JP2014166022A - 回転電機制御システム - Google Patents

Abstract

【課題】回転電機制御システムにおいて、パルス電流重畳制御における制御性の向上と、スイッチング損失及び素子の過熱の抑制とを両立させることである。
【解決手段】回転電機制御システム１０は、回転電機１２と、回転電機１２を制御する制御装置４６とを含む。制御装置４６は、電流指令と所定波形のキャリアとに応じてインバータスイッチング信号を生成するインバータ信号生成部５２と、電流指令にパルス電流を重畳させるパルス電流重畳部４８と、キャリア周波数を設定するキャリア周波数設定部５０とを有する。キャリア周波数設定部５０は、電流指令にパルス電流を重畳させる場合にキャリア周波数を、パルス電流の非重畳時のキャリア周波数よりも高くする。
【選択図】図１

Description

本発明は、回転電機制御システムに関し、特にインバータに出力するインバータスイッチング信号の生成に用いるキャリア周波数の設定に関する。

特許文献１には、ステータに対向して回転するロータを備え、ロータはロータコイルとロータコイルに選択された極性で短絡するダイオードとを含む電磁石型回転電機の制御装置において、ステータコイルに流すステータ電流のｄ軸電流指令にパルス状に増加した後減少する増加パルス電流を重畳させ、ｑ軸電流指令にパルス状に減少した後増加する減少パルス電流を重畳させることが記載されている。

特許文献２には、モータの電圧指令値に応じてインバータにおけるキャリアの周波数を制御する周波数制御部と、インバータの１制御周期内において、電圧指令値の絶対値が大きい領域でキャリア周波数を高く設定し、電圧指令値の絶対値が小さい領域でキャリア周波数を低く設定する周波数切り替え部とを含むモータ用インバータの制御装置が記載されている。

特許文献３には、モータの電流指令値、トルク指令値、電圧指令値、速度指令値及び位置指令値のうちの少なくとも１つの指令値の変化量の増加とともにスイッチング周波数を増加させ、少なくとも１つの指令値が一定になり定常状態に達した場合にキャリア周波数を低下させるモータ制御装置が記載されている。

特開２０１２−１７０２５６号公報 特開２００９−２９１０１９号公報 特開２００８−３０１６５６号公報

回転電機において、ステータ電流にパルス電流を重畳させる場合の制御性向上のためにはキャリア周波数を高くすることが望ましい。しかしながら高キャリア周波数ではインバータのスイッチング素子のスイッチング損失が増大したり、過熱のおそれがある。このため、パルス電流重畳制御において、制御性の向上とインバータのスイッチング素子のスイッチング損失及び過熱の抑制とを両立させることが望まれている。

本発明の目的は、回転電機制御システムにおいて、パルス電流重畳制御における制御性の向上と、スイッチング損失及び素子の過熱の抑制とを両立させることである。

本発明に係る回転電機制御システムは、回転電機と、前記回転電機をインバータを介して制御する制御装置とを備える回転電機制御システムであって、前記制御装置は、前記回転電機制御用のｄ軸電流指令及びｑ軸電流指令と所定波形のキャリア周波数とに応じて、インバータスイッチング信号を生成するインバータ信号生成部と、ｄ軸電流指令及びｑ軸電流指令の少なくとも一方の電流指令にパルス電流を重畳させるパルス電流重畳部と、前記インバータ信号生成部に出力するキャリア周波数を設定するキャリア周波数設定部であって、前記少なくとも一方の電流指令にパルス電流を重畳させる場合に前記キャリア周波数を、前記パルス電流の非重畳時の前記キャリア周波数よりも高くするキャリア周波数設定部とを有することを特徴とする。

また、本発明に係る回転電機制御システムにおいて、好ましくは、前記キャリア周波数設定部は、前記少なくとも一方の電流指令にパルス電流を重畳させる直前の制御周期と、前記少なくとも一方の電流指令にパルス電流を重畳させた直後の制御周期とを含んで、前記キャリア周波数をパルス電流の非重畳時の前記キャリア周波数よりも高くする。

また、本発明に係る回転電機制御システムにおいて、好ましくは、前記回転電機は、ステータに対向配置され回転するロータを含み、前記ロータは、複数のロータ突極、及び前記ロータ突極間のスロットが形成されたロータコアと、前記スロットを通って前記ロータ突極に巻装されたロータコイルと、前記ロータコイルに接続され、ロータコイル電流を一方向に整流する整流部とを含み、前記各ロータコイル電流によって前記複数のロータ突極が周方向に交互に異なる極性となる。

本発明の回転電機制御システムによれば、電流指令に対するパルス電流の重畳時にキャリア周波数が高くなり、パルス電流の非重畳時にはキャリア周波数が低くなるので、パルス電流重畳制御における制御性の向上と、インバータのスイッチング素子のスイッチング損失及び過熱の抑制との両立を図れる。

