WO2014010063A1 - モータ制御装置 - Google Patents

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WO2014010063A1
WO2014010063A1 PCT/JP2012/067846 JP2012067846W WO2014010063A1 WO 2014010063 A1 WO2014010063 A1 WO 2014010063A1 JP 2012067846 W JP2012067846 W JP 2012067846W WO 2014010063 A1 WO2014010063 A1 WO 2014010063A1
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motor
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章 田辺
和秋 安藤
Original Assignee
三菱電機株式会社
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    • H02P29/00—Arrangements for regulating or controlling electric motors, appropriate for both AC and DC motors
    • H02P29/0016—Control of angular speed of one shaft without controlling the prime mover
    • G—PHYSICS
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    • G01D—MEASURING NOT SPECIALLY ADAPTED FOR A SPECIFIC VARIABLE; ARRANGEMENTS FOR MEASURING TWO OR MORE VARIABLES NOT COVERED IN A SINGLE OTHER SUBCLASS; TARIFF METERING APPARATUS; MEASURING OR TESTING NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
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    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
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    • H02P29/00—Arrangements for regulating or controlling electric motors, appropriate for both AC and DC motors

Definitions

  • the present invention relates to a motor control device.
  • a position detector such as a rotary encoder connected to the motor generates a detection signal indicating the rotation position (rotation angle) and speed of the motor, and serves as a command signal.
  • a motor control device is used that performs control so that the detected position and speed follow an input target value.
  • the detection signal is obtained as a digital signal, and a digital control method is used in which arithmetic processing inside the motor control device is also performed at fixed intervals.
  • Patent Document 1 in an automatic control system that samples data at regular time intervals, processes it with a digital computer, and outputs it, the sampling input value at a certain time and the sampling input before one sampling time are output. It is described that a value obtained by multiplying a difference from a value by an appropriate coefficient is added, and the result of the addition is used as an apparent sampling input value at a certain time. Thus, according to Patent Document 1, it is supposed that the time delay required from sampling to processing and output by a digital computer can be apparently reduced.
  • a master signal generation device counts a pulse signal (digital signal) from an encoder at a predetermined scan period, smoothes the count result, and calculates a master signal.
  • a pulse signal digital signal
  • the delay time obtained by adding the signal read delay time due to the read cycle of the encoder signal and the smoothing delay time due to the smoothing processing of the read data is corrected.
  • This delay time can be recognized in advance from the system design stage as a unique value in the entire system.
  • the master signal is corrected based on a delay time recognized in advance as a unique value in the entire system, it is not necessary to perform trial printing for each machine. It is said that correction can be performed easily.
  • Patent Documents 1 and 2 only corrects the delay time due to digital processing, and only corrects using a fixed correction value recognized in advance as a unique value in the entire system. Absent.
  • the present inventor has examined and found that the delay time in the motor control device includes not only the delay time due to digital processing but also the delay time due to analog processing.
  • the present inventor further examined that the delay time due to the analog processing changes depending on the driving state in the motor control device, and is the same method as the delay time due to the digital processing, that is, a fixed correction value. It was found difficult to correct with.
  • the present invention has been made in view of the above, and an object thereof is to obtain a motor control device capable of reducing the influence of delay time due to analog processing.
  • a motor control device includes a detection element that outputs an analog sine wave in accordance with the movement of a detected object, and an output from the detection element.
  • An analog filter for filtering an analog sine wave, an AD converter for AD converting an analog signal output from the analog filter, and a position of the detected object according to a digital signal output from the AD converter A position detector having a generation unit that generates a detection signal to be shown; a correction unit that corrects a detection signal output from the position detector; and a motor that includes the detected object based on the corrected detection signal.
  • a control unit that drives the correction unit, and the correction unit performs delay by analog processing based on the characteristics of the analog filter and the frequency of the analog sine wave.
  • a delay time calculator for calculating a time based on the delay time by the analog processing, and having a delay correction unit that corrects the components associated delay time in the detection signal.
  • the delay time calculation unit calculates the delay time due to analog processing based on the characteristics of the analog filter and the frequency of the analog sine wave.
  • the delay correction unit corrects a component related to the delay time in the detection signal based on the delay time by the analog processing.
  • the delay time due to the analog processing can be calculated based on the parameter that varies depending on the driving state of the motor, and the delay time can be corrected in consideration of the delay time due to the analog processing, thereby reducing the influence of the delay time due to the analog processing.
  • FIG. 1 is a diagram illustrating a configuration of the motor control device according to the first embodiment.
  • FIG. 2 is a diagram showing a configuration of the position detector in the first embodiment.
  • FIG. 3 is a diagram illustrating a relationship between the detection element and the output signal in the first embodiment.
  • FIG. 4 is a diagram illustrating a configuration of the position detector in the first embodiment.
  • FIG. 5 is a circuit diagram showing a configuration of the analog filter in the first embodiment.
  • FIG. 6 is a diagram showing characteristic information in the first embodiment.
  • FIG. 7 is a diagram showing the phase characteristics of the analog filter in the first embodiment.
  • FIG. 8 is a diagram showing a response delay of the detection signal in the first embodiment.
  • FIG. 9 is a diagram illustrating a configuration of the motor control device according to the second embodiment.
  • FIG. 10 is a diagram illustrating a configuration of a motor control device according to a modification of the second embodiment.
  • FIG. 1 is a diagram illustrating a configuration of the motor control device 1.
  • the motor control device 1 receives the command signal CS from the outside (for example, a host controller), detects the position of the detected object in the motor M, and drives the motor M so that the motor M follows the command signal CS. .
  • the command signal CS is, for example, a position command or a speed command.
  • the motor M may be, for example, a rotary motor including a rotor (detected body) and a stator, or may be a linear motor including a mover (detected body) and a stator.
  • a case where the motor M is a rotary motor will be described as an example.
  • the motor control device 1 includes a position detector 2, a delay time calculation unit 9, a delay correction unit 10, a subtractor 7, a position control unit 3, a speed calculation unit 6, a subtractor 8, a speed control unit 4, And a torque control unit 5.
  • the position detector 2 is connected to the motor M and detects the rotation position (rotation angle) of the rotor (detected body) in the motor M.
  • the position detector 2 performs analog processing and digital processing on the detection result, and outputs a detection signal (digital signal) PS indicating the rotational position of the rotor in the motor M according to the processing result.
  • the delay time calculation unit 9 outputs the calculated delay time DT to the delay correction unit 10.
  • the delay time calculation unit 9 includes an estimation unit 9a, a first calculation unit 9b, a second calculation unit 9c, and a third calculation unit 9d. The functions of each unit will be described later.
  • the delay correction unit 10 receives the detection signal PS from the position detector 2 and receives the delay time DT from the delay time calculation unit 9.
  • the delay correction unit 10 corrects a component related to the delay time in the detection signal PS based on the delay time DT.
  • the delay correction unit 10 corrects a component related to the delay time DT in the detection signal by, for example, estimation processing based on the past detection signal. Then, the delay correction unit 10 outputs the corrected detection signal PS ′ to the subtractor 7 and the speed calculation unit 6.
