JP2013532461A - 非接触型の誘導電力伝送システムの回路 - Google Patents

Abstract

本発明は、特に、携帯型装置および関連する充電回路に電力を供給するときに使用する、非接触型の誘導電力伝送システムの回路に関する。この回路は、一次側に配置され、一次側電源電圧に接続することのできる一次側回路と、二次側に配置され、電力が供給される負荷に接続することのできる二次側回路とを備えている。さらには、電力を一次側から空隙を介して二次側に非接触伝送させる、電気的分離を有するトランス段が設けられ、誘導電力伝送のための、磁気結合された少なくとも２つのコイルが設けられ、これらのコイルは、二次側を一次側から遠ざけることによって空間的に互いに分離することができる。トランス段は共振型コンバータを備え、二次側回路は、二次側安定化段をさらに備えている。
【選択図】図９

Description

本発明は、特に、携帯型装置および関連する充電回路にエネルギを供給する用途における、非接触型の誘導エネルギ伝送システムの回路に関する。

誘導エネルギ伝送の原理は、さまざまな用途において、さらなる応用分野を技術開発するうえでの物理的な基礎としての役割を果たしている。図１は、誘導エネルギ伝送システムの原理的な分離状態を示している。非接触型の誘導エネルギ伝送の場合における本質的な要素は、疎結合されたコンダクタ（loosely coupled conductor）であり、このコンダクタは、装置のうち基部におけるインダクタと携帯部におけるインダクタとの磁気結合を表す。図１（ａ）の動作条件においては、基部と携帯部との間でエネルギ伝送が起こる。このエネルギは、携帯部の機能を動作させるために使用することができる一方で、蓄電池（最近の用途では、ほとんどがＬｉイオン蓄電池であるが、別のタイプの蓄電池（例：鉛蓄電池、ＮｉＣｄ蓄電池、ＮｉＭｈ蓄電池）も使用することができる）に蓄えておくことができる。図１（ｂ）に示したように、携帯部１０４が基部１０２から離されると、エネルギ伝送は中断される。その場合、携帯部１０４は、以前に充電された内部蓄積エネルギによって電力供給される、または、再び基部１０２に結合されるまで非アクティブ状態のままとなる。

基部と携帯部との間のエネルギ伝送は、基部１０２と携帯部１０４とが接近している特殊な配置によって可能になっている。このような誘導充電システムの最も一般的な例は、電動歯ブラシであり、携帯部１０４としての電動歯ブラシを、電気的接続なしに充電することができる。

電気的なリード線を省くことは、さまざまな用途において非常に重要である。特に、電源と受信側との間の電気接続の機械的構造における要件が高い用途にあてはまり、誘導エネルギ伝送（ＩＥ）を適用することによって、技術的に複雑なプラグおよびケーブルを回避することができる。さらには、誘導エネルギ伝送をベースとするエネルギ供給システムの技術的な構成要素を環境的な衝撃から保護することができ、外注されるコネクタの電化製品によって機械的な構造が不必要に複雑になることがない。さらに、技術的な実現性を考慮して電気的接続を回避しなければならない場合（例えば、爆発の可能性のある環境や、導電性あるいは攻撃的な媒体におけるシステムコンポーネントの動作時）、誘導エネルギ伝送がすでに導入されている。さらには、誘導エネルギ伝送を使用することによって、技術システムの信頼性を向上させることができる。そのような場合として、回転部分や可動部分を有するシステム（なぜなら摩耗しやすいワイパーコンタクトを省くことができる）や、通常では複数のプラグに対応する寸法が要求されるコネクタを有する装置が挙げられる。

誘導エネルギ伝送の原理をベースとする技術的解決方法がますます普及している理由として、ユーザにとって使いやすいという側面も重要である。特に、携帯型の電力受信装置の分野では、単純な操作性による付加価値が明らかであり、ユーザは充電器に携帯部を置くだけで、これらの携帯機器への電力供給を開始することができる。

最新技術では、誘導エネルギ伝送のほとんどの用途において、電力受信側と電源との間で信号がフィードバックされ、このため、電気的に分離された二次側の現在の電気状態が、一次側において何らかの形において既知である。この情報は、二次側の負荷の変化に応える目的で、一次側における制御値（スイッチング周波数、デューティサイクルなど）を変更することによって一次側で使用される。この技術的方法では、情報を伝えるためのチャネルを設けることが要求される。公知の技術的な実施例（例えば特許文献１、特許文献２、特許文献３）では、図２に示したように、この信号フィードバック用に個別の物理チャネルを使用している。

