JP2013221826A - Position sensing device - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、交流の励磁信号が位置検出対象の位置情報に応じて振幅変調された被変調波を入力とし、前記励磁信号の一周期の間に前記被変調波の複数のサンプリング値を用いて前記位置情報を復調する位置検出装置に関する。 According to the present invention, a modulated wave in which an AC excitation signal is amplitude-modulated according to position information of a position detection target is input, and a plurality of sampling values of the modulated wave are used during one cycle of the excitation signal. The present invention relates to a position detection device that demodulates the position information.
この種の位置検出装置としては、たとえば下記特許文献１に見られるように、レゾルバによって回転体の回転角度に応じて励磁信号が振幅変調された被変調波に基づき、回転角度情報をデジタルデータにて表現するレゾルバデジタル変換器が周知である。 As this type of position detection device, as can be seen in, for example, Patent Document 1 below, rotation angle information is converted into digital data based on a modulated wave in which an excitation signal is amplitude-modulated according to the rotation angle of a rotating body by a resolver. Resolver digital converters expressed as follows are well known.
ただし、上記位置検出装置を、たとえば動作速度が比較的小さいソフトウェア処理手段を用いて構成する場合、ノイズに対する耐性が顕著に低下することが発明者らによって見出された。 However, the inventors have found that when the position detection device is configured using software processing means having a relatively low operation speed, for example, the resistance to noise is significantly reduced.
本発明は、上記課題を解決する過程でなされたものであり、その目的は、交流の励磁信号が位置検出対象の位置情報に応じて振幅変調された被変調波を入力として、前記励磁信号の一周期の間に前記被変調波の複数のサンプリング値を用いて前記位置情報を復調する新たな位置検出装置について、これを提供することにある。 The present invention has been made in the process of solving the above-mentioned problems, and an object of the present invention is to input a modulated wave whose amplitude is modulated in accordance with position information of a position detection target, and to input the modulated signal. This is to provide a new position detection apparatus that demodulates the position information using a plurality of sampling values of the modulated wave during one period.
以下、上記課題を解決するための手段、およびその作用効果について記載する。 Hereinafter, means for solving the above-described problems and the operation and effect thereof will be described.
請求項１記載の発明は、交流の励磁信号（Ｓｃ）が位置検出対象（１０ａ）の位置情報に応じて振幅変調された被変調波（Ｓｉｎ，Ｃｏｓ）を入力とし、前記励磁信号の一周期の間に前記被変調波の複数のサンプリング値を用いて前記位置情報を復調する復調手段（４０）を備え、前記復調手段は、前記入力された前記被変調波に基づき前記位置情報を復調するに際して、前記励磁信号を入力とし、前記位置情報から前記励磁信号の符号の影響を除去する除去処理を行なう検波手段を備えて且つ、前記位置情報を、前記復調に用いる前記被変調波のサンプリング値よりも過去においてサンプリングされた前記励磁信号を用いて復調することを特徴とする。 According to the first aspect of the present invention, a modulated wave (Sin, Cos) in which an AC excitation signal (Sc) is amplitude-modulated according to position information of the position detection target (10a) is input, and one cycle of the excitation signal is input. And a demodulating means (40) for demodulating the position information using a plurality of sampling values of the modulated wave, and the demodulating means demodulates the position information based on the inputted modulated wave. At this time, the excitation signal is used as an input, and a detection means for performing removal processing for removing the influence of the sign of the excitation signal from the position information is provided, and the position information is used as a sampling value of the modulated wave used for the demodulation. Further, demodulation is performed using the excitation signal sampled in the past.
上記発明では、過去においてサンプリングされた励磁信号を用いることで、現在の励磁信号にノイズが重畳した場合であっても、これに対処することができる。 In the above invention, the excitation signal sampled in the past can be used even when noise is superimposed on the current excitation signal.
なお、請求項４〜１１のいずれか１項に記載の発明は、前記補正手段は、前記励磁信号の極大値および極小値に基づき、前記励磁信号の振幅を算出する振幅算出手段と、該振幅算出手段によって算出された振幅に基づき、前記検波手段の入力となる前記励磁信号を補正する振幅補正手段と、を備えることを特徴としてもよい。 The invention according to any one of claims 4 to 11 is characterized in that the correction means calculates an amplitude of the excitation signal based on a maximum value and a minimum value of the excitation signal; Amplitude correction means for correcting the excitation signal to be input to the detection means based on the amplitude calculated by the calculation means may be provided.
なお、請求項３記載の発明は、前記計時手段によって計時された時間が閾値以下である場合、その時間を、前記検波信号の反転タイミングの設定に用いることを禁止する禁止手段を備えることを特徴としてもよい。 The invention according to claim 3 further comprises prohibiting means for prohibiting the use of the time for setting the inversion timing of the detection signal when the time measured by the time measuring means is equal to or less than a threshold value. It is good.
また、請求項１１，１４記載の発明は、前記復調手段に入力される前記励磁信号と前記被変調波は、いずれも電源電圧を共通とする差動増幅回路の出力信号であり、前記オフセット量算出手段によって算出されるオフセット量に基づき、前記被変調波を補正する手段を備えることを特徴としてもよい。 In the invention described in claims 11 and 14, both the excitation signal and the modulated wave input to the demodulating means are output signals of a differential amplifier circuit having a common power supply voltage, and the offset amount. A means for correcting the modulated wave based on the offset amount calculated by the calculating means may be provided.
また、本発明にかかる以下の代表的な実施形態に関する概念の拡張については、代表的な実施形態の後の「その他の実施形態」の欄に記載してある。 Further, the expansion of the concept relating to the following representative embodiments according to the present invention is described in the “Other Embodiments” section after the representative embodiments.
＜第１の実施形態＞
以下、本発明にかかる位置検出装置をレゾルバのデジタルコンバータに適用した第１の実施形態について、図面を参照しつつ説明する。
<First Embodiment>
Hereinafter, a first embodiment in which a position detection apparatus according to the present invention is applied to a digital converter of a resolver will be described with reference to the drawings.
図１に示されるモータジェネレータ１０は、車載主機であり、図示しない駆動輪に機械的に連結されている。インバータＩＮＶは、モータジェネレータ１０と図示しないバッテリとの間の電力の授受を仲介する。モータジェネレータ１０の回転子１０ａには、レゾルバ２０の１次側コイル２２が機械的に連結されている。 A motor generator 10 shown in FIG. 1 is an in-vehicle main machine, and is mechanically coupled to drive wheels (not shown). Inverter INV mediates transfer of electric power between motor generator 10 and a battery (not shown). The primary side coil 22 of the resolver 20 is mechanically coupled to the rotor 10 a of the motor generator 10.
１次側コイル２２は、マイクロコンピュータ（マイコン４０）内蔵の発振器４２から出力される正弦波状の交流信号（励磁信号Ｓｃ）によって励磁される。詳しくは、励磁信号Ｓｃは、増幅回路３０に入力され、ここでその振幅値が増幅された後、１次側コイル２２に入力される。これにより、励磁信号Ｓｃによって１次側コイル２２に生じた磁束は、一対の２次側コイル２４，２６を鎖交する。ここで、２次側コイル２４，２６のそれぞれと１次側コイル２２との相互インダクタンスは、回転子１０ａの回転角度θに応じて周期的に変化するように構成されている。これにより、２次側コイル２４，２６を鎖交する磁束数は、周期的に変化する。特に、本実施形態では、２次側コイル２４，２６のそれぞれに生じる電圧の位相が互いに「π／２」だけずれるようになっている。これにより、２次側コイル２４，２６のそれぞれの出力電圧は、励磁信号Ｓｃを、変調波ｓｉｎθ、ｃｏｓθのそれぞれによって変調した被変調波となる。すなわち、励磁信号Ｓｃを「ｓｉｎωｔ」とすると、被変調波は、それぞれ「ｓｉｎθｓｉｎωｔ」と「ｃｏｓθｓｉｎωｔ」となる。 The primary coil 22 is excited by a sinusoidal AC signal (excitation signal Sc) output from an oscillator 42 built in a microcomputer (microcomputer 40). Specifically, the excitation signal Sc is input to the amplifier circuit 30, and the amplitude value is amplified here and then input to the primary coil 22. Thereby, the magnetic flux generated in the primary coil 22 by the excitation signal Sc links the pair of secondary coils 24 and 26. Here, the mutual inductance between each of the secondary side coils 24 and 26 and the primary side coil 22 is configured to periodically change according to the rotation angle θ of the rotor 10a. As a result, the number of magnetic fluxes interlinking the secondary coils 24 and 26 changes periodically. In particular, in this embodiment, the phases of the voltages generated in the secondary side coils 24 and 26 are shifted from each other by “π / 2”. As a result, the output voltages of the secondary coils 24 and 26 become modulated waves obtained by modulating the excitation signal Sc with the modulated waves sin θ and cos θ, respectively. That is, when the excitation signal Sc is “sin ωt”, the modulated waves are “sin θ sin ωt” and “cos θ sin ωt”, respectively.
上記増幅回路３０の出力は、差動増幅回路３２によって電圧変換され、入力側励磁信号ＳＣとされる。一方、２次側コイル２４の出力電圧は、差動増幅回路３４によって電圧変換され、被変調波Ｓｉｎとされる。また、２次側コイル２６の出力電圧は、差動増幅回路３６によって電圧変換され、被変調波Ｃｏｓとされる。これら入力側励磁信号ＳＣと、被変調波Ｓｉｎと被変調波Ｃｏｓとのそれぞれは、マイコン４０に入力され、マイコン４０内のセレクタ４４によって、アナログデジタル変換器４６に時分割で入力される。 The output of the amplifying circuit 30 is converted into a voltage by a differential amplifying circuit 32 and used as an input side excitation signal SC. On the other hand, the output voltage of the secondary coil 24 is converted into a modulated wave Sin by the differential amplifier circuit 34. The output voltage of the secondary side coil 26 is converted into a modulated wave Cos by the differential amplifier circuit 36. Each of the input side excitation signal SC, the modulated wave Sin, and the modulated wave Cos is input to the microcomputer 40, and is input to the analog-digital converter 46 in a time division manner by the selector 44 in the microcomputer 40.
アナログデジタル変換器４６では、入力側励磁信号ＳＣが入力されることで、これをデジタルデータに変換する（励磁信号Ｓｃをサンプリングする）。このデジタルデータがレファレンスＲＥＦである。また、被変調波Ｓｉｎが入力されることで、これをデジタルデータに変換する（被変調波Ｓｉｎをサンプリングする）。このデジタルデータが被変調波ＳＩＮである。また、被変調波Ｃｏｓが入力されることで、これをデジタルデータに変換する（被変調波Ｃｏｓをサンプリングする）。このデジタルデータが被変調波ＣＯＳである。 The analog-to-digital converter 46 receives the input-side excitation signal SC and converts it into digital data (samples the excitation signal Sc). This digital data is the reference REF. Further, when the modulated wave Sin is inputted, it is converted into digital data (the modulated wave Sin is sampled). This digital data is the modulated wave SIN. Further, when the modulated wave Cos is inputted, it is converted into digital data (the modulated wave Cos is sampled). This digital data is the modulated wave COS.
アナログデジタル変換器４６の出力信号は、中央処理装置（ＣＰＵ５０）に入力され、ここで、ソフトウェア処理される。図では、ＣＰＵ５０によって行われるソフトウェア処理のうち、特に、回転角度θの算出処理等について、ブロック図で示してある。 The output signal of the analog-digital converter 46 is input to a central processing unit (CPU 50) where it is processed by software. In the figure, among the software processes performed by the CPU 50, the calculation process of the rotation angle θ is shown in a block diagram.
すなわち、乗算器５２では、回転角度θの算出値（算出角度φ）を独立変数とする余弦関数ｃｏｓφを、被変調波ＳＩＮに乗算する。一方、乗算器５４では、算出角度φを独立変数とする正弦関数ｓｉｎφを、被変調波ＣＯＳに乗算する。誤差相関量算出部５６では、乗算器５２の出力値から乗算器５４の出力値を減算することで、誤差相関量εを算出する。 That is, the multiplier 52 multiplies the modulated wave SIN by a cosine function cos φ having the calculated value (calculated angle φ) of the rotation angle θ as an independent variable. On the other hand, the multiplier 54 multiplies the modulated wave COS by a sine function sin φ having the calculated angle φ as an independent variable. The error correlation amount calculator 56 calculates the error correlation amount ε by subtracting the output value of the multiplier 54 from the output value of the multiplier 52.
