JP2013221826A - 位置検出装置 - Google Patents

Abstract

【課題】レゾルバデジタルコンバータを、動作速度が比較的遅いソフトウェア処理手段を用いて構成するなどすることで、ノイズに対する耐性が顕著に低下すること。
【解決手段】励磁信号Ｓｃは、変調波ｓｉｎθ、ｃｏｓθのそれぞれによって振幅変調され、それらが差動増幅回路３４，３６によって電圧変換された被変調波Ｓｉｎ，Ｃｏｓは、マイコン４０に入力される。そして、デジタルデータに変換された被変調波ＳＩＮ，ＣＯＳのそれぞれにｃｏｓφ、ｓｉｎφが乗算され、減算処理がなされることで誤差相関量εが算出される。誤差相関量εに、励磁信号Ｓｃが正であるか負であるかに応じた２値の検波信号Ｒｄが乗算された被検波量εｃが角度算出部６２に入力されることで、算出角度φが算出される。検波信号Ｒｄの生成のための入力は、励磁信号Ｓｃの過去のサンプリング値によって補正された値を用いて生成される。
【選択図】 図１

Description

本発明は、交流の励磁信号が位置検出対象の位置情報に応じて振幅変調された被変調波を入力とし、前記励磁信号の一周期の間に前記被変調波の複数のサンプリング値を用いて前記位置情報を復調する位置検出装置に関する。

この種の位置検出装置としては、たとえば下記特許文献１に見られるように、レゾルバによって回転体の回転角度に応じて励磁信号が振幅変調された被変調波に基づき、回転角度情報をデジタルデータにて表現するレゾルバデジタル変換器が周知である。

特許第３４４２４１６号公報

ただし、上記位置検出装置を、たとえば動作速度が比較的小さいソフトウェア処理手段を用いて構成する場合、ノイズに対する耐性が顕著に低下することが発明者らによって見出された。

本発明は、上記課題を解決する過程でなされたものであり、その目的は、交流の励磁信号が位置検出対象の位置情報に応じて振幅変調された被変調波を入力として、前記励磁信号の一周期の間に前記被変調波の複数のサンプリング値を用いて前記位置情報を復調する新たな位置検出装置について、これを提供することにある。

以下、上記課題を解決するための手段、およびその作用効果について記載する。

請求項１記載の発明は、交流の励磁信号（Ｓｃ）が位置検出対象（１０ａ）の位置情報に応じて振幅変調された被変調波（Ｓｉｎ，Ｃｏｓ）を入力とし、前記励磁信号の一周期の間に前記被変調波の複数のサンプリング値を用いて前記位置情報を復調する復調手段（４０）を備え、前記復調手段は、前記入力された前記被変調波に基づき前記位置情報を復調するに際して、前記励磁信号を入力とし、前記位置情報から前記励磁信号の符号の影響を除去する除去処理を行なう検波手段を備えて且つ、前記位置情報を、前記復調に用いる前記被変調波のサンプリング値よりも過去においてサンプリングされた前記励磁信号を用いて復調することを特徴とする。

上記発明では、過去においてサンプリングされた励磁信号を用いることで、現在の励磁信号にノイズが重畳した場合であっても、これに対処することができる。

なお、請求項４〜１１のいずれか１項に記載の発明は、前記補正手段は、前記励磁信号の極大値および極小値に基づき、前記励磁信号の振幅を算出する振幅算出手段と、該振幅算出手段によって算出された振幅に基づき、前記検波手段の入力となる前記励磁信号を補正する振幅補正手段と、を備えることを特徴としてもよい。

なお、請求項３記載の発明は、前記計時手段によって計時された時間が閾値以下である場合、その時間を、前記検波信号の反転タイミングの設定に用いることを禁止する禁止手段を備えることを特徴としてもよい。

また、請求項１１，１４記載の発明は、前記復調手段に入力される前記励磁信号と前記被変調波は、いずれも電源電圧を共通とする差動増幅回路の出力信号であり、前記オフセット量算出手段によって算出されるオフセット量に基づき、前記被変調波を補正する手段を備えることを特徴としてもよい。

また、本発明にかかる以下の代表的な実施形態に関する概念の拡張については、代表的な実施形態の後の「その他の実施形態」の欄に記載してある。

第１の実施形態にかかるシステム構成図。 同実施形態における励磁信号のサンプリングタイミングを示すタイムチャート。 同実施形態にかかるレファレンスの補正処理の手順を示す流れ図。 同実施形態の効果を示すタイムチャート。 第２の実施形態の解決課題を示すタイムチャート。 同実施形態にかかるレファレンスの補正処理の手順を示す流れ図。 第３の実施形態にかかるシステム構成図。 同実施形態にかかるレファレンスの補正処理の手順を示す流れ図。 第４の実施形態にかかる励磁信号パラメータの推定処理の手順を示す流れ図。 第５の実施形態にかかるシステム構成図。 同実施形態にかかる検波信号の生成処理を示すタイムチャート。 同実施形態にかかる検波信号の生成処理の手順を示す流れ図。 上記生成処理の技術的意義を説明するためのタイムチャート。 第６の実施形態にかかる２値化信号ＲＳの生成手法を示すタイムチャート。 同実施形態にかかる検波信号の生成処理の手順を示す流れ図。 第７の実施形態にかかるシステム構成図。 同実施形態にかかるサンプリング周期の変更処理を示すタイムチャート。 第８の実施形態にかかるシステム構成図。 同実施形態にかかる入力側励磁信号ＳＣのオフセット補正手法を示すタイムチャート。 第９の実施形態にかかるシステム構成図。

＜第１の実施形態＞
以下、本発明にかかる位置検出装置をレゾルバのデジタルコンバータに適用した第１の実施形態について、図面を参照しつつ説明する。

図１に示されるモータジェネレータ１０は、車載主機であり、図示しない駆動輪に機械的に連結されている。インバータＩＮＶは、モータジェネレータ１０と図示しないバッテリとの間の電力の授受を仲介する。モータジェネレータ１０の回転子１０ａには、レゾルバ２０の１次側コイル２２が機械的に連結されている。

１次側コイル２２は、マイクロコンピュータ（マイコン４０）内蔵の発振器４２から出力される正弦波状の交流信号（励磁信号Ｓｃ）によって励磁される。詳しくは、励磁信号Ｓｃは、増幅回路３０に入力され、ここでその振幅値が増幅された後、１次側コイル２２に入力される。これにより、励磁信号Ｓｃによって１次側コイル２２に生じた磁束は、一対の２次側コイル２４，２６を鎖交する。ここで、２次側コイル２４，２６のそれぞれと１次側コイル２２との相互インダクタンスは、回転子１０ａの回転角度θに応じて周期的に変化するように構成されている。これにより、２次側コイル２４，２６を鎖交する磁束数は、周期的に変化する。特に、本実施形態では、２次側コイル２４，２６のそれぞれに生じる電圧の位相が互いに「π／２」だけずれるようになっている。これにより、２次側コイル２４，２６のそれぞれの出力電圧は、励磁信号Ｓｃを、変調波ｓｉｎθ、ｃｏｓθのそれぞれによって変調した被変調波となる。すなわち、励磁信号Ｓｃを「ｓｉｎωｔ」とすると、被変調波は、それぞれ「ｓｉｎθｓｉｎωｔ」と「ｃｏｓθｓｉｎωｔ」となる。

上記増幅回路３０の出力は、差動増幅回路３２によって電圧変換され、入力側励磁信号ＳＣとされる。一方、２次側コイル２４の出力電圧は、差動増幅回路３４によって電圧変換され、被変調波Ｓｉｎとされる。また、２次側コイル２６の出力電圧は、差動増幅回路３６によって電圧変換され、被変調波Ｃｏｓとされる。これら入力側励磁信号ＳＣと、被変調波Ｓｉｎと被変調波Ｃｏｓとのそれぞれは、マイコン４０に入力され、マイコン４０内のセレクタ４４によって、アナログデジタル変換器４６に時分割で入力される。