技術的な構造の観点からは、この方法は高度であり、なぜなら、構造上の制限を受け入れなければならず（光学素子または外部の光ファイバによって光学経路が提供される場合、または透明な材料を使用する必要がある場合、基部と携帯部とが正しく位置合わせされる範囲が限られ、あるいは個別の磁気結合の場合、第２のインダクタの対が要求される）、構成要素および回路のさらなる追加のコストが発生するためである。

代替方法では、エネルギ伝送用の磁気結合を信号のフィードバック用にそのまま使用する（特許文献４、特許文献５）。図３はこの方法を示している。この公知のフィードバック方法は、一次側巻線および二次側巻線の構造の点において不利であると考えられ、なぜなら、一次側巻線および二次側巻線を、信号情報の伝達用とエネルギ伝送用とに使用しなければならないためである。

さらなる代替解決方法では、電磁波の伝搬をベースとする無線支援式の方法を利用する（例えば特許文献６）。図４は、この方法を示している。

この技術的解決方法においても、構造上の技術的要件が増大する。第一に、無線チャネルを提供するために必要な構成要素を装置の基部と携帯部に配置しなければならず、特に、アンテナを互いに適切に配置しなければならない。このため、基部と携帯部の互いの位置合わせに関して、動作時に制限が生じる。さらには、無線信号の通信処理によって、回路の要件が増大する。

基部と携帯部との間で情報を交換するためのチャネルが利用可能である場合、既存の技術解決方法においてはさまざまな変調方式（ＦＭ、ＡＭなど）が採用されている。この通信処理の結果として、使用するチャネルの種類には関係なく、システムを実施するうえでの要件が増大する。このことは、信号のフィードバックをベースとする公知の解決方法におけるさらなる重大な欠点である。

図５は、共振ＤＣ−ＤＣコンバータをベースとする、誘導エネルギ伝送システムの電力部分の構造原理を示している。このタイプのコンバータは、誘導エネルギ伝送用として最新のものである。これ以外にも、トランスをベースとするさらなるタイプのコンバータが考えられる（フライバックコンバータ、フォワードコンバータ、ＣＵＫコンバータ、非対称ハーフブリッジコンバータなど）。入力電圧Ｖ_ｉは、スイッチブリッジ１０６によって高周波交流電圧にスイッチングされる。このスイッチブリッジ１０６は、ハーフブリッジまたはフルブリッジから構成され、能動素子として半導体スイッチが配置されている。この交流電圧は、疎結合されたインダクタ１１０の一次側に印加される。トランスの比較的高いリアクタンス成分を補償するため、一次側および二次側にさらなるリアクタンス素子が設けられ、これらは共振回路１０８，１１２として概略的に示してある。一般的には一次側に直列容量が組み込まれるが、一次回路の周波数特性を意図的に操作するため、さらなるリアクタンス素子を設けることができる。

二次側では、追加のリアクタンス素子の使用を省くことができるが（ＬＬＣ）、コンダクタの主インダクションを補償するためのさらなる容量を、並列回路および直列回路において使用できる（ＬＬＣＣ）。さらに、二次側の周波数特性を意図的に操作するため、追加のリアクタンス素子を使用することが可能である。

二次電流は、出力側で整流される。整流１１４は、半波整流または全波整流として行うことができ、構成要素は、通常のダイオードおよび半導体スイッチとすることができる（同期整流）。整流された出力電流は、フィルタ１１６（オプションとして誘導性を有する）を利用して平滑化される。最新技術では、例えば、共振型コンバータの場合に制御されるシステムの制御変数としてスイッチング周波数を調整する目的で、公称値と実際の値とを比較するためフィードバック信号を使用する。

共振型コンバータの場合、バイアス点を限定的に選択することによって信号のフィードバックの省略を可能にする技術的方法が存在する。この方法では、スイッチング周波数を一定値に決める。この方法では、異なる結合率における入力電圧の変動を制限する目的で、いわゆる「結合独立点（coupling independent point）」における動作を行うことが提案され、このようなバイアイス点では、抵抗性充電が等しい条件下において、ほぼ等しい出力電圧が達成される。