この誤差相関量εは、差動増幅回路３２，３４，３６や増幅回路３０のゲインによって定まる比例定数を無視すると、以下の式（ｃ１）によって表現される。
ε＝ｓｉｎωｔ・ｓｉｎθ・ｃｏｓφ−ｓｉｎωｔ・ｃｏｓθ・ｓｉｎφ
＝ｓｉｎωｔ・ｓｉｎ（θ―φ）…（ｃ１）
誤差相関量εは、実際の回転角度θと算出角度φとの差がゼロとなることで、ゼロとなる。また、励磁信号Ｓｃの大きさの影響を除く場合、算出角度φと実際の回転角度θとの差に応じて絶対値が変化するものであって且つ、差の絶対値が同一であれば、符号にかかわらず絶対値が同一となるものである。さらに、励磁信号Ｓｃの符号（ｓｉｎωｔの符号）の影響を除く場合、算出角度φが実際の回転角度θよりも進角側の値であるか遅角側の値であるかを示す量でもある。誤差相関量εから、励磁信号Ｓｃの符号の影響を除く除去処理は、同期検波によってなされる。
This error correlation amount ε is expressed by the following equation (c1) when the proportionality constant determined by the gains of the differential amplifier circuits 32, 34, and 36 and the amplifier circuit 30 is ignored.
ε = sinωt · sinθ · cosφ−sinωt · cosθ · sinφ
= Sinωt · sin (θ−φ) (c1)
The error correlation amount ε becomes zero when the difference between the actual rotation angle θ and the calculated angle φ becomes zero. Further, when excluding the influence of the magnitude of the excitation signal Sc, if the absolute value changes according to the difference between the calculated angle φ and the actual rotation angle θ and the absolute value of the difference is the same, The absolute value is the same regardless of the sign. Furthermore, when the influence of the sign of the excitation signal Sc (the sign of sin ωt) is excluded, it is also an amount indicating whether the calculated angle φ is an advance value or a retard value from the actual rotation angle θ. . The removal process for removing the influence of the sign of the excitation signal Sc from the error correlation amount ε is performed by synchronous detection.
すなわち、レファレンスＲＥＦは、後述する補正部５７によって補正された後、２値検波信号算出手段（検波信号生成部５８）に入力され、ここで、レファレンスＲＥＦの符号に応じて「１」または「−１」となる信号である検波信号Ｒｄに加工される。詳しくは、検波信号生成部５８では、レファレンスＲＥＦ（補正部５７の出力信号）がゼロ以上である場合に検波信号Ｒｄを「１」として且つ、ゼロ未満である場合に検波信号Ｒｄを「−１」とする。一方、同期検波部６０では、誤差相関量εに検波信号Ｒｄを乗算することで、被検波量εｃを算出する。 That is, the reference REF is corrected by a correction unit 57 described later, and then input to a binary detection signal calculation means (detection signal generation unit 58). Here, “1” or “−” is determined depending on the sign of the reference REF. 1 ”is processed into a detection signal Rd. Specifically, the detection signal generation unit 58 sets the detection signal Rd to “1” when the reference REF (output signal of the correction unit 57) is zero or more, and sets the detection signal Rd to “−1” when the reference signal REF is less than zero. " On the other hand, the synchronous detection unit 60 multiplies the error correlation amount ε by the detection signal Rd to calculate the detected wave amount εc.
被検波量εｃは、実際の回転角度θと算出角度φとの差がゼロとなることで、ゼロとなって且つ、その符号によって、算出角度φが実際の回転角度θよりも進角側の値であるか遅角側の値であるかを示す量である。 The detected wave amount εc becomes zero when the difference between the actual rotation angle θ and the calculated angle φ becomes zero, and the calculated angle φ is more advanced than the actual rotation angle θ by the sign thereof. It is an amount indicating whether the value is a value or a retarded value.
被検波量εｃは、角度算出部６２に入力される。角度算出部６２は、ローパスフィルタや積分要素を備えて構成される。本実施形態では、特に、２重積分要素と位相補償フィルタ「（ｂｓ＋１）／（ａｓ＋１）」とを備えるものを例示した。ここで、２重積分要素を用いたのは、回転角度θが一定速度で変化する場合に算出角度φに定常偏差をゼロとすることを狙ったものである。 The detected wave amount εc is input to the angle calculation unit 62. The angle calculation unit 62 includes a low-pass filter and an integration element. In the present embodiment, particularly, a double integration element and a phase compensation filter “(bs + 1) / (as + 1)” are illustrated. Here, the double integration element is used in order to make the steady deviation zero in the calculated angle φ when the rotation angle θ changes at a constant speed.
上記算出角度φは、上記乗算器５２，５４に加えて、操作量算出処理部６４に入力される。操作量算出処理部６４では、モータジェネレータ１０を流れる電流を検出する図示しない電流センサの検出値や、算出角度φ等に基づき、インバータＩＮＶの操作信号を生成してインバータＩＮＶに出力する。これにより、モータジェネレータ１０の制御量（例えば出力トルク）がその指令値（例えば指令トルク）に制御される。 The calculation angle φ is input to the operation amount calculation processing unit 64 in addition to the multipliers 52 and 54. The operation amount calculation processing unit 64 generates an operation signal for the inverter INV based on a detection value of a current sensor (not shown) that detects a current flowing through the motor generator 10, a calculation angle φ, and the like, and outputs the operation signal to the inverter INV. Thereby, the control amount (for example, output torque) of motor generator 10 is controlled to the command value (for example, command torque).
ところで、上記マイコン４０（おもにＣＰＵ５０）によって算出角度φの算出処理手段を構成すると、その動作速度を特に高速のものとしない場合には、次に示す不都合が生じることが発明者らによって見出された。 By the way, when the calculation processing means for the calculation angle φ is constituted by the microcomputer 40 (mainly the CPU 50), the inventors have found that the following inconvenience occurs when the operation speed is not particularly high. It was.
まず第１に、検波信号Ｒｄの符号が、被変調波ＳＩＮ，ＣＯＳに含まれる励磁信号Ｓｃの符号と相違する検波エラーである。これは、アナログデジタル変換器４６によって、入力側励磁信号ＳＣや被変調波Ｓｉｎ，Ｃｏｓを時分割でサンプリングするために、レファレンスＲＥＦと被変調波ＳＩＮ，ＣＯＳとのサンプリングタイミングにずれが生じることがその要因となるものである。 First, a detection error in which the sign of the detection signal Rd is different from the sign of the excitation signal Sc included in the modulated waves SIN and COS. This is because the analog-to-digital converter 46 samples the input-side excitation signal SC and the modulated waves Sin and Cos in a time-sharing manner, so that the sampling timing of the reference REF and the modulated waves SIN and COS may be shifted. That is the factor.
第２に、ノイズに対する耐性が非常に低いことである。これは、励磁信号Ｓｃの１周期におけるレファレンスＲＥＦのサンプリング回数のうち、レファレンスＲＥＦが正となるものと負となるものとが相違する不均衡に起因して生じる。すなわち、上記被検波量εｃは、差動増幅回路３２，３４，３６のゲイン等によって定まる比例定数Ｋ（＞０）を用いることで、「Ｋ・｜ｓｉｎωｔ｜・ｓｉｎ（θ−φ）」となるものである。このため、ノイズが混入しない限り、レファレンスＲＥＦが正となるもののサンプリング回数と負となるもののサンプリング回数との不均衡は算出角度φの算出になんら影響しない。しかし、たとえば差動増幅回路３６にノイズが混入する場合、このノイズをオフセット量Ｎｏｆと表現すると、被検波量εｃは、以下の式（ｃ２）となる。 Second, it has a very low resistance to noise. This is caused by an imbalance in which the reference REF is positive and negative among the number of samplings of the reference REF in one cycle of the excitation signal Sc. That is, the detected wave quantity εc is expressed as “K · | sinωt | · sin (θ−φ)” by using a proportional constant K (> 0) determined by the gain of the differential amplifier circuits 32, 34, and 36. It will be. For this reason, as long as noise is not mixed, the imbalance between the number of samplings for which the reference REF is positive and the number of samplings for the negative REF does not affect the calculation of the calculation angle φ. However, for example, when noise is mixed in the differential amplifier circuit 36, when this noise is expressed as an offset amount Nof, the detected wave amount εc is expressed by the following equation (c2).
εｃ＝
Ｋ・｜ｓｉｎωｔ｜・ｓｉｎ（θ−φ）−ｓｉｎφ・Ｎｏｆ・Ｒｄ／｜Ｒｄ｜
…（ｃ２）
上記の式（ｃ２）の右辺第２項は、検波信号Ｒｄに応じた符号を有する量となる。このため、ノイズの重畳期間において検波信号Ｒｄの符号が正のものと負のものとの数が等しいなら、上記右辺第２項の平均値は、ゼロとなる。しかし、正となるものと負となるものとの数に差が生じる場合には、右辺第２項の平均値がゼロとならないため、算出角度φの算出精度に影響しやすい。特に、本実施形態のように、角度算出部６２を２重積分要素を備えて構成する場合にあっては、上記正となるものと負となるものとの数に差が生じることで、その影響が増幅される。
εc =
K · | sinωt | · sin (θ−φ) −sinφ · Nof · Rd / | Rd |
... (c2)
The second term on the right side of the above formula (c2) is an amount having a sign corresponding to the detection signal Rd. For this reason, if the number of positive and negative signs of the detection signal Rd is equal during the noise superposition period, the average value of the second term on the right side is zero. However, when there is a difference in the number of positive and negative ones, the average value of the second term on the right side does not become zero, which tends to affect the calculation accuracy of the calculation angle φ. In particular, in the case where the angle calculation unit 62 is configured with a double integral element as in the present embodiment, a difference occurs in the number of positive and negative ones. The effect is amplified.
ここでたとえば、算出角度φの算出周期（レファレンスＲＥＦ等のサンプリング周期）を固定する場合、検波信号Ｒｄのうち正となるものの数が負となるものの数よりも多くなる現象が生じると、しばらくして負となるものの数が正となるものの数よりも多くなる現象が生じる。このため、より長いタイムスケールにおいては正となるものの数と負となるものの数との間に不均衡が生じていないこととなる。このことは、不均衡を定義する上で算出角度φの算出精度に寄与するタイムスケールが存在することを意味する。ちなみに、このタイムスケールにおけるノイズを除去するように上記位相補償フィルタのローパスフィルタ成分の時定数を設定することも可能ではある。しかしこの場合には、応答性の低下が大きくなる。このため、特に車載用途のように、高い応答性が求められるものにあっては、その要求を満足する設計が極めて困難である。 Here, for example, when the calculation cycle of the calculation angle φ (sampling cycle of the reference REF, etc.) is fixed, if a phenomenon occurs in which the number of positive detection signals Rd is larger than the number of negative detection signals Rd, it takes a while. As a result, a phenomenon occurs in which the number of negative ones is larger than the number of positive ones. For this reason, in a longer time scale, there is no imbalance between the number of positive ones and the number of negative ones. This means that there is a time scale that contributes to the calculation accuracy of the calculation angle φ in defining the imbalance. Incidentally, it is also possible to set the time constant of the low-pass filter component of the phase compensation filter so as to remove noise on this time scale. However, in this case, the responsiveness decreases greatly. For this reason, especially in the case where high responsiveness is required, such as in-vehicle applications, it is extremely difficult to design to satisfy the requirement.
ここで、不均衡に起因してノイズに対する耐性が低下する現象は、算出角度φの算出周期（励磁信号Ｓｃ等のサンプリング周期）が長くなることで顕著となる。換言すれば、算出周期等が十分に短ければ、上記の式（ｃ２）の右辺第２項の影響が算出角度φに目だった影響を及ぼさない。すなわち、たとえば、励磁信号Ｓｃの周期が「１００μｓ」であり、算出周期が「６μｓ」である場合、励磁信号Ｓｃの半周期におけるサンプリング回数は、８回または９回となる。これに対し、励磁信号Ｓｃの周期が「１００μｓ」であり、算出周期が「０．６μｓ」である場合、励磁信号Ｓｃの半周期におけるサンプリング回数は、８３回または８４回となる。いずれの場合であっても、レファレンスＲＥＦが正となるものの数と負となるもの数との間に生じうる差自体は、「１」である。しかし、この１回が算出角度φの算出に寄与する度合いは大きく相違するものとなる。 Here, the phenomenon that the tolerance to noise due to imbalance decreases is prominent when the calculation period of the calculation angle φ (sampling period of the excitation signal Sc or the like) becomes longer. In other words, if the calculation cycle or the like is sufficiently short, the influence of the second term on the right side of the above formula (c2) does not have a noticeable influence on the calculation angle φ. That is, for example, when the cycle of the excitation signal Sc is “100 μs” and the calculation cycle is “6 μs”, the number of samplings in the half cycle of the excitation signal Sc is 8 or 9. On the other hand, when the cycle of the excitation signal Sc is “100 μs” and the calculation cycle is “0.6 μs”, the number of samplings in the half cycle of the excitation signal Sc is 83 times or 84 times. In any case, the difference itself that can occur between the number of positive reference REF and the negative number is “1”. However, the degree to which this one time contributes to the calculation of the calculation angle φ is greatly different.
