JP2013190349A

JP2013190349A - レーダ装置

Info

Publication number: JP2013190349A
Application number: JP2012057246A
Authority: JP
Inventors: Hisamichi Tanaka; 久理田中
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2012-03-14
Filing date: 2012-03-14
Publication date: 2013-09-26

Abstract

【課題】レーダ装置の距離分解能と速度分解能の両方を同時に向上させる。
【解決手段】送信部１は、搬送波のパルスを生成し、放射部３は、パルスを放射して、空間に存在する物体で反射された反射波を取り込む。受信部４は、反射波に周波数変換を施して受信信号を生成し、ＡＤ変換部５でＡＤ変換する。信号処理部６は、１つのパルスの反射波の受信信号から、パルスより短い２つの区間の信号を抽出し、２つの区間の信号にフーリエ変換を施して、区間ごとの周波数領域受信信号を生成する。さらに、区間ごとの周波数領域受信信号の、最大の電力の周波数点の最大電力周波数成分を抽出し、２つの区間の最大電力周波数成分の複素共役積を計算して、放射したパルスごとに計算した複素共役積を加算して積分後複素共役積を得る。そして、速度算出部は、積分後複素共役積の位相からドップラー速度を算出する。
【選択図】図１

Description

本発明は、電磁波を送受信して目標物までの距離等を計測するレーダ装置に関する。

従来、遠隔点の風を計測する装置として、コヒーレントライダ等の装置が知られている（例えば、特許文献１参照）。コヒーレントライダは、送信パルス幅毎に受信ＩＦ（中間周波数：Intermediate Frequency）信号を切り出し、フーリエ変換等の周波数解析によってドップラー周波数を算出している（例えば、非特許文献１参照）。

ここで、非特許文献１に示されるように、送信波長１．５μｍ程度のレーザ光を用いて、−３７〜３７ｍ／ｓの視線方向の風速を計測する場合、そのドップラー周波数は−５０〜５０MHｚとなる。すなわち、１００ＭＨｚの帯域幅のドップラー周波数を計測する必要があるので、標本化定理に基づいて、２００ＭSample／ｓ以上のＡＤ変換により受信信号を収集して周波数解析を実行する。

また、距離計測は、レーザ光のパルス（バースト）を送信し、送受信の時間差を計測することによって実行される。したがって距離分解能は、パルス幅によって決定される。例えば、上記非特許文献１のコヒーレントライダにおいて、送信パルス幅を２００ｎｓとすると、距離分解能は３０ｍとなる。

一方、速度分解能は、ドップラー周波数の分解能によって決定される。ここで、ドップラー周波数の分解能は、受信信号の観測時間の逆数となるので、観測時間が長くなるほどドップラー周波数の分解能は高くなる。しかしながら、受信信号の観測時間は、最大でも送信パルス幅となる。

そのため、上記非特許文献１のコヒーレントライダにおいて、送信パルス幅が２００ｎｓの場合には、ドップラー周波数の分解能は５ＭＨｚとなり、送信波長が１．５μｍのときの速度分解能は３．７５ｍ／ｓとなる。このことから、距離分解能と速度分解能とは、ともに送信パルス幅によって決定される。また、送信パルス幅が短いほうが距離分解能は高くなるが、逆に速度分解能は低くなるという関係がある。

特許文献２には、距離分解能および速度分解能の両方を同時に向上するレーダ装置が提案されている。特許文献２のレーダ装置は、受信信号から、送信波に含まれるパルスと同じ幅を有する区間の信号を抽出し、この信号に対してフーリエ変換を実行して、フーリエ変換後の受信信号から、電力値が最大となる周波数点の信号成分を、最大電力周波数成分として抽出する。そして、送信波に含まれるパルスの間隔と同じ時間間隔で得られる複数の最大電力周波数成分のうち、任意の２つを選択して複素共役積を算出し、複素共役積を複数回の観測について加算した積分後複素共役積の位相から、ドップラー速度を算出する。

特開２００９−１６２６７８号公報国際公開第２０１１／０２１２６２号

浅香公雄他、風速計測用光波レーダの開発、信学技報SANE2000-39, 2007年、電子情報通信学会、信学技報SANE2000-39、P.15-20

しかしながら、従来技術には、以下のような課題がある。非特許文献１のコヒーレントライダでは、送信パルス幅を２００ｎｓとしたときの距離分解能が３０ｍとなるが、例えば航空機の後方に生じる後方乱気流の一つの渦の直径は数１０ｍ程度であることから、渦の構造を正確に捉えるには、必ずしも十分な距離分解能であるとは言えない。また、このとき、速度分解能を３．７５ｍ／ｓより落とすことは現実的でないので、結局のところ、十分な距離分解能を得ることができない。

コヒーレントライダでは、ビームが近距離ではほとんど広がらないので、電波を送受信するレーダと比較して、極めて高い角度分解能を得ることができるものの、上述したように、距離分解能は不充分である。以上のように従来のコヒーレントライダでは、距離分解能と速度分解能とが互いにトレードオフの関係があるため、両者を同時に向上することができないという問題がある。

特許文献２には、距離分解能および速度分解能の両方を同時に向上する技術が提案されている。特許文献２の技術では、パルス幅とパルス間隔を所望の分解能が得られるように調整する必要がある。この場合、２つのパルス（バースト）の波どうしがコヒーレントである必要がある。しかし、コヒーレントライダ装置では、送信するパルスの間のコヒーレントを保ってパルス間隔を自由に調整することは困難である。