  • the subtractor 7 receives the command signal CS from the outside (for example, a host controller), and receives the corrected detection signal PS ′ from the delay correction unit 10. The subtractor 7 calculates a deviation between the command signal CS and the corrected detection signal PS ′, and outputs the calculation result to the position controller 3 as a command deviation signal CS ′.
  • the position controller 3 receives the command deviation signal CS ′ from the subtractor 7.
  • the position controller 3 generates a speed command signal VC according to the command deviation signal CS ′ and outputs it to the subtracter 8.
  • the speed calculation unit 6 receives the corrected detection signal PS ′ from the delay correction unit 10.
  • the speed calculation unit 6 generates a speed detection signal VS according to the corrected detection signal PS ′.
  • the speed calculation unit 6 Based on the corrected detection signal PS ′, the speed calculation unit 6 performs a process of converting to a speed by, for example, a differentiation process. That is, the speed detection signal VS corresponds to the motor rotation speed of the motor M.
  • the speed calculation unit 6 outputs the speed detection signal VS to the subtracter 8.
  • the subtracter 8 receives the speed command signal VC from the position controller 3 and receives the speed detection signal VS from the speed calculator 6.
  • the subtracter 8 calculates a deviation between the speed command signal VC and the speed detection signal VS, and outputs the calculation result to the speed control unit 4 as a speed command deviation signal VC ′.
  • the speed control unit 4 receives the speed command deviation signal VC ′ from the subtracter 8.
  • the speed control unit 4 outputs a torque command signal TC to the torque control unit 5 in accordance with the speed command deviation signal VC ′.
  • the torque control unit 5 receives the torque command signal TC from the speed control unit 4.
  • the torque control unit 5 outputs a drive current I for driving the motor M based on the torque command signal TC.
  • the motor control device 1 drives the motor M so as to follow the command signal CS.
  • FIG. 2 is a block diagram showing the configuration of the position detector 2, and shows the configuration of the magnetic sensor as an example.
  • the position detector 2 has a magnetic drum 20 and a detection element 21 as shown in FIG.
  • S-pole and N-pole magnets are magnetized on the outer peripheral surface 20 a at intervals of ⁇ .
  • the magnetic drum 20 is connected to the rotor (detected body) of the motor M through a shaft, for example, and rotates in accordance with the rotation of the rotor (detected body).
  • the detection element 21 is fixedly arranged so as to face the outer peripheral surface 20a of the magnetized magnetic drum 20. That is, the detection element 21 outputs an analog sine wave in accordance with the movement of the rotor (detected body) of the motor M.
  • a magnetoresistive element is generally used, and has a characteristic that the resistance value changes when a magnetic field is applied.
  • the resistors are connected in series, a voltage is applied to both ends, and a change in the resistance value of the resistors is detected in the two resistors. Detection is performed based on a change in point potential, and the position of the detection target is detected using this output signal.
  • two resistors 21 a-1 and 21 b-1 are arranged parallel to the magnetization pitch ⁇ of the magnetic drum 20 at an interval of ⁇ / 2 and connected to form a magnetic resistance.
  • the element 21c-1 is configured, and the two resistors 21a-2 and 21b-2 are arranged parallel to the magnetization pitch ⁇ of the magnetic drum 20 at an interval of ⁇ / 2 to be magnetically connected. Resistive element 21c-2 is configured. In addition, the magnetoresistive element 21c-1 and the magnetoresistive element 21c-2 are connected on the opposite side and arranged at an interval of ⁇ / 4 to form resistance patterns having substantially the same shape with the phases shifted from each other by ⁇ / 4. .
  • FIG. 3 is a schematic diagram showing the relationship between the detection element 21 in the position detector 2 and its output signal.
  • Two-phase (A-phase, B-phase) analog sine waves AW1 and AW2 having a phase shift of ⁇ / 2 are output for one wavelength around the potential of Vc / 2.
  • a detection signal is calculated based on the two-phase analog sine waves AW1 and AW2 obtained in this way.
  • the frequency of the analog sine waves AW1 and AW2 is proportional to the rotation speed of the rotor of the motor M, and the rotor of the motor M The higher the rotational speed of the sine wave, the higher the frequency of the analog sine waves AW1 and AW2.
  • FIG. 4 is a diagram showing a configuration for generating the detection signal PS from the two-phase (A phase, B phase) analog sine waves AW1 and AW2 shown in FIG. 3 in the position detector 2.
  • the analog sine wave AW1 and AW2 are different in phase by ⁇ / 2
  • the analog sine wave AW1 can be called an analog sine wave
  • the analog sine wave AW2 can be called an analog cosine wave.
  • the position detector 2 includes analog filters 22-1 and 22-2, AD converters 23-1 and 23-2, and a detection signal generation unit. 24.
  • the detection element 21 outputs two-phase (A-phase and B-phase) analog sine waves AW1 and AW2 to the analog filters 22-1 and 22-2, respectively.
  • Analog filter 22-1 receives A-phase analog sine wave AW1 from detection element 21.
  • the analog filter 22-1 filters the analog sine wave AW1 according to the filter characteristics of the circuit, and outputs the filtering result to the AD converter 23-1 as an A-phase analog signal AW1 '.
  • Analog filter 22-2 receives B-phase analog sine wave AW2 from detection element 21.
  • the analog filter 22-2 filters the analog sine wave AW2 according to the filter characteristics of the circuit, and outputs the filtered result to the AD converter 23-2 as a B-phase analog signal AW2 '.
  • the AD converter 23-1 receives the A-phase analog signal AW1 'from the analog filter 22-1.
  • the AD converter 23-1 performs AD conversion on the A-phase analog signal AW1 ', generates an A-phase digital signal DW1, and outputs the A-phase digital signal DW1 to the detection signal generation unit 24.
  • the AD converter 23-2 receives the B-phase analog signal AW2 'from the analog filter 22-2.
  • the AD converter 23-2 performs AD conversion on the B-phase analog signal AW2 ', generates a B-phase digital signal DW2, and outputs the digital signal DW2 to the detection signal generation unit 24.
  • the detection signal generator 24 receives the A-phase digital signal DW1 from the AD converter 23-1, and receives the B-phase digital signal DW2 from the AD converter 23-2.
  • the detection signal generator 24 generates a detection signal PS indicating the position of the rotor (detected body) in accordance with the A-phase digital signal DW1 and the B-phase digital signal DW2.
  • the detection signal generation unit 24 generates the detection signal PS, for example, by performing an interpolation process or an arctangent operation on the A-phase digital signal DW1 and the B-phase digital signal DW2.
  • the A-phase digital signal DW1 is approximately represented by sin ⁇
  • the B-phase digital signal DW2 is approximately represented by cos ⁇ .
  • FIG. 5 is a circuit diagram showing the configuration of the analog filter 22 in FIG.
  • R is a resistance value in the circuit
  • C is a capacitance in the circuit.
  • Vin represents an input voltage
  • Vout represents an output voltage.
  • the analog filter 22 configured in this manner has a low-pass filter characteristic that blocks a high frequency component of the input signal (input voltage Vin), and the response band K is, for example, 1 / RC. Therefore, the detection signal PS is affected by the filter characteristics in the analog filter 22.
  • the estimation unit 9a (see FIG. 1) of the delay time calculation unit 9 receives information on the response band K of the analog filter 22 from the outside (for example, a host controller), as shown in FIG. 22, that is, first characteristic information indicating the relationship between the frequency of the analog sine wave and the phase delay amount of the analog filter 22 is estimated.