実際、上記不均衡現象自体は、従来のレゾルバデジタルエンコーダによっても生じていたものと考えられる。この不均衡によってノイズに対する耐性が低下するという課題は、本実施形態のように算出角度φの算出処理をソフトウェア処理とするなどすることで、上記算出周期を低周波（たとえば、２００ｋＨｚ以下）とすることで顕在化したものである。 In fact, it is considered that the above-mentioned imbalance phenomenon itself was also caused by a conventional resolver digital encoder. The problem that the tolerance to noise is reduced due to this imbalance is that the calculation cycle is set to a low frequency (for example, 200 kHz or less) by making the calculation processing of the calculation angle φ software processing as in this embodiment. This is what became apparent.
こうした課題を解決すべく、本実施形態では、入力側励磁信号ＳＣのサンプリングタイミングを図２に示すものとする。図示されるように、ここでは、サンプリングの周期Ｔｓを、基準サンプリング周期Ｔｓｒｅｆに固定しつつ、その位相（サンプリングタイミングにおける励磁信号Ｓｃの位相）の設定等によって、次の条件を満たすようにする。 In order to solve such a problem, in this embodiment, the sampling timing of the input side excitation signal SC is shown in FIG. As shown in the drawing, here, the sampling period Ts is fixed to the reference sampling period Tsref, and the following condition is satisfied by setting the phase (phase of the excitation signal Sc at the sampling timing) or the like.
条件１．入力側励磁信号ＳＣが正である期間と負である期間とでサンプリング回数が同一となる旨の条件。すなわち、正である期間におけるサンプリング（位相ＰＨ１〜ＰＨ５におけるサンプリング）の回数と、負である期間におけるサンプリング（位相ＰＨ６〜ＰＨ１０におけるサンプリング）の回数とを、同一とする。 Condition 1. A condition that the number of samplings is the same in the period in which the input side excitation signal SC is positive and in the negative period. That is, the number of samplings (sampling in phases PH1 to PH5) in the positive period is the same as the number of samplings (sampling in phases PH6 to PH10) in the negative period.
条件２．サンプリングされる入力側励磁信号ＳＣの絶対値が規定値ΔＳ以下とならない旨の条件。これは、検波エラーを回避するための条件である。規定値ΔＳは、アナログデジタル変換器４６による入力側励磁信号ＳＣのサンプリングタイミングと、被変調波Ｓｉｎ，Ｃｏｓのサンプリングタイミングとの時間差における入力側励磁信号ＳＣの変化量よりも大きい値に設定されている。これは、基準サンプリング周期Ｔｓｒｅｆやサンプリング位相の設定によって、励磁信号Ｓｃの一周期毎にサンプリングタイミングにおける励磁信号Ｓｃの位相が等しくなる設定とすることで実現することができる。すなわち、この条件を満たさない場合には、時間の経過とともにサンプリング位相（サンプリングタイミングにおける励磁信号Ｓｃの位相）が変化し、条件２を満たさなくなるおそれがある。 Condition 2. A condition that the absolute value of the sampled input-side excitation signal SC does not fall below the specified value ΔS. This is a condition for avoiding a detection error. The specified value ΔS is set to a value larger than the amount of change of the input side excitation signal SC in the time difference between the sampling timing of the input side excitation signal SC by the analog-digital converter 46 and the sampling timing of the modulated waves Sin and Cos. Yes. This can be realized by setting the excitation signal Sc to have the same phase at the sampling timing for each period of the excitation signal Sc by setting the reference sampling period Tsref and the sampling phase. That is, when this condition is not satisfied, the sampling phase (the phase of the excitation signal Sc at the sampling timing) changes with time, and the condition 2 may not be satisfied.
なお、この条件２を満たす設定によって、上記不均衡を回避することや、不均衡以外の要因によるノイズに対する耐性を高めることもできる。すなわち、励磁信号Ｓｃがゼロの場合には上記検波信号Ｒｄが「１」となるため、入力側励磁信号ＳＣがゼロとなるときにサンプリングすることで不均衡が生じやすくなる。これに対し、上記条件２を満たす設定によれば、入力側励磁信号ＳＣがゼロとなるときにこれをサンプリングすることが禁止される。また、ノイズによってレファレンスＲＥＦの符号が励磁信号Ｓｃのものと逆となることも考えられるが、こうした事態は、入力側励磁信号ＳＣの値が大きいほど生じにくくなる。このため、上記条件２を満たす設定によれば、ノイズに対する耐性が向上する。 In addition, the setting which satisfy | fills this condition 2 can avoid the said imbalance, and can also improve the tolerance with respect to the noise by factors other than imbalance. That is, when the excitation signal Sc is zero, the detection signal Rd is “1”, so that when the input side excitation signal SC is zero, sampling is likely to cause an imbalance. On the other hand, according to the setting satisfying the condition 2, it is prohibited to sample the input side excitation signal SC when it becomes zero. Further, it is conceivable that the sign of the reference REF is reversed from that of the excitation signal Sc due to noise, but such a situation is less likely to occur as the value of the input-side excitation signal SC is larger. For this reason, according to the setting satisfying the above condition 2, resistance to noise is improved.
さらに、本実施形態では、入力側励磁信号ＳＣの最新のサンプリング値（レファレンスＲＥＦ）を、過去のサンプリング値に基づき補正する処理を行なう。これは、ノイズに対する耐性をいっそう向上させることを狙ったものである。すなわちたとえば、入力側励磁信号ＳＣにノイズが重畳する場合、その符号が反転し、ひいては先の図２に示した設定に反して、不均衡が生じるおそれがある。またたとえば、入力側励磁信号ＳＣの変動中心がゼロからずれるオフセットが生じる場合、先の図２に示した設定の狙いとする効果が得られず、検波エラーが生じるおそれがある。 Further, in the present embodiment, the latest sampling value (reference REF) of the input side excitation signal SC is corrected based on the past sampling value. This is intended to further improve resistance to noise. That is, for example, when noise is superimposed on the input-side excitation signal SC, the sign is inverted, and thus there is a possibility that an imbalance may occur contrary to the setting shown in FIG. Further, for example, when an offset in which the fluctuation center of the input-side excitation signal SC deviates from zero occurs, the effect of setting as shown in FIG. 2 cannot be obtained, and a detection error may occur.
図３に、上記補正処理の手順を示す。この処理は、先の図１に示した補正部５７によって行われる。 FIG. 3 shows the procedure of the correction process. This process is performed by the correction unit 57 shown in FIG.
この一連の処理では、まずステップＳ１０において、入力側励磁信号ＳＣをサンプリングする。続くステップＳ１２においては、今回のサンプリングタイミングが、先の図２に示したいずれの位相ＰＨｉに対応するかを判定する。そして、ステップＳ１４においては、位相ＰＨｉに対応する平均レファレンスＲｉ（ｎ）を、前回の平均レファレンスＲｉ（ｎ−１）と、今回のレファレンスｒｉ（ｎ）との指数移動平均処理値とする。ここで、前回の平均レファレンスＲｉ（ｎ−１）の重み係数ｗ１と、今回のレファレンスｒｉ（ｎ）の重み係数ｗ２との間には、「ｗ１＞ｗ２」の関係を持たせることが望ましい。なお、この処理は、本実施形態において、平均処理手段を構成する。 In this series of processing, first, in step S10, the input side excitation signal SC is sampled. In subsequent step S12, it is determined which phase PHi shown in FIG. 2 corresponds to the current sampling timing. In step S14, the average reference Ri (n) corresponding to the phase PHi is set as the exponential moving average processing value of the previous average reference Ri (n-1) and the current reference ri (n). Here, it is desirable to have a relationship of “w1> w2” between the weighting factor w1 of the previous average reference Ri (n−1) and the weighting factor w2 of the current reference ri (n). In addition, this process comprises an average process means in this embodiment.
続くステップＳ１６においては、前回算出された平均オフセット量Ｏ（ｎ−１）によって、平均レファレンスＲｉ（ｎ）を補正したものを最終的なレファレンスＲＥＦ（補正部５７の出力信号）とする。この処理は、本実施形態において、オフセット補正手段を構成する。 In the subsequent step S16, the final reference REF (output signal of the correction unit 57) is obtained by correcting the average reference Ri (n) by the previously calculated average offset amount O (n-1). This process constitutes an offset correction unit in the present embodiment.
こうした処理は、現在の位相ＰＨｉが位相ＰＨ１０となるまで行われる（ステップＳ１８）。そして、ステップＳ１８において肯定判断される場合、ステップＳ２０において、平均オフセット量Ｏ（ｎ）を算出する。 Such processing is performed until the current phase PHi reaches the phase PH10 (step S18). If an affirmative determination is made in step S18, an average offset amount O (n) is calculated in step S20.
ここでは、まず、瞬時オフセット量ｏｆｆｓｅｔ（ｎ）を、この一周期におけるレファレンスｒ１（ｎ）〜ｒ１０（ｎ）の単純移動平均処理値とする。ここで、位相ＰＨｉは、励磁信号Ｓｃの周期を１０等分に等分割したものであるため、任意の位相ＰＨｉに対し、πだけずれた位相が存在する。このため、それらπだけ位相のずれた組の加算値は、オフセット誤差がない場合には、ゼロとなるはずである。これに対し、オフセット誤差がある場合には、上記加算値がそのオフセット誤差の値をとることとなる。このため、上記単純移動平均処理値によって、オフセット量を算出することができる。なお、先の図２に示したサンプリングタイミングの設定は、本実施形態において、オフセット用サンプリング手段を構成する。 Here, first, the instantaneous offset amount offset (n) is set as a simple moving average processing value of the references r1 (n) to r10 (n) in this one cycle. Here, since the phase PHi is obtained by equally dividing the period of the excitation signal Sc into 10 equal parts, there is a phase shifted by π with respect to an arbitrary phase PHi. For this reason, the added value of the set whose phase is shifted by π should be zero when there is no offset error. On the other hand, when there is an offset error, the added value takes the value of the offset error. For this reason, the offset amount can be calculated from the simple moving average processing value. The setting of the sampling timing shown in FIG. 2 constitutes an offset sampling means in this embodiment.
次に、今回の平均オフセット量Ｏ（ｎ）を、前回の平均オフセット量Ｏ（ｎ−１）と、瞬時オフセット量ｏｆｆｓｅｔ（ｎ）との指数移動平均処理値とする。ここで、前回の平均オフセット量Ｏ（ｎ−１）の重み係数ｗｏ１と、今回の瞬時オフセット量ｏｆｆｓｅｔ（ｎ）の重み係数ｗｏ２との間には、「ｗｏ１＞ｗｏ２」の関係を持たせることが望ましい。この処理は、本実施形態において、オフセット量算出手段を構成する。 Next, the current average offset amount O (n) is set as an exponential moving average processing value of the previous average offset amount O (n−1) and the instantaneous offset amount offset (n). Here, a relationship of “wo1> wo2” is set between the weighting factor wo1 of the previous average offset amount O (n−1) and the weighting factor wo2 of the current instantaneous offset amount offset (n). Is desirable. This process constitutes an offset amount calculating means in the present embodiment.
そして、ステップＳ２０の処理が完了する場合、ステップＳ２２において、変数ｎをデクリメントし、この一連の処理を一旦終了する。ちなみに、ステップＳ２２における変数ｎのデクリメント処理は、上記ステップＳ１４，Ｓ１６，Ｓ２０の処理における前回の値を「ｎ−１」と表現するための処理を簡易に表現したものに過ぎず、これを実現するための実際の処理がデクリメントである必要はない。 When the process of step S20 is completed, the variable n is decremented in step S22, and this series of processes is temporarily terminated. Incidentally, the decrement process of the variable n in step S22 is merely a simple expression of the process for expressing the previous value in the processes of steps S14, S16, S20 as “n−1”, and this is realized. The actual process for doing this need not be a decrement.
こうした処理を行なうことで、図４（ａ）に示すように、検波信号Ｒｄのノイズに対する耐性を高めることができる。これに対し、図４（ｂ）には、補正部５７を備えない場合を示している。この場合、入力側励磁信号ＳＣにノイズが重畳することで、検波信号Ｒｄの符号が反転する。この相違は、先の図３のステップＳ１４の処理にある。すなわち、この処理によれば、検波信号生成部５８の入力信号となるレファレンスＲＥＦが、過去の同位相のレファレンスＲＥＦに応じて定まるため、突発的なノイズに対する耐性が向上する。
＜第２の実施形態＞
以下、第２の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
By performing such processing, as shown in FIG. 4A, it is possible to increase the resistance of the detection signal Rd to noise. On the other hand, FIG. 4B shows a case where the correction unit 57 is not provided. In this case, the sign of the detection signal Rd is inverted when noise is superimposed on the input side excitation signal SC. This difference is in the process of step S14 of FIG. That is, according to this processing, the reference REF that is an input signal of the detection signal generation unit 58 is determined according to the reference REF having the same phase in the past, and thus resistance to sudden noise is improved.
<Second Embodiment>
Hereinafter, the second embodiment will be described with reference to the drawings with a focus on differences from the first embodiment.