本発明の実施形態の回転電機制御システムにおいて、回転電機の周方向一部の断面と回転電機駆動部の構成とを示す図である。 図１に示した制御装置のブロック図である。 図２に示した制御装置で発生するパルス要求Ｐｒｅｑ、パルス電流を含む電流指令、及びキャリア周波数ｆｃの時間的変化を示す図である。 図２に示したキャリア周波数設定部でキャリア周波数を設定する方法を示すフローチャートである。 図４のフローチャートでキャリア周波数を設定する方法を説明するための電流指令の時間的変化を示す図である。 本発明の実施形態で電流指令とキャリア周波数との関係を示す図である。 比較例の回転電機制御システムで低速領域で回転電機のトルクが不足することを示すトルク−回転数線図である。 本発明の実施形態でインバータ素子温度の上昇の時間的変化を示す図である。 本発明の実施形態で電流指令とキャリア周波数との関係の別例を示す図である。 本発明の別の実施形態でキャリア周波数を設定する方法を示すフローチャートである。 本発明の別の実施形態でキャリア周波数変更用変数Ｔｈｉと回転電機の回転数との関係を示す図である。 本発明の別の実施形態でパルス要求Ｐｒｅｑ、パルス電流を含む電流指令、及びキャリア周波数ｆｃの時間的変化を示す図である。 本発明の別の実施形態でキャリア周波数変更用変数Ｔｈｉとインバータの素子温度の余裕度との関係を示す図である。 本発明の別の実施形態の回転電機制御システムを構成する回転電機のロータの軸方向端面図である。

以下、本発明の実施形態を、図面を用いて説明する。以下では、回転電機がモータジェネレータとしての機能を有し、ハイブリッド車両の駆動源として使用される場合を説明するが、これは例示であって、電動車両の一種である電気自動車または燃料電池車の駆動源として使用されてもよい。また、回転電機は、単なる電動モータまたは単なる発電機の機能を持つ構成としてもよい。また、以下ではすべての図面において同様の要素には同一の符号を付して説明する。

図１は、本実施形態の回転電機制御システム１０を示す図であって、回転電機１２の周方向一部の断面と回転電機駆動部１４の構成とを示す図である。回転電機１２は、図示しないハイブリッド車両の駆動輪を駆動するモータとしての機能を有するとともに、駆動輪の回生制動によって発電する発電機としての機能を有し、いわゆるモータジェネレータとして機能する。

回転電機１２は、図示しないケースに固定されたステータ１６と、ステータ１６に対向配置され、回転するロータ１８とを備える。ステータ１６は、ステータコア２０と、ステータコア２０の突極に巻回されたｕ相、ｖ相、ｗ相の３相のステータコイル２２ｕ，２２ｖ，２２ｗとを含む。ステータコア２０は磁性材料により形成される。ステータコア２０の磁性材料として、金属板の一種としての電磁鋼板の積層体を用いることができる。ステータコア２０は、周方向に複数の等間隔位置に、ロータ１８へ向けて径方向内側へ突出して設けられた複数のステータ突極２４と、各ステータ突極２４の間に形成されたスロット２６とを含む。なお、「径方向」という場合、ロータ１８の回転中心軸に対し直交する放射方向をいう。また、「周方向」という場合、ロータ１８の回転中心軸を中心とするロータ円周方向をいう。また、「軸方向」という場合、ロータ１８の軸方向をいう。

ステータコイル２２ｕ，２２ｖ，２２ｗは、スロット２６を通って各ステータ突極２４にそれぞれ集中巻きで巻回される。ステータコイル２２ｕ，２２ｖ，２２ｗに３相のステータ電流が流れると各ステータ突極２４が磁化し、ステータ１６に回転磁界が生成される。

なお、ステータコイルは、ステータコア２０の環状部分の周方向複数個所に複数相のステータコイルを巻回するトロイダル巻きとしてもよい。

ロータ１８は、ステータ１６と所定の空隙をあけて径方向内側に対向配置され、ステータ１６に対し回転可能である。ロータ１８の中心軸孔には図示しないケースの軸受に支持された回転軸が挿入固定される。ロータ１８は、ロータコア３０と、このロータコア３０に巻回された複数のロータコイル３２ｎ，３２ｓと、整流部であるダイオード３４，３６とを含む。

ロータコア３０は磁性材料により形成され、外周側に周方向等間隔の複数個所に設けられた磁極部であるロータ突極３８ｎ、３８ｓを含む。ロータコア３０の磁性材料として、金属板の一種としての電磁鋼板の積層体を用いることができる。ロータ突極３８ｎは、ロータコイル３２ｎに流れるロータコイル電流によってＮ極に磁化される。ロータ突極３８ｓは、ロータコイル３２ｓに流れるロータコイル電流によってＳ極に磁化される。ロータ突極３８ｎとロータ突極３８ｓとは、周方向に交互に配置される。ロータコア３０の外周面の隣り合うロータ突極３８ｎ、３８ｓ間には、ロータコイル３２ｎ，３２ｓの配置空間を形成する溝状のスロット４０が形成される。

ロータコイル３２ｎ，３２ｓは、スロット４０を通ってロータ１８の周方向の１つおきのロータ突極３８ｎに集中巻きで巻装されたロータコイル３２ｎと、ロータ突極３８ｎと隣り合う別の１つおきのロータ突極３８ｓにスロット４０を通って集中巻きで巻装されたロータコイル３２ｓとから構成される。周方向の１つおきのロータコイル３２ｎは直列に接続されるとともに、一方向に短絡するように第１ダイオード３４が接続される。また、周方向の別の１つおきのロータコイル３２ｓも直列に接続されるとともに、他方向に短絡するように第２ダイオード３６が接続される。

なお、ロータコイル３２ｎ、３２ｓをすべて分離して、各ロータコイル３２ｎに一方向に短絡するように第１ダイオードをそれぞれ接続し、各ロータコイル３２ｓに他方向に短絡するように第２ダイオードをそれぞれ接続してもよい。また、各ロータコイル３２ｎ，３２ｓは、ロータ突極３８ｎ，３８ｓの周囲に複数層の複数列に整列して巻回される整列巻き型としてもよい。

