JP2013541869A

JP2013541869A - 広帯域の周波数ランプを形成する高周波出力信号を発生させるための回路装置

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Publication number: JP2013541869A
Application number: JP2013525176A
Authority: JP
Inventors: ムッシュトーマス; ポールニルス
Original assignee: Krohne Messtechnik GmbH and Co KG
Current assignee: Krohne Messtechnik GmbH and Co KG
Priority date: 2010-08-22
Filing date: 2011-08-22
Publication date: 2013-11-14
Also published as: EP2421154A3; CN102812641A; WO2012031684A8; WO2012031684A1; EP2421154A2; US20120268215A1; EP2421154B1; DE102011110781A1; US8841973B2; CN102812641B; DK2421154T3

Abstract

基準発振器（１）と、位相検出器（２）と、ループフィルタ（３）と、出力信号を発生させるための電圧制御発振器（４）と、分周器（５）と、ダウンコンバージョンミキサ（７）と、局部発振器信号を発生させるための局部発振器（８）とを備える、広帯域の周波数ランプを形成する高周波出力信号を発生させるための回路装置であって、
基準発振器と、位相検出器と、ループフィルタと、電圧制御発振器と、分周器と、ダウンコンバージョンミキサとは１つの位相同期回路に属しており、
分周器とダウンコンバージョンミキサは位相同期回路のフィードバックパス内に位置しており、
ダウンコンバージョンミキサは出力信号と局部発振器信号とを混合し、
出力信号の周波数は、分周器の分周比を変化させることによって調整される、
回路装置において、
局部発振器信号の調整可能な周波数によって、出力信号の特性曲線が改善される。

Description

本発明は、基準発振器と、位相検出器と、有利にはループフィルタと、出力信号を発生させるための電圧制御発振器（ＶＣＯ）と、分周器と、ダウンコンバージョンミキサと、局部発振器信号を発生させるための局部発振器とを備える、広帯域の周波数ランプを形成する高周波出力信号を発生させるための回路装置であって、前記基準発振器と、前記位相検出器と、場合によっては前記ループフィルタと、前記電圧制御発振器と、前記分周器と、前記ダウンコンバージョンミキサとは１つの位相同期回路に属しており、前記分周器と前記ダウンコンバージョンミキサは前記位相同期回路のフィードバックパス内に位置しており、前記ダウンコンバージョンミキサは前記出力信号と前記局部発振器信号とを混合し、前記出力信号の周波数は、前記分周器の分周比を変化させることによって調整することができる、回路装置に関する。

広帯域の周波数ランプを形成する高周波出力信号を発生させるための回路装置は、多方面に知られている（ドイツ連邦共和国特許公開公報第１００６５６５７号および第１０２００４０３２１３０号、米国特許第５６４２０６６号および米国特許公開公報第２００８／００６１８９１号、ならびに、刊行物『A High Precision 24-GHz FMCW Radar Based on a Fractional-N Ramp-PLL』 IEEE TRANSACTIONS ON INSTRUMENTATION AND MEASUREMENT, VOL. 52, NO. 2, April 2003, 『SiGe Bipolar VCO With Ultra- Wide Tuning Range at 80 GHz Center Frequency』 IEEE JOURNAL OF SOLID- STATE CIRCUITS, VOL. 44, NO. 10, Oct. 2009を参照のこと）。

ここで話題となっている形式の回路装置は、高精度、高分解能、かつ高ダイナミクスで距離および速度を測定するための最新のＦＭＣＷレーダーシステム、すなわち周波数変調連続波レーダーのために使用されるものである。このＦＭＣＷという略称は、英語のFrequency Modulated Continues Waveという用語に由来する（ウィキペディアの「ＦＭＣＷレーダー」を参照のこと）。