本実施形態では、励磁信号Ｓｃの不定期な変動に対処する制御を行なう。すなわち、たとえば図５に例示する位相ずれが生じる場合、今回のレファレンスＲＥＦに対する平均レファレンスＲｉ（ｎ−１）の寄与度を大きくすることで、かえって不均衡や検波エラー等が生じやすくなるおそれがある。 In the present embodiment, control for dealing with irregular fluctuations in the excitation signal Sc is performed. That is, for example, when the phase shift illustrated in FIG. 5 occurs, an increase in the contribution of the average reference Ri (n−1) to the current reference REF may cause an imbalance or a detection error. .
図６に、本実施形態にかかる補正処理の手順を示す。この処理は、補正部６７によって、たとえば所定周期でくり返し実行される。なお、図６に示す処理において、先の図３に示した処理に対応するものについては、便宜上同一のステップ番号を付している。 FIG. 6 shows a procedure of correction processing according to the present embodiment. This process is repeatedly executed by the correction unit 67, for example, at a predetermined cycle. In the process shown in FIG. 6, the same step number is attached for convenience to the process corresponding to the process shown in FIG. 3.
この一連の処理では、ステップＳ１４の処理が完了する場合、ステップＳ３０において、今回の平均レファレンスＲ（ｎ）と暫定レファレンスＲｉ０（ｎ）との差の絶対値が規定値ΔＲ以上であるか否かを判断する。ここで、暫定レファレンスＲｉ０（ｎ）は、前回の瞬時レファレンスＲｉ０（ｎ−１）と、今回のレファレンスｒｉ（ｎ）との指数移動平均処理値とする。ただし、前回の瞬時レファレンスＲｉ０（ｎ−１）の重み係数ｗ１０に対する今回のレファレンスｒｉ（ｎ）の重み係数ｗ２０の比Ｗ２０／ｗ１０は、平均レファレンスＲｉ（ｎ）のものよりも大きくなっている。これは、平均レファレンスＲｉ（ｎ）よりも暫定レファレンスＲｉ０（ｎ）の方が過去のレファレンスＲＥＦの寄与度を小さくするための設定である。 In this series of processes, when the process of step S14 is completed, in step S30, whether or not the absolute value of the difference between the current average reference R (n) and the temporary reference Ri0 (n) is greater than or equal to the specified value ΔR. Judging. Here, the provisional reference Ri0 (n) is an exponential moving average processing value of the previous instantaneous reference Ri0 (n-1) and the current reference ri (n). However, the ratio W20 / w10 of the weighting factor w20 of the current reference ri (n) to the weighting factor w10 of the previous instantaneous reference Ri0 (n-1) is larger than that of the average reference Ri (n). This is a setting for making the contribution of the past reference REF smaller in the provisional reference Ri0 (n) than in the average reference Ri (n).
ステップＳ３０の処理は、励磁信号Ｓｃに不定期の変動が生じたか否かを判断するためのものである。これは、不定期の変動が生じない場合には、上記絶対値は略ゼロとなると考えられることに基づくものである。なお、この処理は、本実施形態において、判断手段を構成する。 The process of step S30 is for determining whether or not irregular fluctuations have occurred in the excitation signal Sc. This is based on the fact that when the irregular fluctuation does not occur, the absolute value is considered to be substantially zero. This process constitutes a determination unit in this embodiment.
ステップＳ３０において肯定判断される場合には、ステップＳ３２において、今回の平均レファレンスＲｉ（ｎ）を暫定レファレンスＲｉ０（ｎ）とする。すなわち、検波信号生成部５８の入力信号として、平均レファレンスＲｉ（ｎ）が採用されることを回避する。この処理は、本実施形態において、回避手段を構成する。 If an affirmative determination is made in step S30, the current average reference Ri (n) is set as a temporary reference Ri0 (n) in step S32. That is, it is avoided that the average reference Ri (n) is adopted as the input signal of the detection signal generation unit 58. This process constitutes an avoidance unit in the present embodiment.
また、ステップＳ２０の処理が完了する場合、ステップＳ３４において、今回の平均オフセット量Ｏ（ｎ）と暫定オフセット量Ｏ０（ｎ）との差の絶対値が規定値ΔＯ以上であるか否かを判断する。ここで、暫定オフセット量Ｏ０（ｎ）は、瞬時オフセット量ｏｆｆｓｅｔの平均値である。ただし、ここでは、瞬時オフセット量ｏｆｆｓｅｔの平均化処理を行なう期間（サンプリング数ｌ）の設定によって、平均オフセット量Ｏ（ｎ）よりも暫定オフセット量Ｏ０（ｎ）の方が過去のレファレンスＲＥＦの寄与度を小さくする。 When the process of step S20 is completed, in step S34, it is determined whether or not the absolute value of the difference between the current average offset amount O (n) and the temporary offset amount O0 (n) is greater than or equal to the specified value ΔO. To do. Here, the provisional offset amount O0 (n) is an average value of the instantaneous offset amount offset. However, here, the provisional offset amount O0 (n) contributes to the past reference REF more than the average offset amount O (n), depending on the setting of the period (sampling number 1) for averaging the instantaneous offset amount offset. Decrease the degree.
ステップＳ３４の処理も、励磁信号Ｓｃに不定期の変動が生じたか否かを判断するためのものである。これは、不定期の変動が生じない場合には、上記絶対値は略ゼロとなると考えられることに基づくものである。 The processing in step S34 is also for determining whether or not irregular fluctuations have occurred in the excitation signal Sc. This is based on the fact that when the irregular fluctuation does not occur, the absolute value is considered to be substantially zero.
ステップＳ３４において肯定判断される場合には、ステップＳ３６において、今回の平均オフセット量Ｏ（ｎ）を暫定オフセット量Ｏ０（ｎ）とする。すなわち、検波信号生成部５８の入力信号として、平均オフセット量Ｏ（ｎ）が採用されることを回避する。
＜第３の実施形態＞
以下、第３の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
If an affirmative determination is made in step S34, the current average offset amount O (n) is set as the provisional offset amount O0 (n) in step S36. That is, it is avoided that the average offset amount O (n) is adopted as the input signal of the detection signal generation unit 58.
<Third Embodiment>
Hereinafter, the third embodiment will be described with reference to the drawings with a focus on differences from the first embodiment.
図７に、本実施形態にかかるシステム構成を示す。なお、図７において、先の図１に示した部材に対応するものについては、便宜上同一の符号を付している。 FIG. 7 shows a system configuration according to the present embodiment. In FIG. 7, components corresponding to those shown in FIG. 1 are given the same reference numerals for convenience.
図示されるように、本実施形態では、同期検波部６０において、誤差相関量εに、レファレンスＲＥＦ（補正部５７の出力信号）を乗算することで、被検波量εｃを算出する。この場合、レファレンスＲＥＦの振幅が変動することで、角度算出部６２のゲインが変動した場合と等価な現象が生じうる。そこで本実施形態では、レファレンスＲＥＦの振幅を補正する処理をも行なう。 As illustrated, in the present embodiment, the synchronous detection unit 60 calculates the detected wave amount εc by multiplying the error correlation amount ε by the reference REF (the output signal of the correction unit 57). In this case, a phenomenon equivalent to the case where the gain of the angle calculation unit 62 fluctuates can occur due to the fluctuation of the amplitude of the reference REF. Therefore, in the present embodiment, processing for correcting the amplitude of the reference REF is also performed.
図８に、本実施形態にかかる補正処理の手順を示す。この処理は、補正部６７によって、たとえば所定周期でくり返し実行される。なお、図８に示す処理において、先の図３に示した処理に対応するものについては、便宜上同一のステップ番号を付している。 FIG. 8 shows a procedure of correction processing according to the present embodiment. This process is repeatedly executed by the correction unit 67, for example, at a predetermined cycle. In the processing shown in FIG. 8, the same step numbers are assigned for convenience to those corresponding to the processing shown in FIG.
この一連の処理では、ステップＳ１４の処理が完了すると、ステップＳ１６ａに移行する。ステップＳ１６ａにおいては、平均レファレンスＲｉ（ｎ）から平均オフセット量Ｏ（ｎ−１）を減算した値に、後述する処理によって算出される平均振幅Ａｍｐ（ｎ−１）で基準振幅Ａｒｅｆを除算した値を乗算することで、レファレンスＲＥＦを算出する。ここで、基準振幅Ａｒｅｆは、先の図２に示した設定をするに際して想定した基準となるレファレンスＲＥＦの振幅である。ちなみに、ステップＳ１６ａの処理は、本実施形態において、振幅補正手段を構成する。 In this series of processes, when the process of step S14 is completed, the process proceeds to step S16a. In step S16a, the value obtained by dividing the reference amplitude Aref by the average amplitude Amp (n-1) calculated by the processing described later to the value obtained by subtracting the average offset amount O (n-1) from the average reference Ri (n). To calculate the reference REF. Here, the reference amplitude Aref is the amplitude of the reference REF, which is a reference assumed when performing the setting shown in FIG. Incidentally, the process of step S16a constitutes an amplitude correction means in this embodiment.
一方、ステップＳ１８において肯定判断される場合、ステップＳ２０ａにおいて、平均オフセット量Ｏ（ｎ）の算出処理に加えて、平均振幅Ａｍｐ（ｎ）の算出処理を行なう。ここで、平均振幅Ａｍｐ（ｎ）の算出に際しては、まず、先の図２に示した位相ＰＨ３，ＰＨ８に対応するレファレンスｒ３（ｎ），ｒ８（ｎ）を用いて、瞬時振幅ａｍｐ（ｎ）を、「｛ｒ３（ｎ）−ｒ８（ｎ）｝／２」と算出する。次に、今回の平均振幅Ａｍｐ（ｎ）を、前回の平均振幅Ａｍｐ（ｎ−１）と、今回の瞬時振幅ａｍｐ（ｎ）との指数移動平均処理値とする。ここで、前回の平均振幅Ａｍｐ（ｎ−１）の重み係数ｗａ１と、今回の瞬時振幅ａｍｐ（ｎ）の重み係数ｗａ２との間には、「ｗａ１＞ｗａ２」の関係を持たせることが望ましい。
＜第４の実施形態＞
以下、第４の実施形態について、先の第３の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
On the other hand, when an affirmative determination is made in step S18, in step S20a, in addition to the process of calculating the average offset amount O (n), the process of calculating the average amplitude Amp (n) is performed. Here, when calculating the average amplitude Amp (n), first, the instantaneous amplitude amp (n) is used by using the references r3 (n) and r8 (n) corresponding to the phases PH3 and PH8 shown in FIG. Is calculated as “{r3 (n) −r8 (n)} / 2”. Next, the current average amplitude Amp (n) is set as an exponential moving average processing value between the previous average amplitude Amp (n−1) and the current instantaneous amplitude amp (n). Here, it is desirable to have a relationship of “wa1> wa2” between the weighting coefficient wa1 of the previous average amplitude Amp (n−1) and the weighting coefficient wa2 of the current instantaneous amplitude amp (n). .
<Fourth Embodiment>
Hereinafter, the fourth embodiment will be described with reference to the drawings with a focus on differences from the third embodiment.
図９に、本実施形態にかかる補正処理の手順を示す。この処理は、補正部６７によって、たとえば所定周期でくり返し実行される。なお、図９に示す処理において、先の図３に示した処理に対応するものについては、便宜上同一のステップ番号を付している。 FIG. 9 shows a correction processing procedure according to the present embodiment. This process is repeatedly executed by the correction unit 67, for example, at a predetermined cycle. In the process shown in FIG. 9, the same step numbers are assigned for convenience as to the processes corresponding to the process shown in FIG. 3.
この一連の処理では、ステップＳ１２の処理が完了する場合、ステップＳ３８に移行する。ステップＳ３８では、今回のレファレンスＲＥＦについて、振幅およびオフセット補正を行なう。詳しくは、先の図２に示した位相設定を行なうに際して想定した振幅（基準振幅Ａｒｅｆ）を後述する処理によって算出された振幅Ａによって除算した値と、レファレンスＲＥＦからオフセット量Ｏを減算した値とを乗算することで行なう。 In this series of processes, when the process of step S12 is completed, the process proceeds to step S38. In step S38, amplitude and offset correction is performed for the current reference REF. Specifically, the value obtained by dividing the amplitude (reference amplitude Aref) assumed when performing the phase setting shown in FIG. 2 by the amplitude A calculated by the processing described later, and the value obtained by subtracting the offset amount O from the reference REF This is done by multiplying
続くステップＳ４０においては、レファレンスＲＥＦのサン数をカウントする変数ｊをインクリメントする。そして、ステップＳ４２においては、変数ｊが閾値ｊｔｈ以上であるか否かを判断する。この処理は、入力側励磁信号ＳＣを回帰分析にて求めることができるのに十分なサンプリング数が確保できたか否かを判断するためのものである。そして、閾値以上であると判断される場合、ステップＳ４６において、閾値ｊｔｈ個の入力側励磁信号ＳＣのサンプリング値（レファレンスＲＥＦ）に基づき、回帰分析によって、励磁信号ＳＣを推定する。ここでは、入力側励磁信号ＳＣを、「Ａ・ｓｉｎ（ω０＋δ）＋Ｏ」として、振幅Ａ，オフセット量Ｏ、角速度ω０、および位相δを求める。 In the subsequent step S40, the variable j for counting the number of suns of the reference REF is incremented. In step S42, it is determined whether or not the variable j is greater than or equal to the threshold value jth. This process is for determining whether or not a sufficient number of samplings can be secured to obtain the input-side excitation signal SC by regression analysis. If it is determined that the threshold value is equal to or greater than the threshold value, in step S46, the excitation signal SC is estimated by regression analysis based on the sampling values (reference REF) of the threshold value jth input side excitation signals SC. Here, the amplitude A, the offset amount O, the angular velocity ω0, and the phase δ are obtained by setting the input side excitation signal SC as “A · sin (ω0 + δ) + O”.