決定される特殊なバイアス点は、しばしば単純な計算方法に基づく。誘導エネルギ伝送システムにおいてさまざまな間隔で充電するとき、調整後の出力電圧を詳しく調べると、図６に示したような特徴的な傾向が得られる。この場合、ハーフブリッジの各スイッチング周波数に対して、システムの公称出力電力における出力電圧の作業負荷下で得られる出力電圧が求められている。さらに、開路電圧は点線で示してある。

これらの傾向から認識できるように、図示した例示的な選択されたシステムにおいて、上記の結合独立点の特徴的な特性を理解することができるが（Ｉ_Ｇ＝３ｍｍおよびＩ_Ｇ＝６ｍｍの場合のスイッチング周波数の選択はｆ_ｓ≒４８ｋＨｚ）、実際のシステムにおいては大幅な制約下でのみ利用可能である。選択された例では、Ｉ_Ｇ＝８ｍｍの離れた結合条件の場合、好ましくは一定の出力電圧という特性は得られない。さらには、公称容量とは異なる容量の負荷がかかる場合、特に、ほぼあらゆる用途において発生するアイドル動作の場合、出力電圧の値が変動する。

後から実施形態を参照しながら説明する本発明のコンセプトを使用することによって、誘導エネルギ伝送システムの実施時におけるいくつかの問題が排除される。フィードバック信号を使用する場合、対応する信号経路を個別に実施する、または組み込まなければならず、原理的なエネルギ（電流）経路における磁気結合の構造に大きく影響する。いずれの解決方法も、技術的な複雑さが増す。本明細書に記載するコンセプトを使用することにより、信号のフィードバックを省くことで、エネルギ伝送に関してシステム全体の最適な機械的構造および電気的構造を提供することができる。

結合独立バイアス点を使用する場合、さらなる技術的な問題が発生する。第一に、図６の選択された例では、距離Ｉ_Ｇ＝３ｍｍおよびＩ_Ｇ＝６ｍｍの場合の電圧曲線の交点が含まれる周波数範囲を、４５〜５０ｋＨｚの範囲内に認識することができる。しかしながら、距離がさらに増大すると、磁気結合が減少して結合の独立性が失われる。このことは、原理的にはあらゆる誘導エネルギ伝送システムにあてはまる。

第二に、図６に示した点線の傾向曲線の交点に従ってスイッチング周波数が固定値として選択されている場合、初期負荷が変化すると出力電圧が変動する。したがって、この特殊なバイアス点は、好ましくは一定の出力電圧という観点において限られた条件でしか使用できない。一定値のスイッチング周波数を選択するときには、特に、許容される負荷電圧の値範囲が狭い場合に、電圧変動に大きく影響される充電を直接行うことは不可能である。

固定周波数で動作する誘導エネルギ伝送システムでは、出力電圧の変動以外のさらなる重要な側面として、図７における漏れの発生を考慮する場合、図６の左側の領域において動作周波数を確立することは不利であることが明らかである。電圧変動が小さい領域（結合独立点）では、さまざまな距離の場合に発生する漏れの変動が最大である。

したがって、この領域では、誘導エネルギ伝送システムの効率レベルは、距離の変動に極めて大きく影響される。結果として、結合独立点を利用するシステムの場合、双方の間隔が大幅に制約され、効率レベルというさらなる側面に関しては、公称距離からの大きすぎる変動は許容されないことに注意を払わなければならない。

しかしながら、***振周波数に向かう急勾配の領域（選択された例示的な例の場合、６５〜７０ｋＨｚ）においてスイッチング周波数が選択される場合、電力損失の傾向に関して複数の利点が生じる。第一に、この領域において発生する電力損失の絶対値は、図示した例では距離が大きい場合に小さい。第二に、この領域では、効率レベルの変動が大幅に小さい。この効果は、図８から理解できるように、公称出力の２０％での充電における、部分負荷の効率についても同様である。

可能なスイッチング周波数を、結合独立バイアス点の特殊な位置に制限することにより、システム全体の性能に関する大幅な制約が発生するが、本発明を使用することによってこの制約を回避することができる。しかしながら、結合独立バイアス点を使用すると、出力電圧は本質的に変動する。共振レベルの出力電圧の特定の変動範囲が存在することによって、最近の電気的負荷に電力供給する場合における出力電圧に要求される安定性の要件が満たされない。したがって、「結合独立点」を使用することが可能であるのは、二次側のエネルギ消費機器の強く制限されたクラスのみである。しかしながら、最近の用途では、これらの負荷の供給電圧の電圧変動は、たとえこの特殊なバイアス点を使用するときにも許容できない程度に大きくなる。Ｌｉイオン技術をベースとする充電用途の場合、変動に対して相当な注意を払わなければならない。