アナログデジタル変換器４６では、入力側励磁信号ＳＣが入力されることで、これをデジタルデータに変換する（励磁信号Ｓｃをサンプリングする）。このデジタルデータがレファレンスＲＥＦである。また、被変調波Ｓｉｎが入力されることで、これをデジタルデータに変換する（被変調波Ｓｉｎをサンプリングする）。このデジタルデータが被変調波ＳＩＮである。また、被変調波Ｃｏｓが入力されることで、これをデジタルデータに変換する（被変調波Ｃｏｓをサンプリングする）。このデジタルデータが被変調波ＣＯＳである。

アナログデジタル変換器４６の出力信号は、中央処理装置（ＣＰＵ５０）に入力され、ここで、ソフトウェア処理される。図では、ＣＰＵ５０によって行われるソフトウェア処理のうち、特に、回転角度θの算出処理等について、ブロック図で示してある。

すなわち、乗算器５２では、回転角度θの算出値（算出角度φ）を独立変数とする余弦関数ｃｏｓφを、被変調波ＳＩＮに乗算する。一方、乗算器５４では、算出角度φを独立変数とする正弦関数ｓｉｎφを、被変調波ＣＯＳに乗算する。誤差相関量算出部５６では、乗算器５２の出力値から乗算器５４の出力値を減算することで、誤差相関量εを算出する。

この誤差相関量εは、差動増幅回路３２，３４，３６や増幅回路３０のゲインによって定まる比例定数を無視すると、以下の式（ｃ１）によって表現される。
ε＝ｓｉｎωｔ・ｓｉｎθ・ｃｏｓφ−ｓｉｎωｔ・ｃｏｓθ・ｓｉｎφ
＝ｓｉｎωｔ・ｓｉｎ（θ―φ）…（ｃ１）
誤差相関量εは、実際の回転角度θと算出角度φとの差がゼロとなることで、ゼロとなる。また、励磁信号Ｓｃの大きさの影響を除く場合、算出角度φと実際の回転角度θとの差に応じて絶対値が変化するものであって且つ、差の絶対値が同一であれば、符号にかかわらず絶対値が同一となるものである。さらに、励磁信号Ｓｃの符号（ｓｉｎωｔの符号）の影響を除く場合、算出角度φが実際の回転角度θよりも進角側の値であるか遅角側の値であるかを示す量でもある。誤差相関量εから、励磁信号Ｓｃの符号の影響を除く除去処理は、同期検波によってなされる。

すなわち、レファレンスＲＥＦは、後述する補正部５７によって補正された後、２値検波信号算出手段（検波信号生成部５８）に入力され、ここで、レファレンスＲＥＦの符号に応じて「１」または「−１」となる信号である検波信号Ｒｄに加工される。詳しくは、検波信号生成部５８では、レファレンスＲＥＦ（補正部５７の出力信号）がゼロ以上である場合に検波信号Ｒｄを「１」として且つ、ゼロ未満である場合に検波信号Ｒｄを「−１」とする。一方、同期検波部６０では、誤差相関量εに検波信号Ｒｄを乗算することで、被検波量εｃを算出する。

被検波量εｃは、実際の回転角度θと算出角度φとの差がゼロとなることで、ゼロとなって且つ、その符号によって、算出角度φが実際の回転角度θよりも進角側の値であるか遅角側の値であるかを示す量である。

被検波量εｃは、角度算出部６２に入力される。角度算出部６２は、ローパスフィルタや積分要素を備えて構成される。本実施形態では、特に、２重積分要素と位相補償フィルタ「（ｂｓ＋１）／（ａｓ＋１）」とを備えるものを例示した。ここで、２重積分要素を用いたのは、回転角度θが一定速度で変化する場合に算出角度φに定常偏差をゼロとすることを狙ったものである。

上記算出角度φは、上記乗算器５２，５４に加えて、操作量算出処理部６４に入力される。操作量算出処理部６４では、モータジェネレータ１０を流れる電流を検出する図示しない電流センサの検出値や、算出角度φ等に基づき、インバータＩＮＶの操作信号を生成してインバータＩＮＶに出力する。これにより、モータジェネレータ１０の制御量（例えば出力トルク）がその指令値（例えば指令トルク）に制御される。

ところで、上記マイコン４０（おもにＣＰＵ５０）によって算出角度φの算出処理手段を構成すると、その動作速度を特に高速のものとしない場合には、次に示す不都合が生じることが発明者らによって見出された。

まず第１に、検波信号Ｒｄの符号が、被変調波ＳＩＮ，ＣＯＳに含まれる励磁信号Ｓｃの符号と相違する検波エラーである。これは、アナログデジタル変換器４６によって、入力側励磁信号ＳＣや被変調波Ｓｉｎ，Ｃｏｓを時分割でサンプリングするために、レファレンスＲＥＦと被変調波ＳＩＮ，ＣＯＳとのサンプリングタイミングにずれが生じることがその要因となるものである。

第２に、ノイズに対する耐性が非常に低いことである。これは、励磁信号Ｓｃの１周期におけるレファレンスＲＥＦのサンプリング回数のうち、レファレンスＲＥＦが正となるものと負となるものとが相違する不均衡に起因して生じる。すなわち、上記被検波量εｃは、差動増幅回路３２，３４，３６のゲイン等によって定まる比例定数Ｋ（＞０）を用いることで、「Ｋ・｜ｓｉｎωｔ｜・ｓｉｎ（θ−φ）」となるものである。このため、ノイズが混入しない限り、レファレンスＲＥＦが正となるもののサンプリング回数と負となるもののサンプリング回数との不均衡は算出角度φの算出になんら影響しない。しかし、たとえば差動増幅回路３６にノイズが混入する場合、このノイズをオフセット量Ｎｏｆと表現すると、被検波量εｃは、以下の式（ｃ２）となる。

εｃ＝
Ｋ・｜ｓｉｎωｔ｜・ｓｉｎ（θ−φ）−ｓｉｎφ・Ｎｏｆ・Ｒｄ／｜Ｒｄ｜
…（ｃ２）
上記の式（ｃ２）の右辺第２項は、検波信号Ｒｄに応じた符号を有する量となる。このため、ノイズの重畳期間において検波信号Ｒｄの符号が正のものと負のものとの数が等しいなら、上記右辺第２項の平均値は、ゼロとなる。しかし、正となるものと負となるものとの数に差が生じる場合には、右辺第２項の平均値がゼロとならないため、算出角度φの算出精度に影響しやすい。特に、本実施形態のように、角度算出部６２を２重積分要素を備えて構成する場合にあっては、上記正となるものと負となるものとの数に差が生じることで、その影響が増幅される。

ここでたとえば、算出角度φの算出周期（レファレンスＲＥＦ等のサンプリング周期）を固定する場合、検波信号Ｒｄのうち正となるものの数が負となるものの数よりも多くなる現象が生じると、しばらくして負となるものの数が正となるものの数よりも多くなる現象が生じる。このため、より長いタイムスケールにおいては正となるものの数と負となるものの数との間に不均衡が生じていないこととなる。このことは、不均衡を定義する上で算出角度φの算出精度に寄与するタイムスケールが存在することを意味する。ちなみに、このタイムスケールにおけるノイズを除去するように上記位相補償フィルタのローパスフィルタ成分の時定数を設定することも可能ではある。しかしこの場合には、応答性の低下が大きくなる。このため、特に車載用途のように、高い応答性が求められるものにあっては、その要求を満足する設計が極めて困難である。