本発明は上述のような事情に鑑みてなされたものであり、レーダ装置の距離分解能と速度分解能の両方を同時に向上させることを目的とする。

本発明に係るレーダ装置は、搬送波のパルスを生成する送信部と、送信部で生成した搬送波のパルスを空間へ放射し、空間に存在する物体で反射された反射波を取り込む放射部と、放射部で取り込んだ反射波に周波数変換を施して受信信号を生成する受信部と、１つのパルスの反射波の受信信号から、パルスより短い２つの区間の信号を抽出する区間抽出部と、を備える。フーリエ変換部は、２つの区間の信号にフーリエ変換を施して、区間ごとの周波数領域受信信号を生成し、ピーク抽出部は、区間ごとの周波数領域受信信号の、最大の電力の周波数点の成分を最大電力周波数成分として抽出する。乗算部は、２つの区間の最大電力周波数成分の複素共役積を計算し、乗算値積分部は、放射したパルスごとに乗算部で計算した複素共役積を加算して積分後複素共役積を得る。そして、速度算出部は、積分後複素共役積の位相からドップラー速度を算出する。

本発明によれば、レーダ装置の距離分解能と速度分解能の両方を同時に向上させることができる。

本発明の実施の形態１に係るレーダ装置を示すブロック構成図である。実施の形態１に係るレーダ装置における送信波の振幅形状と受信信号から抽出する区間の関係を示す模式図である。実施の形態１に係るレーダ装置の信号処理部を示すブロック構成図である。実施の形態１に係るレーダ装置において、受信信号に含まれる不要反射成分の発生状況を説明する図である。実施の形態１に係るレーダ装置における受信信号のドップラースペクトルを示す模式図である。実施の形態１に係るレーダ装置の信号処理部の変形例を示すブロック構成図である。実施の形態１に係るドップラー速度測定の動作の一例を示すフローチャートである。本発明の実施の形態２に係るレーダ装置において、受信信号に含まれる不要反射成分の発生状況を説明する図である。実施の形態２に係るレーダ装置の信号処理部を示すブロック構成図である。本発明の実施の形態３に係るレーダ装置における受信信号から抽出する区間の関係を示す模式図である。

以下、本発明を実施するための形態について図面を参照して詳細に説明する。なお図中、同一または同等の部分には同一の符号を付す。

実施の形態１．
図１は、本発明の実施の形態１に係るレーダ装置を示すブロック構成図である。レーダ装置は、送信部１、切替部２、放射部３、受信部４、ＡＤ変換部５および信号処理部６を備える。以下、このレーダ装置の機能について説明する。なお、以下の実施の形態では、搬送波がレーザ光である場合を想定して説明するが、搬送波がレーザ光に限定されるものではなく、光の周波数領域以外の一般の電磁波、あるいは音波などにも同様に適用することができる。

送信部１は単一周波数の連続波を振幅変調して発生された搬送波のパルス（バースト）を生成して切替部２に出力する。また、送信部１は、パルスを受信部４に出力する。切替部２は、送信部１からのパルスを空間に放射するとともに、放射部３からの受信波を受信部４に出力する。放射部３は、切替部２からのパルスを空間に放射するとともに、パルスが空間中に存在する目標物１００で反射した反射波の一部を、受信波として受信する。

送信部１は、光源３１、光分配器３２およびパルス変調器３３を含む。受信部４は、周波数シフタ４１、光カプラ４２および光受信機４３を含む。光源３１は光分配器３２に接続され、光分配器３２はパルス変調器３３と受信部４の周波数シフタ４１に接続されている。パルス変調器３３は切替部２に接続されている。切替部２は、搬送波がレーザ光の場合、光サーキュレータである。

切替部２は、放射部３と受信部４の光カプラ４２に接続されている。放射部３は、搬送波がレーザ光の場合、送受光学系である。光カプラ４２は周波数シフタ４１と光受信機４３に接続されている。光受信機４３はＡＤ変換部５に接続されている。ＡＤ変換部５は信号処理部６に接続されている。

光源３１と光分配器３２との間、光分配器３２とパルス変調器３３との間、パルス変調器３３と切替部２（光サーキュレータ）との間、切替部２と放射部３（送受光学系）との間、切替部２と光カプラ４２との間、光分配器３２と周波数シフタ４１との間、周波数シフタ４１と光カプラ４２との間、および光カプラ４２と光受信機４３との間は、全て光回路接続されており、例えば光ファイバにより接続されている。また、光受信機４３とＡＤ変換部５との間、ＡＤ変換部５と信号処理部６との間は、全て電気回路により接続されている。

光源３１は、単一周波数からなるＣＷ（Continuous Wave：連続波）光を出力する。光分配器３２は、光源３１からの光を２分して一方をパルス変調器３３に、他の一方を周波数シフタ４１に、各々送る。パルス変調器３３は、入力された光信号に対しパルス変調をかける。周波数シフタ４１は、入力された光信号に所定の周波数シフトを与える。

切替部２は、パルス変調器３３からの光信号を放射部３に送り、放射部３からの光信号を光カプラ４２に送る。放射部３は、切替部２からの光信号を大気中に送信し、大気中からの散乱光を受信光として受信して切替部２に送る。光カプラ４２は、周波数シフタ４１および切替部２からの光信号を合波して光受信機４３に送る。光受信機４３は光カプラ４２からの光信号をヘテロダイン検波により電気信号に変換して、受信信号としてＡＤ変換部５に送る。

ＡＤ変換部５は、受信信号をＡ−Ｄ（Analogue to Digital）変換し、信号処理部６に送る。信号処理部６はＡＤ変換部５からの受信信号を信号処理し、風速のレーザビーム送受信方向における距離依存性を計測する。