  • the delay time calculation unit 9 is experimentally acquired in advance with second characteristic information indicating the relationship between the rotational speed of the rotor in the motor M and the frequency of the analog sine wave as shown in FIG. Is set.
  • the first calculation unit 9b (see FIG. 1) of the delay time calculation unit 9 receives the speed detection signal VS from the speed calculation unit 6, the first calculation unit 9b refers to the second characteristic information shown in FIG.
  • the frequency of the analog sine wave corresponding to the rotation speed indicated by the detection signal VS is obtained.
  • the analog sine wave frequency F1 corresponding to the rotation speed VS1 can be obtained by referring to the second characteristic information shown in FIG. .
  • the second calculation unit 9c (see FIG. 1) of the delay time calculation unit 9 refers to the estimated first characteristic information shown in FIG. 6 (a) and corresponds to the obtained frequency of the analog sine wave. Determine the amount of phase delay to be performed. For example, when the obtained frequency of the analog sine wave is F1, the phase delay amount PD1 corresponding to the frequency F1 of the analog sine wave can be obtained by referring to the first characteristic information shown in FIG. .
  • third characteristic information indicating the relationship between the phase delay amount and the delay time as shown in FIG. 6C is experimentally acquired and set in advance.
  • the third computation unit 9d (see FIG. 1) of the delay time computation unit 9 refers to the third characteristic information shown in FIG. Is obtained as a delay time DTa by analog processing (see Equation 1).
  • the delay time DTa1 corresponding to the phase delay amount PD1 is obtained as the delay time DTa by analog processing. be able to.
  • the filter characteristic for the response band K is K / (K + s) in terms of a first-order lag transfer function.
  • the phase characteristic in the above transfer function is arctan ( ⁇ / K).
  • the phase characteristic in the filter characteristic is, for example, the characteristic shown in FIG.
  • AW2 has a proportional relationship with the frequency. For example, when the rotational speed of the rotor of the motor M is 6000 (r / min), the frequencies of the analog sine waves AW1 and AW2 are 10 (kHz). As described above, when the analog sine waves AW1 and AW2 output from the detection element 21 are input to the analog filters 22-1 and 22-2, the phase is increased by the amount shown in FIG. 7 according to the frequency of the analog sine waves AW1 and AW2.
  • FIG. 8 is a graph showing the relationship between the rotational speed of the rotor of the motor M and the delay time due to the analog filter 22.
  • the delay time calculation unit 9 calculates the delay time DTa by analog processing based on the characteristics of the analog filter 22 and the frequency of the analog sine wave. .
  • the delay correction unit 10 corrects a component related to the delay time in the detection signal PS based on the delay time DTa by analog processing.
  • the delay time due to analog processing can be calculated based on a parameter that varies depending on the driving state of the motor M, and the delay time can be corrected in consideration of the delay time due to analog processing, thereby reducing the influence of the delay time due to analog processing. .
  • the delay time calculation unit 9 calculates the delay time DT in the detection signal according to the delay time DTa by analog processing and the delay time DTd by digital processing.
  • the delay correction unit 10 corrects a component related to the delay time in the detection signal PS using the calculated delay time DT. As a result, both the delay time due to digital processing and the delay time due to analog processing can be reduced, so that the accuracy of correcting the delay time in the detection signal can be greatly improved.
  • the estimation unit 9a is based on the analog filter response band K, and shows a relationship between the frequency of the analog sine wave and the phase delay amount of the analog filter.
  • the characteristic information (see FIG. 6A) is estimated.
  • the first calculation unit 9b refers to the second characteristic information (see FIG. 6B) indicating the relationship between the speed of the rotating body (detected body) and the frequency of the analog sine wave, and responds to the detection signal.
  • the frequency of the analog sine wave corresponding to the speed of the rotating body (detected body) obtained in this way is obtained.
  • the second calculation unit 9c refers to the first characteristic information estimated by the estimation unit 9a and calculates the phase delay amount of the analog filter corresponding to the frequency of the analog sine wave obtained by the first calculation unit 9b.
  • the third calculation unit 9d refers to the third characteristic information (see FIG. 6C) indicating the relationship between the phase delay amount of the analog filter and the delay time due to analog processing, and the second calculation unit 9c A delay time by analog processing corresponding to the obtained phase delay amount of the analog filter is obtained. Thereby, the delay time DTa by the analog processing can be calculated based on the characteristics of the analog filter 22 and the frequency of the analog sine wave.
  • the analog filter 22 in the position detector 2 is not an RC circuit as shown in FIG. 5, but may be corrected by paying attention to the response band K in the same manner, for example, an amplifier circuit having a filter characteristic. It can be carried out.
  • the delay time DTa due to analog processing may be approximately regarded as the delay time DT in the detection signal.
  • the calculation content in the delay time calculation unit 9 can be simplified, the calculation time by the delay time calculation unit 9 can be shortened.
  • the response band K of the analog filter may be set in advance in the delay time calculation unit 9 instead of being supplied to the delay time calculation unit 9 from the outside (for example, a host controller).
  • the response band K of the analog filter may be dynamically acquired by, for example, periodically measuring the analog filter 22 by the outside (for example, a host controller) or the delay time calculation unit 9.
  • the analog filter response band K is dynamically acquired, the analog filter characteristics can be accurately estimated even when the characteristics of the analog filter deteriorate over time or when the analog filter is replaced with one of different specifications. it can.
  • FIG. 9 is a diagram illustrating a configuration of the motor control device 100. Below, it demonstrates focusing on a different part from Embodiment 1.
  • FIG. 9 is a diagram illustrating a configuration of the motor control device 100. Below, it demonstrates focusing on a different part from Embodiment 1.
  • the calculation by the delay time calculation unit 9 is performed regardless of the characteristics of the motor M.
  • the calculation by the delay time calculation unit 9 is performed according to the characteristics of the motor M. Switch between.
  • the motor control device 100 further includes a calculation determination unit 111.
  • the calculation determination unit 111 switches execution or stop of the processing of the delay time calculation unit 9 based on the characteristics of the analog filter 22 and the motor information of the maximum rotation speed or the use rotation speed of the motor M.
  • the operation determination unit 111 receives a filter characteristic response band K and motor information such as a maximum rotation speed and a use rotation speed range of the motor M to be used from the outside (for example, a host controller). Based on these, the calculation determination unit 111 determines whether to execute or stop the calculation of the delay time calculation unit 9.
  • the arithmetic determination unit 111 uses the delay time DT calculated from the response band K of the analog filter 22 and motor information such as the maximum rotation speed and the use rotation speed range of the motor M to be used.
  • the delay time calculation unit 9 performs the calculation only for the first time, and then determines to stop.
  • the operation determination unit 111 determines that the change in the delay time is very small in the rotation speed range of the motor used, the calculation by the delay time calculation unit 9 is performed once until the predetermined period elapses thereafter.
  • the determination to stop may be repeated every predetermined cycle.
  • the calculation determination unit 111 outputs the determination result to the delay time calculation unit 9.
  • the delay time calculation unit 9 performs the calculation or stops the calculation according to the determination result. That is, the calculation determination unit 111 switches execution or stop of the processing of the delay time calculation unit 9.