ここで、不均衡に起因してノイズに対する耐性が低下する現象は、算出角度φの算出周期（励磁信号Ｓｃ等のサンプリング周期）が長くなることで顕著となる。換言すれば、算出周期等が十分に短ければ、上記の式（ｃ２）の右辺第２項の影響が算出角度φに目だった影響を及ぼさない。すなわち、たとえば、励磁信号Ｓｃの周期が「１００μｓ」であり、算出周期が「６μｓ」である場合、励磁信号Ｓｃの半周期におけるサンプリング回数は、８回または９回となる。これに対し、励磁信号Ｓｃの周期が「１００μｓ」であり、算出周期が「０．６μｓ」である場合、励磁信号Ｓｃの半周期におけるサンプリング回数は、８３回または８４回となる。いずれの場合であっても、レファレンスＲＥＦが正となるものの数と負となるもの数との間に生じうる差自体は、「１」である。しかし、この１回が算出角度φの算出に寄与する度合いは大きく相違するものとなる。

実際、上記不均衡現象自体は、従来のレゾルバデジタルエンコーダによっても生じていたものと考えられる。この不均衡によってノイズに対する耐性が低下するという課題は、本実施形態のように算出角度φの算出処理をソフトウェア処理とするなどすることで、上記算出周期を低周波（たとえば、２００ｋＨｚ以下）とすることで顕在化したものである。

こうした課題を解決すべく、本実施形態では、入力側励磁信号ＳＣのサンプリングタイミングを図２に示すものとする。図示されるように、ここでは、サンプリングの周期Ｔｓを、基準サンプリング周期Ｔｓｒｅｆに固定しつつ、その位相（サンプリングタイミングにおける励磁信号Ｓｃの位相）の設定等によって、次の条件を満たすようにする。

条件１．入力側励磁信号ＳＣが正である期間と負である期間とでサンプリング回数が同一となる旨の条件。すなわち、正である期間におけるサンプリング（位相ＰＨ１〜ＰＨ５におけるサンプリング）の回数と、負である期間におけるサンプリング（位相ＰＨ６〜ＰＨ１０におけるサンプリング）の回数とを、同一とする。

条件２．サンプリングされる入力側励磁信号ＳＣの絶対値が規定値ΔＳ以下とならない旨の条件。これは、検波エラーを回避するための条件である。規定値ΔＳは、アナログデジタル変換器４６による入力側励磁信号ＳＣのサンプリングタイミングと、被変調波Ｓｉｎ，Ｃｏｓのサンプリングタイミングとの時間差における入力側励磁信号ＳＣの変化量よりも大きい値に設定されている。これは、基準サンプリング周期Ｔｓｒｅｆやサンプリング位相の設定によって、励磁信号Ｓｃの一周期毎にサンプリングタイミングにおける励磁信号Ｓｃの位相が等しくなる設定とすることで実現することができる。すなわち、この条件を満たさない場合には、時間の経過とともにサンプリング位相（サンプリングタイミングにおける励磁信号Ｓｃの位相）が変化し、条件２を満たさなくなるおそれがある。

なお、この条件２を満たす設定によって、上記不均衡を回避することや、不均衡以外の要因によるノイズに対する耐性を高めることもできる。すなわち、励磁信号Ｓｃがゼロの場合には上記検波信号Ｒｄが「１」となるため、入力側励磁信号ＳＣがゼロとなるときにサンプリングすることで不均衡が生じやすくなる。これに対し、上記条件２を満たす設定によれば、入力側励磁信号ＳＣがゼロとなるときにこれをサンプリングすることが禁止される。また、ノイズによってレファレンスＲＥＦの符号が励磁信号Ｓｃのものと逆となることも考えられるが、こうした事態は、入力側励磁信号ＳＣの値が大きいほど生じにくくなる。このため、上記条件２を満たす設定によれば、ノイズに対する耐性が向上する。

さらに、本実施形態では、入力側励磁信号ＳＣの最新のサンプリング値（レファレンスＲＥＦ）を、過去のサンプリング値に基づき補正する処理を行なう。これは、ノイズに対する耐性をいっそう向上させることを狙ったものである。すなわちたとえば、入力側励磁信号ＳＣにノイズが重畳する場合、その符号が反転し、ひいては先の図２に示した設定に反して、不均衡が生じるおそれがある。またたとえば、入力側励磁信号ＳＣの変動中心がゼロからずれるオフセットが生じる場合、先の図２に示した設定の狙いとする効果が得られず、検波エラーが生じるおそれがある。

図３に、上記補正処理の手順を示す。この処理は、先の図１に示した補正部５７によって行われる。

この一連の処理では、まずステップＳ１０において、入力側励磁信号ＳＣをサンプリングする。続くステップＳ１２においては、今回のサンプリングタイミングが、先の図２に示したいずれの位相ＰＨｉに対応するかを判定する。そして、ステップＳ１４においては、位相ＰＨｉに対応する平均レファレンスＲｉ（ｎ）を、前回の平均レファレンスＲｉ（ｎ−１）と、今回のレファレンスｒｉ（ｎ）との指数移動平均処理値とする。ここで、前回の平均レファレンスＲｉ（ｎ−１）の重み係数ｗ１と、今回のレファレンスｒｉ（ｎ）の重み係数ｗ２との間には、「ｗ１＞ｗ２」の関係を持たせることが望ましい。なお、この処理は、本実施形態において、平均処理手段を構成する。

続くステップＳ１６においては、前回算出された平均オフセット量Ｏ（ｎ−１）によって、平均レファレンスＲｉ（ｎ）を補正したものを最終的なレファレンスＲＥＦ（補正部５７の出力信号）とする。この処理は、本実施形態において、オフセット補正手段を構成する。

こうした処理は、現在の位相ＰＨｉが位相ＰＨ１０となるまで行われる（ステップＳ１８）。そして、ステップＳ１８において肯定判断される場合、ステップＳ２０において、平均オフセット量Ｏ（ｎ）を算出する。

ここでは、まず、瞬時オフセット量ｏｆｆｓｅｔ（ｎ）を、この一周期におけるレファレンスｒ１（ｎ）〜ｒ１０（ｎ）の単純移動平均処理値とする。ここで、位相ＰＨｉは、励磁信号Ｓｃの周期を１０等分に等分割したものであるため、任意の位相ＰＨｉに対し、πだけずれた位相が存在する。このため、それらπだけ位相のずれた組の加算値は、オフセット誤差がない場合には、ゼロとなるはずである。これに対し、オフセット誤差がある場合には、上記加算値がそのオフセット誤差の値をとることとなる。このため、上記単純移動平均処理値によって、オフセット量を算出することができる。なお、先の図２に示したサンプリングタイミングの設定は、本実施形態において、オフセット用サンプリング手段を構成する。

次に、今回の平均オフセット量Ｏ（ｎ）を、前回の平均オフセット量Ｏ（ｎ−１）と、瞬時オフセット量ｏｆｆｓｅｔ（ｎ）との指数移動平均処理値とする。ここで、前回の平均オフセット量Ｏ（ｎ−１）の重み係数ｗｏ１と、今回の瞬時オフセット量ｏｆｆｓｅｔ（ｎ）の重み係数ｗｏ２との間には、「ｗｏ１＞ｗｏ２」の関係を持たせることが望ましい。この処理は、本実施形態において、オフセット量算出手段を構成する。

そして、ステップＳ２０の処理が完了する場合、ステップＳ２２において、変数ｎをデクリメントし、この一連の処理を一旦終了する。ちなみに、ステップＳ２２における変数ｎのデクリメント処理は、上記ステップＳ１４，Ｓ１６，Ｓ２０の処理における前回の値を「ｎ−１」と表現するための処理を簡易に表現したものに過ぎず、これを実現するための実際の処理がデクリメントである必要はない。