続くステップＳ４８においては、変数ｊを初期化するとともに、サンプリングタイミングを更新する。すなわち、角速度ω０が想定されていたものからずれていた場合や、位相δが想定されていたものからずれていた場合、入力側励磁信号ＳＣのサンプリングタイミングにおける位相が、先の図２に示した位相からずれるおそれがある。このため、角速度ω０や位相δに基づき、サンプリングタイミングを更新する。
＜第５の実施形態＞
以下、第５の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
In the subsequent step S48, the variable j is initialized and the sampling timing is updated. That is, when the angular velocity ω0 deviates from what was assumed, or when the phase δ deviates from what was assumed, the phase at the sampling timing of the input side excitation signal SC is shown in FIG. There is a risk of being out of phase. Therefore, the sampling timing is updated based on the angular velocity ω0 and the phase δ.
<Fifth Embodiment>
Hereinafter, a fifth embodiment will be described with reference to the drawings, focusing on differences from the first embodiment.
図１０に、本実施形態にかかるシステム構成を示す。なお、図１０において、先の図１に示した部材に対応するものについては、便宜上同一の符号を付している。 FIG. 10 shows a system configuration according to the present embodiment. In FIG. 10, components corresponding to those shown in FIG. 1 are given the same reference numerals for convenience.
図示されるように、本実施形態では、差動増幅回路３２の出力電圧が、２値化信号算出手段（２値化回路７０）に入力され、２値化された２値化信号ＲＳに波形整形される。２値化信号ＲＳは、マイコン４０内のタイマ７２に入力され、ここで、その立ち上がり時間Ｔｈ（２値のうち励磁信号Ｓｃの正に対応する値の継続時間）が算出される。 As shown in the figure, in the present embodiment, the output voltage of the differential amplifier circuit 32 is input to the binarized signal calculation means (binarization circuit 70), and the waveform of the binarized binarized signal RS is obtained. It is shaped. The binarized signal RS is input to the timer 72 in the microcomputer 40, where the rise time Th (the duration of the value corresponding to the positive value of the excitation signal Sc out of the two values) is calculated.
そして、立ち上がり時間Ｔｈは、２値化信号ＲＳとともに、ＣＰＵ５０の検波信号生成部７４の入力となり、ここで、検波信号Ｒｄが生成される。検波信号生成部７４では、図１１に示すように、２値化信号ＲＳの立ち上がり期間の中央のタイミングが、入力側励磁信号ＳＣの極大値となるタイミングであるとして、入力側励磁信号ＳＣの変動中心において極性が反転する検波信号Ｒｄを生成する。ここで、２値化信号ＲＳの立ち上がり期間の中央のタイミングを入力側励磁信号ＳＣの極大値となるタイミングとすることは、入力側励磁信号ＳＣのオフセットの影響を排除することを狙ったものである。 The rise time Th is input to the detection signal generation unit 74 of the CPU 50 together with the binarized signal RS, and here, the detection signal Rd is generated. In the detection signal generation unit 74, as shown in FIG. 11, assuming that the central timing of the rising period of the binarized signal RS is the maximum value of the input side excitation signal SC, the fluctuation of the input side excitation signal SC is changed. A detection signal Rd whose polarity is inverted at the center is generated. Here, the purpose of setting the central timing of the rising period of the binarized signal RS to the maximum value of the input-side excitation signal SC is to eliminate the influence of the offset of the input-side excitation signal SC. is there.
詳しくは、入力側励磁信号ＳＣの周期（基準励磁周期Ｔｐｒｅｆ）を用いると、上記中央のタイミングから「３・Ｔｐｒｅｆ／４」だけ経過したタイミングが、入力側励磁信号ＳＣの値が上昇する過程でその変動中心を横切るタイミングとなる。したがって、２値化信号ＲＳの立ち下がりタイミングから、「（３・Ｔｐｒｅｆ／４）−Ｔｈ／２」だけ経過したタイミングが、入力側励磁信号ＳＣの値が上昇する過程でその変動中心を横切るタイミングとなる。 More specifically, when the period of the input side excitation signal SC (reference excitation period Tpref) is used, the timing when “3 · Tref / 4” has elapsed from the central timing is a process in which the value of the input side excitation signal SC increases. It is time to cross the fluctuation center. Therefore, the timing when “(3 · Tpref / 4) −Th / 2” has elapsed from the falling timing of the binarized signal RS crosses the fluctuation center in the process of increasing the value of the input side excitation signal SC. It becomes.
図１２に、本実施形態にかかる検波信号Ｒｄの生成処理の手順を示す。この処理は、検波信号生成部７４とタイマ７２との協働で、たとえば所定周期で繰り返し実行される。 FIG. 12 shows a procedure for generating the detection signal Rd according to the present embodiment. This process is repeatedly executed, for example, at a predetermined period by the cooperation of the detection signal generation unit 74 and the timer 72.
この一連の処理では、まずステップＳ６０において、２値化信号ＲＳが負から正に反転したタイミングであるか否かを判断する。そして、ステップＳ６０において肯定判断される場合、ステップＳ６２において、２値化信号ＲＳの立ち上がり時間を計時するカウンタＴ１をインクリメントする。この処理は、２値化信号ＲＳが正から負に反転することと、カウンタＴ１が閾値Ｔ１ｔｈを超えることとの論理積が真となるまで継続される（ステップＳ６４，Ｓ６５）。ここで、カウンタＴ１が閾値Ｔ１ｔｈを超えるまでとの条件を設けたのは、ノイズに対する耐性を高めるためである。すなわち、図１３に示すように、入力側励磁信号ＳＣにノイズが重畳することで、２値化信号ＲＳに短いパルスが生じた場合、ステップＳ６５の処理によれば、このパルスの立ち上がり時間を２値化信号ＲＳの立ち上がり時間とすることを回避することができる。なお、この処理は、本実施形態において禁止手段を構成する。 In this series of processing, first, in step S60, it is determined whether or not it is the timing when the binarized signal RS is inverted from negative to positive. If the determination in step S60 is affirmative, in step S62, a counter T1 that counts the rise time of the binarized signal RS is incremented. This process is continued until the logical product of the inversion of the binarized signal RS from positive to negative and the counter T1 exceeding the threshold T1th becomes true (steps S64 and S65). Here, the condition that the counter T1 exceeds the threshold value T1th is provided in order to increase resistance to noise. That is, as shown in FIG. 13, when noise is superimposed on the input side excitation signal SC and a short pulse is generated in the binarized signal RS, the rise time of this pulse is set to 2 according to the processing of step S65. It is possible to avoid the rise time of the value signal RS. Note that this processing constitutes a prohibition unit in the present embodiment.
ステップＳ６５において肯定判断される場合、ステップＳ６６において、カウンタＴ１の値を立ち上がり時間Ｔｈとした後、カウンタＴ１を初期化する。 When an affirmative determination is made in step S65, the counter T1 is initialized in step S66 after the value of the counter T1 is set as the rising time Th.
続くステップＳ６８においては、タイマＴ２をインクリメントする。そして、タイマＴ２が「（３・Ｔｐｒｅｆ／４）−Ｔｈ／２」となることで、ステップＳ７２に移行し、検波信号Ｒｄを負から正に反転させる。また、タイマＴ２が「（５・Ｔｐｒｅｆ／４）−Ｔｈ／２」となることで（ステップＳ７４：ＹＥＳ）、ステップＳ７６に移行し、検波信号Ｒｄを正から負に反転させ、タイマＴ２を初期化する。 In the subsequent step S68, the timer T2 is incremented. Then, when the timer T2 becomes “(3 · Tpref / 4) −Th / 2”, the process proceeds to step S72, and the detection signal Rd is inverted from negative to positive. Further, when the timer T2 becomes “(5 · Tpref / 4) −Th / 2” (step S74: YES), the process proceeds to step S76, the detection signal Rd is inverted from positive to negative, and the timer T2 is initialized. Turn into.
なお、上記ステップＳ７２，Ｓ７６の処理は、本実施形態において、エッジ設定手段を構成する。
＜第６の実施形態＞
以下、第６の実施形態について、先の第５の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
In addition, the process of said step S72, S76 comprises an edge setting means in this embodiment.
<Sixth Embodiment>
Hereinafter, the sixth embodiment will be described with reference to the drawings with a focus on differences from the fifth embodiment.
図１４に、本実施形態にかかる２値化回路７０による２値化信号ＲＳの生成手法を示す。図示されるように、本実施形態では、入力側励磁信号ＳＣが立ち上がり閾値Ｒｔｈ以上となることで２値化信号ＲＳを負から正に反転させ、入力側励磁信号ＳＣがゼロ以下となることで２値化信号ＲＳを正から負に反転させる。 FIG. 14 shows a method of generating the binarized signal RS by the binarization circuit 70 according to the present embodiment. As shown in the figure, in this embodiment, when the input side excitation signal SC becomes equal to or higher than the rising threshold value Rth, the binarized signal RS is inverted from negative to positive, and the input side excitation signal SC becomes zero or less. The binary signal RS is inverted from positive to negative.
この場合、２値化信号ＲＳの立ち上がり期間のうちの中央となるタイミングは、入力側励磁信号ＳＣの極大値となるタイミングからずれる。そこで本実施形態では、上記閾値Ｒｔｈと入力側励磁信号ＳＣの振幅とに基づき、立ち上がり期間のうちのどのタイミングが入力側励磁信号ＳＣの極大となるタイミングかを特定して検波信号Ｒｄを生成する。 In this case, the timing at the center of the rising period of the binarized signal RS deviates from the timing at which the maximum value of the input-side excitation signal SC is reached. Therefore, in the present embodiment, based on the threshold value Rth and the amplitude of the input side excitation signal SC, the timing signal during which the input side excitation signal SC is maximized is identified and the detection signal Rd is generated. .
図１５に、本実施形態にかかる検波信号Ｒｄの生成処理の手順を示す。この処理は、検波信号生成部７４とタイマ７２との協働で、たとえば所定周期で繰り返し実行される。なお、図１５において、先の図１２に示した処理に対応するものについては、便宜上同一のステップ番号を付している。 FIG. 15 shows a procedure for generating the detection signal Rd according to the present embodiment. This process is repeatedly executed, for example, at a predetermined period by the cooperation of the detection signal generation unit 74 and the timer 72. Note that, in FIG. 15, the same step numbers are assigned for convenience to those corresponding to the processing shown in FIG. 12.
この一連の処理では、タイマＴ２が「（３・Ｔｐｒｅｆ／４）−Ｔｈ／２−Δ」となることで（ステップＳ７０ａ：ＹＥＳ）、ステップＳ７２に移行し、検波信号Ｒｄを負から正に反転させる。また、タイマＴ２が「（５・Ｔｐｒｅｆ／４）−Ｔｈ／２−Δ」となることで（ステップＳ７４ａ：ＹＥＳ）、ステップＳ７６に移行し、検波信号Ｒｄを正から負に反転させる。ここでは、２値化信号ＲＳの立ち上がり時間と立ち下がり時間との差を補償する補償量Δを用いていることが、先の図１２に示した処理と相違する。
＜第７の実施形態＞
以下、第７の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
In this series of processing, when the timer T2 becomes “(3 · Tref / 4) −Th / 2−Δ” (step S70a: YES), the process proceeds to step S72, and the detection signal Rd is inverted from negative to positive. Let Further, when the timer T2 becomes “(5 · Tpref / 4) −Th / 2−Δ” (step S74a: YES), the process proceeds to step S76, and the detection signal Rd is inverted from positive to negative. Here, the use of the compensation amount Δ for compensating for the difference between the rise time and the fall time of the binarized signal RS is different from the process shown in FIG.
<Seventh Embodiment>
Hereinafter, the seventh embodiment will be described with reference to the drawings with a focus on differences from the first embodiment.
図１６に、本実施形態にかかるシステム構成を示す。なお、図１６において、先の図１に示した部材に対応するものについては、便宜上同一の符号を付している。 FIG. 16 shows a system configuration according to the present embodiment. In FIG. 16, the same reference numerals are assigned to the members corresponding to those shown in FIG.