なお、図１において、上記周波数シフタ４１による周波数シフトは、ヘテロダイン検波して得られる電気信号にＩＦ周波数を乗せ、ドップラー周波数シフトの正負を識別することを目的として配置されているが、周波数シフタ４１を図１に示した位置から除き、パルス変調器３３に周波数シフタ４１を用いてこれに変調信号を送ることで、周波数シフタ４１をパルス変調器３３として機能させることもできる。上述の非特許文献１では、この構成をとっている。以下、レーダ装置の動作を説明する。

まず、光源３１から単一周波数からなるＣＷ光信号を送信し、この光信号を光分配器３２により分配して、一方をパルス変調器３３に、他方を周波数シフタ４１に送る。パルス変調器３３は、所定のパルス幅と繰り返し周期からなる変調信号で、入力されたＣＷ光信号をパルス化（定めた長さのバーストに）する。そして、パルス化された光信号を切替部２、放射部３を介し大気中に送信する。それと同時に、ＡＤ変換部５および信号処理部６に、上記変調信号に同期したトリガ信号を送信する。

大気中に送信された光信号は、大気中に浮遊するエアロゾル等の散乱体により散乱され、この散乱光が放射部３により受信光として受信される。この際、エアロゾル等の散乱体が風に乗って移動しているため、受信光には風速に相当するドップラー周波数シフトが生じている。受信光は、放射部３、切替部２を介し光カプラ４２に送られる。光カプラ４２では、周波数シフタ４１からのローカル光と受信光とを合波した後、光受信機４３に送る。

光受信機４３では、ローカル光と受信光とをヘテロダイン検波して電気信号である受信信号に変換する。このとき、受信信号の周波数は、風速に相当するドップラー周波数シフトと同じ値となる。ＡＤ変換部５は、光受信機４３からの受信信号をＡ−Ｄ変換して、このデジタル信号を信号処理部６に送る。信号処理部６では、放射したパルスの反射波の受信信号から、放射したパルスより短い２つの区間の信号を抽出し、２つの区間の信号の相関値の位相からドップラー速度を算出する。

図２は、実施の形態１に係るレーダ装置における送信波の振幅形状と受信信号から抽出する区間の関係を示す模式図である。放射部３から放射されるパルスは、単一周波数の連続波を振幅変調して発生されたパルス幅１０２の長さの単一のパルス１０１である。１つのパルス１０１の中で、レーザ光はコヒーレントである。パルス１０１の放射は、時間間隔１０５の周期で繰り返される。

信号処理部６は、１つのパルスの反射波の受信信号１１０から、パルス１０１の長さ（パルス幅１０２）より短い２つの区間１１１ａ、１１１ｂを抽出する。図２では、受信信号１１０を１つの矩形で表しているが、パルス１０１は、連続した距離範囲の各点で反射されるので、実際には、拡散した長い時間幅の信号が得られる。ここでは、観測対象の距離で反射された光が受信される時間を、受信信号１１０で表している。観測対象の距離ｒに対して、パルス１０１とパルス１１０との時間差１１８を遅延時間ｔ_ｄとすると、遅延時間ｔ_ｄは、次式（１）で表される。
ｔ_ｄ＝２ｒ／ｃ（１）

図２の例では、区間１１１ａの長さ（区間幅１１２ａ）と区間１１１ｂの長さ（区間幅１１２ｂ）とは、互いに等しい。また、区間１１１ａと区間１１１ｂは、区間間隔１１４の時間差をとっている。区間間隔１１４は区間１１１ａ、１１１ｂの中心の間の時間である。区間１１１ａと区間１１１ｂは、パルス１０１ごとに観測対象の距離の遅延時間をとって、繰り返し抽出される。

区間幅１１２ａおよび区間幅１１２ｂは、実現する距離分解能に応じて決定される。所望の距離分解能が△ｒのとき、区間幅τは、次式（２）で表される。ｃは光の速さである。
τ ＝２△ｒ／ｃ（２）

また、区間１１１ａおよび１１１ｂのそれぞれの最大の電力の周波数の成分をａ、ｂとすると、図３に示す区間間隔１１４の間に信号の位相がどれだけ進んだかは、ａ、ｂの複素共役積である相互相関値Ｒの位相で表される。各区間１１１ａと１１１ｂに含まれる不要反射成分を無視すれば、区間１１１ａと１１１ｂの相互相関値Ｒ＝ａ・ｂ^＊の位相arg（Ｒ）用いて、ドップラー速度ｖ_Ｄは次式（３）で表される。ｂ^＊はｂの複素共役を表す。ここで、時間間隔Ｔは、区間１１１ａ、１１１ｂの区間間隔１１４である。
ｖ_Ｄ＝（λ／４πＴ）arg（Ｒ）（３）
式（３）より、速度分解能が区間間隔１１４によって決定されることが分かる。

パルス１０１の周期である時間間隔１０５を周期Ｐと表したときに、周期Ｐは、次式（４）を満足するように設定される。式（４）において、Ｒmaxは最大観測距離を示す。
Ｐ＞２Ｒmax／ｃ（４）
式（４）は、最大観測距離に存在する目標物で反射した送信波が受信された後に、次のパルス１０１を送信することを意味する。

図２において、ＡＤ変換部５によるデータ収録は、受信信号１１０の期間で実行される。ここで、受信信号１１０の開始タイミングは、パルス１０１の送信の終了以降となり、受信信号１１０の終了タイミングは、時間間隔１０５によって決まる次のパルス１０１の開始よりも前となるように設定されている。逆にいえば、観測対象の距離範囲にかからないように、パルス幅１０２と時間間隔１０５を設定する。