ＦＭＣＷレーダーシステムには回路装置が必要であり、この回路装置の高周波出力信号は、周期的かつ線形に上昇および／または下降する周波数を有する。周期的かつ線形に上昇および／または下降する周波数を有する、話題となっている形式の回路装置の高周波出力信号を冒頭において周波数ランプと称したが、以下においても引き続き周波数ランプと称する。

高い位置分解能および良好なアンテナ指向性による適用のために、近年ではミリメータ波範囲における周波数帯が標準となってきた。自動車で使用するためには７６ＧＨｚから８１ＧＨｚの周波数帯が許可されており、さらに工業的な流体レベル測定のためには７５ＧＨｚから８５ＧＨｚまでの広い１０ＧＨｚの周波数帯が許可されている。

図１は、ここで話題となっている形式の、従来技術に属する回路装置を図示している。この回路装置は、基準発振器１と、位相検出器２と、ループフィルタ３と、高周波出力信号を発生させるためのＶＣＯ、つまり電圧制御発振器４と、分周器５と、制御ユニット６とを備える。

図２ａは、時間ｔに亘る、高周波出力信号の所期の線形の周波数ランプ、すなわち出力信号の周波数ｆを図示している。これに対して図２ｂは、電圧制御発振器の同調曲線の典型的な非線形推移を図示している。

図１に図示する従来技術に属する回路装置においては、基準発振器１として水晶発振器が設けられており、位相検出器２と、ループフィルタ３と、電圧制御発振器４と、分周器５と、制御ユニット６とが１つの位相同期回路（通例の英語の短縮形：ＰＬＬ）を形成している。図１による回路装置においては、通例のシングルループＰＬＬが実現されている。この際にループフィルタ３による安定的な制御を仮定すると、位相検出器２における２つの入力信号の位相差はゼロに調整される。

以下では、分周係数の逆数をＮで示すこととする。つまり分周器５における出力周波数は、入力周波数のＮ倍に相当する：
ｆ_Ａ＝Ｎ・ｆ_Ｅ

周波数ランプを形成するために最も簡単な場合では、分周器５は制御ユニット６によって各クロックにつき値１だけ上昇させる。ループフィルタ３の平滑化するローパス特性により、ここから線形化された周波数ランプが生じる。分数の分周係数シーケンスを使用することによって有理数の変化も可能となり、これによって周波数ランプの傾きないしその持続時間を選択する際にさらなる自由度が可能となる。

以下、上述した位相同期回路の制御特性および安定特性をループゲインに基づいて考えることとする。

位相検出器２に関して、２つの入力信号の位相差、つまり基準発振器１から来る入力信号と分周器５から来る入力信号との位相差に比例している、Ｋ_ＰＤを備える中間出力電圧が生じる。位相検出器２の出力電圧はループフィルタ３においてフィルタリングされ、電圧制御発振器４の入力電圧として電圧制御発振器４に供給される。その後電圧制御発振器４は高周波出力信号を送出する。この高周波出力信号の周波数は、入力電圧、つまりループフィルタ３によってフィルタリングされた、位相検出器２からの出力電圧に相当する。電圧制御発振器４における入力電圧と電圧制御発振器４の高周波出力信号の周波数との関係は、図２ｂに図示している。

電圧制御発振器４における入力電圧と電圧制御発振器４の高周波出力信号の周波数との関係は、動作周波数について線形化されて、比例係数Ｋ_ＶＣＯによって表すことができる。つまり電圧制御発振器４に対して、Ｋ_ＶＣＯ／ｓを有する該電圧制御発振器４の出力相に関して、積分動作が生じる。位相同期回路、つまりフィードバックパスにおける分周器５の分周係数を加える場合、以下のように制御回路全体のループゲインが生じる：
Ｈ_ｌｏｏｐ（ｓ）＝Ｋ_ＰＤ・Ｆ（ｓ）・Ｋ_ＶＣＯ／ｓ・１／Ｎ