本実施形態では、励磁信号Ｓｃの周期である励磁周期Ｔｐが基準励磁周期Ｔｐｒｅｆから変動した場合にサンプリングタイミングを補正する手段を搭載する。すなわち、差動増幅回路３２の出力電圧が、２値化信号算出手段（２値化回路７０）に入力され、２値化された２値化信号ＲＳに波形整形される。２値化信号ＲＳは、マイコン４０内のタイマ７２に入力され、ここで、その立ち上がり時間Ｔｈが算出される。立ち上がり時間Ｔｈは、周期変更手段（周期補正部７６）に入力される。周期補正部７６では、図１７に示すように、立ち上がり時間Ｔｈの２倍の時間を励磁周期Ｔｐ（ｎ）とし、先の図２に示した設定において想定された基準サンプリング周期Ｔｓｒｅｆに対し実際のサンプリング周期Ｔｓ（ｎ）を以下の式（ｃ３）に基づき補正する。 In the present embodiment, a means for correcting the sampling timing when the excitation period Tp, which is the period of the excitation signal Sc, fluctuates from the reference excitation period Tpref is mounted. That is, the output voltage of the differential amplifier circuit 32 is input to the binarized signal calculation means (binarization circuit 70), and is waveform-shaped into a binarized binarized signal RS. The binarized signal RS is input to a timer 72 in the microcomputer 40, where the rise time Th is calculated. The rise time Th is input to the cycle changing means (cycle correction unit 76). As shown in FIG. 17, the period correction unit 76 sets the excitation period Tp (n) as a time twice as long as the rise time Th, and the actual period relative to the reference sampling period Tsref assumed in the setting shown in FIG. The sampling period Ts (n) is corrected based on the following equation (c3).
Ｔｓ（ｎ）＝Ｔｓｒｅｆ・Ｔｐ（ｎ−１）／Ｔｐｒｅｆ …（ｃ３）
これにより、発振器４２の温度特性等によって励磁信号Ｓｃの周期が変動したとしても、先の図３に示した処理の効果を好適に奏することができる。
＜第８の実施形態＞
以下、第８の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
Ts (n) = Tsref · Tp (n−1) / Tpref (c3)
Thereby, even if the period of the excitation signal Sc fluctuates due to the temperature characteristics of the oscillator 42 or the like, the effect of the processing shown in FIG. 3 can be suitably achieved.
<Eighth Embodiment>
Hereinafter, the eighth embodiment will be described with reference to the drawings with a focus on differences from the first embodiment.
図１８に、本実施形態にかかるシステム構成を示す。なお、図１８において、先の図１に示した部材に対応するものについては、便宜上同一の符号を付している。 FIG. 18 shows a system configuration according to the present embodiment. In FIG. 18, the same reference numerals are assigned for convenience to the members corresponding to the members shown in FIG.
本実施形態では、差動増幅回路３２，３４，３６を構成するオペアンプの電源電圧を共通とする。また、本実施形態では、入力側励磁信号ＳＣがオフセットした場合に、上記オペアンプの電源電圧を変更することで、オフセットを解消（低減）する機能を搭載する。詳しくは、差動増幅回路３２の出力電圧が、２値化信号算出手段（２値化回路７０）に入力され、２値化された２値化信号ＲＳに波形整形される。２値化信号ＲＳは、マイコン４０内のタイマ７２に入力され、ここで、その立ち上がり時間Ｔｈが算出される。立ち上がり時間Ｔｈは、オフセット補正部７８に入力される。オフセット補正部７８では、図１９に示すように、立ち上がり時間Ｔｈと基準励磁周期Ｔｐｒｅｆの２分の１との差がオフセット量に比例するとして、オフセット量Ｏを算出する。詳しくは、予め定められたゲインＧを用いて、オフセット量Ｏを「Ｇ・｛Ｔｈ−（Ｔｐｒｅｆ／２）｝」とする。そして、オフセット量Ｏに基づき、上記オペアンプの電源電圧を操作する。 In the present embodiment, the power supply voltages of the operational amplifiers constituting the differential amplifier circuits 32, 34, and 36 are made common. Further, in the present embodiment, when the input-side excitation signal SC is offset, a function for eliminating (reducing) the offset is mounted by changing the power supply voltage of the operational amplifier. Specifically, the output voltage of the differential amplifier circuit 32 is input to a binarized signal calculation means (binarization circuit 70), and the waveform is shaped into a binarized binarized signal RS. The binarized signal RS is input to a timer 72 in the microcomputer 40, where the rise time Th is calculated. The rise time Th is input to the offset correction unit 78. As shown in FIG. 19, the offset correction unit 78 calculates the offset amount O on the assumption that the difference between the rise time Th and a half of the reference excitation period Tpref is proportional to the offset amount. Specifically, the offset amount O is set to “G · {Th− (Tpref / 2)}” using a predetermined gain G. Based on the offset amount O, the power supply voltage of the operational amplifier is manipulated.
こうした処理によれば、入力側励磁信号ＳＣのオフセットを解消できるのみならず、被変調波Ｓｉｎ，Ｃｏｓのオフセットをも解消することができる。これは、差動増幅回路３２，３４，３６のオフセット誤差の要因としては上記電源電圧の誤差が主であるためである。すなわち、差動増幅回路３２，３４，３６を構成するオペアンプの電源電圧が共通の場合、入力側励磁信号ＳＣにオフセット誤差があると、被変調波Ｓｉｎ，Ｃｏｓにもオフセット誤差が生じる傾向がある。 According to such processing, not only the offset of the input side excitation signal SC can be eliminated, but also the offset of the modulated waves Sin and Cos can be eliminated. This is because the error of the power supply voltage is the main factor of the offset error of the differential amplifier circuits 32, 34, and 36. That is, when the power supply voltages of the operational amplifiers constituting the differential amplifier circuits 32, 34, and 36 are common, if there is an offset error in the input side excitation signal SC, there is a tendency that an offset error also occurs in the modulated waves Sin and Cos. .
なお、このオフセット補正部７８は、本実施形態において、オフセット量算出手段およびオフセット補正手段を構成する。
＜第９の実施形態＞
以下、第９の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
In the present embodiment, the offset correction unit 78 constitutes an offset amount calculation unit and an offset correction unit.
<Ninth Embodiment>
Hereinafter, the ninth embodiment will be described with reference to the drawings with a focus on differences from the first embodiment.
図２０に、本実施形態にかかるシステム構成を示す。なお、図２０において、先の図１に示した部材に対応するものについては、便宜上同一の符号を付している。 FIG. 20 shows a system configuration according to the present embodiment. In FIG. 20, components corresponding to those shown in FIG. 1 are given the same reference numerals for convenience.
本実施形態では、レファレンスＲＥＦがバンドパスフィルタ８０によってフィルタ処理されたものが、同期検波部６０の入力とされる。ここで、バンドパスフィルタ８０は、励磁信号Ｓｃの基準励磁周期Ｔｐｒｅｆの逆数の周波数帯域の信号を選択的に透過させるものである。これによっても、同期検波部６０の入力信号のノイズに対する耐性を高めることができる。なお、バンドパスフィルタ８０は、今回のサンプリング値（レファレンスＲＥＦ）に加えて、過去のサンプリング値に基づき今回の出力値を算出する手段である。すなわち、本実施形態でも、同期検波部６０の入力信号は、復調に用いる誤差相関量εに含まれる被変調波ＳＩＮ，ＣＯＳと比較して過去においてサンプリングされたレファレンスＲＥＦが用いられている。
＜その他の実施形態＞
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。
In the present embodiment, the reference REF filtered by the band pass filter 80 is input to the synchronous detection unit 60. Here, the band pass filter 80 selectively transmits a signal in a frequency band that is the reciprocal of the reference excitation cycle Tpref of the excitation signal Sc. Also by this, the tolerance with respect to the noise of the input signal of the synchronous detection part 60 can be improved. The bandpass filter 80 is a means for calculating the current output value based on the past sampling value in addition to the current sampling value (reference REF). That is, also in this embodiment, the reference signal REF sampled in the past as compared with the modulated waves SIN and COS included in the error correlation amount ε used for demodulation is used for the input signal of the synchronous detector 60.
<Other embodiments>
Each of the above embodiments may be modified as follows.
「計時手段（７２）について」
上記第５の実施形態（図１０）では、２値化信号ＲＳの立ち上がり期間を計時したが、立ち下がり期間を計時してもよい。この場合、先の図１２において、計時処理の完了後、まず第１に、検波信号Ｒｄの立ち下がりエッジを設定する処理を行えばよい。また、２値化信号ＲＳの立ち上がり期間と、立ち下がり期間との双方であってもよい。この場合、たとえば、立ち上がり期間に基づき、次回の検波信号Ｒｄの立ち上がりエッジを設定して且つ、立ち下がり期間に基づき、次回の検波信号Ｒｄの立ち下がりエッジを設定すればよい。
"About time measuring means (72)"
In the fifth embodiment (FIG. 10), the rising period of the binarized signal RS is measured, but the falling period may be measured. In this case, in FIG. 12, after the time measurement process is completed, first, a process of setting the falling edge of the detection signal Rd may be performed. Further, both the rising period and the falling period of the binarized signal RS may be used. In this case, for example, the rising edge of the next detection signal Rd may be set based on the rising period, and the falling edge of the next detection signal Rd may be set based on the falling period.
「２値化信号算出手段（７０）について」
マイコン４０の外に設けられた２値化回路に限らず、マイコン４０内に搭載されるものであってもよい。
“About the binarized signal calculation means (70)”
The circuit is not limited to the binarization circuit provided outside the microcomputer 40, and may be mounted in the microcomputer 40.
「エッジ設定手段（７４）について」
上記第５の実施形態（図１２）では、立ち上がり時間Ｔ１の計時後、半周期後および１周期後に対応する検波信号Ｒｄのエッジを設定したが、これに限らない。たとえば、１．５周期後および２周期後に対応する検波信号Ｒｄのエッジを設定してもよい。
“Edge setting means (74)”
In the fifth embodiment (FIG. 12), the edge of the detection signal Rd corresponding to the half time and one cycle after the rise time T1 is measured, but not limited thereto. For example, the edges of the detection signal Rd corresponding to 1.5 cycles and 2 cycles later may be set.
「禁止手段（Ｓ６５）について」
ＣＰＵ５０の外にあるタイマ７２に搭載されるものに限らない。たとえば、タイマ７２としてこの機能を備えないものを用いて且つ、ＣＰＵ５０によるソフトウェア処理として、禁止手段を構成してもよい。こうしたものにあっては、ＣＰＵ５０において、タイマ７２によって計時された立ち上がり時間Ｔｈが短い場合、これを採用することなく、前回値を採用するなどすればよい。
"About prohibited means (S65)"
It is not restricted to what is mounted in the timer 72 outside CPU50. For example, the prohibiting means may be configured as a software process by the CPU 50 using a timer 72 that does not have this function. In such a case, when the rise time Th measured by the timer 72 is short in the CPU 50, the previous value may be adopted without adopting this.
「平均処理手段について」
指数移動平均処理を行なうものに限らない。たとえば、今回のサンプリング値ｒｉ（ｎ）と、過去Ｎ（＞１）回のサンプリング値ｒｉ（ｎ−１），ｒｉ（ｎ−２），…との単純移動平均処理を行なうものであってもよい。
"Average processing means"
It is not restricted to what performs an exponential moving average process. For example, a simple moving average process of the current sampling value ri (n) and the past N (> 1) sampling values ri (n−1), ri (n−2),... Good.
「回避手段について」
暫定オフセット量Ｏ０（ｎ）の算出手法としては、上記第２の実施形態（図６）において例示したものに限らない。たとえば、上記第２の実施形態における暫定レファレンスＲｉ０（ｎ）の算出処理と同様の処理によって算出してもよい。
"Avoidance measures"
The method for calculating the provisional offset amount O0 (n) is not limited to the one exemplified in the second embodiment (FIG. 6). For example, the calculation may be performed by a process similar to the calculation process of the temporary reference Ri0 (n) in the second embodiment.
また、暫定レファレンスＲｉ０（ｎ）の算出手法としては、上記第２の実施形態（図６）において例示したものに限らない。たとえば、上記第２の実施形態における暫定オフセット量Ｏ０（ｎ）の算出処理と同様の処理によって算出してもよい。 Further, the calculation method of the temporary reference Ri0 (n) is not limited to the one exemplified in the second embodiment (FIG. 6). For example, it may be calculated by a process similar to the process of calculating the provisional offset amount O0 (n) in the second embodiment.
「判断手段について」
暫定レファレンスＲｉ０（ｎ）と平均レファレンスＲｉ（ｎ）との差や、暫定オフセット量Ｏ０（ｎ）と平均オフセット量Ｏ（ｎ）との差に基づき判断を行なうものに限らない。たとえば、励磁信号Ｓｃの周期を計時するタイマを備え、タイマによって計時される時間の時系列データに基づき、それらに変化があることで変動が生じたと判断するものであってもよい。
About judgment means
The determination is not limited to the determination based on the difference between the temporary reference Ri0 (n) and the average reference Ri (n) or the difference between the temporary offset amount O0 (n) and the average offset amount O (n). For example, a timer that measures the period of the excitation signal Sc may be provided, and based on time-series data of time measured by the timer, it may be determined that a change has occurred due to the change.