受信信号１１０は、サンプリング周期△ｔでサンプリングされる。サンプリング周期△ｔは、次式（５）を満足するように設定される。式（５）において、λはレーザ光（搬送波）の波長、Vａは計測するドップラー速度の範囲の幅を示す。
Δｔ＜ λ／Vａ（５）

例えば、ドップラー速度の計測範囲が−Ｖmaxから＋Ｖmax （Ｖmax＞０）の場合には、計測するドップラー速度の範囲の幅Ｖａは、次式（６）のようになる。
Ｖａ＝２Ｖmax （６）

図３は、実施の形態１に係るレーダ装置の信号処理部を示すブロック構成図である。信号処理部６は、区間抽出部１０、フーリエ変換部１１、スペクトル積分部１２、ピーク検出部１３、ピーク抽出部１４、乗算部１５、乗算値積分部１６および速度算出部１７を備える。以下、信号処理部６の機能について説明する。

区間抽出部１０は、前述のように、距離分解能と速度分解能に応じて、区間幅１１２ａ、１１２ｂ、およびパルス間隔１１４で、受信信号１１０から区間１１１ａおよび区間１１１ｂを抽出する。区間抽出部１０は、時間間隔１０５の周期で繰り返されるパルス１０１ごとに、区間１１１ａおよび１１１ｂを抽出する。

フーリエ変換部１１は、区間抽出部１０で抽出した区間１１１ａおよび区間１１１ｂのそれぞれにフーリエ変換を施す。これによって得られるフーリエ変換後の受信信号（周波数領域受信信号）は、ドップラー周波数に対応する周波数点にピークを有するものとなる。

スペクトル積分部１２は、フーリエ変換部１１からの周波数領域受信信号の電力値を算出することにより、受信信号のパワースペクトルを得る。ここで、スペクトル積分部１２は、得られたパワースペクトルからピーク検出を実行する際の検出性能を向上させるために、複数回のパルス１０１で得られるパワースペクトルを電力加算、すなわち積分する。ピーク検出部１３は、スペクトル積分部１２からの積分されたパワースペクトルに対してピーク検出処理を実行し、パワースペクトルが最大となるピークを検出して、ピーク位置の周波数点をピーク抽出部１４に出力する。

ピーク抽出部１４は、フーリエ変換部１１で得られた周波数領域受信信号から、ピーク検出部１３で検出された周波数点の信号成分を抽出する。ここで、抽出する信号の位相情報を用いて後段のドップラー速度の算出を実行するために、位相情報を含んでいるフーリエ変換部１１の出力から信号成分を抽出する。なお、スペクトル積分部１２で積分されるパワースペクトルは、電力値となっているので、位相情報を含んでいない。そのため、パワースペクトルの情報は、ピーク位置の周波数点を取り出すことにのみ使用される。

ピーク抽出部１４は、ｉ番目のパルス１０１に対応する受信信号１１０の区間１１１ａと区間１１１ｂのそれぞれから抽出した信号成分を、ａ（ｉ）、ｂ（ｉ）とする。番号ｉは、ｉ番目のパルス１０１による観測で得られた信号であることを示す。乗算部１５は、２つの信号成分ａ（ｉ）、ｂ（ｉ）の複素共役積をとることにより、次式（７）で表される相互相関値Ｒ（ｉ）を算出する。
Ｒ（ｉ）＝ａ（ｉ）ｂ*（ｉ）（７）

相互相関値Ｒ（ｉ）の位相は、前述のとおり、図３に示す区間間隔１１４の間に、信号の位相がどれだけ進んだかを表している。したがって、相互相関値Ｒ（ｉ）の位相から、ドップラー周波数を算出することができる。しかしながら、信号成分ａ（ｉ）、ｂ（ｉ）には、不要成分が含まれている。

図４は、実施の形態１に係るレーダ装置において、受信信号に含まれる不要反射成分の発生状況を説明する図である。図４において、水平方向は時間を示し、垂直方向は距離を示す。

送信部１で生成されて放射部３から空間に放射された送信波のパルス１０１のうち、区間１０３ａおよび区間１０３ｂが、距離Ｂに存在する目標物で反射され、区間１１１ａおよび区間１１１ｂでそれぞれ受信される。そして、フーリエ変換後にピーク抽出部１４で信号成分が抽出されて信号成分ａ（ｉ）および信号成分ｂ（ｉ）となる。ここで、信号成分ａ（ｉ）は、区間１０３ｂが距離Ｃで反射された不要反射成分を含み、信号成分ｂ（ｉ）は、区間１０３ａが距離Ａで反射された不要反射成分を含む。そのため、相互相関値Ｒ（ｉ）は、距離Ａおよび距離Ｃからの不要反射成分の影響を含む。

乗算値積分部１６は、上記不要反射成分の影響を取り除くために、次式（８）で表されるように、相互相関値Ｒ（ｉ）を積分し、積分後相互相関値Ｒ〜（チルダ）を算出する。
Ｒ〜＝ Σ（Ｒ（ｉ））；ｉ＝１，．．．，Ｎ（８）