この構成では、後述するようにステータ１６側からロータコイル３２ｎ，３２ｓに磁束が鎖交しステータ電流の変化に応じて誘導電流であるロータコイル電流が流れると、ロータコイル電流がダイオード３４，３６により一方向または他方向に整流され、ロータ突極３８ｎ、３８ｓが所望の極性に磁化する。ロータコイル３２ｎは、第１ダイオード３４の整流方向に応じてロータ突極３８ｎの先端にＮ極を形成する。ロータコイル３２ｓは、第２ダイオード３６の整流方向に応じてロータ突極３８ｓの先端にＳ極を形成する。ロータ突極３８ｎ、３８ｓが周方向に交互に配置されるので、各ロータコイル電流によってロータ突極３８ｎ、３８ｓが周方向に交互に異なる極性であるＮ極及びＳ極となる。

以上が回転電機１２の構成であり、次に回転電機駆動部１４を説明する。回転電機駆動部１４は、蓄電部４２と、インバータ４４と、制御装置４６とを含む。蓄電部４２は、直流電源として設けられ、二次電池により構成される。インバータ４４は、複数のスイッチング素子を含み、スイッチング素子のスイッチング動作により蓄電部４２からの直流電力を、ｕ相、ｖ相、ｗ相の交流電力に変換して各相のステータコイル２２ｕ，２２ｖ，２２ｗに供給する。複数のスイッチング素子として、トランジスタまたはＩＧＢＴを使用できる。なお、蓄電部４２とインバータ４４との間に蓄電部４２の電圧を昇圧してインバータ４４に出力する昇圧装置を設けてもよい。

制御装置４６は、ＣＰＵ及びメモリを有するマイクロコンピュータを含むもので、インバータ４４のスイッチング素子のスイッチングを制御することにより、インバータ４４を介して回転電機１２の駆動を制御する。制御装置４６は、回転電機１２と一体に結合した構成としてもよいが、車両において制御装置４６と回転電機１２とを分離して配置する構成としてもよい。また、制御装置４６は、Ｉｄ-Ｉｑ生成部４７と、パルス電流重畳部４８と、キャリア周波数設定部５０と、インバータ信号生成部５２とを有する。これについて、図２を用いて詳しく説明する。

図２は、図１に示した制御装置４６の各ブロックと、電流センサ５４及び回転センサ５６とを示している。キャリア周波数設定部５０は、後述するようにｄ軸電流指令Ｉｄｃｏｍ及びｑ軸電流指令Ｉｑｃｏｍの少なくとも一方にパルス電流が重畳される場合に、インバータ信号生成部５２に出力する所定波形のキャリアの周波数ｆｃを、電流指令にパルス電流が重畳されない場合のキャリア周波数ｆｃＬよりも高いキャリア周波数ｆｃＨに設定する。

電流センサ５４は、回転電機１２のｖ相、ｗ相のステータコイルに流れるステータ電流Ｉｖ，Ｉｗを検出して、検出されたステータ電流を制御装置４６に送信する。ｕ相のステータコイルに流れるステータ電流Ｉｕは、ステータ電流Ｉｖ，Ｉｗの検出値から算出できるが、ステータ電流Ｉｕを別の電流センサにより検出してもよい。

回転センサ５６は、回転電機１２の回転角度θを検出し、検出した回転角度θを制御装置４６に送信する。回転センサ５６は、レゾルバにより構成することができる。また、制御装置４６には、運転者のアクセルペダルの操作量に基づく目標トルクであるトルク指令値Ｔｒが入力される。

制御装置４６は、ｄ-ｑ軸ベクトル電流制御によりステータ電流を制御することで回転電機１２の駆動を制御する。制御装置４６は、電流指令生成部であるＩｄ-Ｉｑ生成部４７と、パルス電流重畳部４８と、減算器６０，６２と、ＰＩ制御部６４，６６と、２相／３相変換部６８と、インバータ信号生成部５２と、３相／２相変換部７０とを含む。

Ｉｄ-Ｉｑ生成部４７にはトルク指令値Ｔｒが入力される。Ｉｄ-Ｉｑ生成部４７は、トルク指令値に基づいて回転電機制御用のｄ軸電流指令Ｉｄｃｏｍ及びｑ軸電流指令Ｉｑｃｏｍを生成する。ここで、ｄ軸とは、回転電機１２の周方向に関してロータコイル３２ｎ、３２ｓの巻回中心軸方向である磁極方向をいい、ｑ軸とはｄ軸に対し電気角で９０度進んだ方向をいう。例えば、図１のようにロータ１８の回転方向が規定される場合、ｄ軸方向、ｑ軸方向はそれぞれ図１の矢印で示す関係で規定される。

パルス電流重畳部４８は、パルス電流生成部７２と、Ｉｄパルス重畳部７４及びＩｑパルス重畳部７６とを含む。パルス電流生成部７２は、予め設定された所定条件成立時にｄ軸パルス電流及びｑ軸パルス電流を生成する。この場合の「所定条件」は、回転電機１２がある回転数（min^-1）以下で回転すること、または、あるトルク以上のトルク要求があることとしてもよい。また、「所定条件」は、回転電機１２に回転要求が発生したこととしてもよい。後述する図３で示すように、「ｄ軸パルス電流Ｐｄ」は、現在の電流値から急激に増大した後、急激に減少する三角波のパルス状の電流である。「ｑ軸パルス電流Ｐｑ」は、現在の電流値から急激に減少した後、急激に増大する三角波のパルス状の電流である。パルス電流生成部７２で生成されたｄ軸パルス電流Ｐｄ及びｑ軸パルス電流Ｐｑは、予め設定された周期的な所定タイミングで、後述するＩｄパルス重畳部７４及びＩｑパルス重畳部７６にそれぞれ出力される。この場合、ｄ軸パルス電流Ｐｄ及びｑ軸パルス電流Ｐｑは、複数回の制御周期で徐々に変化してＩｄパルス重畳部７４及びＩｑパルス重畳部７６に出力される。