  • the rotational speed of the motor is set. Accordingly, the number of times of calculating the delay time can be reduced, so that the processing load can be reduced.
  • the calculation determination unit 111 may determine that there is an abnormality and stop the calculation when the delay time calculated by the delay time calculation unit 9 exceeds a predetermined threshold in the rotation speed range of the motor used. Good.
  • the delay time can be prevented from exceeding a predetermined value. For example, even when an error is included in the estimation process in the delay correction unit 10, the estimation error is excessive and prevents the control system from becoming unstable. be able to.
  • the calculation determination unit 111i may receive the speed detection signal VS from the speed calculation unit 6 and monitor the change of the speed detection signal VS, for example, periodically. . For example, if the change amount of the speed detection signal VS is within an allowable range, the calculation determination unit 111i determines that the rotor of the motor M is in a stable operation state, and performs the calculation of the delay time calculation unit 9 for the first time. Determination may be performed after that, and then stopped for a predetermined period.
  • the calculation determination unit 111i determines that the rotor of the motor M is in an unstable operation state, and performs the calculation of the delay time calculation unit 9. You may perform the determination performed every time.
  • the operation determination unit 111i determines that the rotor of the motor M is in a stable operation state, the operation determination by the delay time calculation unit 9 is performed once, and then the determination is made to stop until the predetermined cycle elapses. It may be repeated every time. For example, if the operation determination unit 111i determines that the rotor of the motor M is in an unstable operation state, the operation determination unit 111i may perform determination to perform the operation of the delay time calculation unit 9 each time.
  • the motor control device according to the present invention is useful for controlling the motor.

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  • Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)

Abstract

　モータ制御装置は、被検出体の移動に合わせてアナログ正弦波を出力する検出素子と、前記検出素子から出力されるアナログ正弦波をフィルタリングするアナログフィルタと、前記アナログフィルタから出力されるアナログ信号をＡＤ変換するＡＤ変換器と、前記ＡＤ変換器から出力されるデジタル信号に応じて前記被検出体の位置を示す検出信号を生成する生成部とを有する位置検出器と、前記位置検出器から出力される検出信号を補正する補正部と、前記補正された検出信号に基づき、前記被検出体を含むモータを駆動する制御部とを備え、前記補正部は、前記アナログフィルタの特性と、前記アナログ正弦波の周波数とに基づいて、アナログ処理による遅れ時間を演算する遅れ時間演算部と、前記アナログ処理による遅れ時間に基づき、前記検出信号における遅れ時間に関する成分を補正する遅れ補正部とを有する。

Description

モータ制御装置
　本発明は、モータ制御装置に関する。
　産業用機械装置を駆動するモータを制御する装置としては、モータに連結されたロータリエンコーダ等の位置検出器により、モータの回転位置（回転角度）や速度を示す検出信号を生成し、指令信号として入力される目標値に対して検出される位置や速度が追従するように制御するモータ制御装置が用いられている。
　ここで、一般に検出信号はデジタル信号として得られるものであり、モータ制御装置内部における演算処理も固定の周期毎に実施するデジタル制御方式が用いられている。
　このようなデジタル制御方式を用いた場合には、演算処理に用いるデータがデジタル処理による遅れ時間の影響を受けるため、制御装置によって遅れ時間を補正することで遅れ時間の影響を低減する方式が提案されている。
　特許文献１には、一定時間間隔ごとにデータをサンプリングしデジタル計算機で処理して出力する自動制御システムにおいて、ある時刻のサンプリング入力値に対して、そのサンプリング入力値と１サンプリング時刻前のサンプリング入力値との差分に適当な係数を乗じたものを加算して、その加算結果をある時刻のみかけ上のサンプリング入力値とすることが記載されている。これにより、特許文献１によれば、サンプリングしてからデジタル計算機で処理して出力するまでに要する時間遅れをみかけ上小さくできるとされている。