距離Ｃでの不要反射成分は信号成分ａ（ｉ）にしか含まれないので、信号成分ｂ（ｉ）とは相関がなく、また、距離Ａでの不要反射成分は信号成分ｂ（ｉ）にしか含まれないので、信号成分ａ（ｉ）とは相関がない。したがって、複数回の観測の平均を取ることにより、距離Ａおよび距離Ｃでの不要反射成分は、距離Ｂからの反射成分と比較して、相対的に小さくなる。そこで、式（８）より、積分回数Nを適度に大きくすれば、距離Ａおよび距離Ｃからの不要反射成分の、積分後相互相関値Ｒ〜（チルダ）への影響を無視できる程度に相対的に小さくできる。

速度算出部１７は、不要反射成分の影響が低減された積分後相互相関値Ｒ〜（チルダ）の位相から、次式（９）を用いて、ドップラー速度ｖ_Ｄを算出する。式（９）においてＴは、Ｒ〜（チルダ）を算出した区間１１１ａおよび１１１ｂの区間間隔１１４の平均を示す。
ｖ_Ｄ＝（λ／４πＴ）arg（R〜）（９）

式（９）より、速度分解能が区間間隔１１４によって決定されることが分かる。また、式（９）で算出したドップラー速度ｖ_Ｄは、時間間隔Ｔ（区間間隔１１４）での位相差に基づいて算出した値である。位相は２πの周期を有するので、算出したドップラー速度ｖ_Ｄには、位相の周期２πの整数倍に相当する暖昧さが含まれる。すなわち、曖昧さを含まずに算出できる（位相を−π〜πの範囲に限定できる）ドップラー速度ｖ_Ｄの幅は、λ／（２Ｔ）である。

一方、区間１１１ａまたは区間１１１ｂのフーリエ変換では、上述したサンプリング周期△ｔによって、速度算出の暖昧さが決定される。したがって、サンプリング周期△ｔが十分に小さくなるようなサンプリングをＡＤ変換部５で実行すれば、ドップラー速度ｖ_Ｄの暖昧さは生じない。そのため、ピーク検出部１３での検出結果を用いることにより、速度算出部１７で算出されたドップラー速度ｖ_Ｄの暖昧さを解消することができる。

フーリエ変換では、区間１１１ａの区間幅１１２ａで決定されるドップラー周波数の分解能しか得ることができない。区間１１１ａの区間幅１１２ａをパルス幅τとすると、ドップラー周波数の分解能は１／τとなり、ドップラー速度の分解能はλ／（２τ）となる。

ここで、時間間隔Ｔがパルス幅τよりも大きくなると、フーリエ変換によるドップラー速度の分解能が、速度算出部１７で算出されたドップラー速度ｖ_Ｄに含まれる暖昧さよりも大きくなる。このことは、速度算出部１７の速度算出結果の暖昧さを完全に解消できるほどの精度が、フーリエ変換にないことを意味している。

そこで、フーリエ変換による速度推定において、速度分解能よりも細かい精度で推定値を得ることを考える。その一例として、例えばフーリエ変換部１１に入力される受信信号の系列の後に、０の系列を付加（０詰め）することが挙げられる。これにより、実際の受信信号の長さを長くすることはできないが、みかけの信号長を長くすることはできる。

このような０詰め後の受信信号に対してフーリエ変換を実行したときの結果を、図５に模式的に示す。図５において、破線は真のドップラースペクトルを表している。０詰めをしていない受信信号に対するフーリエ変換では、上述したように、ドップラー周波数の分解能は１／τとなり、図５中の黒丸のようにフーリエ変換の結果が得られる。

このとき、例えば元の受信信号と同じ長さの０を付加した後にフーリエ変換を実行すると、フーリエ変換の対象となる信号長が２倍になる。そのため、ドップラー周波数の分解能を半分にすることができる。したがって、この場合には、図５中の白丸の位置にもフーリエ変換の結果を得ることができる。その結果、ピーク周波数の抽出精度を向上させることができる。

このように、フーリエ変換による速度の算出において、従来の観測時間から決定される速度分解能よりも高い精度でドップラー速度ｖ_Ｄを算出することができる。しかしながら、受信信号に雑音が含まれている場合には、上述した方法による速度分解能の向上にも限界がある。

そこで、より高い精度でドップラー速度ｖ_Ｄを算出するために、より長い受信信号の観測時間によってドップラー速度ｖ_Ｄを算出すること、すなわち、速度算出部１７において、時間間隔Ｔ（＝区間間隔１１４）の観測時間によって算出されたドップラー速度ｖ_Ｄを組み合わせることを考える。

具体的には、暖昧さを考慮すると、速度算出部１７によるドップラー速度ｖ_Ｄの算出結果は、次式（１０）で表される。式（１０）において、ｎは整数、ｖａは２πに相当するドップラー速度を示す。
ｖ_Ｄ＝（λ／４πＴ）arg（Ｒ〜）＋ｎｖａ（１０）

図６は、実施の形態１に係るレーダ装置の信号処理部の変形例を示すブロック構成図である。信号処理部６の変形例は、図３の構成に折り返し補正部１８を追加している。ピーク検出部１３は、ピーク位置の周波数点をピーク抽出部１４および折り返し補正部１８に出力する。折り返し補正部１８は、式（１０）の整数ｎを変えて得られるドップラー速度ｖ_Ｄのうち、ピーク検出部１３で検出されたパワースペクトルのピークで得られるドップラー速度に最も近い値が、真のドップラー速度ｖ_Ｄであるとして、測定値を算出する。折り返し補正部１８は、このような暖昧さの解消、すなわち速度折り返し補正を実行する。