「所定の位相について」
上記第１の実施形態（図３）等では、入力側励磁信号ＳＣの位相ＰＨ１〜ＰＨ１０の全てについて、これを所定の位相として、平均レファレンスＲ１（ｎ）〜Ｒ１０（ｎ）を算出したが、これに限らない。たとえば、先の図２に示した位相ＰＨ１〜ＰＨ１０でサンプリングを行いつつも、平均レファレンスＲｉ（ｎ）については、位相ＰＨ１，ＰＨ５，ＰＨ６，ＰＨ１０に限って算出してもよい。これは、励磁信号Ｓｃが変動中心に近い値となるタイミングほど、ノイズに対する耐性が低下することに鑑みたものである。
"About the prescribed phase"
In the first embodiment (FIG. 3) and the like, the average references R1 (n) to R10 (n) are calculated with respect to all the phases PH1 to PH10 of the input side excitation signal SC as predetermined phases. Not limited to this. For example, while sampling is performed in the phases PH1 to PH10 shown in FIG. 2, the average reference Ri (n) may be calculated only for the phases PH1, PH5, PH6, and PH10. This is because the resistance to noise is reduced as the excitation signal Sc becomes a value closer to the fluctuation center.
「オフセット量算出用のサンプリングについて」
先の図２に示したように、励磁信号Ｓｃの一周期の整数分の１を、サンプリング周期とするものに限らない。要は、互いに逆位相となる一対のタイミング（位相がπだけずれた一対のタイミング）を、サンプリングタイミングとするものであるなら、それら一対のサンプリングタイミングの１または複数組におけるレファレンスＲＥＦの単純移動平均値として瞬時オフセット量ｏｆｆｓｅｔを算出することができる。
“Sampling for offset amount calculation”
As shown in FIG. 2 above, the sampling signal is not limited to 1 / integer of one cycle of the excitation signal Sc. In short, if the sampling timing is a pair of timings having opposite phases (a pair of timings whose phases are shifted by π), a simple moving average of the references REF at one or a plurality of the pair of sampling timings. The instantaneous offset amount offset can be calculated as a value.
もっとも、これに限らず、たとえば１周期の整数倍の期間におけるレファレンスＲＥＦの単純移動平均値をオフセットに応じた量として算出するものであってもよい。さらにこれに限らず、所定のサンプリングパターンにおけるレファレンスＲＥＦの合計値と、オフセットがない場合における上記合計値の基準値との差に基づき、オフセット量を算出するものであってもよい。 However, the present invention is not limited to this. For example, the simple moving average value of the reference REF in a period that is an integral multiple of one cycle may be calculated as an amount corresponding to the offset. Furthermore, the present invention is not limited to this, and the offset amount may be calculated based on the difference between the total value of the reference REF in a predetermined sampling pattern and the reference value of the total value when there is no offset.
「オフセット量算出手段について」
上記第１の実施形態（図３）において、たとえば「平均処理手段について」の欄に記載したものに準じた変更をしてもよい。
About offset amount calculation means
In the first embodiment (FIG. 3), for example, changes may be made in accordance with those described in the column “About average processing means”.
上記第８の実施形態（図１８）では、タイマ７２の立ち上がり時間Ｔ１の計時結果に基づき、オフセット量Ｏを算出したが、これに限らない。たとえば、立ち下がり期間の計時結果に基づき、オフセット量を算出してもよく、またこれら双方であってもよい。ちなみに、双方とする場合、たとえば、立ち上がり時間に基づくオフセット量の算出値と、立ち下がり時間に基づくオフセット量の算出値との単純移動平均値を最終的なオフセット量とすればよい。 In the eighth embodiment (FIG. 18), the offset amount O is calculated based on the time measurement result of the rise time T1 of the timer 72. However, the present invention is not limited to this. For example, the offset amount may be calculated based on the timing result of the falling period, or both of them may be calculated. Incidentally, when both are used, for example, a simple moving average value of the calculated value of the offset amount based on the rise time and the calculated value of the offset amount based on the fall time may be used as the final offset amount.
「オフセット補正手段について」
上記第１の実施形態（図３）において、平均オフセット量Ｏ（ｎ）によって都度のレファレンスＲＥＦ（サンプリング値ｒｉ（ｎ））を補正する代わりに、上記第８の実施形態（図１８）に例示されるように、入力側励磁信号ＳＣを補正するようにしてもよい。
"Offset correction method"
In the first embodiment (FIG. 3), instead of correcting the reference REF (sampling value ri (n)) each time with the average offset amount O (n), it is exemplified in the eighth embodiment (FIG. 18). As described above, the input side excitation signal SC may be corrected.
上記第８の実施形態（図１８）において、上記第１の実施形態（図３）のように、レファレンスＲＥＦを補正してもよい。 In the eighth embodiment (FIG. 18), the reference REF may be corrected as in the first embodiment (FIG. 3).
「被変調波Ｓｉｎ，Ｃｏｓ等のオフセット補正について」
上記第１の実施形態（図３）において、差動増幅回路３２，３４，３６を構成するオペアンプの電源電圧を共通として且つ、上記第８の実施形態（図１８）の要領で、被変調波ＳＩＮ，ＣＯＳのオフセット補正をしてもよい。もっとも、被変調波Ｓｉｎ，Ｃｏｓのオフセットの要因が上記電源電圧の誤差に限らないことに鑑み、差動増幅回路３２，３４，３６を構成するオペアンプの電源電圧を共通とする場合であっても、レファレンスＲＥＦのみをオフセット補正してもよい。すなわち、入力側励磁信号ＳＣのオフセットが検出された場合であっても、被変調波ＳＩＮ，ＣＯＳのオフセット補正を行わないものであってもよい。
“Offset correction of modulated waves Sin, Cos, etc.”
In the first embodiment (FIG. 3), the power supply voltage of the operational amplifiers constituting the differential amplifier circuits 32, 34, and 36 is shared, and the modulated wave is the same as the eighth embodiment (FIG. 18). SIN and COS offset correction may be performed. However, in view of the fact that the factor of the offset of the modulated waves Sin and Cos is not limited to the error of the power supply voltage, even when the power supply voltages of the operational amplifiers constituting the differential amplifier circuits 32, 34 and 36 are made common. Only the reference REF may be offset corrected. That is, even when the offset of the input side excitation signal SC is detected, the offset of the modulated waves SIN and COS may not be corrected.
「周期計時手段（７２）について」
上記第８の実施形態（図１８）では、タイマ７２によって立ち上がり時間Ｔ１を計時したが、これに限らず、立ち下がり時間を計時してもよく、立ち上がり時間および立ち下がり時間の合計値を計時してもよい。
"Periodic timekeeping means (72)"
In the eighth embodiment (FIG. 18), the rise time T1 is measured by the timer 72. However, the present invention is not limited to this, and the fall time may be measured, and the total value of the rise time and fall time is measured. May be.
ちなみに、２値化信号ＲＳが先の図１４に例示されるものである場合等にあっては、立ち上がり時間Ｔｈの２倍を励磁周期Ｔｐ（ｎ）とすることは適切でない。このため、立ち上がり時間および立ち下がり時間の合計値を計時することが望ましい。また、これに代えて、先の図１４に示した立ち上がり閾値Ｒｔｈに基づき、立ち上がり時間Ｔｈを補正することで、励磁信号Ｓｃの半周期を算出する処理を加えてもよい。 Incidentally, in the case where the binarized signal RS is the one illustrated in FIG. 14 and the like, it is not appropriate to set the excitation period Tp (n) to twice the rise time Th. For this reason, it is desirable to measure the total value of the rise time and fall time. Alternatively, a process of calculating the half cycle of the excitation signal Sc by correcting the rising time Th based on the rising threshold value Rth shown in FIG. 14 may be added.
「周期変更手段（７６）について」
周期変更手段としては、ハードウェア処理によってアナログデジタル変換器４６のサンプリング周期を変更する手段に限らず、ＣＰＵ５０を用いたソフトウェア処理を含むものであってもよい。
"About the cycle change means (76)"
The period changing means is not limited to means for changing the sampling period of the analog-digital converter 46 by hardware processing, and may include software processing using the CPU 50.
なお、周期が変動する場合、サンプリング位相ＰＨｉ自体も変動前のものからずれることとなる。このため、サンプリング位相を併せ変更することが望ましい。 When the period varies, the sampling phase PHi itself also deviates from that before the fluctuation. For this reason, it is desirable to change the sampling phase.
「推定手段について」
上記第４の実施形態（図９）では、振幅Ａ、オフセット量Ｏ、角速度ω０および位相δを推定対象としたが、これに限らない。たとえば、先の図１８等に例示されるように、励磁信号Ｓｃの周期を計時する機能を有する場合、それに基づき算出される角速度を用いることで、角速度については推定対象からはずしてもよい。また、振幅についてはこれを推定対象からはずすなどすることも可能である。
"About estimation means"
In the fourth embodiment (FIG. 9), the amplitude A, the offset amount O, the angular velocity ω0, and the phase δ are set as estimation targets. However, the present invention is not limited to this. For example, as exemplified in FIG. 18 and the like, when the function of measuring the period of the excitation signal Sc is used, the angular velocity calculated based on the function may be excluded from the estimation target. Also, the amplitude can be removed from the estimation target.
「フィルタについて」
上記第９の実施形態（図２０）においては、バンドパスフィルタ８０をソフトウェアによって構成したが、これに限らない。
About filters
In the ninth embodiment (FIG. 20), the bandpass filter 80 is configured by software, but is not limited thereto.
「２値検波信号算出手段（５８）について」
励磁信号Ｓｃ（レファレンスＲＥＦ）が０以上であるか否かに応じた２値の検波信号Ｒｄを算出するものに限らない。たとえば、０よりも大きいか否かに応じた２値の検波信号Ｒｄを算出するものであってもよい。
"Binary detection signal calculation means (58)"
The present invention is not limited to the calculation of the binary detection signal Rd according to whether the excitation signal Sc (reference REF) is 0 or more. For example, a binary detection signal Rd according to whether or not it is greater than 0 may be calculated.
「検波手段について」
上記実施形態において例示したものに限らない。たとえば、レファレンスＲＥＦを０と、正の値、および負の値の３つの値を有する３つの閾値で４段階に区分することで、４値化された検波信号Ｒｄを生成するものであってもよい。
"About detection means"
It is not restricted to what was illustrated in the said embodiment. For example, even if the reference REF is divided into four stages by three threshold values having three values of 0, a positive value, and a negative value, a quaternary detection signal Rd is generated. Good.
「アナログデジタル変換器について」
被変調波Ｓｉｎ，Ｃｏｓおよび入力側励磁信号ＳＣをデジタルデータに変換する手段としては、単一のアナログデジタル変換器４６に限らない。たとえば、被変調波Ｓｉｎ，Ｃｏｓと、入力側励磁信号ＳＣとで各別の変換器を備えてもよく、またたとえば、被変調波Ｓｉｎ，被変調波Ｃｏｓ、および入力側励磁信号ＳＣのそれぞれで、各別の変換器を備えてもよい。
"Analog / Digital Converter"
Means for converting the modulated waves Sin, Cos and the input-side excitation signal SC into digital data is not limited to the single analog-digital converter 46. For example, each of the modulated waves Sin, Cos and the input-side excitation signal SC may be provided with a separate converter, and for example, each of the modulated wave Sin, the modulated wave Cos, and the input-side excitation signal SC. A separate converter may be provided.
「復調手段について」
ａ）誤差相関量εについて
励磁信号Ｓｃの符号の影響を除くことで、回転角度θに対する算出角度φのずれの方向に応じた符号を有する量としては、上記第１の実施形態（図１）において例示した誤差相関量εに限らない。たとえば、被変調波ＣＯＳに「ｃｏｓ（φ−π／２）」を乗算したものと、被変調波ＳＩＮに「ｓｉｎ（φ−π／２）」を乗算したものとの和であってもよい。この場合、誤差相関量εは、「ｓｉｎωｔｃｏｓ（θ―φ＋π／２）」に比例した量となり、励磁信号ｓｉｎωｔの符号の影響を除くことで、回転角度θに対して算出角度φが進角している場合に正、遅角している場合に負となる。
"Demodulation means"
a) Error correlation amount ε By excluding the influence of the sign of the excitation signal Sc, the amount having the sign corresponding to the direction of deviation of the calculated angle φ with respect to the rotation angle θ is the first embodiment (FIG. 1). The error correlation amount ε illustrated in FIG. For example, it may be the sum of the modulated wave COS multiplied by “cos (φ−π / 2)” and the modulated wave SIN multiplied by “sin (φ−π / 2)”. . In this case, the error correlation amount ε is proportional to “sinωtcos (θ−φ + π / 2)”, and the calculated angle φ is advanced with respect to the rotation angle θ by excluding the influence of the sign of the excitation signal sinωt. It is positive when it is, and negative when it is retarded.