Ｉｄ-Ｉｑ生成部４７で生成されたｄ軸電流指令ＩｄｃｏｍはＩｄパルス重畳部７４に出力され、ｑ軸電流指令ＩｑｃｏｍはＩｑパルス重畳部７６に出力される。なお、Ｉｄ-Ｉｑ生成部４７では、回転角度θの検出値から算出されるモータ回転数と、図示しない電圧センサにより検出されたインバータ４４の蓄電部４２側の電圧と、トルク指令値Ｔｒとに基づいてｄ軸電流指令Ｉｄｃｏｍ及びｑ軸電流指令Ｉｑｃｏｍを生成してもよい。

Ｉｄパルス重畳部７４には、各回の制御周期でＩｄ-Ｉｑ生成部４７からｄ軸電流指令Ｉｄｃｏｍが入力され、パルス電流生成部７２からはパルス電流重畳時にｄ軸パルス電流Ｐｄのうち、制御周期に応じた変化分が入力される。例えば後述する図５で示すように、制御周期がｔ１，ｔ２，・・・ｔ５，ｔ６で規定される場合、ｄ軸パルス電流Ｐｄは各制御周期でＡ１，Ａ２，・・・Ａ５，０と変化する。

図２に戻って、Ｉｄパルス重畳部７４は、パルス電流重畳時に入力されたｄ軸電流指令Ｉｄｃｏｍに、制御周期に応じて入力されたｄ軸パルス電流Ｐｄの変化分を重畳させて、パルス重畳後のｄ軸電流指令Ｉｄｃｏｍを減算器６０へ出力する。

Ｉｑパルス重畳部７６には、同様に、各回の制御周期でＩｄ-Ｉｑ生成部４７からｑ軸電流指令Ｉｄｃｏｍが入力され、パルス電流生成部７２からはパルス電流重畳時にｑ軸パルス電流Ｐｑのうち、制御周期に応じた変化分が入力される。Ｉｑパルス重畳部７６は、パルス電流重畳時に入力されたｑ軸電流指令Ｉｑｃｏｍに、入力されたｑ軸パルス電流Ｐｑの変化分を重畳させて、パルス重畳後のｑ軸電流指令Ｉｑｃｏｍを減算器６２へ出力する。なお、Ｉｄパルス重畳部７４及びＩｑパルス重畳部７６は、入力された電流指令Ｉｄｃｏｍ、Ｉｑｃｏｍにパルス電流が重畳されていない場合に、入力された電流指令Ｉｄｃｏｍ、Ｉｑｃｏｍをそのまま減算器６０，６２に出力する。

減算器６０には、３相／２相変換部７０から電流値Ｉｄが入力される。減算器６０は、Ｉｄパルス重畳部７４を通過後のｄ軸電流指令Ｉｄｃｏｍと電流値Ｉｄとの偏差を算出し、その算出した偏差をＰＩ制御部６４に出力する。

減算器６２には、３相／２相変換部７０から電流値Ｉｑが入力される。減算器６２は、Ｉｑパルス重畳部７６を通過後のｑ軸電流指令Ｉｑｃｏｍと電流値Ｉｑとの偏差を算出し、その算出した偏差をＰＩ制御部６６に出力する。

ＰＩ制御部６４，６６は、入力された偏差に対して予め設定されたＰＩゲインに基づいてＰＩ制御を行うことでｄ軸電圧Ｖｄ及びｑ軸電圧Ｖｑをそれぞれ算出し、その算出したｄ軸電圧Ｖｄ及びｑ軸電圧Ｖｑを２相／３相変換部６８に出力する。

２相／３相変換部６８は、入力されたｄ軸電圧Ｖｄ及びｑ軸電圧Ｖｑと、回転センサ５６から受信した回転角度θとに基づいて２相／３相変換することで３相電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを算出し、３相電圧Ｖｕ，Ｖｖ、Ｖｗをインバータ信号生成部５２に出力する。

インバータ信号生成部５２は、ＰＷＭ信号生成部とも呼ばれるもので、３相電圧Ｖｕ，Ｖｖ、Ｖｗと、後述するキャリア周波数設定部５０から入力された搬送波と呼ばれるキャリアとの電圧比較によって、インバータ４４の各相の上下のスイッチング素子をオンまたはオフさせるインバータスイッチング信号を生成し、インバータ４４に出力する。言い換えれば、インバータ信号生成部５２は、ｄ軸電流指令及びｑ軸電流指令とキャリアとに応じて、インバータスイッチング信号を生成する。インバータ４４は、インバータ信号に応じてインバータ４４の各スイッチング素子のオンオフ動作を行う。これにより回転電機１２の各相ステータコイルにステータ電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗが流れる。

３相／２相変換部７０には、電流センサ５４からステータ電流Ｉｖ，Ｉｗが入力される。３相／２相変換部７０は、ステータ電流Ｉｖ，Ｉｗと回転センサ５６から受信した回転角度θとから３相／２相変換してｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑを算出し、ｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑをそれぞれ減算器６０，６２へ出力する。このような制御装置４６では、ｄ軸及びｑ軸の電流値Ｉｄ，Ｉｑと、Ｉｄパルス重畳部７４及びＩｑパルス重畳部７６を通過後のｄ軸電流指令Ｉｄｃｏｍ及びｑ軸電流指令Ｉｑｃｏｍとがそれぞれ一致するようにフィードバック制御が行われる。