こうした処理を行なうことで、図４（ａ）に示すように、検波信号Ｒｄのノイズに対する耐性を高めることができる。これに対し、図４（ｂ）には、補正部５７を備えない場合を示している。この場合、入力側励磁信号ＳＣにノイズが重畳することで、検波信号Ｒｄの符号が反転する。この相違は、先の図３のステップＳ１４の処理にある。すなわち、この処理によれば、検波信号生成部５８の入力信号となるレファレンスＲＥＦが、過去の同位相のレファレンスＲＥＦに応じて定まるため、突発的なノイズに対する耐性が向上する。
＜第２の実施形態＞
以下、第２の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

本実施形態では、励磁信号Ｓｃの不定期な変動に対処する制御を行なう。すなわち、たとえば図５に例示する位相ずれが生じる場合、今回のレファレンスＲＥＦに対する平均レファレンスＲｉ（ｎ−１）の寄与度を大きくすることで、かえって不均衡や検波エラー等が生じやすくなるおそれがある。

図６に、本実施形態にかかる補正処理の手順を示す。この処理は、補正部６７によって、たとえば所定周期でくり返し実行される。なお、図６に示す処理において、先の図３に示した処理に対応するものについては、便宜上同一のステップ番号を付している。

この一連の処理では、ステップＳ１４の処理が完了する場合、ステップＳ３０において、今回の平均レファレンスＲ（ｎ）と暫定レファレンスＲｉ０（ｎ）との差の絶対値が規定値ΔＲ以上であるか否かを判断する。ここで、暫定レファレンスＲｉ０（ｎ）は、前回の瞬時レファレンスＲｉ０（ｎ−１）と、今回のレファレンスｒｉ（ｎ）との指数移動平均処理値とする。ただし、前回の瞬時レファレンスＲｉ０（ｎ−１）の重み係数ｗ１０に対する今回のレファレンスｒｉ（ｎ）の重み係数ｗ２０の比Ｗ２０／ｗ１０は、平均レファレンスＲｉ（ｎ）のものよりも大きくなっている。これは、平均レファレンスＲｉ（ｎ）よりも暫定レファレンスＲｉ０（ｎ）の方が過去のレファレンスＲＥＦの寄与度を小さくするための設定である。

ステップＳ３０の処理は、励磁信号Ｓｃに不定期の変動が生じたか否かを判断するためのものである。これは、不定期の変動が生じない場合には、上記絶対値は略ゼロとなると考えられることに基づくものである。なお、この処理は、本実施形態において、判断手段を構成する。

ステップＳ３０において肯定判断される場合には、ステップＳ３２において、今回の平均レファレンスＲｉ（ｎ）を暫定レファレンスＲｉ０（ｎ）とする。すなわち、検波信号生成部５８の入力信号として、平均レファレンスＲｉ（ｎ）が採用されることを回避する。この処理は、本実施形態において、回避手段を構成する。

また、ステップＳ２０の処理が完了する場合、ステップＳ３４において、今回の平均オフセット量Ｏ（ｎ）と暫定オフセット量Ｏ０（ｎ）との差の絶対値が規定値ΔＯ以上であるか否かを判断する。ここで、暫定オフセット量Ｏ０（ｎ）は、瞬時オフセット量ｏｆｆｓｅｔの平均値である。ただし、ここでは、瞬時オフセット量ｏｆｆｓｅｔの平均化処理を行なう期間（サンプリング数ｌ）の設定によって、平均オフセット量Ｏ（ｎ）よりも暫定オフセット量Ｏ０（ｎ）の方が過去のレファレンスＲＥＦの寄与度を小さくする。

ステップＳ３４の処理も、励磁信号Ｓｃに不定期の変動が生じたか否かを判断するためのものである。これは、不定期の変動が生じない場合には、上記絶対値は略ゼロとなると考えられることに基づくものである。

ステップＳ３４において肯定判断される場合には、ステップＳ３６において、今回の平均オフセット量Ｏ（ｎ）を暫定オフセット量Ｏ０（ｎ）とする。すなわち、検波信号生成部５８の入力信号として、平均オフセット量Ｏ（ｎ）が採用されることを回避する。
＜第３の実施形態＞
以下、第３の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図７に、本実施形態にかかるシステム構成を示す。なお、図７において、先の図１に示した部材に対応するものについては、便宜上同一の符号を付している。

図示されるように、本実施形態では、同期検波部６０において、誤差相関量εに、レファレンスＲＥＦ（補正部５７の出力信号）を乗算することで、被検波量εｃを算出する。この場合、レファレンスＲＥＦの振幅が変動することで、角度算出部６２のゲインが変動した場合と等価な現象が生じうる。そこで本実施形態では、レファレンスＲＥＦの振幅を補正する処理をも行なう。

図８に、本実施形態にかかる補正処理の手順を示す。この処理は、補正部６７によって、たとえば所定周期でくり返し実行される。なお、図８に示す処理において、先の図３に示した処理に対応するものについては、便宜上同一のステップ番号を付している。

この一連の処理では、ステップＳ１４の処理が完了すると、ステップＳ１６ａに移行する。ステップＳ１６ａにおいては、平均レファレンスＲｉ（ｎ）から平均オフセット量Ｏ（ｎ−１）を減算した値に、後述する処理によって算出される平均振幅Ａｍｐ（ｎ−１）で基準振幅Ａｒｅｆを除算した値を乗算することで、レファレンスＲＥＦを算出する。ここで、基準振幅Ａｒｅｆは、先の図２に示した設定をするに際して想定した基準となるレファレンスＲＥＦの振幅である。ちなみに、ステップＳ１６ａの処理は、本実施形態において、振幅補正手段を構成する。

一方、ステップＳ１８において肯定判断される場合、ステップＳ２０ａにおいて、平均オフセット量Ｏ（ｎ）の算出処理に加えて、平均振幅Ａｍｐ（ｎ）の算出処理を行なう。ここで、平均振幅Ａｍｐ（ｎ）の算出に際しては、まず、先の図２に示した位相ＰＨ３，ＰＨ８に対応するレファレンスｒ３（ｎ），ｒ８（ｎ）を用いて、瞬時振幅ａｍｐ（ｎ）を、「｛ｒ３（ｎ）−ｒ８（ｎ）｝／２」と算出する。次に、今回の平均振幅Ａｍｐ（ｎ）を、前回の平均振幅Ａｍｐ（ｎ−１）と、今回の瞬時振幅ａｍｐ（ｎ）との指数移動平均処理値とする。ここで、前回の平均振幅Ａｍｐ（ｎ−１）の重み係数ｗａ１と、今回の瞬時振幅ａｍｐ（ｎ）の重み係数ｗａ２との間には、「ｗａ１＞ｗａ２」の関係を持たせることが望ましい。
＜第４の実施形態＞
以下、第４の実施形態について、先の第３の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図９に、本実施形態にかかる補正処理の手順を示す。この処理は、補正部６７によって、たとえば所定周期でくり返し実行される。なお、図９に示す処理において、先の図３に示した処理に対応するものについては、便宜上同一のステップ番号を付している。

この一連の処理では、ステップＳ１２の処理が完了する場合、ステップＳ３８に移行する。ステップＳ３８では、今回のレファレンスＲＥＦについて、振幅およびオフセット補正を行なう。詳しくは、先の図２に示した位相設定を行なうに際して想定した振幅（基準振幅Ａｒｅｆ）を後述する処理によって算出された振幅Ａによって除算した値と、レファレンスＲＥＦからオフセット量Ｏを減算した値とを乗算することで行なう。