したがって、本発明の発想は、安定化された出力電圧という要件を放棄することによって、信号のフィードバックを省くことに基づいている。この場合、共振段は固定周波数において動作し、スイッチング周波数の選択は、公知の方法とは異なり、基本的に任意に行うことができる。しかしながら、最小の電力損失という観点からは、上の説明から理解できるように、このパラメータの良好な最適値が存在する。したがって、スイッチング周波数が自由に選択されることにより、共振型コンバータ段の構造が大幅に単純化される。さらには、この方法では、共振型コンバータ段の最適な構造が可能となる。

このような条件下で、電圧変動に大きく影響される二次側の負荷に電力供給できるようにする目的で、本発明は、２段構造への拡張を提案する。この場合、第２の段は、二次側の出力電圧Ｖ_０を調節する役割を果たす。図９は、このような二次側安定化（subsequent stabilization）のブロック配線図を示している。

本発明では、一次側と二次側の間の磁気結合の構造を、技術的にできる限り単純に構成する目的で、個別の信号フィードバックを、有利な方法において完全に省くことができる。したがって、エネルギ伝送を最大の優先事項として構造を設計することができ、技術的なトレードオフを受け入れる必要はなく、高度な復調配線を考慮する必要もない。

固定周波数の磁気結合トランスを備えたスイッチング電源に多段構造を適用することは、非特許文献１から公知である。

非特許文献１に説明されている３段スイッチング電源の方法では、２段を備えた従来のスイッチング電源（ＳＮＴ）の構造の問題を、第３の段を追加することによって解決する方法に従っている。この場合、特定の滞留時間（dwelling time）に従うための中間回路の電解コンデンサ（electrolyte compensator）のサイズと、ＤＣ−ＤＣ段の必要な入力電圧範囲との関係が特に考慮されている。さらに、一般には、ＤＣ−ＤＣコンバータが大きな入力電圧範囲をカバーしなければならない場合、結果として構造が大きく制限されるため、ＤＣ−ＤＣコンバータの効率にとってマイナスである。

提示された問題とは異なり、共振ＬＬＣコンバータは、いわゆる「電子トランス」のＺＶＳ動作を確保する目的で利用されるのみである。しかしながら、誘導エネルギ伝送を適用するとき、ほぼ０から最大値までの間の空隙を固定的な方法で調整することのできる従来のトランスは、使用されない。使用するのは、最小距離まで互いに近づけることのできる疎結合されたインダクタである。この距離は、任意の小さい値に調整することはできない。したがって、誘導エネルギ伝送システムの開発者は、たとえ最適な条件下でも、極めて小さい磁化誘導性（magnetization inductivity）Ｌ_ｍおよび極めて高い散乱誘導性（scattering inductivity）Ｌ_ｒｅｓに対処しなければならない。さらに、基部および携帯部を製造するとき、およびこれらを互いに配置するときの機械的公差に起因して、たとえ動作時にも距離の変動が発生するが、非特許文献１（Ｓｃｈｗａｌｂｅ）における空隙は、設計段階で意図的に選択される固定値を表す。誘導エネルギ伝送を適用する場合、大幅に変化する疎結合の状態をカバーすることのできる、満足が得られる程度に使用可能な回路構造は限られる。このような回路構造は、例えば、共振ＬＬＣＣコンバータである。

独国特許出願公開第３９０２６１８号明細書 独国特許第１０１５８７９４号明細書 米国特許第６９１２１３７号明細書 欧州特許第２８８７９１号明細書 欧州特許出願公開第９８２８３１号明細書 米国特許第６４３６２９９号明細書

Schwalbe, Ulf: "Vergleichende Untersuchungen dreistufiger Schaltnetzteil Topologien im Ausgangsleistungsbereich bis 3 kW", Dissertation, TU Ilmenau, September 2009

したがって、本発明は、特に、携帯型装置にエネルギを供給する用途における、非接触型の誘導エネルギ伝送システムの配線を提案する。一次側回路は、一次側に配置され、一次側電源電圧に接続することができ、二次側回路は、二次側に配置され、エネルギが供給される負荷に接続することができる。