次に、図３から図７を用いて、キャリア周波数設定部５０の機能を説明する。図３は、図２の制御装置４６で発生するパルス要求Ｐｒｅｑ、パルス電流を含む電流指令、及びキャリア周波数ｆｃの時間的変化を示す図である。なお、以下では電流指令としてｄ軸電流指令Ｉｄｃｏｍ及びｑ軸電流指令Ｉｑｃｏｍのうち、ｄ軸電流指令Ｉｄｃｏｍで代表して説明し、パルス電流重畳部としてＩｄパルス重畳部７４及びＩｑパルス重畳部７６のうち、Ｉｄパルス重畳部７４で代表して説明する。

制御装置４６は、予め設定された所定条件が成立した場合に、所定周期でパルス要求Ｐｒｅｑを発生させる。パルス要求Ｐｒｅｑが発生するとＩｄパルス重畳部７４は電流指令Ｉｄｃｏｍに時間Ｔ１でパルス電流Ｐｄを重畳させる。この場合、キャリア周波数設定部５０には、パルス要求Ｐｒｅｑが発生したことを表す信号が入力され、時間Ｔ１でキャリア周波数ｆｃとして高キャリア周波数ｆｃＨを設定する。高キャリア周波数ｆｃＨは、パルス要求Ｐｒｅｑが入力されない場合にキャリア周波数設定部５０で設定される低キャリア周波数ｆｃＬよりも高い。

図４は、図２に示したキャリア周波数設定部５０でキャリア周波数ｆｃを設定する方法を示すフローチャートである。このフローチャートは、キャリア周波数設定部５０で実行する。

まず、ステップＳ１０（以下、ステップは単にＳという。）で、前回の制御周期でパルス要求Ｐｒｅｑがなく、今回の制御周期でパルス要求Ｐｒｅｑがあるか否かを判定する。Ｓ１０で、Ｐｒｅｑ（０）は前回の制御周期のパルス要求Ｐｒｅｑの有無を表し、Ｐｒｅｑ（１）は今回の制御周期のパルス要求Ｐｒｅｑの有無を表す。Ｐｒｅｑ（０）、Ｐｒｅｑ（１）が０の場合、パルス要求Ｐｒｅｑがないことを表し、１の場合、パルス要求Ｐｒｅｑがあることを表す。

Ｓ１０で判定が肯定の場合、Ｓ１２で変数ｔに０が代入され、Ｓ１６で変数ｆｌａｇに１が代入され、Ｓ１８に移行する。Ｓ１０で判定が否定の場合、Ｓ１４でｔ＝ｔ＋１となり、Ｓ１８に移行する。

Ｓ１８ではｆｌａｇが１か否かが判定され、判定が肯定の場合、Ｓ２０でｔが予め設定された定数Ｔａ以下であるか否かが判定される。Ｓ２０で判定が肯定の場合、Ｓ２４でキャリア周波数ｆｃに高キャリア周波数ｆｃＨが設定される。

Ｓ２０で判定が否定の場合、Ｓ２６でキャリア周波数ｆｃに高キャリア周波数ｆｃＨが設定されるが、Ｓ２８でｆｌａｇに０が代入される。

一方、Ｓ１８で判定が否定の場合、Ｓ２２でキャリア周波数ｆｃに低キャリア周波数ｆｃＬが設定される。図４のフローチャートは各制御周期で１度実行される。

例えば、図５では制御周期ｔ１からｔ６の間で電流指令Ｉｄｃｏｍにパルス電流Ｐｄが重畳されることを示している。この場合、制御周期ｔ１ではＳ１０の判定が肯定となるので、Ｓ１２に移行する。Ｓ１２でｔ＝０となり、Ｓ１６でｆｌａｇ＝１となり、Ｓ１８に移行する。なお、図５では黒丸で制御周期の切替を表している。Ｓ１８ではｆｌａｇ＝１であるか否かが判定され、制御周期ｔ１では判定が肯定となるのでＳ２０に移行する。Ｓ２０では、例えばＴａ＝４とすると、制御周期ｔ１でｔ＝０であるので判定は肯定となり、Ｓ２４でキャリア周波数ｆｃに高キャリア周波数ｆｃＨが設定される。

一方、次の制御周期ｔ２では、Ｓ１０で判定が否定となるので、Ｓ１４に移行する。Ｓ１４でｔ＝ｔ＋１となるので、ｔ＝１となり、Ｓ１８に移行する。この場合、Ｓ１８からＳ２０に移行し、ｔ≦Ｔａであるので、Ｓ２４で同様にキャリア周波数ｆｃとして高キャリア周波数ｆｃＨが維持され、これが所定回数の制御周期分繰り返される。

図５の制御周期ｔ６では、Ｓ１４でｔ＝５となり、Ｓ２０で判定が否定となるので、Ｓ２６でキャリア周波数ｆｃに高キャリア周波数ｆｃＨが設定されるが、Ｓ２８でｆｌａｇ＝０となる。このため、次の制御周期ｔ７では、Ｓ１８で判定が否定となるので、Ｓ２２でキャリア数ｆｃに低キャリア周波数ｆｃＬが設定される。

このようなキャリア周波数ｆｃの設定方法により、図６に示すように、電流指令Ｉｄｃｏｍに対するパルス電流Ｐｄの重畳期間にキャリア周波数ｆｃとして高キャリア周波数ｆｃＨが設定され、それ以外の期間でキャリア周波数ｆｃに低キャリア周波数ｆｃＬが設定される。また、制御装置４６は、キャリア周波数ｆｃを変更する場合に、制御周期及びＰＩ制御部６４，６６の制御ゲインも変更する。例えば制御装置４６は、キャリア周波数ｆｃがｆｃＬからｆｃＨに変更される場合に、制御周期を短くする。