図７は、実施の形態１に係るドップラー速度測定の動作の一例を示すフローチャートである。送信部１で搬送波のパルスを生成し、放射部３からパルスを放射する（ステップＳ０１）。受信部４は、観測対象の距離で反射される１つのパルスの反射波を抽出し、ＡＤ変換部５でＡ−Ｄ変換して受信信号を生成する（ステップＳ０２）。

区間抽出部１０は、受信信号から定めた間隔で２つの区間を抽出する（ステップＳ０３）。フーリエ変換部１１は、抽出した２つの区間のそれぞれをフーリエ変換し、スペクトル積分部１２は、それぞれスペクトル積分し、ピーク検出部１３は、スペクトルから最大電力の周波数点を検出する（ステップＳ０４）。そして、ピーク抽出部１４は、最大電力の周波数点から、最大電力周波数成分を抽出する（ステップＳ０５）。乗算部１５は、２つの区間の最大電力周波数成分の複素共役積を算出する（ステップＳ０６）。乗算値積分部１６は、パルスごとの複素共役積を加算する（ステップＳ０７）。

複素共役積の数が定めた回数に達していなければ（ステップＳ０８；ＮＯ）、ステップＳ０１に戻って、搬送波のパルスの放射から繰り返す。複素共役積の数が定めた回数に達したら（ステップＳ０８；ＹＥＳ）、速度算出部１７は、積分後複素共役積からドップラー速度を算出して（ステップＳ０９）、処理を終了する。

複素共役積の積分（加算）を、定めた個数の移動和として、定めた回数以降は、パルスごとにドップラー速度を算出してもよい。

以上説明したように、実施の形態１によれば、送信波に対する受信信号の遅延時間に基づいて、目標物までの距離を計測するレーダ装置において、区間抽出部１０は、放射した搬送波のパルスより短い長さの２つの区間を抽出し、フーリエ変換部１１は、抽出した２つの区間の信号に対してフーリエ変換を実行して、フーリエ変換後の受信信号を生成する。ピーク抽出部１４は、フーリエ変換後の受信信号から、電力値が最大となる周波数点の信号成分を、最大電力周波数成分として抽出する。乗算部１５は、送信波に含まれるパルスの間隔と同じ時間間隔で得られる複数の最大電力周波数成分のうち、任意の２つを選択して複素共役積を算出する。乗算値積分部１６は、乗算部１５で算出された複素共役積を複数回の観測について加算し、積分後複素共役積を算出する。速度算出部１７は、積分後複素共役積の位相から、ドップラー速度を算出する。これにより、距離分解能をパルスの幅で決定し、速度分解能をパルスの間隔で決定することができる。その結果、距離分解能および速度分解能の両方を同時に向上させることができるレーダ装置を得ることができる。

また、放射するパルスのパルス幅とパルス間隔を送信部１で調整しなくても、距離分解能と速度分解能を変えることができる。特に、レーザ光を用いるライダ装置（LIDAR：Light Detection And Ranging）でも、放射するパルスどうしのコヒーレント性を保つ必要がなく、一定のパルスでも距離分解能と速度分解能を変えることができる。

さらに、折り返し補正部１８は、ピーク抽出部１４で最大電力周波数成分を抽出した周波数を入力し、その周波数から粗い精度のドップラー速度を得るとともに、粗い精度のドップラー速度と整合するように、速度算出部１７で算出されたドップラー速度の折り返し補正を実行する。また、フーリエ変換部１１は、フーリエ変換前の受信信号に０の系列を付加してもよい。その結果、ドップラー速度に含まれる暖昧さを解消して、ドップラー速度を高精度に算出することができる。

なお、折り返し補正部１８は、ピーク抽出部１４で最大電力周波数成分を抽出した周波数の近傍において、電力値分布の重心となる周波数を推定し、その周波数から粗い精度のドップラー速度を得るとともに、粗い精度のドップラー速度と整合するように、速度算出部１７で算出されたドップラー速度の折り返し補正を実行してもよい。

また、折り返し補正部１８は、電力値分布に理論的な電力分布モデルを適用することによって、電力値が最大となる周波数を推定し、その周波数から粗い精度のドップラー速度を得るとともに、粗い精度のドップラー速度と整合するように、速度算出部１７で算出されたドップラー速度の折り返し補正を実行してもよい。

実施の形態２．
上述の実施の形態１では、パルス１０１が観測対象の距離で反射された受信信号から、２つの区間を抽出する場合を例に挙げて説明した。受信信号から抽出する区間の数は、２つに限定されず、３つ以上の区間を抽出してもよい。実施の形態２では、受信信号から３つの区間を抽出する場合について説明する。

図８は、本発明の実施の形態２に係るレーダ装置において、受信信号に含まれる不要反射成分の発生状況を説明する図である。図８では、図４と比較して、受信信号１１０から抽出する区間１１１ｃが追加されている。また、区間１１１ｃに対応して、観測対象の距離Ｂで反射されるパルス１０１の区間１０３ｃを追加して記載している。

図８において、受信信号には、距離Ａ、Ｂ、Ｃからの反射波の他に、距離Ｄ、Ｅからの反射波も含まれることとなる。しかしながら、受信信号の３つの区間１１１ａ、１１２ｂ、１１２ｃのうち、複数の区間で受信されるのは、距離Ｂからの反射波のみである。そのため、例えば区間１１１ａおよび区間１１１ｂの受信信号を用いて算出されるドップラー速度ｖ１と、区間１１１ｂおよび区間１１１ｃの受信信号を用いて算出されるドップラー速度ｖ２とは、速度の折り返しを除いてそれぞれ正しい値となる。