続くステップＳ４０においては、レファレンスＲＥＦのサン数をカウントする変数ｊをインクリメントする。そして、ステップＳ４２においては、変数ｊが閾値ｊｔｈ以上であるか否かを判断する。この処理は、入力側励磁信号ＳＣを回帰分析にて求めることができるのに十分なサンプリング数が確保できたか否かを判断するためのものである。そして、閾値以上であると判断される場合、ステップＳ４６において、閾値ｊｔｈ個の入力側励磁信号ＳＣのサンプリング値（レファレンスＲＥＦ）に基づき、回帰分析によって、励磁信号ＳＣを推定する。ここでは、入力側励磁信号ＳＣを、「Ａ・ｓｉｎ（ω０＋δ）＋Ｏ」として、振幅Ａ，オフセット量Ｏ、角速度ω０、および位相δを求める。

続くステップＳ４８においては、変数ｊを初期化するとともに、サンプリングタイミングを更新する。すなわち、角速度ω０が想定されていたものからずれていた場合や、位相δが想定されていたものからずれていた場合、入力側励磁信号ＳＣのサンプリングタイミングにおける位相が、先の図２に示した位相からずれるおそれがある。このため、角速度ω０や位相δに基づき、サンプリングタイミングを更新する。
＜第５の実施形態＞
以下、第５の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図１０に、本実施形態にかかるシステム構成を示す。なお、図１０において、先の図１に示した部材に対応するものについては、便宜上同一の符号を付している。

図示されるように、本実施形態では、差動増幅回路３２の出力電圧が、２値化信号算出手段（２値化回路７０）に入力され、２値化された２値化信号ＲＳに波形整形される。２値化信号ＲＳは、マイコン４０内のタイマ７２に入力され、ここで、その立ち上がり時間Ｔｈ（２値のうち励磁信号Ｓｃの正に対応する値の継続時間）が算出される。

そして、立ち上がり時間Ｔｈは、２値化信号ＲＳとともに、ＣＰＵ５０の検波信号生成部７４の入力となり、ここで、検波信号Ｒｄが生成される。検波信号生成部７４では、図１１に示すように、２値化信号ＲＳの立ち上がり期間の中央のタイミングが、入力側励磁信号ＳＣの極大値となるタイミングであるとして、入力側励磁信号ＳＣの変動中心において極性が反転する検波信号Ｒｄを生成する。ここで、２値化信号ＲＳの立ち上がり期間の中央のタイミングを入力側励磁信号ＳＣの極大値となるタイミングとすることは、入力側励磁信号ＳＣのオフセットの影響を排除することを狙ったものである。

詳しくは、入力側励磁信号ＳＣの周期（基準励磁周期Ｔｐｒｅｆ）を用いると、上記中央のタイミングから「３・Ｔｐｒｅｆ／４」だけ経過したタイミングが、入力側励磁信号ＳＣの値が上昇する過程でその変動中心を横切るタイミングとなる。したがって、２値化信号ＲＳの立ち下がりタイミングから、「（３・Ｔｐｒｅｆ／４）−Ｔｈ／２」だけ経過したタイミングが、入力側励磁信号ＳＣの値が上昇する過程でその変動中心を横切るタイミングとなる。

図１２に、本実施形態にかかる検波信号Ｒｄの生成処理の手順を示す。この処理は、検波信号生成部７４とタイマ７２との協働で、たとえば所定周期で繰り返し実行される。

この一連の処理では、まずステップＳ６０において、２値化信号ＲＳが負から正に反転したタイミングであるか否かを判断する。そして、ステップＳ６０において肯定判断される場合、ステップＳ６２において、２値化信号ＲＳの立ち上がり時間を計時するカウンタＴ１をインクリメントする。この処理は、２値化信号ＲＳが正から負に反転することと、カウンタＴ１が閾値Ｔ１ｔｈを超えることとの論理積が真となるまで継続される（ステップＳ６４，Ｓ６５）。ここで、カウンタＴ１が閾値Ｔ１ｔｈを超えるまでとの条件を設けたのは、ノイズに対する耐性を高めるためである。すなわち、図１３に示すように、入力側励磁信号ＳＣにノイズが重畳することで、２値化信号ＲＳに短いパルスが生じた場合、ステップＳ６５の処理によれば、このパルスの立ち上がり時間を２値化信号ＲＳの立ち上がり時間とすることを回避することができる。なお、この処理は、本実施形態において禁止手段を構成する。

ステップＳ６５において肯定判断される場合、ステップＳ６６において、カウンタＴ１の値を立ち上がり時間Ｔｈとした後、カウンタＴ１を初期化する。

続くステップＳ６８においては、タイマＴ２をインクリメントする。そして、タイマＴ２が「（３・Ｔｐｒｅｆ／４）−Ｔｈ／２」となることで、ステップＳ７２に移行し、検波信号Ｒｄを負から正に反転させる。また、タイマＴ２が「（５・Ｔｐｒｅｆ／４）−Ｔｈ／２」となることで（ステップＳ７４：ＹＥＳ）、ステップＳ７６に移行し、検波信号Ｒｄを正から負に反転させ、タイマＴ２を初期化する。

なお、上記ステップＳ７２，Ｓ７６の処理は、本実施形態において、エッジ設定手段を構成する。
＜第６の実施形態＞
以下、第６の実施形態について、先の第５の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図１４に、本実施形態にかかる２値化回路７０による２値化信号ＲＳの生成手法を示す。図示されるように、本実施形態では、入力側励磁信号ＳＣが立ち上がり閾値Ｒｔｈ以上となることで２値化信号ＲＳを負から正に反転させ、入力側励磁信号ＳＣがゼロ以下となることで２値化信号ＲＳを正から負に反転させる。

この場合、２値化信号ＲＳの立ち上がり期間のうちの中央となるタイミングは、入力側励磁信号ＳＣの極大値となるタイミングからずれる。そこで本実施形態では、上記閾値Ｒｔｈと入力側励磁信号ＳＣの振幅とに基づき、立ち上がり期間のうちのどのタイミングが入力側励磁信号ＳＣの極大となるタイミングかを特定して検波信号Ｒｄを生成する。

図１５に、本実施形態にかかる検波信号Ｒｄの生成処理の手順を示す。この処理は、検波信号生成部７４とタイマ７２との協働で、たとえば所定周期で繰り返し実行される。なお、図１５において、先の図１２に示した処理に対応するものについては、便宜上同一のステップ番号を付している。

この一連の処理では、タイマＴ２が「（３・Ｔｐｒｅｆ／４）−Ｔｈ／２−Δ」となることで（ステップＳ７０ａ：ＹＥＳ）、ステップＳ７２に移行し、検波信号Ｒｄを負から正に反転させる。また、タイマＴ２が「（５・Ｔｐｒｅｆ／４）−Ｔｈ／２−Δ」となることで（ステップＳ７４ａ：ＹＥＳ）、ステップＳ７６に移行し、検波信号Ｒｄを正から負に反転させる。ここでは、２値化信号ＲＳの立ち上がり時間と立ち下がり時間との差を補償する補償量Δを用いていることが、先の図１２に示した処理と相違する。
＜第７の実施形態＞
以下、第７の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図１６に、本実施形態にかかるシステム構成を示す。なお、図１６において、先の図１に示した部材に対応するものについては、便宜上同一の符号を付している。