次に、回転電機１２の動作と、回転電機制御システムの作用効果とを順に説明する。図１に示す３相のステータコイル２２ｕ，２２ｖ，２２ｗに３相の交流電流が流れることでステータ１６に回転磁界が形成される。この回転磁界は、起磁力分布として、正弦波分布だけでなく高調波成分を含んでいる。特に、集中巻きにおいては、各相のステータコイル２２ｕ，２２ｖ，２２ｗが互いに径方向に重なり合わないので、ステータ１６の起磁力分布に含まれる高調波成分の振幅レベルが増大する。例えば、３相の集中巻きの場合には、高調波成分としてステータコイル２２ｕ，２２ｖ，２２ｗの入力電流の周波数の時間的３次で空間的２次の高調波成分の振幅レベルが増大する。このような高調波成分は空間高調波と呼ばれる。ここで、回転磁界の基本波成分がロータ１８に作用すると、ステータ１６とロータ１８との間の磁気抵抗が小さくなるように、ロータ突極３８ｎ，３８ｓがステータ突極２４に吸引される。これによって、ロータ１８にリラクタンストルクが作用する。

また、回転磁界がステータ１６からロータ１８に作用すると、回転磁界に含まれる高調波成分の磁束変動により、ステータ１６からスロット４０内に漏れ出る漏れ磁束が発生し、その漏れ磁束が変動する。漏れ磁束の変動が大きい場合にはスロット４０に配置されたロータコイル３２ｎ，３２ｓの少なくともいずれかに誘導電流であるロータコイル電流が発生する。ロータコイル電流が発生すると、そのロータコイル電流は、ダイオード３４，３６により整流されることで所定の一方向となる。そして、ダイオード３４，３６で整流された電流が各ロータコイル３２ｎ、３２ｓに流れるのに応じて各ロータ突極３８ｎ、３８ｓが磁化し、各ロータ突極３８ｎ、３８ｓが所望の極性の磁極として機能する。この場合、ダイオード３４，３６の整流方向の違いにより、各ロータコイル電流により生じる磁極として、周方向においてＮ極とＳ極とが交互に配置される。

このような回転電機１２では、ステータ電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗとロータ回転数とによってロータコイル電流の大きさが決まり、ある回転数以下ではロータ回転数が高くなるほどロータコイル電流は大きくなる。この場合、回転電機１２のトルクもロータコイル電流に応じて大きくなる。

一方、本実施形態と異なり、ｄ軸電流指令Ｉｄｃｏｍ及びｑ軸電流指令Ｉｑｃｏｍにパルス電流を重畳させない場合、回転電機の低回転数領域では、ステータからロータコイルに鎖交する漏れ磁束の変動周波数が低いのでロータコイル電流が小さくなり、回転電機のトルクも小さくなる。図７は、比較例の回転電機制御システムで低速領域で回転電機のトルクが不足することを示すトルク‐回転数線図である。

比較例では、本発明において、ｄ軸電流指令Ｉｄ及びｑ軸電流指令Ｉｑｃｏｍにパルス電流を重畳しない。図７の実線Ｒは比較例の特性曲線である。このような比較例では、低速領域で回転電機のトルクが小さくなる。一方、本実施形態では、ｑ軸電流指令Ｉｑｃｏｍに減少パルス電流であるｑ軸パルス電流Ｐｑを重畳させるので、ステータ１６からロータ１８のスロット４０内に漏れ出る漏れ磁束の変動を大きくでき、ロータコイル電流が大きくなる。しかも、ｄ軸電流指令Ｉｄｃｏｍに増大パルス電流であるｄ軸パルス電流Ｐｄを重畳させるので、図１のロータ１８及びステータ１６間のｄ軸方向に生成されるｄ軸磁路を通過する磁束の変動が大きくなる。ロータコイルにはこの変動を妨げるようにロータコイル電流が流れる。このため、ロータコイル電流がより大きくなる。したがって、低回転数領域において、図７の斜格子部Ｐで示す領域内で矢印Ｚ方向にロータトルクを大きくできる。

しかも、ｄ軸電流指令Ｉｄｃｏｍ及びｑ軸電流指令Ｉｑｃｏｍに対するパルス電流の重畳時にキャリア周波数設定部５０で設定されるキャリア周波数ｆｃがｆｃＨと高くなり、パルス電流の非重畳時にはキャリア周波数ｆｃがｆｃＬと低くなるので、パルス電流重畳制御における制御性の向上と、インバータ４４のスイッチング素子のスイッチング損失及び過熱の抑制との両立を図れる。

図８は、本発明の実施形態でインバータ４４のスイッチング素子温度上昇の時間的変化を示す図である。実線ａは本実施形態を示し、実線ｂは、電流指令に対するパルス電流の重畳の有無に関係なくキャリア周波数を一定とする比較例を示している。破線ｃは、設計上、スイッチング素子で規定される温度上昇の許容上限を示している。比較例ｂの場合にスイッチング素子の温度上昇が早期に許容上限ｃに達するのに対し、実施形態ａでは許容上限ｃに達しないか、または達するまでの時間を長くすることができた。

なお、上記の実施形態では、ｄ軸電流指令Ｉｄｃｏｍに三角波状の増大パルス電流を重畳させ、ｑ軸電流指令Ｉｑｃｏｍに三角波状の減少パルス電流を重畳させているが、いずれか一方の電流指令のみにパルス電流を重畳させてもよい。また、パルス電流の波形も種々の形状を採用できる。例えばパルス電流は、矩形波状としてもよい。また、パルス電流の変化方向をそれぞれの電流指令で逆にしてもよい。