本発明によると、エネルギを一次側から空隙を介して二次側に非接触伝送させ、電気的分離を有し、誘導エネルギ伝送のための、磁気結合された少なくとも２つのインダクタが設けられ、少なくとも２つのインダクタが、二次側を一次側から遠ざけることによって空間的に互いに分離可能である、コンダクタ段、が設けられている。このコンダクタ段は共振型コンバータを備え、二次側回路は、二次側安定化段をさらに含んでいる。

本発明による二次側安定化段は、図１０および図１１に示した、単純な線形レギュレータとして、またはクロックド・スイッチング電源（clocked switching power supply）として、設けることができる。さらには、単純化された過電圧制限は、単なる「電圧調節」と考えることができる。二次側安定化段の線形レギュレータおよびスイッチング電源のいずれも、統合されたモジュールとして実施する、または個別の構成要素として構築することができる。

以下では、本発明を深く理解できるように、図面に記載されている実施形態を参照しながら本発明について説明する。図面において、同一の要素には同じ参照記号および同じ名称を付してある。さらには、図示および説明されている実施形態における特定の特徴または特徴の組合せは、それぞれが独立した発明的な解決方法、または本発明による解決方法を提供するものと考えることができる。

誘導エネルギ伝送システムの原理的な分離状態を概略的に示している。 基部と携帯部との間で、個別に設けられた情報チャネルを通じて情報を交換する構造を概略的に示している。 基部と携帯部との間で、エネルギ伝送に使用される磁気結合を通じて情報を交換する構造を概略的に示している。 基部と携帯部との間で、無線によって情報を交換する構造を概略的に示している。 共振型ＤＣ−ＤＣコンダクタをベースとする、誘導エネルギ伝送システムの基本構造を概略的に示している。 ＬＬＣＣコンバータをベースとする誘導エネルギ伝送システムにおいて、公称容量の負荷時、基部と携帯部の距離が異なる場合における出力電圧のシミュレートされた傾向を、スイッチング周波数の関数として示している（実線：公称出力電力における負荷下の出力電圧、点線：アイドル状態における出力電圧）。 ＬＬＣＣコンバータをベースとする誘導エネルギ伝送システムにおいて、公称容量の負荷時、基部と携帯部の距離が異なる場合における電力損失のシミュレートされた傾向を、スイッチング周波数の関数として示している。 ＬＬＣＣコンバータをベースとする誘導エネルギ伝送システムにおいて、公称容量の２０％の負荷時、基部と携帯部の距離が異なる場合における電力損失のシミュレートされた傾向を、スイッチング周波数の関数として示している。 本発明による２段システムの構造を概略的に示している。 線形レギュレータをベースとする二次側安定化段を有する回路構成を概略的に示している。 バックコンバータを有するスイッチング電源をベースとする二次側安定化段を有する回路構成を概略的に示している。 フライバックコンバータを利用して空隙を介して伝送される回路構成を概略的に示している。 フォワードコンバータを利用して空隙を介して伝送される回路構成を概略的に示している。 電位分離段（potential-separated stage）にバッテリから電力供給される回路構成を概略的に示している。 電位分離段にブーストコンバータによって電力供給される回路構成を概略的に示している。 電位分離段の入力電圧が整流器を利用して処理される回路構成を概略的に示している。 電位分離段が誘導エネルギ伝送の「電子トランス」として動作すると同時に、電源側の力率が上昇する回路構成を概略的に示している。 電位分離段が共振ＬＬＣＣコンバータによって実施され、二次側安定化がバックコンバータを利用して提供される、有利な実施形態による回路構成を概略的に示している。 電位分離段が共振ＬＬＣコンバータおよび二次側の中間タップによって実施され、二次側安定化がバックブーストコンバータを利用して提供される、さらなる有利な実施形態による回路構成を概略的に示している。 電位分離段が共振ＬＬＣＣコンバータを利用して実施され、二次側安定化がブーストコンバータを利用して提供される、有利な実施形態による回路構成を概略的に示している。 電位分離段の入力電圧が整流器および蓄電キャパシタ（storage capacitor）を利用して提供される回路構成を概略的に示している。 電位分離段の入力電圧が受動力率補正を利用して提供される回路構成を概略的に示している。 電位分離段の入力電圧がＤＣ−ＤＣコンバータを利用して提供される回路構成を概略的に示している。 電位分離段の入力電圧が能動力率補正を利用して提供される回路構成を概略的に示している。