ここで、区間１１１ａと区間１１１ｂの区間間隔１１４ａと、区間１１１ｂと区間１１１ｃの区間間隔１１４ｂとが互いに異なるように、３つの区間１１１ａ、１１１ｂおよび１１１ｃを抽出する。ドップラー速度ｖ１とドップラー速度ｖ２とは、用いる区間の区間間隔が互いに異なるために、速度の折り返し方が両者で異なる。そこで、暖昧さを考慮して算出されるドップラー速度ｖ１およびドップラー速度ｖ２の候補のうち、両者で整合の取れる値（最も近い値）を選択すれば、折り返しのない正しいドップラー速度を得ることができる。

図９は、実施の形態２に係るレーダ装置の信号処理部を示すブロック構成図である。実施の形態２では、信号処理部６は、区間抽出部１０、フーリエ変換部１１、切替部１９、スペクトル積分部１２ａ、１２ｂ、ピーク検出部１３ａ、１３ｂ、ピーク抽出部１４ａ、１４ｂ、乗算部１５ａ、１５ｂ、乗算値積分部１６ａ、１６ｂ、速度算出部１７ａ、１７ｂ、切替部１９および速度修正部２０を有している。区間抽出部１０は、受信信号から３つの区間１１１ａ、１１１ｂおよび１１１ｃを抽出する。フーリエ変換部１１は、区間抽出部１０で抽出した区間１１１ａ、１１１ｂおよび１１１ｃのそれぞれにフーリエ変換を施す。

図９の例では、スペクトル積分部１２ａ、１２ｂから速度演算部１７ａ、１７ｂまでは、２重になっている。なお、符号にａを付けたものは、区間１１１ａおよび区間１１１ｂの受信信号を処理する系であり、符号にｂを付けたものは、区間１１１ｂおよび区間１１１ｃの受信信号を処理する系である。すなわち、切替部１９は、フーリエ変換部１１からのフーリエ変換後の受信信号のうち、区間１１１ａおよび区間１１１ｂに対応する信号を、符号にａを付けた系に出力し、区間１１１ｂおよび区間１１１ｃに対応する信号を、符号にｂを付けた系に出力する。

スペクトル積分部１２ａ、１２ｂ、ピーク検出部１３ａ、１３ｂ、ピーク抽出部１４ａ、１４ｂ、乗算部１５ａ、１５ｂ、乗算値積分部１６ａ、１６ｂ、および、速度算出部１７ａ、１７ｂは、区間１１ａと区間１１１ｂ、および、区間１１１ｂと区間１１１ｃから、それぞれ実施の形態１と同様に、ドップラー速度ｖ１およびドップラー速度ｖ２を算出する

速度算出部１７ａで算出されるドップラー速度と、速度算出部１７ｂで算出されるドップラー速度とは、速度の折り返しを除いて互いに等しい。そこで、速度修正部２０は、速度算出部１７ａおよび速度算出部１７ｂで算出されるドップラー速度について、それぞれ複数の折り返し数を想定してドップラー速度の候補を算出し、両者で一致する値を正しいドップラー速度として選択する。

以上説明したように、実施の形態２によれば、区間抽出部１０は、観測対象の距離の反射波の受信信号から３つ以上の区間を抽出し、乗算部１５ａ、１５ｂは、異なる時間間隔の組み合わせで複素共役積を算出する。速度算出部１７ａ、１７ｂは、異なる時間間隔の組み合わせについて算出された積分後複素共役積の全てと整合するようにドップラー速度を算出する。その結果、距離分解能を向上させるためにパルス間隔を短くした場合であっても、ドップラー速度を高精度に算出することができる。また、受信信号から３つ以上の区間を抽出するので、折返し補正も可能となり、ドップラー速度を高精度に算出することができる。

実施の形態３．
実施の形態１および実施の形態２では、送信するパルスごとに得られる受信信号から、同じ区間間隔で２つ以上の区間を抽出する場合を例に挙げて説明した。受信信号から抽出する区間の区間間隔を、パルスごとに複数通りに変えてもよい。実施の形態３では、放射パルスごとに区間間隔を複数通りに変えて観測を実行する場合について説明する。実施の形態３に係るレーダ装置の信号処理部６の構成は、実施の形態２の信号処理部６の構成と同様である。

図１０は、本発明の実施の形態３に係るレーダ装置における受信信号から抽出する区間の関係を示す模式図である。実施の形態３でも、送信するパルス１０１のパルス幅１０２と、周期である時間間隔１０５は一定である。図１０では、受信信号から抽出する区間のみを示し、パルス１０１および受信信号１１０を省略している。受信信号１１０の長さは、パルス幅１０２と同じであり、受信信号１１０の周期は、パルス１０１の時間間隔１０５と同じなので、パルス幅１０２と時間間隔１０５で受信信号１１０の長さと周期を示している。

図１０では、１番目の受信信号では区間間隔１１４ａで区間１１１ａ、１１１ｂを抽出し、２番目の受信信号では区間間隔１１４ｂで、区間１１１ｃ、１１１ｄを抽出する。以降、１番目の区間間隔１１４ａによる区間１１１ａ、１１１ｂの抽出と、２番目の区間間隔１１４ｂによる区間１１１ｃ、１１１ｄの抽出を、交互に繰り返す。

区間間隔１１４ｂは、区間間隔１１４ａよりも長い間隔となっている。このとき、区間間隔１１４ａの送信波に対応する受信信号を用いて算出されるドップラー速度と、区間間隔１１４ｂの送信波に対応する受信信号を用いて算出されるドップラー速度とは、速度の折り返しを除いてそれぞれ正しい値となる。