跳躍形の周波数エラーも、線形に上昇する位相エラーも補償できるようにするために、ループフィルタ３は積分動作を有する必要がある。しかしながら電圧制御発振器４の固有の積分（inherent integration）によって位相余裕は９０°まで低減されているので、ループフィルタ３の定数設定のためにループゲインのゲイン交点周波数において進相要素によって位相余裕を増加させなければならない。しかしながらこの周波数範囲ではループフィルタ３は積分動作とは異なっており、これによって制御が不良になり、とりわけ入力側の位相雑音の障害抑制がより不良になる。この理由からこの周波数範囲を、増加した位相余裕によってゲイン交点周波数の周辺の狭い範囲のみに限定すべきである。このことは、周波数ランプの内部でループゲインが一定である場合にのみ可能である。

位相同期回路がフィードバックパスにおいて分周係数Ｎの切換によって周波数ランプを形成するために使用される場合、これによってループゲインの変化が引き起こされる。一方では分周係数Ｎが直接ループゲインに入り、他方では変化した出力周波数が電圧制御発振器４の同調傾斜度を変化させる（図２ｂを参照）。不利なことに２つの効果は同一の方向に作用し、したがって互いに逆向きに増大する。低い周波数の場合には、図２による電圧制御発振器４は最も高い同調傾斜度を有し、この同調傾斜度は分周係数Ｎの最小値によって分割される。これに対して高い周波数の場合には、小さい同調傾斜度が大きい分周係数Ｎによって分割される。これによって係数１０：１よりも多く、ループゲインを変化させる可能性がある。

ループフィルタ３を、ループゲインの変化が大きい場合にもロバストな制御が生じるように定数設定することは基本的に可能ではある。しかしながらその場合には通常の制御特性、とりわけ搬送波付近の位相雑音に関し、不安定化することは甘受しなければならない。

従来技術においては、電圧制御発振器４における入力電圧の非線形の歪みによってループゲインを一定に保つというアプローチが公知である。このアプローチは、デジタル回路またはアナログ回路によって実施することができる（米国特許公開公報第２００８００６１８９１号ないし米国特許第５６４２０６６号を参照のこと）。これにより、選択されたＰＬＬのコンセプトに基づいてほぼ任意の非線形形状を補償することができる。しかしながら非常に広い帯域の周波数ランプは非常に大きな同調帯域を有する電圧制御発振器も必要としており、このことは大きな同調傾斜度によってのみ実現することができる。この大きな同調傾斜度のせいで、いかなるアナログ回路またはデジタル回路よっても不可避にもたらされる、同調電圧、つまり電圧制御発振器における入力電圧が限界に達するという障害が、高周波出力信号の周波数の変調を引き起こすので、広帯域の周波数ランプのためのＰＬＬにおいて、位相検出器２から電圧制御発振器４へ至るパスへ付加的な回路を導入することは非常に不利となる。

上に説明したことを考慮して本発明の課題は、本発明の前提である、広帯域の周波数ランプを形成する高周波出力信号を発生させるための回路装置を、この高周波出力信号の周波数の線形性を良好にするという目的を以て改善することである。

上記課題が解消された本発明による回路装置は、まず実質的に、局部発振器の調整可能な周波数によって出力信号の特性曲線が改善されることを特徴としている。

本発明の核心部分は位相同期回路にあり、位相同期回路において、フィードバックパスにダウンコンバージョンミキサとして逆方向位置ミキサ（Kehrlagemischer）が設けられており、位相同期回路のループゲインにて、分周係数の変化が電圧制御発振器の同調傾斜度によって補償されるようになっている。これによって、良好な制御特性を備える、非常に広い周波数範囲における電圧制御発振器の安定化が可能となる。特に高い周波数にて、つまりミリメータ波範囲、例えば８０ＧＨｚの範囲にて使用するためには電圧制御発振器４の雑音特性は基本的に悪いので、良好な安定化が必須である。

