を一旦終了する。

以上説明した本実施形態によれば、都度算出される指令磁束ψ￥＊と、都度取得される電気角θｅとを、記憶された磁束特性に入力することで、指令電流ｉ￥＊を生成することができるため、上記第２の実施形態で得られる効果と同様の効果を得ることができる。

（その他の実施形態）
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。

・「指令磁束」の設定手法としては、上記第１の実施形態の図３（ａ）に例示したものに限らない。例えば、電気角θｅの１周期において指令磁束ψ￥＊の描く波形が、正弦波状の波形、三角波状の波形、台形波状の波形もしくはＮ角形状の波形（Ｎは４以上の整数）を含む波形、又はそれらの組み合わせの波形となるように指令磁束ψ￥＊を設定してもよい。ここで、三角波状の波形、台形波状の波形及びＮ角形状の波形は、「多角形状の波形」に含まれる波形である。以下（Ａ），（Ｂ）において、こうした波形のうちいくつかを例示して説明する。

（Ａ）図２８に示すように、通電指示期間（時刻ｔ１〜ｔ２）において、指令磁束ψ￥＊が「多角形状の波形」としての三角波形となるように指令磁束ψ￥＊を設定してもよい。この場合であっても、上記第１の実施形態で得られる効果に準じた効果を得ることができる。

（Ｂ）図２９に示すように、通電指示期間（時刻ｔ１〜ｔ２）において、指令磁束ψ￥＊が、正弦波形及び直線の組み合わせの波形となるように指令磁束ψ￥＊を設定してもよい。この場合であっても、上記第１の実施形態で得られる効果に準じた効果を得ることができる。なお、正弦波形及び直線の組み合わせの波形以外に、例えば、正弦波形及び多角形状の組み合わせの波形となるように指令磁束ψ￥＊を設定してもよい。

また、「指令磁束」の設定手法としては、さらに以下に説明するものであってもよい。

理想的な正弦波である正弦波形や、上記（Ａ），（Ｂ）で登場した多角形状の波形に高調波成分が若干含まれる程度の指令磁束に設定するならば、正弦波形が若干歪んだ波形（正弦波状の波形）や、三角波形が若干歪んだ波形（三角波状の波形）、台形波形が若干歪んだ波形（台形波状の波形）であってもよい。この場合であっても、鎖交磁束の変化を緩やかにできることから、ＳＲモータの高調波損失等の低減効果を得ることはできる。

また、通電指示期間において、第２の軸線Ｌ２に対して線対称となるように指令磁束を設定するものに限らない。例えば、通電指示期間において、第２の軸線Ｌ２に対して指令磁束ψ￥＊が非対称となるように指令磁束を設定するものであってもよい。この場合であっても、電気角θｅの１周期において指令磁束の描く波形が連続であるなら、ＳＲモータの高調波鉄損及び騒音の低減効果を得ることはできる。

さらに、電気角θｅの１周期において指令磁束が連続となるものに限らない。この場合であっても、ＳＲモータの高調波鉄損等の低減を考慮して指令磁束を設定するなら、高調波鉄損等の低減効果を得ることはできる。

・上記第３の実施形態において、磁束変化量ｄψ￥が「０」以上となる場合にコイル２２￥の印加電圧として用いられる２つの電圧のうち低い方（ゼロ電圧）と、磁束変化量ｄψ￥が「０」未満となる場合にコイル２２￥の印加電圧として用いられる２つの電圧のうち高い方（ゼロ電圧）とは共通であることに限らず、異なっていてもよい。この場合であっても、上記第３の実施形態で得られる効果に準じた効果を得ることはできる。なお、こうした構成は、上記第４の実施形態についても適用できる。

・上記第３，第４の実施形態では、第１の期間における基準信号Ｓｉｇ￥に基づくオンオフ操作対象を下アームスイッチング素子Ｓ￥ｎとし、第２の期間における基準信号Ｓｉｇ￥に基づくオンオフ操作対象を上アームスイッチング素子Ｓ￥ｐとしたがこれに限らない。例えば、第１の期間における上記オンオフ操作対象を上アームスイッチング素子Ｓ￥ｐとし、第２の期間における上記オンオフ操作対象を下アームスイッチング素子Ｓ￥ｎとしてもよい。

・上記第５の実施形態において、第１の期間及び第２の期間の双方の基準信号Ｓｉｇ￥に基づくオンオフ操作対象を下アームスイッチング素子Ｓ￥ｎに固定してもよい。

・上記第４の実施形態において、上記第５の実施形態の図１９に示したように、第１の期間及び第２の期間の双方の基準信号Ｓｉｇ￥に基づくオンオフ操作対象を上アームスイッチング素子Ｓ￥ｐに固定してもよい。また、上記第４の実施形態において、第１の期間及び第２の期間の双方の基準信号Ｓｉｇ￥に基づくオンオフ操作対象を下アームスイッチング素子Ｓ￥ｎに固定してもよい。