図９は、本発明の実施形態で電流指令とキャリア周波数との関係の別例を示す図である。この別例では、キャリア周波数設定部５０は、ｄ軸電流指令Ｉｄｃｏｍ及びｑ軸電流指令Ｉｑｃｏｍのうち、少なくとも一方の電流指令にパルス電流を重畳させる直前の制御周期ｔａと、少なくとも一方の電流指令にパルス電流を重畳させた直後の制御周期ｔｂとを含んで、キャリア周波数ｆｃを高キャリア周波数ｆｃＨに設定する。直前の制御周期ｔａ、直後の制御周期ｔｂはそれぞれ１周期ずつに限定するものではなく、複数回の連続する制御周期としてもよい。

このような構成によれば、実電流が電流指令に、より早期に収束し、高い応答性で高い精度の制御を実現でき、しかもキャリア切替のための計算と電流指令の変化とがほぼ同時に重なることがなく、制御対象である電流をより安定化させることができる。

図１０は、本発明の別の実施形態でキャリア周波数ｆｃを設定する方法をフローチャートにより示している。本実施形態では、回転電機１２の回転数の上昇に応じて、高キャリア周波数ｆｃＨを設定する時間を長くすることを目的とする。

上記目的のために、キャリア周波数設定部５０は、回転センサ５６から回転電機１２の回転角度θの検出値を受け取って、受け取った回転角度θから算出される回転電機１２の回転数が大きくなるのにしたがって高キャリア周波数ｆｃＨを設定する時間を長くする。

図１０のＳ３０からＳ３４は、図４のＳ１０からＳ１４と同様である。Ｓ３２またはＳ３４の処理に続くＳ３６では、変数ｔが予め設定される定数Ｔ１以下か否かが判断される。Ｓ３６の判定が肯定の場合、キャリア周波数ｆｃに高キャリア周波数ｆｃＨが設定される。

Ｓ３６の判定が否定の場合、Ｓ４０でＴ１＜ｔ≦Ｔ１＋Ｔｈｉか否かが判定される。ここで、Ｔｈｉはキャリア周波数変更用変数であり、図１１の関係で規定される。図１１は、本実施形態でキャリア周波数変更用変数Ｔｈｉと回転電機１２の回転数との関係を示している。Ｔｈｉは、回転電機１２の回転数の上昇に応じて０から直線的に大きくなるが、ある回転数以上で上限の（Ｔ０−Ｔ１）／２に維持される。図１２は、Ｔ０、Ｔ１、及び（Ｔ０−Ｔ１）／２の関係を示している。Ｔ０は、各パルス電流重畳の開始時同士の時間間隔に対応する定数である。Ｔ１は、各パルス電流重畳でのパルス重畳時間に対応する定数である。（Ｔ０−Ｔ１）／２は、パルス電流重畳終了時から次のパルス電流重畳開始時までの間の中央時点Ｍから前後のパルス重畳までの時間間隔に対応する。

図１０のＳ４０で判定が肯定であれば、Ｓ４２でキャリア周波数ｆｃに高キャリア周波数ｆｃＨが設定される。Ｓ４０の判定が否定であればＳ４４でｔ≧Ｔ０−Ｔｈｉか否かが判定される。Ｓ４４の判定が肯定であればＳ４６でキャリア周波数ｆｃに高キャリア周波数ｆｃＨが設定される。Ｓ４４の判定が否定であればＳ４８でキャリア周波数ｆｃに低キャリア周波数ｆｃＬが設定される。

図１０のＳ４０，Ｓ４４で用いられる変数Ｔｈｉは、図１２に示すようにパルス電流重畳時間Ｔ１両側の拡縮可能な高キャリア周波数ｆｃの追加設定時間に対応する。この変数Ｔｈｉは、図１１で示したように回転電機１２の回転数の上昇に応じてある一定値まで直線的に大きくなり、高キャリア周波数ｆｃＨの設定時間が長くなる。このように回転電機１２の回転数が上昇する場合、トルクが低くなり、インバータ４４のスイッチング素子に流れる電流が小さくなる傾向となる。このため、上記のように高キャリア周波数ｆｃＨの設定時間が長くなっても、スイッチング素子の過熱が抑制される。したがって、スイッチング素子の過熱を抑制しながら、長時間の高キャリア周波数ｆｃＨの設定によって電流制御の応答性をより高くできる。その他の構成及び作用は、上記の図１から図９に示した実施形態と同様である。

本発明の別の実施形態として、インバータ４４のスイッチング素子の温度の許容上限に対する温度余裕度に応じて、高キャリア周波数ｆｃＨの設定時間を設定することもできる。図１３は、本実施形態でキャリア周波数変更用変数Ｔｈｉとインバータ４４の素子温度の余裕度との関係を示す図である。Ｔｈｉと素子温度余裕度との関係は、上記の図１１のＴｈｉと回転電機１２の回転数との関係の傾向と同様である。素子温度余裕度とＴｈｉとの関係は、予め実験により求めることができる。この場合、上記の図１０のフローチャートを用いて、キャリア周波数ｆｃを設定すると、素子温度余裕度の上昇に応じて高キャリア周波数ｆｃＨの設定時間を長くできる。このため、スイッチング素子の過熱を抑制しながら、長時間の高キャリア周波数ｆｃＨの設定によって電流制御の応答性をより高くできる。なお、図１３において、Ｔｈｉの縦軸の切片は０以外としてもよい。この場合、素子温度の余裕度が０で、パルス電流重畳時間の前後に、一定の高キャリア周波数ｆｃＨの設定時間を設定できる。