本発明の回路装置においては局部発振器を電圧制御することができ、局部発振器に位相同期回路を設けることも可能である。

本発明の別の１つの実施形態によれば、局部発振器信号の周波数は、局部発振器の位相同期回路のフィードバックパスに設けられた、可変の分周比を備える分周器によって調節することができる。局部発振器の位相同期回路は、基準として専用の基準発振器を有することができるか、または最優先に必須不可欠な基準発振器を共同で使用することができる。

その他の点では、本発明の回路装置において有利には局部発振器の周波数は、ダウンコンバージョンミキサの入力信号の周波数、つまり電圧制御発振器の周波数よりも高い。

本発明の回路装置を構成部材によって実現するために、電圧制御発振器と局部発振器とを、ＬＣ共振素子が集積された集積回路として実現することが提案される。コスト的に有利なのは、少なくとも電圧制御発振器と局部発振器とが同一の１つのチップ上にて実現されている実施形態である。さらには局部発振器を付加的な位相同期回路によって安定化させることが提案される。

本発明が前提とする回路装置には、したがって本発明の回路装置にも同じく、上述したように分周器が含まれる。しかしながら全体として望まれる分周比を、いずれにせよ既存の分周器と付加的な前置分周器−電圧制御発振器とダウンコンバージョンミキサの間にある−とによって実現するよう提案することができる。

電圧制御発振器と局部発振器とが同一の１つのチップ上にて実現されており、かつ上述したように付加的に前置分周器が設けられている場合には、該前置分周器を、電圧制御発振器と局部発振器とが実現されている前記チップ上にて実現することが推奨される。最後にさらにダウンコンバージョンミキサも、電圧制御発振器と局部発振器と、場合によっては前置分周器とが実現されている前記チップ上に実現することができる。

上で有利であると述べた高集積化によれば、一方ではインターフェース数の低減によってコストが最小化され、他方では省電力に実現することが可能となり、給電と冷却のための付加的なコストを低く抑えつつ、エネルギ収支が厳格に制限された使用を可能にする。とりわけ工業的な測定技術においては、２線式標準信号を使用する場合、使用可能な電力は非常に制限されている。

詳細には、本発明の回路装置を構成し発展させる種々の可能性が存在する。これに関しては、請求項１に後続する請求項２〜１１および図面に図示した実施形態が参照される。

図１は、従来技術に属する回路装置を図示している。図２ａは、時間ｔに亘る、高周波出力信号の所期の線形の周波数ランプ、すなわち出力信号の周波数ｆを図示している。図２ｂは、電圧制御発振器の同調曲線の典型的な非線形推移を図示している。図３は、広帯域の周波数ランプを形成する高周波出力信号を発生させるための本発明の回路装置の有利な実施形態を示す概略図である。図４は、本発明の基礎となる原理を説明するための線図である。図５は、広帯域の周波数ランプを形成する高周波出力信号を発生させるための回路装置の、有利な実施形態を示す概略図である。

図３および５は、広帯域の周波数ランプを形成するための高周波出力信号を発生させるための本発明の回路装置の有利な実施形態を示す。この回路装置には、基準発振器１と、位相検出器２と、ループフィルタ３と、高周波出力信号を発生させるためのＶＣＯ、つまり電圧制御発振器４と、分周器５と、前記分周器５の分周係数Ｎを設定可能にする前記分周器５に割り当てられた制御ユニット６と、ダウンコンバージョンミキサ７と、局部発振器信号を発生させるための局部発振器８とが属する。この際、基準発振器１と、位相検出器２と、ループフィルタ３と、電圧制御発振器４と、分周器５と、ダウンコンバージョンミキサ７とが１つの位相同期回路に属しており、ダウンコンバージョンミキサ７と分周器５は位相同期回路のフィードバックパスに位置しており、ダウンコンバージョンミキサ７は、（電圧制御発振器４の）出力信号と局部発振器信号とを混合し、出力信号の周波数、つまり電圧制御発振器４の出力信号の周波数は、制御ユニット６によって分周器５の分周比を変化させることにより調節することができる。