以下では、図面を参照しながら本発明について詳しく説明する。

本発明の中心的な発想は、２段または３段のコンセプトをベースとする誘導エネルギ伝送システムを実施することである。この方法では、負荷電圧を調節するための情報を一次側と二次側の間で伝達する必要がない。具体的には、以下の３段が設けられている。
第１段：入力電圧を処理する（ＡＣ−ＤＣまたはＤＣ−ＤＣ）。用途によっては、この段はオプションである。
第２段：空隙を介してエネルギを伝送する。
第３段：二次側安定化を行う。

二次側安定化のために適用されるクロックド電源としては、さまざまなＤＣ−ＤＣコンバータが可能であり、特に、本発明においては、コンバータ、バックブーストコンバータ、ＣＵＫコンバータ、ブーストコンバータが挙げられる。さらには、電気的に分離されたコンバータ（例えばフライバックコンバータ、フォワードコンバータ、負荷共振型コンバータ、スイッチング共振型コンバータ）を適用することもできる。電圧変動の影響を受けにくい負荷の場合、単純な過電圧制限を設けることもできる。

空隙を介しての伝送は、すでに挙げた実施方法のうち、図５に示したように共振型コンバータによって有利に達成することができる。この場合、疎結合されたトランスの寄生特性を補償する方法として、複数の異なる方法が存在する。一次側および二次側において、直列補償または並列補償を行うことができる（コンデンサ）。しかしながら、二次側では、蓄電を省くこともできる。さらには、共振回路の周波数特性を意図的に操作するためのさらなるリアクタンス素子を設けることができる。

さらに、一般に誘導エネルギ伝送において使用される比較的疎に結合されたインダクタの場合、空隙を介して伝送するためのさらなる回路構造も考えられる。したがって、図１２および図１３に示したように、非常に広い誘導性にもかかわらず、フライバックコンバータ（場合によっては２スイッチの変形形態）またはフォワードコンバータを配置することができる。

共振段の入力電圧Ｖ_ｉの生成も、さまざまな方法によって可能である。１つの方法として、図１４および図１５に示したように、このＤＣ電圧は、電池またはＤＣ−ＤＣコンバータによって直接提供することができる。

図１５に例示的に示したブーストコンバータに代えて、さまざまなＤＣ−ＤＣコンバータ（例えばバックコンバータ、バックブーストコンバータ、フライバックコンバータ、フォワードコンバータ、ＣＵＫコンバータ）を配置することもできる。入力電圧Ｖ_ｉが交流電圧として提供されない場合、図１５に示したように、この入力電圧を別の電源電圧から予備処理しなければならない。空隙を介して伝送するための提案する２段のコンセプトによると、一般には、入力電圧を予備処理するための第３の段が要求される。

さらには、ＤＣ電圧Ｖ_ｇは、蓄電キャパシタを含んだブリッジ整流器を利用して線間電圧を整流することによって生成することができる。

図１５の構成および図１６の構成は対応的に組み合わせることができる。整流および平滑化された線間電圧は、ＤＣ−ＤＣコンバータの入力電圧となり、ＤＣ−ＤＣコンバータは、結果としての残留リップル（電力周波数）を補正し、出力電圧を安定化させる役割を果たす。この安定化されたＤＣ電圧は、空隙を介して伝送するためのコンバータ段の入力電圧となる。したがって、図１５に示したブーストコンバータ以外に、別の回路構造（例えばバックコンバータ）を使用することができる。さらには、電源側の力率を向上させる目的で、受動力率補正（平滑化インダクタ）を設けることができる。さらに、Ｖ_ｉを生成する目的に能動力率補正を機能させることができる。

これに代えて、図１７に概略的に示したように、整流された交流電源から共振中間段に直接供給することができる。この電源は、電子トランスとして固定周波数で動作し、蓄電キャパシタと組み合わせた整流器ブリッジと比較して電源側の力率をさらに向上させる。図示したコンデンサＣ_ＨＦは、小さい公称値を有する。したがって、このコンデンサＣ_ＨＦは、蓄電キャパシタ（電解コンデンサ）とは異なり、大量のエネルギを蓄えることはできず、空隙を介して伝送するためのコンバータ段の入力電流の高調波をフィルタリングする役割を果たすのみである。この方法では、距離に依存してＤＣ値が変動することに加えて、二重周波数（double-supply frequency）を有する初期電圧Ｖ_０の電圧リップルが現れる。この実施形態では、この残留リップルは、二次側の安定化段によって補正される。