本実施形態では、励磁信号Ｓｃの周期である励磁周期Ｔｐが基準励磁周期Ｔｐｒｅｆから変動した場合にサンプリングタイミングを補正する手段を搭載する。すなわち、差動増幅回路３２の出力電圧が、２値化信号算出手段（２値化回路７０）に入力され、２値化された２値化信号ＲＳに波形整形される。２値化信号ＲＳは、マイコン４０内のタイマ７２に入力され、ここで、その立ち上がり時間Ｔｈが算出される。立ち上がり時間Ｔｈは、周期変更手段（周期補正部７６）に入力される。周期補正部７６では、図１７に示すように、立ち上がり時間Ｔｈの２倍の時間を励磁周期Ｔｐ（ｎ）とし、先の図２に示した設定において想定された基準サンプリング周期Ｔｓｒｅｆに対し実際のサンプリング周期Ｔｓ（ｎ）を以下の式（ｃ３）に基づき補正する。

Ｔｓ（ｎ）＝Ｔｓｒｅｆ・Ｔｐ（ｎ−１）／Ｔｐｒｅｆ …（ｃ３）
これにより、発振器４２の温度特性等によって励磁信号Ｓｃの周期が変動したとしても、先の図３に示した処理の効果を好適に奏することができる。
＜第８の実施形態＞
以下、第８の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図１８に、本実施形態にかかるシステム構成を示す。なお、図１８において、先の図１に示した部材に対応するものについては、便宜上同一の符号を付している。

本実施形態では、差動増幅回路３２，３４，３６を構成するオペアンプの電源電圧を共通とする。また、本実施形態では、入力側励磁信号ＳＣがオフセットした場合に、上記オペアンプの電源電圧を変更することで、オフセットを解消（低減）する機能を搭載する。詳しくは、差動増幅回路３２の出力電圧が、２値化信号算出手段（２値化回路７０）に入力され、２値化された２値化信号ＲＳに波形整形される。２値化信号ＲＳは、マイコン４０内のタイマ７２に入力され、ここで、その立ち上がり時間Ｔｈが算出される。立ち上がり時間Ｔｈは、オフセット補正部７８に入力される。オフセット補正部７８では、図１９に示すように、立ち上がり時間Ｔｈと基準励磁周期Ｔｐｒｅｆの２分の１との差がオフセット量に比例するとして、オフセット量Ｏを算出する。詳しくは、予め定められたゲインＧを用いて、オフセット量Ｏを「Ｇ・｛Ｔｈ−（Ｔｐｒｅｆ／２）｝」とする。そして、オフセット量Ｏに基づき、上記オペアンプの電源電圧を操作する。

こうした処理によれば、入力側励磁信号ＳＣのオフセットを解消できるのみならず、被変調波Ｓｉｎ，Ｃｏｓのオフセットをも解消することができる。これは、差動増幅回路３２，３４，３６のオフセット誤差の要因としては上記電源電圧の誤差が主であるためである。すなわち、差動増幅回路３２，３４，３６を構成するオペアンプの電源電圧が共通の場合、入力側励磁信号ＳＣにオフセット誤差があると、被変調波Ｓｉｎ，Ｃｏｓにもオフセット誤差が生じる傾向がある。

なお、このオフセット補正部７８は、本実施形態において、オフセット量算出手段およびオフセット補正手段を構成する。
＜第９の実施形態＞
以下、第９の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図２０に、本実施形態にかかるシステム構成を示す。なお、図２０において、先の図１に示した部材に対応するものについては、便宜上同一の符号を付している。

本実施形態では、レファレンスＲＥＦがバンドパスフィルタ８０によってフィルタ処理されたものが、同期検波部６０の入力とされる。ここで、バンドパスフィルタ８０は、励磁信号Ｓｃの基準励磁周期Ｔｐｒｅｆの逆数の周波数帯域の信号を選択的に透過させるものである。これによっても、同期検波部６０の入力信号のノイズに対する耐性を高めることができる。なお、バンドパスフィルタ８０は、今回のサンプリング値（レファレンスＲＥＦ）に加えて、過去のサンプリング値に基づき今回の出力値を算出する手段である。すなわち、本実施形態でも、同期検波部６０の入力信号は、復調に用いる誤差相関量εに含まれる被変調波ＳＩＮ，ＣＯＳと比較して過去においてサンプリングされたレファレンスＲＥＦが用いられている。
＜その他の実施形態＞
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。

「計時手段（７２）について」
上記第５の実施形態（図１０）では、２値化信号ＲＳの立ち上がり期間を計時したが、立ち下がり期間を計時してもよい。この場合、先の図１２において、計時処理の完了後、まず第１に、検波信号Ｒｄの立ち下がりエッジを設定する処理を行えばよい。また、２値化信号ＲＳの立ち上がり期間と、立ち下がり期間との双方であってもよい。この場合、たとえば、立ち上がり期間に基づき、次回の検波信号Ｒｄの立ち上がりエッジを設定して且つ、立ち下がり期間に基づき、次回の検波信号Ｒｄの立ち下がりエッジを設定すればよい。

「２値化信号算出手段（７０）について」
マイコン４０の外に設けられた２値化回路に限らず、マイコン４０内に搭載されるものであってもよい。

「エッジ設定手段（７４）について」
上記第５の実施形態（図１２）では、立ち上がり時間Ｔ１の計時後、半周期後および１周期後に対応する検波信号Ｒｄのエッジを設定したが、これに限らない。たとえば、１．５周期後および２周期後に対応する検波信号Ｒｄのエッジを設定してもよい。

「禁止手段（Ｓ６５）について」
ＣＰＵ５０の外にあるタイマ７２に搭載されるものに限らない。たとえば、タイマ７２としてこの機能を備えないものを用いて且つ、ＣＰＵ５０によるソフトウェア処理として、禁止手段を構成してもよい。こうしたものにあっては、ＣＰＵ５０において、タイマ７２によって計時された立ち上がり時間Ｔｈが短い場合、これを採用することなく、前回値を採用するなどすればよい。

「平均処理手段について」
指数移動平均処理を行なうものに限らない。たとえば、今回のサンプリング値ｒｉ（ｎ）と、過去Ｎ（＞１）回のサンプリング値ｒｉ（ｎ−１），ｒｉ（ｎ−２），…との単純移動平均処理を行なうものであってもよい。

「回避手段について」
暫定オフセット量Ｏ０（ｎ）の算出手法としては、上記第２の実施形態（図６）において例示したものに限らない。たとえば、上記第２の実施形態における暫定レファレンスＲｉ０（ｎ）の算出処理と同様の処理によって算出してもよい。

また、暫定レファレンスＲｉ０（ｎ）の算出手法としては、上記第２の実施形態（図６）において例示したものに限らない。たとえば、上記第２の実施形態における暫定オフセット量Ｏ０（ｎ）の算出処理と同様の処理によって算出してもよい。

「判断手段について」
暫定レファレンスＲｉ０（ｎ）と平均レファレンスＲｉ（ｎ）との差や、暫定オフセット量Ｏ０（ｎ）と平均オフセット量Ｏ（ｎ）との差に基づき判断を行なうものに限らない。たとえば、励磁信号Ｓｃの周期を計時するタイマを備え、タイマによって計時される時間の時系列データに基づき、それらに変化があることで変動が生じたと判断するものであってもよい。

「所定の位相について」
上記第１の実施形態（図３）等では、入力側励磁信号ＳＣの位相ＰＨ１〜ＰＨ１０の全てについて、これを所定の位相として、平均レファレンスＲ１（ｎ）〜Ｒ１０（ｎ）を算出したが、これに限らない。たとえば、先の図２に示した位相ＰＨ１〜ＰＨ１０でサンプリングを行いつつも、平均レファレンスＲｉ（ｎ）については、位相ＰＨ１，ＰＨ５，ＰＨ６，ＰＨ１０に限って算出してもよい。これは、励磁信号Ｓｃが変動中心に近い値となるタイミングほど、ノイズに対する耐性が低下することに鑑みたものである。