・上記第１，第１２の実施形態において、上記第６の実施形態の図２０に示したモータの磁束特性に基づき、メモリ３３に記憶させる指令電流ｉ￥＊を生成してもよい。

・指令電圧Ｖ￥＊の設定手法としては、上記第１２の実施形態に例示したものに限らない。例えば、指令トルクＴｒｑ＊及びω電気角速度ωｅと関係付けられた電気角θｅ１周期分の指令電圧Ｖ￥＊の波形をメモリ３３に予め記憶させ、制御装置３０の処理周期毎に都度取得される指令トルクＴｒｑ＊、電気角速度ωｅ及び電気角θｅを入力として、上記処理周期毎に都度の指令電圧Ｖ￥＊を設定する手法であってもよい。

・「上アーム整流素子」としては、ダイオードに限らない。要は、一対の端子のうち一方から他方への電流の流通を許容してかつ逆方向の電流の流通を規制（より具体的には遮断）する機能を有する素子であれば、他の素子であってもよい。なお、「下アーム整流素子」についても同様である。

・「上アームスイッチング素子」及び「下アームスイッチング素子」としては、ＩＧＢＴに限らない。例えば、ＭＯＳＦＥＴやバイポーラトランジスタであってもよい。

・「電力変換回路」としては、上記第１の実施形態の図１に示した回路に限らず、コイルに流れる電流を制御可能であれば、他の電力変換回路であってもよい。

・「直流電源」としてはバッテリに限らない。例えば、交流電源と、交流電源から出力される交流電圧を直流電圧に変換して出力する整流回路とで直流電源を構成してもよい。

・本発明の適用対象としては、車載主機としてのＳＲモータに限らず、例えば車載補機としてのＳＲモータであってもよい。また、本発明の適用対象としては、車載ＳＲモータに限らない。

２０…電力変換回路、２２ｕ，２２ｖ，２２ｗ…Ｕ，Ｖ，Ｗ相コイル。

Claims (16)