　特許文献２には、併設型シャフトレス輪転機において、マスタ信号生成装置が、エンコーダからのパルス信号（デジタル信号）を所定のスキャン周期でカウントし、カウント結果をスムージング処理し、マスタ信号を算出する際に、エンコーダ信号の読み出し周期による信号読み出し遅れ時間と読み出しデータのスムージング処理によるスムージング遅れ時間とが加算された遅れ時間の補正を行うことが記載されている。この遅れ時間は、システム全体で固有の値としてシステム設計の段階から予め認識できるものであるとされている。これにより、特許文献２によれば、システム全体で固有の値として予め認識された遅れ時間に基づいてマスタ信号の補正を行うので、機械ごとに試し印刷を実施する必要がなくなるので、断裁ずれの補正を容易に行うことができるとされている。
特開昭５８－２０７１０７号公報 特開２００３－１４５７１９号公報
　特許文献１、２に記載の技術は、いずれもデジタル処理による遅れ時間を補正するものに過ぎず、システム全体で固有の値として予め認識された固定の補正値を用いて補正しているに過ぎない。
　本発明者は、検討を行ったところ、モータ制御装置における遅れ時間には、デジタル処理による遅れ時間だけでなく、アナログ処理による遅れ時間も含まれることを見出した。本発明者は、さらに検討を行ったところ、アナログ処理による遅れ時間が、モータ制御装置における駆動状態に依存して変化するものであり、デジタル処理による遅れ時間と同様の方法、すなわち固定の補正値で補正することが困難であることを見出した。
　本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、アナログ処理による遅れ時間の影響を低減できるモータ制御装置を得ることを目的とする。
　上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明の１つの側面にかかるモータ制御装置は、被検出体の移動に合わせてアナログ正弦波を出力する検出素子と、前記検出素子から出力されるアナログ正弦波をフィルタリングするアナログフィルタと、前記アナログフィルタから出力されるアナログ信号をＡＤ変換するＡＤ変換器と、前記ＡＤ変換器から出力されるデジタル信号に応じて前記被検出体の位置を示す検出信号を生成する生成部とを有する位置検出器と、前記位置検出器から出力される検出信号を補正する補正部と、前記補正された検出信号に基づき、前記被検出体を含むモータを駆動する制御部とを備え、前記補正部は、前記アナログフィルタの特性と、前記アナログ正弦波の周波数とに基づいて、アナログ処理による遅れ時間を演算する遅れ時間演算部と、前記アナログ処理による遅れ時間に基づき、前記検出信号における遅れ時間に関する成分を補正する遅れ補正部とを有することを特徴とする。
　本発明によれば、遅れ時間演算部が、アナログフィルタの特性と、アナログ正弦波の周波数とに基づいて、アナログ処理による遅れ時間を演算する。遅れ補正部は、アナログ処理による遅れ時間に基づき、検出信号における遅れ時間に関する成分を補正する。これにより、モータの駆動状態により可変となるパラメータに基づいてアナログ処理による遅れ時間を演算でき、アナログ処理による遅れ時間考慮して遅れ時間を補正できるので、アナログ処理による遅れ時間の影響を低減できる。
図１は、実施の形態１にかかるモータ制御装置の構成を示す図である。 図２は、実施の形態１における位置検出器の構成を示す図である。 図３は、実施の形態１における検出素子と出力信号との関係を示す図である。 図４は、実施の形態１における位置検出器の構成を示す図である。 図５は、実施の形態１におけるアナログフィルタの構成を示す回路図である。 図６は、実施の形態１における特性情報を示す図である。 図７は、実施の形態１におけるアナログフィルタの位相特性を示す図である。 図８は、実施の形態１における検出信号の応答遅れを示す図である。 図９は、実施の形態２にかかるモータ制御装置の構成を示す図である。 図１０は、実施の形態２の変形例にかかるモータ制御装置の構成を示す図である。
　以下に、本発明にかかるモータ制御装置の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。
実施の形態１．
　実施の形態１にかかるモータ制御装置１について図１を用いて説明する。図１は、モータ制御装置１の構成を示す図である。
　モータ制御装置１は、指令信号ＣＳを外部（例えば、上位のコントローラ）から受けるとともに、モータＭにおける被検出体の位置を検出し、モータＭが指令信号ＣＳに追従するようにモータＭを駆動する。指令信号ＣＳは、例えば、位置指令や速度指令などである。モータＭは、例えば、回転子（被検出体）及び固定子を含む回転モータであってもよいし、移動子（被検出体）及び固定子を含むリニアモータであってもよい。以下では、モータＭが回転モータである場合について例示的に説明する。
　具体的には、モータ制御装置１は、位置検出器２、遅れ時間演算部９、遅れ補正部１０、減算器７、位置制御部３、速度演算部６、減算器８、速度制御部４、及びトルク制御部５を備える。
　位置検出器２は、モータＭに連結されており、モータＭにおける回転子（被検出体）の回転位置（回転角度）を検出する。位置検出器２は、その検出結果に対してアナログ処理及びデジタル処理を施し、その処理結果に応じて、モータＭにおける回転子の回転位置を示す検出信号（デジタル信号）ＰＳを出力する。
　遅れ時間演算部９は、位置検出器２の応答帯域ＫとモータＭにおける回転子の回転速度を表す速度検出信号ＶＳとに基づき、検出信号における遅れ時間ＤＴを演算する。すなわち、遅れ時間演算部９は、位置検出器２の応答帯域ＫとモータＭにおける回転子の回転速度を表す速度検出信号とに基づきアナログ処理による遅れ時間ＤＴａを求め、アナログ処理による遅れ時間ＤＴａと、予め実験的に求められたデジタル処理による遅れ時間ＤＴｄとに応じて、検出信号における遅れ時間を演算する。例えば、遅れ時間演算部９は、下記の数式１により、検出信号における遅れ時間ＤＴを演算する。
　　　ＤＴ＝ＤＴａ＋ＤＴｄ・・・数式１
　遅れ時間演算部９は、演算された遅れ時間ＤＴを遅れ補正部１０に出力する。なお、遅れ時間演算部９における、アナログ処理による遅れ時間ＤＴａを求めるための具体的な処理については後述する。また、遅れ時間演算部９は、推定部９ａ、第１の演算部９ｂ、第２の演算部９ｃ、及び第３の演算部９ｄを有するが、各部の機能についても後述する。
　遅れ補正部１０は、検出信号ＰＳを位置検出器２から受け、遅れ時間ＤＴを遅れ時間演算部９から受ける。遅れ補正部１０は、遅れ時間ＤＴに基づき、検出信号ＰＳにおける遅れ時間に関する成分を補正する。遅れ補正部１０は、例えば、過去の検出信号に基づいた推定処理等により、検出信号における遅れ時間ＤＴに関する成分を補正する。そして、遅れ補正部１０は、補正後の検出信号ＰＳ’を減算器７及び速度演算部６へ出力する。
　減算器７は、指令信号ＣＳを外部（例えば、上位のコントローラ）から受け、補正後の検出信号ＰＳ’を遅れ補正部１０から受ける。減算器７は、指令信号ＣＳと補正後の検出信号ＰＳ’との偏差を演算し、演算結果を指令偏差信号ＣＳ’として位置制御部３へ出力する。
　位置制御部３は、指令偏差信号ＣＳ’を減算器７から受ける。位置制御部３は、指令偏差信号ＣＳ’に応じて、速度指令信号ＶＣを生成して減算器８へ出力する。