本発明の回路装置は、まず実質的に、局部発振器信号の調整可能な周波数によって出力信号の特性曲線を改善すること、つまり線形にできることを特徴としている。

図３の実施形態に関して補足的に、分周器５に加えて前置分周器９が、電圧制御発振器４とダウンコンバージョンミキサ７との間に設けられている。例えばこの回路装置が全体として、電圧制御発振器４の出力信号の周波数が８０ＧＨｚとなるように設計される場合には、前置分周器９の出力信号＝ダウンコンバージョンミキサ７の入力信号が２０ＧＨｚとなるように、かつ、ダウンコンバージョンミキサ７による影響なしに２０ＧＨｚである分周器５の入力信号から２０ＭＨｚの出力信号が得られるように、前置分周器を実現すると有利である。つまりフィードバックパスにおける「総分周器」は、高周波の固定的な前置分周器９と、低周波のプログラム可能な分周器５とからなる。

図３による実施形態の場合には、前置分周器９と分周器５との間に−制御ユニット６によってプログラム可能な−ダウンコンバージョンミキサ７が設けられている。

一般的に位相同期回路においてミキサが使用されることが多い。なぜならこれによって電圧制御発振器４の搬送波付近の位相雑音を低減することができるからである。正方向位置ミキサ（Gleichlagemischer）を使用する通常のアプローチであれば、分周器５の値の相対変化がより大きいので、ＰＬＬにおけるループゲインの変化はむしろ著しく拡大されてしまう。したがって本発明の回路装置の場合には、逆方向位置（Kehralge）においてダウンコンバージョンミキサが使用されている。簡単な位相同期回路に関して既に説明したループゲインの方程式が、ここで考えられている線形化された形式において存続している。その場合、分周係数Ｎを積Ｐ・Ｎによって置き換えるだけでよい。しかしながら同調傾斜度が大きい場合、つまり周波数が低い場合には、補償が行われるように大きな分周係数を生じさせるということに注意しなければならない。しかし、自由度として残っている局部発振器信号の周波数の設定によって、最適な補償作用を達成できる。

図４は、本発明によって達成された結果を示している。

図４ａは、周波数に亘る、電圧制御発振器４の同調傾斜度を示す。図４ｂが図示するように、この同調傾斜度は、逆方向位置（Kehrlage）におけるダウンコンバージョンミキサ７によって周波数について反映され、したがってこの同調傾斜度は、分周係数の逆数に対して逆向きの推移を有する。図４ｃは、局部発振器信号の周波数を最適に選択した場合における、同調傾斜度とフィードバック分周係数との商の結果の推移を概略的に示している。

図５は、広帯域の周波数ランプを形成する高周波出力信号を発生させるための本発明の回路装置の特に有利な実施形態を示している。この実施形態においてはまず図３の実施形態のように、基準発振器１と、位相検出器２と、ループフィルタ３と、電圧制御発振器４と、分周器５と、該分周器５に割り当てられた制御ユニット６と、ダウンコンバージョンミキサ７と、局部発振器８と、前置分周器９が設けられている。図５に図示した本発明の回路装置の実施形態によれば、刊行物には全く記載されていないような帯域の高線形の周波数ランプが達成される。

図５の実施形態においては、局部発振器８が電圧制御発振器４のように電圧制御され、局部発振器８には、位相検出器１０とループフィルタ１１と分周器１２とが属する位相同期回路が設けられる。４の分周係数を備える前置分周器９によって、ダウンコンバージョンミキサ７と局部発振器８の動作周波数が低減されるので、これらを僅かなコストによって実現することが可能となる。電圧制御発振器４と局部発振器８の安定化のための出力周波数は７GHｚを下回っており、したがって低コストの商用ＰＬＬモジュールにおいて選択肢の広いＰＬＬを実現することができる。ランプ形成のために、電圧制御発振器４のＰＬＬにおいて分周器５は（分数的に）変化し、その一方で局部発振器８のＰＬＬは固定的な周波数の場合に動作し、良好な位相雑音のために高い基準周波数によって動作することができる。