1. 固定子に巻回されたコイル（２２￥：￥＝ｕ，ｖ，ｗ）を備えるスイッチトリラクタンスモータに適用され、
   前記コイルの指令電流を生成する指令電流生成手段と、
   前記コイルと接続された電力変換回路（２０）を用いて前記コイルに流れる電流を前記指令電流に制御する電流制御手段と、
   を備え、
   前記指令電流生成手段は、前記コイルの鎖交磁束の指令値と、前記コイルに流れる電流及び前記コイルの鎖交磁束が関係付けられた前記モータの磁束特性とに基づき、前記指令電流を生成することを特徴とするスイッチトリラクタンスモータの制御装置。
2. 前記鎖交磁束の指令値は、
   前記指令値の変化速度が０から正の値である第１の所定値まで徐々に上昇する場合に前記指令値の描く波形、
   前記指令値の変化速度が負の値である第２の所定値から０まで徐々に上昇する場合に前記指令値の描く波形、
   前記指令値の変化速度が正の値である第３の所定値から０まで徐々に下降する場合に前記指令値の描く波形、
   及び、前記指令値の変化速度が０から負の値である第４の所定値まで徐々に下降する場合に前記指令値の描く波形のうち少なくとも１つを含むように設定されていることを特徴とする請求項１記載のスイッチトリラクタンスモータの制御装置。
3. 前記鎖交磁束の指令値は、前記モータの電気角の１周期において前記指令値の描く波形が連続するように設定されていることを特徴とする請求項１又は２記載のスイッチトリラクタンスモータの制御装置。
4. 前記鎖交磁束の指令値は、前記電気角の１周期に含まれる期間であってかつ前記コイルに対する通電を指示する通電指示期間において、前記指令値の０を規定する第１の軸線と直交してかつ前記通電指示期間の中央を通る第２の軸線に対して線対称となるように設定されていることを特徴とする請求項３記載のスイッチトリラクタンスモータの制御装置。
5. 前記鎖交磁束の指令値は、前記通電指示期間において正弦波状の波形又は多角形状の波形となるように設定されていることを特徴とする請求項４記載のスイッチトリラクタンスモータの制御装置。
6. 前記鎖交磁束の指令値及び前記モータの磁束特性に基づき生成された前記指令電流を記憶する記憶手段（３３）を更に備え、
   前記指令電流生成手段は、前記記憶手段に記憶された指令電流を前記電流制御手段で用いられる前記指令電流として生成することを特徴とする請求項１〜５のいずれか１項に記載のスイッチトリラクタンスモータの制御装置。
7. 前記記憶手段は、前記コイルの印加電圧の指令値から算出された前記鎖交磁束の指令値、及び前記モータの磁束特性に基づき生成された前記指令電流を記憶することを特徴とする請求項６記載のスイッチトリラクタンスモータの制御装置。
8. 前記鎖交磁束の指令値及び前記モータの磁束特性のそれぞれを記憶する記憶手段（３３）を更に備え、
   前記指令電流生成手段は、前記記憶手段に記憶された前記指令値及び前記磁束特性に基づき、前記指令電流を生成することを特徴とする請求項１〜５のいずれか１項に記載のスイッチトリラクタンスモータの制御装置。
9. 前記コイルの印加電圧の指令値及び前記モータの磁束特性を記憶する記憶手段（３３）と、
   前記記憶手段に記憶された前記印加電圧の指令値に基づき、前記鎖交磁束の指令値を算出する磁束算出手段と、
   を更に備え、
   前記指令電流生成手段は、前記磁束算出手段によって算出された指令値と、前記記憶手段に記憶された前記磁束特性とに基づき、前記指令電流を生成することを特徴とする請求項１〜５のいずれか１項に記載のスイッチトリラクタンスモータの制御装置。
10. 前記電流制御手段は、
    前記コイルに流れる電流及び前記指令電流を入力とするヒステリシスコンパレータ（３０ｃ）を備え、
    前記ヒステリシスコンパレータの出力信号に基づき、前記コイルに流れる電流を前記指令電流に制御することを特徴とする請求項１〜９のいずれか１項に記載のスイッチトリラクタンスモータの制御装置。
11. 前記鎖交磁束の指令値は、前記モータの電気角の１周期に含まれる期間であってかつ前記コイルに対する通電を指示する通電指示期間において、前記指令値の０を規定する第１の軸線と直交してかつ前記通電指示期間の中央を通る第２の軸線に対して線対称となるように設定され、
    前記電流制御手段は、前記通電指示期間の前半である第１の期間において前記コイルの印加電圧として用いる２つの電圧の組と、前記通電指示期間の後半である第２の期間において前記コイルの印加電圧として用いる２つの電圧の組とを相違させることを特徴とする請求項１０記載のスイッチトリラクタンスモータの制御装置。
12. 前記鎖交磁束の指令値は、前記モータの電気角の１周期に含まれる期間であってかつ前記コイルに対する通電を指示する通電指示期間において、前記指令値の０を規定する第１の軸線及び該第１の軸線と直交してかつ前記通電指示期間の中央を通る第２の軸線に対して線対称となるように設定され、
    前記電流制御手段は、前記指令値の変化速度が０以上となる第１の期間において前記コイルの印加電圧として用いる２つの電圧の組と、前記変化速度が０未満となる第２の期間において前記コイルの印加電圧として用いる２つの電圧の組とを相違させることを特徴とする請求項１０記載のスイッチトリラクタンスモータの制御装置。
13. 前記電流制御手段は、前記第１の期間における前記コイルの印加電圧として正電圧及びゼロ電圧の組を用い、前記第２の期間における前記コイルの印加電圧として前記ゼロ電圧及び負電圧の組を用いることを特徴とする請求項１１又は１２記載のスイッチトリラクタンスモータの制御装置。
14. 前記電力変換回路は、
    前記コイルの一端及び直流電源（１０）の正極端子の間に接続された上アームスイッチング素子（Ｓ￥ｐ）と、
    前記コイルの他端及び前記直流電源の負極端子の間に接続された下アームスイッチング素子（Ｓ￥ｎ）と、
    前記コイル及び前記下アームスイッチング素子の接続点、並びに前記上アームスイッチング素子の両端のうち前記コイルとの接続点とは反対側を接続するとともに、前記下アームスイッチング素子側から前記上アームスイッチング素子側へと向かう方向の電流の流通を許容し、逆方向の電流の流通を阻止する上アーム整流素子（Ｄ￥ｐ）と、
    前記コイル及び前記上アームスイッチング素子の接続点、並びに前記下アームスイッチング素子の両端のうち前記コイルとの接続点とは反対側を接続するとともに、前記下アームスイッチング素子側から前記上アームスイッチング素子側へと向かう方向の電流の流通を許容し、逆方向の電流の流通を阻止する下アーム整流素子（Ｄ￥ｎ）と、
    を備え、
    前記電流制御手段は、前記ヒステリシスコンパレータの出力信号に基づき、前記上アームスイッチング素子及び前記下アームスイッチング素子のうち少なくとも一方をオンオフ操作することで、前記コイルに流れる電流を前記指令電流に制御することを特徴とする請求項１１〜１３のいずれか１項に記載のスイッチトリラクタンスモータの制御装置。
15. 前記電流制御手段は、前記第１の期間及び前記第２の期間の双方において、前記出力信号に基づくオンオフ操作対象を前記上アームスイッチング素子及び前記下アームスイッチング素子のうちいずれか一方に固定することを特徴とする請求項１４記載のスイッチトリラクタンスモータの制御装置。
16. 前記電流制御手段は、前記上アームスイッチング素子及び前記下アームスイッチング素子のうちいずれか一方を前記第１の期間における前記出力信号に基づくオンオフ操作対象とし、他方を前記第２の期間における前記出力信号に基づくオンオフ操作対象とすることを特徴とする請求項１４記載のスイッチトリラクタンスモータの制御装置。