以下では、独創的な回路構成のさらなる好ましい実施形態について、図１８〜図２４を参照しながら詳しく説明する。

空隙を介して伝送するための実施形態として、共振型コンバータが好ましい。図１８〜図２０は、共振回路の好ましい基本構造を示している。共振型コンバータの共振回路の構造として、この場合、二次側にコンデンサが配置されている。二次側の並列補償（parallel compensation）の場合、整流用にフルブリッジを利用することが有利であり、そうでない場合、発生するダイオードの漏れを最小にする目的で、二次側を中間タップ付きとして設けることもできる（図１９を参照）。

図１８では、二次側安定化は、バックコンバータによって実施されている。図１９では、二次側安定化の回路構造として、バックブーストコンバータが選択されている。さらに、図２０に示したように、ブーストコンバータを適用することもできる。

図２１〜図２４は、入力電圧の予備処理に関して好ましい実施例を示しており、いずれも二次側の並列補償型のＬＬＣＣコンバータの例である。二次側安定化段は、一例としてバックコンバータを利用して実施されているが、すでに説明したように、二次側安定化段としてさまざまなバリエーションを配置することができる。同様に、共振回路についても、さまざまな回路構造が可能である。

図２１では、入力側における線間電圧の予備処理は、蓄電キャパシタと組み合わせた単純な整流器を利用して行われる。この蓄電キャパシタは線間電圧を平滑化し、線間電圧を第一次近似におけるピークまで充電する。共振段の二次側の初期電圧Ｖ_０の電圧リップル（および異なる位置関係に起因する電圧変動）は、二次側安定化によって調節される。

電源側の力率を高める目的で、図２２に概略的に示したように、受動力率補正（ＰＦＣ）を設けることができる。この場合、追加のインピーダンス（一般には誘導性）によって充電パルスが広げられ、これにより、吸収される歪んだアイドル電力が減少し、力率が高まる。特に、平滑化インダクタＬ_ＰＦＣが受動ＰＦＣとしての役割を果たす。

広範囲の線間電圧（欧州および欧州以外の公称値を有する広い範囲の入力）をカバーできるようにする目的で、図２３に示したように、追加のＤＣ−ＤＣ段を設けることができる。このＤＣ−ＤＣ段は、能動力率補正回路ではなくＤＣ−ＤＣコンバータとして動作し、したがって、公称電力出力に応じた大きさとしなければならない。提示した図では、一例としてブーストコンバータが選択されている。

電源側における力率を高い値に意図的に最適化する目的で、図２４に示したように、能動力率補正回路を設けることができる。これにより、図２３のようにブーストコンバータを利用する代わりにバックコンバータを使用することができ、さらには別の回路構造も可能である。

要するに、説明した回路構造の変形形態が含まれている図１８〜図２４における実施例は、ほぼ自由に組み合わせることができる。

Claims (24)