その他に図５の実施形態においてはさらに別の分周器１３，１４，１５が設けられており、これらの分周器の機能は当業者には容易に理解できるものである。

本発明の回路装置の最初の試験室試料により、システムコンセプトの機能が確認されており、２２ＧＨｚを超える同調帯域を有する電圧制御発振器のほぼ全ての同調範囲において電圧制御発振器４の安定化が可能になると同時に、位相雑音も良好になった。温度変動および製造公差によって、実際には同調範囲の低減を考慮すべきである。ループゲインの変化は非常に小さいのでループフィルタ３を設計する際には無視され、したがってループフィルタを良好な位相雑音へと最適化することができた。実現された回路装置の電流消費量は、電圧供給が５Ｖの場合に１００ｍＡのみであった。

Claims

基準発振器と、位相検出器と、有利にはループフィルタと、出力信号を発生させるための電圧制御発振器（ＶＣＯ）と、分周器と、ダウンコンバージョンミキサと、局部発振器信号を発生させるための局部発振器とを備える、広帯域の周波数ランプを形成する高周波出力信号を発生させるための回路装置であって、
前記基準発振器と、前記位相検出器と、場合によっては前記ループフィルタと、前記電圧制御発振器と、前記分周器と、前記ダウンコンバージョンミキサとは１つの位相同期回路に属しており、
前記分周器と前記ダウンコンバージョンミキサは前記位相同期回路のフィードバックパス内に位置しており、
前記ダウンコンバージョンミキサは前記出力信号と前記局部発振器信号とを混合し、
前記出力信号の周波数は、前記分周器の分周比を変化させることによって調整される、
回路装置において、
前記局部発振器信号の調整可能な周波数によって、前記出力信号の特性曲線を改善する、
ことを特徴とする回路装置。
前記局部発振器（８）は電圧制御されている、
ことを特徴とする請求項１記載の回路装置。
前記局部発振器（８）に位相同期回路が設けられている、
ことを特徴とする請求項２記載の回路装置。
前記局部発振器信号の周波数は、前記局部発振器（８）の前記位相同期回路のフィードバックパスに設けられた、可変の分周比を有する分周器によって調整される、
ことを特徴とする請求項３記載の回路装置。
前記局部発振器（８）の前記位相同期回路は、基準として専用の基準発振器を有するか、または第１の前記基準発振器（１）を共同で使用する、
ことを特徴とする請求項３または４記載の回路装置。
前記局部発振器信号の周波数は、前記ダウンコンバージョンミキサ（７）の前記入力信号の周波数よりも高い、
ことを特徴とする請求項１から５のいずれか一項記載の回路装置。
前記電圧制御発振器（４）と前記局部発振器（８）は、ＬＣ共振素子が集積された集積回路として実現されている、
ことを特徴とする請求項１から６のいずれか一項記載の回路装置。
少なくとも前記電圧制御発振器（４）と前記局部発振器（８）は、同一の１つのチップ上に実現されている、
ことを特徴とする請求項１から７のいずれか一項記載の回路装置。
前記電圧制御発振器（４）と前記ダウンコンバージョンミキサ（７）との間に前置分周器（９）が設けられている、
ことを特徴とする請求項１から８のいずれか一項記載の回路装置。
さらに前記前置分周器（９）も、前記同一の１つのチップ上に実現されている、
ことを特徴とする請求項８または９記載の回路装置。
さらに前記ダウンコンバージョンミキサ（７）も、前記同一の１つのチップ上に実現されている、
ことを特徴とする請求項８から１０のいずれか一項記載の回路装置。