「オフセット量算出用のサンプリングについて」
先の図２に示したように、励磁信号Ｓｃの一周期の整数分の１を、サンプリング周期とするものに限らない。要は、互いに逆位相となる一対のタイミング（位相がπだけずれた一対のタイミング）を、サンプリングタイミングとするものであるなら、それら一対のサンプリングタイミングの１または複数組におけるレファレンスＲＥＦの単純移動平均値として瞬時オフセット量ｏｆｆｓｅｔを算出することができる。

もっとも、これに限らず、たとえば１周期の整数倍の期間におけるレファレンスＲＥＦの単純移動平均値をオフセットに応じた量として算出するものであってもよい。さらにこれに限らず、所定のサンプリングパターンにおけるレファレンスＲＥＦの合計値と、オフセットがない場合における上記合計値の基準値との差に基づき、オフセット量を算出するものであってもよい。

「オフセット量算出手段について」
上記第１の実施形態（図３）において、たとえば「平均処理手段について」の欄に記載したものに準じた変更をしてもよい。

上記第８の実施形態（図１８）では、タイマ７２の立ち上がり時間Ｔ１の計時結果に基づき、オフセット量Ｏを算出したが、これに限らない。たとえば、立ち下がり期間の計時結果に基づき、オフセット量を算出してもよく、またこれら双方であってもよい。ちなみに、双方とする場合、たとえば、立ち上がり時間に基づくオフセット量の算出値と、立ち下がり時間に基づくオフセット量の算出値との単純移動平均値を最終的なオフセット量とすればよい。

「オフセット補正手段について」
上記第１の実施形態（図３）において、平均オフセット量Ｏ（ｎ）によって都度のレファレンスＲＥＦ（サンプリング値ｒｉ（ｎ））を補正する代わりに、上記第８の実施形態（図１８）に例示されるように、入力側励磁信号ＳＣを補正するようにしてもよい。

上記第８の実施形態（図１８）において、上記第１の実施形態（図３）のように、レファレンスＲＥＦを補正してもよい。

「被変調波Ｓｉｎ，Ｃｏｓ等のオフセット補正について」
上記第１の実施形態（図３）において、差動増幅回路３２，３４，３６を構成するオペアンプの電源電圧を共通として且つ、上記第８の実施形態（図１８）の要領で、被変調波ＳＩＮ，ＣＯＳのオフセット補正をしてもよい。もっとも、被変調波Ｓｉｎ，Ｃｏｓのオフセットの要因が上記電源電圧の誤差に限らないことに鑑み、差動増幅回路３２，３４，３６を構成するオペアンプの電源電圧を共通とする場合であっても、レファレンスＲＥＦのみをオフセット補正してもよい。すなわち、入力側励磁信号ＳＣのオフセットが検出された場合であっても、被変調波ＳＩＮ，ＣＯＳのオフセット補正を行わないものであってもよい。

「周期計時手段（７２）について」
上記第８の実施形態（図１８）では、タイマ７２によって立ち上がり時間Ｔ１を計時したが、これに限らず、立ち下がり時間を計時してもよく、立ち上がり時間および立ち下がり時間の合計値を計時してもよい。

ちなみに、２値化信号ＲＳが先の図１４に例示されるものである場合等にあっては、立ち上がり時間Ｔｈの２倍を励磁周期Ｔｐ（ｎ）とすることは適切でない。このため、立ち上がり時間および立ち下がり時間の合計値を計時することが望ましい。また、これに代えて、先の図１４に示した立ち上がり閾値Ｒｔｈに基づき、立ち上がり時間Ｔｈを補正することで、励磁信号Ｓｃの半周期を算出する処理を加えてもよい。

「周期変更手段（７６）について」
周期変更手段としては、ハードウェア処理によってアナログデジタル変換器４６のサンプリング周期を変更する手段に限らず、ＣＰＵ５０を用いたソフトウェア処理を含むものであってもよい。

なお、周期が変動する場合、サンプリング位相ＰＨｉ自体も変動前のものからずれることとなる。このため、サンプリング位相を併せ変更することが望ましい。

「推定手段について」
上記第４の実施形態（図９）では、振幅Ａ、オフセット量Ｏ、角速度ω０および位相δを推定対象としたが、これに限らない。たとえば、先の図１８等に例示されるように、励磁信号Ｓｃの周期を計時する機能を有する場合、それに基づき算出される角速度を用いることで、角速度については推定対象からはずしてもよい。また、振幅についてはこれを推定対象からはずすなどすることも可能である。

「フィルタについて」
上記第９の実施形態（図２０）においては、バンドパスフィルタ８０をソフトウェアによって構成したが、これに限らない。

「２値検波信号算出手段（５８）について」
励磁信号Ｓｃ（レファレンスＲＥＦ）が０以上であるか否かに応じた２値の検波信号Ｒｄを算出するものに限らない。たとえば、０よりも大きいか否かに応じた２値の検波信号Ｒｄを算出するものであってもよい。

「検波手段について」
上記実施形態において例示したものに限らない。たとえば、レファレンスＲＥＦを０と、正の値、および負の値の３つの値を有する３つの閾値で４段階に区分することで、４値化された検波信号Ｒｄを生成するものであってもよい。

「アナログデジタル変換器について」
被変調波Ｓｉｎ，Ｃｏｓおよび入力側励磁信号ＳＣをデジタルデータに変換する手段としては、単一のアナログデジタル変換器４６に限らない。たとえば、被変調波Ｓｉｎ，Ｃｏｓと、入力側励磁信号ＳＣとで各別の変換器を備えてもよく、またたとえば、被変調波Ｓｉｎ，被変調波Ｃｏｓ、および入力側励磁信号ＳＣのそれぞれで、各別の変換器を備えてもよい。

「復調手段について」
ａ）誤差相関量εについて
励磁信号Ｓｃの符号の影響を除くことで、回転角度θに対する算出角度φのずれの方向に応じた符号を有する量としては、上記第１の実施形態（図１）において例示した誤差相関量εに限らない。たとえば、被変調波ＣＯＳに「ｃｏｓ（φ−π／２）」を乗算したものと、被変調波ＳＩＮに「ｓｉｎ（φ−π／２）」を乗算したものとの和であってもよい。この場合、誤差相関量εは、「ｓｉｎωｔｃｏｓ（θ―φ＋π／２）」に比例した量となり、励磁信号ｓｉｎωｔの符号の影響を除くことで、回転角度θに対して算出角度φが進角している場合に正、遅角している場合に負となる。

もっとも、励磁信号Ｓｃの符号の影響を除くことで、誤差相関量ε自体が回転角度θに対する算出角度φのずれの方向に応じた符号を有する量であることは必須ではない。たとえば、被変調波ＣＯＳに「ｃｏｓ（φ−π／４）」を乗算したものと、被変調波ＳＩＮに「ｓｉｎ（φ−π／４）」を乗算したものとの和であってもよい。この場合、誤差相関量εは、「ｓｉｎωｔｃｏｓ（θ―φ＋π／４）」に比例した量となり、誤差相関量εから励磁信号Ｓｃの符号の影響を除いたとしても、回転角度θに対する算出角度φのずれの方向に応じた符号を有する量とはならない。しかし、励磁信号Ｓｃの符号の影響を除いた被検波量εｃと「Ｋ／√２：Ｋは、差動増幅回路３４等のゲインによって定まる被変調波の振幅」との差を制御誤差とするなら、制御誤差は、回転角度θに対する算出角度φのずれの方向に応じた符号を有する量となる。このため、これをゼロにフィードバック制御するための操作量として算出角度φを算出することができる。そしてこの場合であっても、ノイズに対する耐性を高める上では、本発明を適用することが有効である。