1. 非接触型の誘導エネルギ伝送システムの回路であって、
   一次側に配置され、前記一次側における電源電圧に接続することのできる一次側回路と、二次側に配置され、エネルギが供給される負荷に接続することのできる二次側回路と、
   エネルギを前記一次側から空隙を介して前記二次側に非接触伝送させ、電気的分離を有し、誘導エネルギ伝送のための、磁気結合された少なくとも２つのインダクタが設けられ、前記少なくとも２つのインダクタが、前記二次側を前記一次側から遠ざけることによって空間的に互いに分離可能である、コンダクタ段と、
   を備え、
   前記コンダクタ段が共振型コンバータを備え、前記二次側回路が二次側安定化段をさらに含んでいる、
   回路。
2. 電力供給される負荷、前記電源電圧、前記一次側と前記二次側との間の距離、のうちの少なくとも１つが変動した場合、情報の絶え間ないフィードバックが初期電圧を介して前記一次側に提供されることなく、前記コンダクタ段の前記初期電圧が所定の値範囲に維持されるように、動作する、
   請求項１に記載の回路。
3. 前記共振型コンバータが、前記一次側における電気特性の変化に応えてのみ動作条件を変更するようにされている、
   請求項１または請求項２に記載の回路。
4. 前記共振型コンバータが、ＬＬＣＣコンバータまたはＬＬＣコンバータを備えている、
   請求項３に記載の回路。
5. 前記コンダクタ段のスイッチング周波数が、前記一次側の少なくとも１つの電気特性に依存するバイアス点に調整されるように、
   動作させることができる、
   請求項３または請求項４に記載の回路。
6. 前記共振型コンバータを固定周波数で動作させることのできる、
   請求項３または請求項４に記載の回路。
7. 前記コンダクタ段のデューティファクタが前記一次側の少なくとも１つの電気特性に依存して変化するように、前記共振型コンバータを動作させる、
   請求項６に記載の回路。
8. 前記二次側安定化段が、
   負荷電流もしくは負荷電圧またはその両方を制限できるように、設けられている、
   請求項１から請求項７のいずれか一項に記載の回路。
9. 前記二次側安定化段が、
   前記二次側における整流された電圧の、大きいが制限されたリップル成分を除去できるように、設けられている、
   請求項１から請求項８のいずれか一項に記載の回路。
10. 前記二次側安定化段が、
    電圧変動に大きく影響される負荷の場合に、その初期電圧またはその初期電流を狭い範囲内に調整できるように、設けられている、
    請求項１から請求項９のいずれか一項に記載の回路。
11. 前記二次側安定化段が、
    距離が大きい場合に、前記二次側におけるＤＣ電圧の大きな降下が起こるとき、その電力除去が限られるように、設けられている、
    請求項１から請求項１０のいずれか一項に記載の回路。
12. 前記二次側安定化段がＤＣ−ＤＣコンバータを備えている、
    請求項１から請求項１１のいずれかに一項記載の回路。
13. 前記二次側安定化段が、バックブーストコンバータ、ブーストコンバータ、ＣＵＫコンバータ、または電気的に分離されているコンバータを備えている、
    請求項１２に記載の回路。
14. 前記二次側安定化段が、フライバックコンバータ、フォワードコンバータ、または電気的に分離されている別のコンバータを備えている、
    請求項１２に記載の回路。
15. 前記一次側回路が、前記電源電圧を予備処理する、ダイオードブリッジの形の予備処理段、を備えている、
    請求項１から請求項１４のいずれか一項に記載の回路。
16. 前記一次側コンダクタ段に、ほぼ線間電圧に従う時間依存の電圧が供給され、情報の絶え間ないフィードバックが前記二次側における前記初期電圧を介して前記一次側に提供されない、
    請求項１５に記載の回路。
17. 前記一次側コンダクタ段がＬＬＣＣコンバータとして設けられ、情報の絶え間ないフィードバックが前記二次側における前記初期電圧を介して前記一次側に提供されない、
    請求項１６に記載の回路。
18. 前記一次側コンダクタ段が、固定周波数で動作するＬＬＣＣコンバータとして設けられ、情報の絶え間ないフィードバックが前記二次側における前記初期電圧を介して前記一次側に提供されない、
    請求項１７に記載の回路。
19. 前記一次側の予備処理段が、整流器ブリッジと、前記整流器ブリッジの初期電圧に並列に接続されている蓄電キャパシタとを備え、力率を高める平滑化インダクタが設けられている、
    請求項１５に記載の回路。
20. 前記一次側の予備処理段が、能動力率補正のためのＡＣ−ＤＣコンバータ、もしくはＤＣ−ＤＣコンバータ、またはその両方を備えている、
    請求項１５から請求項１９のいずれか一項に記載の回路。
21. 前記一次側の予備処理段が、バックコンバータ、バックブーストコンバータ、またはブーストコンバータを備えている、
    請求項２０に記載の回路。
22. 前記二次側安定化段がバックコンバータを備え、前記コンダクタ段が、固定周波数で動作するＬＬＣコンバータまたはＬＬＣＣコンバータによって形成され、前記コンダクタ段に、整流された電源からブーストコンバータによって電力供給され、前記ブーストコンバータがＡＣ−ＤＣコンバータまたはＤＣ−ＤＣコンバータのいずれかである、
    請求項１から請求項２１のいずれか一項に記載の回路。
23. 前記一次側回路が基部に統合可能であり、前記二次側回路が携帯部に統合可能である、
    請求項１から請求項２２のいずれか一項に記載の回路。
24. 少なくとも１つの充電式バッテリを充電するようにされている、
    請求項１から請求項２３のいずれか一項に記載の回路。
    

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