また、図示は省略するが、電流制御の応答性の許容限度を考慮して、図１０のフローチャートで用いられる変数Ｔｈｉの代わりに定数Ｔｃを設定してもよい。この場合、定数Ｔｃを決定するために、予めＴｃを変化させながら実電流に対する電流指令の追従度である電流応答性の設計上の許容限度を確認する試験を行う。そしてこの試験で許容限度に達した場合のＴｃをＴｈｉの代わりの定数として図１０のフローチャートにより、キャリア周波数ｆｃの切替を行う。

また、上記では、ロータが、複数のロータコイルと、ロータコイルに所定方向の極性で接続されたダイオードとを含む場合を説明したが、次のようにロータがｄ軸電流及びｑ軸電流の一方または両方の変化に応じて磁極部の発生磁束が変化する可変界磁構造を有する場合の回転電機の制御にも本発明を適用できる。

図１４は、本発明の別の実施形態を構成する回転電機のロータ９０の軸方向端面図である。ステータは、図１の場合と同様である。ロータ９０は、周方向複数個所の磁極部９２ｎ、９２ｓが設定されたロータコア９４と、複数ずつの第１磁石９６及び第２磁石９８とを含む。第１磁石９６は、各磁極部９２ｎ、９２ｓに磁化方向が径方向に向くように配置される固定磁束磁石である。第２磁石９８は、隣り合う磁極部の境界に、磁化方向が径方向に対し直交する方向に向くように配置される可変磁束磁石である。第１磁石９６として、例えば高保磁力磁石であるネオジム磁石を採用し、第２磁石９８として例えば低保磁力磁石であるアルニコ磁石を使用する。制御装置は、ステータ電流のｄ軸電流に、急激に増加後、急激に減少する増大パルス電流、または急激に減少後、急激に増大する減少パルス電流を重畳させる。この場合、ｄ軸のパルス電流の重畳によって第２磁石９８に印加される磁化電流を、第２磁石９８の磁束密度が不可逆変化する大きさに設定する。これによって逆方向の磁束の不可逆変化を生じさせるまでは、パルス電流の重畳後に第２磁石９８の磁束密度が所望値に変化したままの状態となる。このため、パルス電流の重畳により、各磁極部９２ｎ、９２ｓの発生磁束が変化して、ロータトルクを変化させることができる。また、ｑ軸電流指令にｄ軸電流とは逆方向に変化するパルス電流を重畳させてもよい。

なお、本発明はこうした実施形態に何ら限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内において、種々なる形態で実施し得ることは勿論である。例えば、ステータコイルはステータに集中巻きで巻線する場合を説明したが、ステータで高調波成分を含む回転磁界を生成できるのであればステータにステータコイルを分布巻きで巻線する構成としてもよい。

１０ 回転電機システム、１２ 回転電機、１４ 回転電機駆動部、１６ ステータ、１８ ロータ、２０ ステータコア、２２ｕ，２２ｖ，２２ｗ ステータコイル、２４ ステータ突極、２６ スロット、３０ ロータコア、３２ｎ，３２ｓ ロータコイル、３４ 第１ダイオード、３６ 第２ダイオード、３８ｎ，３８ｓ ロータ突極、４０ スロット、４２ 蓄電部、４４ インバータ、４６ 制御装置、４７ Ｉｄ−Ｉｑ生成部、４８ パルス電流重畳部、５０ キャリア周波数設定部、５２ インバータ信号生成部、５４ 電流センサ、５６ 回転センサ、６０，６２ 減算器、６４，６６ ＰＩ制御部、６８ ２相／３相変換部、７０ ３相／２相変換部、７２ パルス電流生成部、７４ Ｉｄパルス重畳部、７６ Ｉｑパルス重畳部。

Claims (3)

1. 回転電機と、前記回転電機をインバータを介して制御する制御装置とを備える回転電機制御システムであって、
   前記制御装置は、
   前記回転電機制御用のｄ軸電流指令及びｑ軸電流指令と所定波形のキャリアとに応じて、インバータスイッチング信号を生成するインバータ信号生成部と、
   ｄ軸電流指令及びｑ軸電流指令の少なくとも一方の電流指令にパルス電流を重畳させるパルス電流重畳部と、
   前記インバータ信号生成部に出力するキャリア周波数を設定するキャリア周波数設定部であって、前記少なくとも一方の電流指令にパルス電流を重畳させる場合に前記キャリア周波数を、前記パルス電流の非重畳時の前記キャリア周波数よりも高くするキャリア周波数設定部とを有することを特徴とする回転電機制御システム。
2. 請求項１に記載の回転電機制御システムにおいて、
   前記キャリア周波数設定部は、
   前記少なくとも一方の電流指令にパルス電流を重畳させる直前の制御周期と、前記少なくとも一方の電流指令にパルス電流を重畳させた直後の制御周期とを含んで、前記キャリア周波数をパルス電流の非重畳時の前記キャリア周波数よりも高くすることを特徴とする回転電機制御システム。
3. 請求項１または請求項２に記載の回転電機制御システムにおいて、
   前記回転電機は、ステータに対向配置され回転するロータを含み、
   前記ロータは、複数のロータ突極、及び前記ロータ突極間のスロットが形成されたロータコアと、前記スロットを通って前記ロータ突極に巻装されたロータコイルと、前記ロータコイルに接続され、ロータコイル電流を一方向に整流する整流部とを含み、前記各ロータコイル電流によって前記複数のロータ突極が周方向に交互に異なる極性となることを特徴とする回転電機制御システム。

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