　速度演算部６は、補正後の検出信号ＰＳ’を遅れ補正部１０から受ける。速度演算部６は、補正後の検出信号ＰＳ’に応じて、速度検出信号ＶＳを生成する。速度演算部６は、補正後の検出信号ＰＳ’に基づき、例えば微分処理により、速度に換算する処理を行っている。すなわち、速度検出信号ＶＳはモータＭのモータ回転速度に相当する。速度演算部６は、速度検出信号ＶＳを減算器８へ出力する。
　減算器８は、速度指令信号ＶＣを位置制御部３から受け、速度検出信号ＶＳを速度演算部６から受ける。減算器８は、速度指令信号ＶＣと速度検出信号ＶＳとの偏差を演算し、演算結果を速度指令偏差信号ＶＣ’として速度制御部４へ出力する。
　速度制御部４は、速度指令偏差信号ＶＣ’を減算器８から受ける。速度制御部４は、速度指令偏差信号ＶＣ’に応じて、トルク指令信号ＴＣをトルク制御部５へ出力する。
　トルク制御部５は、トルク指令信号ＴＣを速度制御部４から受ける。トルク制御部５は、トルク指令信号ＴＣに基づき、モータＭを駆動する駆動電流Ｉを出力する。
　なお、上記の各制御部では、比例演算や積分演算を含む演算を行っており、演算に必要なゲイン値などが予め設定されている。
　このようにモータ制御装置１では、指令信号ＣＳに追従するようにモータＭを駆動することになる。
　次に、位置検出器２の動作および特性について図２から図５を用いて詳細に説明する。図２は、位置検出器２の構成を示すブロック図であり、一例として磁気センサの構成を示している。
　位置検出器２は、図２に示すように、磁気ドラム２０と検出素子２１とを有する。磁気ドラム２０では、その外周面２０ａに、λの間隔毎にＳ極、Ｎ極のマグネットが着磁配置されている。磁気ドラム２０は、モータＭの回転子（被検出体）と例えばシャフト等で連結されており、回転子（被検出体）の回転に合わせて回転するようになっている。検出素子２１は、着磁された磁気ドラム２０の外周面２０ａに対向するように固定配置されている。すなわち、検出素子２１は、モータＭの回転子（被検出体）の移動に合わせてアナログ正弦波を出力する。
　検出素子２１としては、一般に磁気抵抗素子が用いられており、磁界を加えると抵抗値が変化する特性を有している。検出素子２１として、２つの抵抗体で構成される磁気抵抗素子を用いる場合、抵抗体を直列に接続し、両端に電圧を印加し、抵抗体の抵抗値の変化を２個の抵抗体の中点電位変化により検出して、この出力信号を用いて被検出体の位置検出を行なっている。検出素子２１では、例えば、２つの抵抗体２１ａ－１、２１ｂ－１を、磁気ドラム２０の着磁ピッチλに対して、λ／２ほど間隔をおいて平行に配置して結線して磁気抵抗素子２１ｃ－１を構成し、２つの抵抗体２１ａ－２、２１ｂ－２を、磁気ドラム２０の着磁ピッチλに対して、λ／２ほど間隔をおいて平行に配置して結線して磁気抵抗素子２１ｃ－２を構成する。また、磁気抵抗素子２１ｃ－１と磁気抵抗素子２１ｃ－２とを、反対側で結線するとともにλ／４の間隔で配置し、互いにλ／４だけ位相をずらした略同一形状の抵抗パターンとしている。
　図３は、位置検出器２における検出素子２１とその出力信号との関係を示す概略図である。
　磁気抵抗素子２１ｃ－１、２１ｃ－２の各々の抵抗パターンに電圧Ｖｃを印加し、かつ磁気ドラム２０が外周面２０ａ上をλの距離に相当する角度だけ回転した場合、図３に示すようにπ／２位相のずれた２相（Ａ相、Ｂ相）のアナログ正弦波ＡＷ１、ＡＷ２が、Ｖｃ／２の電位を中心にして１波長分出力される。このように得られる２相のアナログ正弦波ＡＷ１、ＡＷ２に基づき検出信号が演算される。
　ここで、アナログ正弦波ＡＷ１、ＡＷ２の変化は磁気ドラム２０における磁界の変化に依存するため、アナログ正弦波ＡＷ１、ＡＷ２の周波数はモータＭの回転子の回転速度に比例し、モータＭの回転子の回転速度が高くなる程、アナログ正弦波ＡＷ１、ＡＷ２の周波数も高くなることになる。
　図４は、位置検出器２における、図３に示した２相（Ａ相、Ｂ相）のアナログ正弦波ＡＷ１、ＡＷ２から検出信号ＰＳを生成するための構成を示す図である。ここで２相のアナログ正弦波ＡＷ１、ＡＷ２は位相がπ／２異なるため、アナログ正弦波ＡＷ１をアナログ正弦波と呼び、アナログ正弦波ＡＷ２をアナログ余弦波と呼ぶこともできるが、いずれも正弦波状の信号であるという意味で、アナログ正弦波ＡＷ１、ＡＷ２と呼んでいる。
　位置検出器２は、図４に示すように、磁気ドラム２０及び検出素子２１に加えて、アナログフィルタ２２－１、２２－２、ＡＤ変換器２３－１、２３－２、及び検出信号生成部２４を有する。
　検出素子２１は、２相（Ａ相、Ｂ相）のアナログ正弦波ＡＷ１、ＡＷ２をそれぞれアナログフィルタ２２－１、２２－２へ出力する。
　アナログフィルタ２２－１は、Ａ相のアナログ正弦波ＡＷ１を検出素子２１から受ける。アナログフィルタ２２－１は、回路のフィルタ特性によってアナログ正弦波ＡＷ１をフィルタリングし、フィルタリング結果をＡ相のアナログ信号ＡＷ１’としてＡＤ変換器２３－１へ出力する。
　アナログフィルタ２２－２は、Ｂ相のアナログ正弦波ＡＷ２を検出素子２１から受ける。アナログフィルタ２２－２は、回路のフィルタ特性によってアナログ正弦波ＡＷ２をフィルタリングし、フィルタリング結果をＢ相のアナログ信号ＡＷ２’としてＡＤ変換器２３－２へ出力する。
　ＡＤ変換器２３－１は、Ａ相のアナログ信号ＡＷ１’をアナログフィルタ２２－１から受ける。ＡＤ変換器２３－１は、Ａ相のアナログ信号ＡＷ１’をＡＤ変換して、Ａ相のデジタル信号ＤＷ１を生成して検出信号生成部２４へ出力する。
　ＡＤ変換器２３－２は、Ｂ相のアナログ信号ＡＷ２’をアナログフィルタ２２－２から受ける。ＡＤ変換器２３－２は、Ｂ相のアナログ信号ＡＷ２’をＡＤ変換して、Ｂ相のデジタル信号ＤＷ２を生成して検出信号生成部２４へ出力する。
　検出信号生成部２４は、Ａ相のデジタル信号ＤＷ１をＡＤ変換器２３－１から受け、Ｂ相のデジタル信号ＤＷ２をＡＤ変換器２３－２から受ける。検出信号生成部２４は、Ａ相のデジタル信号ＤＷ１及びＢ相のデジタル信号ＤＷ２に応じて、回転子（被検出体）の位置を示す検出信号ＰＳを生成する。検出信号生成部２４は、例えば、Ａ相のデジタル信号ＤＷ１及びＢ相のデジタル信号ＤＷ２に対して、内挿処理や逆正接演算を施すことによって、検出信号ＰＳを生成する。例えば、回転子（被検出体）の位置がθのとき、Ａ相のデジタル信号ＤＷ１が近似的にｓｉｎθで表され、Ｂ相のデジタル信号ＤＷ２が近似的にｃｏｓθで表されるとすると、検出信号生成部２４は、次の数式２により回転子（被検出体）の位置θを求めることができる。
　　　θ＝ｔａｎ－１（（ｓｉｎθ）／（ｃｏｓθ））・・・数式２
　図５は、図４におけるアナログフィルタ２２の構成を示す回路図である。図５において、Ｒは回路における抵抗値、Ｃは回路における静電容量である。また、Ｖｉｎは入力電圧、Ｖｏｕｔは出力電圧を表している。
　このように構成されたアナログフィルタ２２では、入力信号（入力電圧Ｖｉｎ）の高周波数成分を遮断するローパスフィルタ特性を持ち、応答帯域Ｋは例えば１／ＲＣとなる。よって、検出信号ＰＳは、アナログフィルタ２２におけるフィルタ特性の影響を受けることになる。
　次に、アナログフィルタ２２におけるフィルタ特性によって生じる遅れ時間を応答帯域Ｋより算出する方式について、すなわち図１に示す遅れ時間演算部９における、アナログ処理による遅れ時間ＤＴａを求めるための具体的な処理について、図６を用いて説明する。