もっとも、励磁信号Ｓｃの符号の影響を除くことで、誤差相関量ε自体が回転角度θに対する算出角度φのずれの方向に応じた符号を有する量であることは必須ではない。たとえば、被変調波ＣＯＳに「ｃｏｓ（φ−π／４）」を乗算したものと、被変調波ＳＩＮに「ｓｉｎ（φ−π／４）」を乗算したものとの和であってもよい。この場合、誤差相関量εは、「ｓｉｎωｔｃｏｓ（θ―φ＋π／４）」に比例した量となり、誤差相関量εから励磁信号Ｓｃの符号の影響を除いたとしても、回転角度θに対する算出角度φのずれの方向に応じた符号を有する量とはならない。しかし、励磁信号Ｓｃの符号の影響を除いた被検波量εｃと「Ｋ／√２：Ｋは、差動増幅回路３４等のゲインによって定まる被変調波の振幅」との差を制御誤差とするなら、制御誤差は、回転角度θに対する算出角度φのずれの方向に応じた符号を有する量となる。このため、これをゼロにフィードバック制御するための操作量として算出角度φを算出することができる。そしてこの場合であっても、ノイズに対する耐性を高める上では、本発明を適用することが有効である。 However, by removing the influence of the sign of the excitation signal Sc, it is not essential that the error correlation amount ε itself has a sign corresponding to the direction of deviation of the calculated angle φ with respect to the rotation angle θ. For example, the sum of a product obtained by multiplying the modulated wave COS by “cos (φ−π / 4)” and a product obtained by multiplying the modulated wave SIN by “sin (φ−π / 4)” may be used. . In this case, the error correlation amount ε is an amount proportional to “sinωtcos (θ−φ + π / 4)”, and even if the influence of the sign of the excitation signal Sc is removed from the error correlation amount ε, the calculated angle φ with respect to the rotation angle θ. The amount does not have a sign corresponding to the direction of the deviation. However, a control error is a difference between the detected wave amount εc excluding the influence of the sign of the excitation signal Sc and “K / √2: K is the amplitude of the modulated wave determined by the gain of the differential amplifier circuit 34”. Then, the control error is an amount having a sign corresponding to the direction of deviation of the calculated angle φ with respect to the rotation angle θ. Therefore, the calculation angle φ can be calculated as an operation amount for performing feedback control to zero. Even in this case, it is effective to apply the present invention in order to increase resistance to noise.
ただし、これは誤差相関量εの定義の仕方の問題に過ぎない。すなわち、「ε−Ｋｓｉｎωｔ／√２」を誤差相関量と定義するなら、これは、励磁信号Ｓｃの符号の影響を除くことで、回転角度θに対する算出角度φのずれの方向に応じた符号を有する量となる。ちなみに、「ε−Ｋｓｉｎωｔ／√２」から励磁信号Ｓｃの絶対値の影響を除いたものは、回転角度θと算出角度φとの差に応じた値を有するとはいえ、算出角度φのずれが進角側であるか遅角側であるかに応じて、上記差の絶対値が同一であっても絶対値が相違する。このため、進角側と遅角側とで算出角度φのフィードバック制御のゲインに差が生じるため、この差を許容できるシステムに適用することが望ましい。 However, this is only a problem of how to define the error correlation amount ε. That is, if “ε−K sin ωt / √2” is defined as the error correlation amount, this can be obtained by removing the influence of the sign of the excitation signal Sc, and by adding a sign corresponding to the direction of deviation of the calculated angle φ relative to the rotation angle θ. It will be the amount you have. Incidentally, what excluding the influence of the absolute value of the excitation signal Sc from “ε−Ksin ωt / √2” has a value corresponding to the difference between the rotation angle θ and the calculated angle φ, but the deviation of the calculated angle φ. Even if the absolute value of the difference is the same, the absolute value is different depending on whether is the advance side or the retard side. For this reason, a difference occurs in the gain of feedback control of the calculated angle φ between the advance angle side and the retard angle side, and it is desirable to apply to a system that can tolerate this difference.
ｂ）算出角度φの算出処理
被検波量εｃを入力とし、算出角度φを算出する処理としては、上記実施形態において例示したものに限らない。たとえば積分要素を３つ（３重積分）以上有するものであってもよい。
b) Calculation processing of the calculation angle φ The processing for calculating the calculation angle φ using the detected wave amount εc as an input is not limited to the one exemplified in the above embodiment. For example, it may have three or more integral elements (triple integral).
また、積分要素を１つのみ有するものであってもよい。この場合であっても、たとえば、励磁信号Ｓｃの値の絶対値が規定値ΔＳ以下となることで検波エラーが生じた際の算出角度φの算出精度は、サンプリング頻度が低いほど低下する。なぜなら、サンプリング頻度が低いほど積分間隔が長くなるため、ノイズが算出角度φに及ぼす影響の度合い（ノイズに対する算出角度φのゲイン）が大きくなるからである。 Moreover, you may have only one integral element. Even in this case, for example, the calculation accuracy of the calculation angle φ when the detection error occurs due to the absolute value of the excitation signal Sc being equal to or less than the specified value ΔS decreases as the sampling frequency decreases. This is because the integration interval becomes longer as the sampling frequency is lower, and the degree of influence of noise on the calculated angle φ (gain of the calculated angle φ with respect to noise) increases.
ｃ）構成について
ソフトウェア処理手段として構成されるものに限らない。ハードウェア処理手段であっても、復調に用いられる入力側励磁信号ＳＣ等のサンプリング頻度が低くなるにつれて、ノイズに対する耐性を低下させる事情についてはなんら変わりがないと考えられる。
c) Configuration The configuration is not limited to software processing means. Even in the case of hardware processing means, it is considered that there is no change in the situation of reducing the resistance to noise as the sampling frequency of the input side excitation signal SC used for demodulation decreases.
「位置検出対象について」
回転機のロータに限らない。要は、位置情報に応じて励磁信号を振幅変調可能なものであるなら、本発明の適用は有効である。
About the position detection target
It is not limited to the rotor of a rotating machine. In short, the application of the present invention is effective if the excitation signal can be amplitude-modulated according to the position information.
１０ａ…回転子（位置検出対象の一実施形態）、２０…レゾルバ、４０…マイコン、５０…ＣＰＵ。 DESCRIPTION OF SYMBOLS 10a ... Rotor (one embodiment of position detection object), 20 ... Resolver, 40 ... Microcomputer, 50 ... CPU.
Claims (15)
前記復調手段は、
前記入力された前記被変調波に基づき前記位置情報を復調するに際して、前記励磁信号を入力とし、前記位置情報から前記励磁信号の符号の影響を除去する除去処理を行なう検波手段を備えて且つ、
前記位置情報を、前記復調に用いる前記被変調波のサンプリング値よりも過去においてサンプリングされた前記励磁信号を用いて復調する
ことを特徴とする位置検出装置。 A modulated wave (Sin, Cos), in which an AC excitation signal (Sc) is amplitude-modulated in accordance with position information of the position detection target (10a), is input, and the modulated wave is transmitted during one cycle of the excitation signal. Demodulating means (40) for demodulating the position information using a plurality of sampling values;
The demodulating means includes
When demodulating the position information based on the inputted modulated wave, the excitation signal is input, and a detection means for performing a removal process for removing the influence of the sign of the excitation signal from the position information, and
The position information is demodulated using the excitation signal sampled in the past from the sampling value of the modulated wave used for the demodulation.
前記励磁信号が正であるか負であるかに応じて２値化された２値化信号を算出する２値化信号算出手段（７０）と、
前記２値化信号のエッジを基点として、前記励磁信号の周期情報に基づき定まる時間が経過したタイミングを前記励磁信号が変動中心となるタイミングとし、該タイミングを前記除去処理に用いる検波信号の反転タイミングとするエッジ設定手段（７４）と、
を備えることを特徴とする請求項１記載の位置検出装置。 The detection means includes
Binarized signal calculation means (70) for calculating a binarized signal according to whether the excitation signal is positive or negative;
The timing at which the time determined based on the period information of the excitation signal has elapsed with the edge of the binarized signal as a base point is set as the timing at which the excitation signal becomes the fluctuation center, and this timing is the inversion timing of the detection signal used for the removal processing. Edge setting means (74),
The position detection device according to claim 1, further comprising:
前記エッジ設定手段は、前記計時された時間を前記周期情報として用いることを特徴とする請求項２記載の位置検出装置。 A timing means for timing at least one of the duration of one of the binarized signals and the duration of the other value;
The position detection device according to claim 2, wherein the edge setting unit uses the measured time as the period information.
該判断手段によって前記不定期の変動が生じたと判断される場合、前記平均処理手段による平均値の採用を回避する回避手段（Ｓ３２）を備えることを特徴とする請求項６記載の位置検出装置。 Determination means (S30) for determining whether or not irregular fluctuations have occurred in the excitation signal;
The position detecting device according to claim 6, further comprising an avoiding unit (S32) for avoiding adoption of an average value by the averaging processing unit when the determining unit determines that the irregular fluctuation has occurred.
前記所定の位相は、前記検波手段の入力となる励磁信号のサンプリング値のうち、前記励磁信号が小さいものに対応する位相を含むことを特徴とする請求項５〜８のいずれか１項に記載の位置検出装置。 The detection means includes binary detection signal calculation means for calculating a binarized detection signal according to whether the excitation signal is positive or negative,
The said predetermined phase contains the phase corresponding to the thing with a small said excitation signal among the sampling values of the excitation signal used as the input of the said detection means, The said any one of Claims 5-8 characterized by the above-mentioned. Position detector.
前記励磁信号のサンプリング結果に基づき、前記励磁信号の変動中心とゼロとの間の乖離量であるオフセット量を算出するオフセット量算出手段（Ｓ２０）と、
該オフセット量算出手段によって算出されたオフセット量に基づき、前記検波手段の入力となる前記励磁信号を補正するオフセット補正手段（Ｓ１６）と、
を備えることを特徴とする請求項４〜１０のいずれか１項に記載の位置検出装置。 The correction means includes
An offset amount calculating means (S20) for calculating an offset amount which is a deviation amount between the fluctuation center of the excitation signal and zero based on a sampling result of the excitation signal;
Offset correcting means (S16) for correcting the excitation signal to be input to the detecting means based on the offset amount calculated by the offset amount calculating means;
The position detection device according to claim 4, comprising:
該周期計時手段によって計時された周期に基づき、前記励磁信号のサンプリングの周期を変更する周期変更手段（Ｓ７６）と、
を備えることを特徴とする請求項４〜１１のいずれか１項に記載の位置検出装置。 Period measuring means (S72) for measuring the period of the excitation signal;
A period changing means (S76) for changing the sampling period of the excitation signal based on the period measured by the period measuring means;
The position detection device according to claim 4, comprising:
前記励磁信号の変動中心とゼロとの間の乖離量であるオフセット量、前記励磁信号の振幅、前記励磁信号の角速度、および前記励磁信号の位相の少なくとも１つを推定対象とし、前記励磁信号の複数のサンプリング値に基づき、該推定対象の値を推定する推定手段（Ｓ４６）を備え、
該推定手段による推定値に基づき、前記検波手段の入力となる前記励磁信号を補正することを特徴とする請求項４記載の位置検出装置。 The correction means includes
Estimating at least one of an offset amount, which is a deviation amount between the fluctuation center of the excitation signal and zero, an amplitude of the excitation signal, an angular velocity of the excitation signal, and a phase of the excitation signal, An estimation unit (S46) for estimating a value of the estimation target based on a plurality of sampling values;
5. The position detection apparatus according to claim 4, wherein the excitation signal that is an input to the detection means is corrected based on an estimated value by the estimation means.
前記補正手段は、
前記２値化信号のいずれか一方の値の継続時間と前記励磁信号の半周期との差、および前記２値化信号のいずれか他方の値の継続時間と前記励磁信号の半周期との差の少なくとも一方に基づき、前記励磁信号の変動中心とゼロとの間の乖離量であるオフセット量を算出するオフセット量算出手段（７８）と、
該オフセット量算出手段によって算出されたオフセット量に基づき、前記検波手段の入力となる前記励磁信号を補正するオフセット補正手段（７８）と、
を備えることを特徴とする請求項４記載の位置検出装置。 A binarized signal calculating means for generating a binarized signal according to whether the excitation signal is positive or negative;
The correction means includes
The difference between the duration of one value of the binarized signal and the half cycle of the excitation signal, and the difference between the duration of the other value of the binarized signal and the half cycle of the excitation signal Offset amount calculating means (78) for calculating an offset amount which is a deviation amount between the fluctuation center of the excitation signal and zero based on at least one of the following:
An offset correction means (78) for correcting the excitation signal to be input to the detection means based on the offset amount calculated by the offset amount calculation means;
The position detection device according to claim 4, further comprising:
前記励磁信号を入力とし、該励磁信号の周波数成分を透過させるフィルタ（８０）を備え、
前記フィルタの出力値に基づき、前記除去処理を行なう
ことを特徴とする請求項１記載の位置検出装置。 The detection means includes
A filter (80) that receives the excitation signal and transmits the frequency component of the excitation signal;
The position detection apparatus according to claim 1, wherein the removal process is performed based on an output value of the filter.
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