ただし、これは誤差相関量εの定義の仕方の問題に過ぎない。すなわち、「ε−Ｋｓｉｎωｔ／√２」を誤差相関量と定義するなら、これは、励磁信号Ｓｃの符号の影響を除くことで、回転角度θに対する算出角度φのずれの方向に応じた符号を有する量となる。ちなみに、「ε−Ｋｓｉｎωｔ／√２」から励磁信号Ｓｃの絶対値の影響を除いたものは、回転角度θと算出角度φとの差に応じた値を有するとはいえ、算出角度φのずれが進角側であるか遅角側であるかに応じて、上記差の絶対値が同一であっても絶対値が相違する。このため、進角側と遅角側とで算出角度φのフィードバック制御のゲインに差が生じるため、この差を許容できるシステムに適用することが望ましい。

ｂ）算出角度φの算出処理
被検波量εｃを入力とし、算出角度φを算出する処理としては、上記実施形態において例示したものに限らない。たとえば積分要素を３つ（３重積分）以上有するものであってもよい。

また、積分要素を１つのみ有するものであってもよい。この場合であっても、たとえば、励磁信号Ｓｃの値の絶対値が規定値ΔＳ以下となることで検波エラーが生じた際の算出角度φの算出精度は、サンプリング頻度が低いほど低下する。なぜなら、サンプリング頻度が低いほど積分間隔が長くなるため、ノイズが算出角度φに及ぼす影響の度合い（ノイズに対する算出角度φのゲイン）が大きくなるからである。

ｃ）構成について
ソフトウェア処理手段として構成されるものに限らない。ハードウェア処理手段であっても、復調に用いられる入力側励磁信号ＳＣ等のサンプリング頻度が低くなるにつれて、ノイズに対する耐性を低下させる事情についてはなんら変わりがないと考えられる。

「位置検出対象について」
回転機のロータに限らない。要は、位置情報に応じて励磁信号を振幅変調可能なものであるなら、本発明の適用は有効である。

１０ａ…回転子（位置検出対象の一実施形態）、２０…レゾルバ、４０…マイコン、５０…ＣＰＵ。

Claims (15)

1. 交流の励磁信号（Ｓｃ）が位置検出対象（１０ａ）の位置情報に応じて振幅変調された被変調波（Ｓｉｎ，Ｃｏｓ）を入力とし、前記励磁信号の一周期の間に前記被変調波の複数のサンプリング値を用いて前記位置情報を復調する復調手段（４０）を備え、
   前記復調手段は、
   前記入力された前記被変調波に基づき前記位置情報を復調するに際して、前記励磁信号を入力とし、前記位置情報から前記励磁信号の符号の影響を除去する除去処理を行なう検波手段を備えて且つ、
   前記位置情報を、前記復調に用いる前記被変調波のサンプリング値よりも過去においてサンプリングされた前記励磁信号を用いて復調する
   ことを特徴とする位置検出装置。
2. 前記検波手段は、
   前記励磁信号が正であるか負であるかに応じて２値化された２値化信号を算出する２値化信号算出手段（７０）と、
   前記２値化信号のエッジを基点として、前記励磁信号の周期情報に基づき定まる時間が経過したタイミングを前記励磁信号が変動中心となるタイミングとし、該タイミングを前記除去処理に用いる検波信号の反転タイミングとするエッジ設定手段（７４）と、
   を備えることを特徴とする請求項１記載の位置検出装置。
3. 前記２値化信号のいずれか一方の値の継続時間およびいずれか他方の値の継続時間の少なくとも一方を計時する計時手段を備え、
   前記エッジ設定手段は、前記計時された時間を前記周期情報として用いることを特徴とする請求項２記載の位置検出装置。
4. 前記検波手段の入力となる現在の励磁信号を、過去の励磁信号によって補正する補正手段（５０）を備えることを特徴とする請求項１記載の位置検出装置。
5. 前記補正手段は、前記励磁信号の所定の位相における現在のサンプリング値を、該所定の位相における過去のサンプリング値によって補正するサンプリング値補正手段（Ｓ１６）を備えることを特徴とする請求項４記載の位置検出装置。
6. 前記サンプリング値補正手段は、前記現在のサンプリング値と、前記過去のサンプリング値との平均値を補正後のサンプリング値とする平均処理手段（Ｓ１４）を備えることを特徴とする請求項５記載の位置検出装置。
7. 前記励磁信号に不定期の変動が生じたか否かを判断する判断手段（Ｓ３０）と、
   該判断手段によって前記不定期の変動が生じたと判断される場合、前記平均処理手段による平均値の採用を回避する回避手段（Ｓ３２）を備えることを特徴とする請求項６記載の位置検出装置。
8. 前記回避手段は、前記判断手段によって前記不定期の変動が生じたと判断される場合、前記平均処理手段による過去のサンプリング値の寄与率を低下させた平均値を採用することで、前記変動があると判断されない場合において採用される平均値の採用を回避することを特徴とする請求項７記載の位置検出装置。
9. 前記検波手段は、前記励磁信号が正であるか負であるかに応じて２値化された検波信号を算出する２値検波信号算出手段を備え、
   前記所定の位相は、前記検波手段の入力となる励磁信号のサンプリング値のうち、前記励磁信号が小さいものに対応する位相を含むことを特徴とする請求項５〜８のいずれか１項に記載の位置検出装置。
10. 前記所定の位相は、前記励磁信号のＮ周期（Ｎ：自然数）の整数分の１の間隔の各位相であることを特徴とする請求項５〜９のいずれか１項に記載の位置検出装置。
11. 前記補正手段は、
    前記励磁信号のサンプリング結果に基づき、前記励磁信号の変動中心とゼロとの間の乖離量であるオフセット量を算出するオフセット量算出手段（Ｓ２０）と、
    該オフセット量算出手段によって算出されたオフセット量に基づき、前記検波手段の入力となる前記励磁信号を補正するオフセット補正手段（Ｓ１６）と、
    を備えることを特徴とする請求項４〜１０のいずれか１項に記載の位置検出装置。
12. 前記励磁信号の周期を計時する周期計時手段（Ｓ７２）と、
    該周期計時手段によって計時された周期に基づき、前記励磁信号のサンプリングの周期を変更する周期変更手段（Ｓ７６）と、
    を備えることを特徴とする請求項４〜１１のいずれか１項に記載の位置検出装置。
13. 前記補正手段は、
    前記励磁信号の変動中心とゼロとの間の乖離量であるオフセット量、前記励磁信号の振幅、前記励磁信号の角速度、および前記励磁信号の位相の少なくとも１つを推定対象とし、前記励磁信号の複数のサンプリング値に基づき、該推定対象の値を推定する推定手段（Ｓ４６）を備え、
    該推定手段による推定値に基づき、前記検波手段の入力となる前記励磁信号を補正することを特徴とする請求項４記載の位置検出装置。
14. 前記励磁信号が正であるか負であるかに応じて２値化された２値化信号を生成する２値化信号算出手段を備え、
    前記補正手段は、
    前記２値化信号のいずれか一方の値の継続時間と前記励磁信号の半周期との差、および前記２値化信号のいずれか他方の値の継続時間と前記励磁信号の半周期との差の少なくとも一方に基づき、前記励磁信号の変動中心とゼロとの間の乖離量であるオフセット量を算出するオフセット量算出手段（７８）と、
    該オフセット量算出手段によって算出されたオフセット量に基づき、前記検波手段の入力となる前記励磁信号を補正するオフセット補正手段（７８）と、
    を備えることを特徴とする請求項４記載の位置検出装置。
15. 前記検波手段は、
    前記励磁信号を入力とし、該励磁信号の周波数成分を透過させるフィルタ（８０）を備え、
    前記フィルタの出力値に基づき、前記除去処理を行なう
    ことを特徴とする請求項１記載の位置検出装置。