　遅れ時間演算部９の推定部９ａ（図１参照）は、アナログフィルタ２２の応答帯域Ｋの情報を外部（例えば、上位のコントローラ）から受けると、図６（ａ）に示すように、アナログフィルタ２２のフィルタ特性、すなわちアナログ正弦波の周波数とアナログフィルタ２２の位相遅れ量との関係を示す第１の特性情報を推定する。
　また、遅れ時間演算部９には、図６（ｂ）に示すようなモータＭにおける回転子の回転速度とアナログ正弦波の周波数との関係を示す第２の特性情報が予め実験的に取得され設定されている。遅れ時間演算部９の第１の演算部９ｂ（図１参照）は、速度検出信号ＶＳを速度演算部６から受けると、図６（ｂ）に示す第２の特性情報を参照して、速度検出信号ＶＳにより示される回転速度に対応したアナログ正弦波の周波数を求める。例えば、速度検出信号ＶＳにより示される回転速度がＶＳ１である場合、図６（ｂ）に示す第２の特性情報を参照すると、回転速度ＶＳ１に対応するアナログ正弦波の周波数Ｆ１を求めることができる。
　そして、遅れ時間演算部９の第２の演算部９ｃ（図１参照）は、推定された図６（ａ）に示す第１の特性情報を参照し、求められたアナログ正弦波の周波数に対応する位相遅れ量を求める。例えば、求められたアナログ正弦波の周波数がＦ１である場合、図６（ａ）に示す第１の特性情報を参照すると、アナログ正弦波の周波数Ｆ１に対応する位相遅れ量ＰＤ１を求めることができる。
　また、遅れ時間演算部９には、図６（ｃ）に示すような位相遅れ量と遅れ時間との関係を示す第３の特性情報が予め実験的に取得され設定されている。遅れ時間演算部９の第３の演算部９ｄ（図１参照）は、位相遅れ量が求められると、図６（ｃ）に示す第３の特性情報を参照して、求められた位相遅れ量に対応する遅れ時間を、アナログ処理による遅れ時間ＤＴａ（数式１参照）として求める。例えば、求められた位相遅れ量がＰＤ１である場合、図６（ｃ）に示す第３の特性情報を参照すると、位相遅れ量ＰＤ１に対応する遅れ時間ＤＴａ１を、アナログ処理による遅れ時間ＤＴａとして求めることができる。
　次に、アナログフィルタ２２におけるフィルタ特性によって生じる遅れ時間（アナログ処理による遅れ時間ＤＴａ）を応答帯域Ｋより算出する方式について、具体的な数値を例に挙げ、図７、図８を用いて詳細に説明する。
　応答帯域Ｋとなるフィルタ特性は、１次遅れ系の伝達関数で表すとＫ／（Ｋ＋ｓ）となる。ここで、ｓはラプラス演算子であり、虚数単位ｊ、角周波数ωよりｓ＝ｊωである。上記の伝達関数における位相特性は、ａｒｃｔａｎ（－ω／Ｋ）となる。
　位置検出器２におけるアナログフィルタ２２の応答帯域Ｋが１０（ｋＨｚ）である場合、フィルタ特性における位相特性は１次遅れ特性として、例えば、図７に示す特性となる。
　位置検出器２において、検出素子２１から出力されるアナログ正弦波ＡＷ１、ＡＷ２が、モータＭの回転子が１回転するにつき１００周期である場合、モータＭの回転子の回転速度とアナログ正弦波ＡＷ１、ＡＷ２の周波数とは比例関係にある。例えば、モータＭの回転子の回転速度が６０００（ｒ／ｍｉｎ）の時、アナログ正弦波ＡＷ１、ＡＷ２の周波数は１０（ｋＨｚ）となる。このように検出素子２１から出力されるアナログ正弦波ＡＷ１、ＡＷ２がアナログフィルタ２２－１、２２－２に入力されると、アナログ正弦波ＡＷ１、ＡＷ２の周波数に応じて図７に示す量だけ位相が遅れてアナログフィルタ２２－１、２２－２から出力される。アナログ正弦波ＡＷ１、ＡＷ２の周波数は、モータＭの回転子の回転速度に比例するため、アナログフィルタ２２－１、２２－２による位相遅れ量は、モータＭの回転子の回転速度によって変化することとなる。
　図８は、モータＭの回転子の回転速度とアナログフィルタ２２による遅れ時間との関係を示すグラフである。このように、位置検出器２の内部におけるアナログ信号は、連結されるモータＭの回転速度によって定まる周波数で変化することになるため、位相特性を用いることでその遅れ時間も算出することが可能となる。
　以上のように、実施の形態１では、モータ制御装置１において、遅れ時間演算部９が、アナログフィルタ２２の特性と、アナログ正弦波の周波数とに基づいて、アナログ処理による遅れ時間ＤＴａを演算する。遅れ補正部１０は、アナログ処理による遅れ時間ＤＴａに基づき、検出信号ＰＳにおける遅れ時間に関する成分を補正する。これにより、モータＭの駆動状態により可変となるパラメータに基づいてアナログ処理による遅れ時間を演算でき、アナログ処理による遅れ時間考慮して遅れ時間を補正できるので、アナログ処理による遅れ時間の影響を低減できる。
　また、実施の形態１では、モータ制御装置１において、遅れ時間演算部９が、アナログ処理による遅れ時間ＤＴａとデジタル処理による遅延時間ＤＴｄとに応じて、検出信号における遅れ時間ＤＴを演算する。遅れ補正部１０は、演算された遅れ時間ＤＴを用いて、検出信号ＰＳにおける遅れ時間に関する成分を補正する。これにより、デジタル処理による遅延時間とアナログ処理による遅れ時間との両方を低減できるので、検出信号における遅れ時間の補正精度を大幅に向上できる。
　また、実施の形態１では、遅れ時間演算部９において、推定部９ａが、アナログフィルタの応答帯域Ｋに基づいて、アナログ正弦波の周波数とアナログフィルタの位相遅れ量との関係を示す第１の特性情報（図６（ａ）参照）を推定する。第１の演算部９ｂは、回転体（被検出体）の速度とアナログ正弦波の周波数との関係を示す第２の特性情報（図６（ｂ）参照）を参照して、検出信号に応じて求められた回転体（被検出体）の速度に対応したアナログ正弦波の周波数を求める。第２の演算部９ｃは、推定部９ａにより推定された第１の特性情報を参照して、第１の演算部９ｂにより求められたアナログ正弦波の周波数に対応したアナログフィルタの位相遅れ量を求める。第３の演算部９ｄは、アナログフィルタの位相遅れ量とアナログ処理による遅れ時間との関係を示す第３の特性情報（図６（ｃ）参照）を参照して、第２の演算部９ｃにより求められたアナログフィルタの位相遅れ量に対応したアナログ処理による遅れ時間を求める。これにより、アナログフィルタ２２の特性と、アナログ正弦波の周波数とに基づいて、アナログ処理による遅れ時間ＤＴａを演算することができる。
　なお、位置検出器２におけるアナログフィルタ２２は、図５に示すようなＲＣ回路である代わりに、例えばフィルタ特性を備えた増幅回路であっても、同様に応答帯域Ｋに着目することで補正を行うことができる。
　あるいは、デジタル処理による遅れ時間ＤＴｄがアナログ処理による遅れ時間ＤＴａに比べて無視できるレベルである場合には、アナログ処理による遅れ時間ＤＴａを近似的に検出信号における遅れ時間ＤＴとみなしてもよい。この場合、遅れ時間演算部９における演算内容を簡略化できるので、遅れ時間演算部９による演算時間を短縮できる。
　あるいは、アナログフィルタの応答帯域Ｋは、外部（例えば、上位のコントローラ）から遅れ時間演算部９へ供給する代わりに、遅れ時間演算部９に予め設定されていてもよい。あるいは、アナログフィルタの応答帯域Ｋは、外部（例えば、上位のコントローラ）又は遅れ時間演算部９により定期的にアナログフィルタ２２を測定することなどにより、動的に取得されてもよい。アナログフィルタの応答帯域Ｋが動的に取得される場合、アナログフィルタの特性が経年劣化した場合やアナログフィルタが異なる仕様のものに交換された場合でも、アナログフィルタの特性を正確に推定することができる。
実施の形態２．
　次に、実施の形態２にかかるモータ制御装置１００について図９を用いて説明する。図９は、モータ制御装置１００の構成を示す図である。以下では、実施の形態１と異なる部分を中心に説明する。
　実施の形態１では、モータＭの特性にかかわらず遅れ時間演算部９による演算を行っているが、実施の形態２では、モータＭの特性に応じて遅れ時間演算部９による演算を行うか否かを切り替える。
　具体的には、モータ制御装置１００は、演算判定部１１１をさらに備える。演算判定部１１１は、アナログフィルタ２２の特性と、モータＭの最高回転速度または使用回転速度のモータ情報とに基づいて、遅れ時間演算部９の処理の実行または停止を切り替える。例えば、演算判定部１１１は、フィルタ特性の応答帯域Ｋと、使用するモータＭの最高回転数や使用回転数範囲などのモータ情報とを外部（例えば、上位のコントローラ）から受ける。演算判定部１１１は、これらに基づいて、遅れ時間演算部９の演算を実行するか停止させるかを判定する。
　例えば、演算判定部１１１は、図８で示したように、アナログフィルタ２２の応答帯域Ｋより算出される遅れ時間ＤＴと、使用するモータＭの最高回転数や使用回転数範囲などのモータ情報に含まれる回転速度とを比較し、使用されるモータの回転数範囲において遅れ時間の変化が微少であると判断したら、遅れ時間演算部９の演算を初回のみ行い、その後停止させる判定を行う。
　あるいは、例えば、演算判定部１１１は、使用されるモータの回転数範囲において遅れ時間の変化が微少であると判断したら、遅れ時間演算部９の演算を１回行い、その後所定周期が経過するまで停止させる判定を所定周期ごとに繰り返し行ってもよい。
　演算判定部１１１は、判定結果を遅れ時間演算部９に出力する。遅れ時間演算部９は、判定結果に従い、その演算を行う、又はその演算を停止する。すなわち、演算判定部１１１は、遅れ時間演算部９の処理の実行または停止を切り替える。
　このように、実施の形態２では、モータ制御装置１００において、モータＭと位置検出器２のアナログフィルタ２２との組合せに応じて、固定の遅れ時間として近似可能な場合にはモータの回転速度に応じて遅れ時間を演算する処理の回数を低減することができるため、処理負荷を低減することが可能となる。
　なお、演算判定部１１１は、使用されるモータの回転数範囲において遅れ時間演算部９にて演算される遅れ時間が所定の閾値以上となる場合には異常と判定して演算を停止させてもよい。
　これにより、遅れ時間が所定値以上となることを防ぐことができ、例えば遅れ補正部１０での推定処理に誤差が含まれる場合においても推定誤差が過大となり制御系が不安定となることを防ぐことができる。
　あるいは、図１０に示すように、モータ制御装置１００ｉにおいて、演算判定部１１１ｉは、速度検出信号ＶＳを速度演算部６から受けて、速度検出信号ＶＳの変化を例えば定期的にモニターしてもよい。演算判定部１１１ｉは、例えば、速度検出信号ＶＳの変化量が許容範囲内に収まっていれば、モータＭの回転子が安定動作状態にあると判断して、遅れ時間演算部９の演算を初回のみ行い、その後所定期間停止させる判定を行ってもよい。演算判定部１１１ｉは、例えば、速度検出信号ＶＳの変化量が許容範囲内に収まっていなければ、モータＭの回転子が不安定動作状態にあると判断して、遅れ時間演算部９の演算を毎回行う判定を行ってもよい。
　あるいは、演算判定部１１１ｉは、例えば、モータＭの回転子が安定動作状態にあると判断したら、遅れ時間演算部９の演算を１回行い、その後所定周期が経過するまで停止させる判定を所定周期ごとに繰り返し行ってもよい。演算判定部１１１ｉは、例えば、モータＭの回転子が不安定動作状態にあると判断したら、遅れ時間演算部９の演算を毎回行う判定を行ってもよい。
　以上のように、本発明にかかるモータ制御装置は、モータの制御に有用である。
　１　モータ制御装置
　２　位置検出器
　３　位置制御部
　４　速度制御部
　５　トルク制御部
　６　速度演算部
　７、８　減算器
　９　遅れ時間演算部
　９ａ　推定部
　９ｂ　第１の演算部
　９ｃ　第２の演算部
　９ｄ　第３の演算部
　１０　遅れ補正部
　２０　磁気ドラム
　２１　検出素子
　２２　アナログフィルタ
　２３　ＡＤ変換器
　２４　検出信号生成部
　１００、１００ｉ　モータ制御装置
　１１１、１１１ｉ　演算判定部

Claims (5)

  1. 　被検出体の移動に合わせてアナログ正弦波を出力する検出素子と、前記検出素子から出力されるアナログ正弦波をフィルタリングするアナログフィルタと、前記アナログフィルタから出力されるアナログ信号をＡＤ変換するＡＤ変換器と、前記ＡＤ変換器から出力されるデジタル信号に応じて前記被検出体の位置を示す検出信号を生成する生成部とを有する位置検出器と、
    　前記位置検出器から出力される検出信号を補正する補正部と、
    　前記補正された検出信号に基づき、前記被検出体を含むモータを駆動する制御部と、
    　を備え、
    　前記補正部は、
    　前記アナログフィルタの特性と、前記アナログ正弦波の周波数とに基づいて、アナログ処理による遅れ時間を演算する遅れ時間演算部と、
    　前記アナログ処理による遅れ時間に基づき、前記検出信号における遅れ時間に関する成分を補正する遅れ補正部と、
    　を有する
    　ことを特徴とするモータ制御装置。
  2. 　前記遅れ時間演算部は、
    　前記アナログフィルタの応答帯域に基づいて、アナログ正弦波の周波数とアナログフィルタの位相遅れ量との関係を示す第１の特性情報を推定する推定部と、
    　被検出体の速度とアナログ正弦波の周波数との関係を示す第２の特性情報を参照して、前記検出信号に応じて求められた前記被検出体の速度に対応したアナログ正弦波の周波数を求める第１の演算部と、
    　前記推定された第１の特性情報を参照して、前記求められたアナログ正弦波の周波数に対応したアナログフィルタの位相遅れ量を求める第２の演算部と、
    　アナログフィルタの位相遅れ量とアナログ処理による遅れ時間との関係を示す第３の特性情報を参照して、前記求められたアナログフィルタの位相遅れ量に対応したアナログ処理による遅れ時間を求める第３の演算部と、
    　を有する
    　ことを特徴とする請求項１に記載のモータ制御装置。
  3. 　前記被検出体は、前記モータの回転子であり、
    　前記モータ制御装置は、
    　前記アナログフィルタの特性と、前記モータの最高回転速度または使用回転速度のモータ情報とに基づいて、前記遅れ時間演算部の処理の実行または停止を切り替える判定部をさらに備えた
    　ことを特徴とする請求項１に記載のモータ制御装置。
  4. 　前記被検出体は、前記モータの回転子であり、
    　前記モータ制御装置は、
    　前記アナログフィルタの特性と、前記モータの最高回転速度または使用回転速度のモータ情報とに基づいて、前記遅れ時間演算部で演算される遅れ時間が所定の閾値以上の場合に異常と判断して演算を停止させる判定部をさらに備えた
    　ことを特徴とする請求項１に記載のモータ制御装置。
  5. 　前記被検出体は、前記モータの回転子であり、
    　前記モータ制御装置は、
    　前記検出信号に応じて求められた前記被検出体の速度の変化に応じて、前記遅れ時間演算部の処理の実行または停止を切り替える判定部をさらに備えた
    　ことを特徴とする請求項１に記載のモータ制御装置。
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