そこで、実施の形態２と同様に、速度修正部２０において、速度算出部１７ａで算出されるドップラー速度（区間間隔１１４ａの区間１１１ａ、１１１ｂに対応）、および速度算出部１７ｂで算出されるドップラー速度（区間間隔１１４ｂの区間１１１ｃ、１１１ｄに対応）について、それぞれ複数の折り返し数を想定してドップラー速度の候補を算出し、両者で一致する値（最も近い値）を正しいドップラー速度として選択する。

さらに２種類の区間間隔に限らず、区間抽出部１０が、受信信号から区間間隔がパルスごとに所定の周期で変化するように２つの区間を抽出し、速度修正部２０が、区間間隔の互いに異なる受信信号による観測において、速度算出部１７ａ、１７ｂで算出された全てのドップラー速度と整合するように、ドップラー速度の折り返し補正を行ってもよい。

以上のように、実施の形態３によれば、区間抽出部１０は、受信信号から区間の間隔が、パルスごとに所定の周期で変化するように、２つの区間を抽出し、乗算値積分部１６ａ、１６ｂは、等しい区間間隔について積分後複素共役積を算出し、速度算出部１７ａ、１７ｂは、等しい区間間隔の組み合わせについて算出された積分後複素共役積の全てと整合するようにドップラー速度を算出する。

その結果、実施の形態２と同様に、距離分解能を向上させるためにパルス間隔を短くした場合であっても、ドップラー速度を高精度に算出することができる。また、複数通りの区間間隔でドップラー速度を算出することができるので、折返し補正も可能となり、ドップラー速度を高精度に算出することができる。

１送信部
２切替部
３放射部
４受信部
５ＡＤ変換部
６信号処理部
１０区間抽出部
１１フーリエ変換部
１２、１２ａ、１２ｂスペクトル積分部
１３、１３ａ、１３ｂピーク検出部
１４、１４ａ、１４ｂピーク抽出部
１５、１５ａ、１５ｂ乗算部
１６、１６ａ、１６ｂ乗算値積分部
１７、１７ａ、１７ｂ速度算出部
１８折り返し補正部
１９切替部
２０速度修正部
３１光源
３２光分配器
３３パルス変調器
４１周波数シフタ
４２光カプラ
４３光受信機

Claims

搬送波のパルスを生成する送信部と、
前記送信部で生成した搬送波のパルスを空間へ放射し、空間に存在する物体で反射された反射波を取り込む放射部と、
前記放射部で取り込んだ反射波に周波数変換を施して受信信号を生成する受信部と、
１つの前記パルスの反射波の受信信号から、前記パルスより短い２つの区間の信号を抽出する区間抽出部と、
前記２つの区間の信号にフーリエ変換を施して、前記区間ごとの周波数領域受信信号を生成するフーリエ変換部と、
前記区間ごとの前記周波数領域受信信号の、最大の電力の周波数点の成分を最大電力周波数成分として抽出するピーク抽出部と、
前記２つの区間の最大電力周波数成分の複素共役積を計算する乗算部と、
前記放射したパルスごとに前記乗算部で計算した複素共役積を加算して積分後複素共役積を得る乗算値積分部と、
前記積分後複素共役積の位相からドップラー速度を算出する速度算出部と、
を備えるレーダ装置。
前記区間抽出部は、前記区間の長さと同じ、または前記区間の長さより長い間隔で、前記２つの区間の信号を抽出する、請求項１に記載のレーダ装置。
前記送信部は、想定する最大観測距離に対応する前記受信信号の遅延時間よりも長い時間間隔で繰り返し前記パルスを生成する請求項１または２に記載のレーダ装置。
前記区間抽出部は、１つの前記パルスの反射波の受信信号から、前記パルスより短い３つ以上の区間の信号を抽出し、
前記フーリエ変換部は、前記３つ以上の区間の信号にフーリエ変換を施して、前記区間ごとの周波数領域受信信号を生成し、
前記乗算部は、前記３つ以上の区間のうち異なる時間間隔の２区間の組み合わせで前記複素共役積を算出し、
前記速度算出部は、異なる時間間隔の２区間の組み合わせについて算出された前記積分後複素共役積の全てと整合するように前記ドップラー速度を算出する、
請求項１ないし３のいずれか１項に記載のレーダ装置。
前記区間抽出部は、前記パルスごとに定めた周期で変化する前記２つの区間の間隔で、１つの前記パルスの反射波の受信信号から前記２つの区間の信号を抽出し、
前記乗算値積分部は、１つの前記パルスから抽出した２区間の間隔が等しい前記パルスごとに前記複素共役積を加算して、前記２つの区間の間隔が等しい前記パルスごとの前記積分後複素共役積を算出し、
前記速度算出部は、前記２つの区間の間隔が等しいパルスごとの前記積分後複素共役積の全てと整合するように前記ドップラー速度を算出する、
請求項１ないし３のいずれか１項に記載のレーダ装置。
前記ピーク抽出部で前記最大電力周波数成分を抽出した周波数を入力し、その周波数から粗い精度のドップラー速度を得るとともに、前記粗い精度のドップラー速度と整合するように、前記速度算出部で算出された前記ドップラー速度の折り返し補正を実行する折り返し補正部をさらに備える、請求項１ないし３のいずれか１項に記載のレーダ装置。
前記フーリエ変換部は、フーリエ変換前の前記区間の受信信号に０の系列を付加して、前記フーリエ変換を施す、請求項６に記載のレーダ装置。
前記ピーク抽出部で前記最大電力周波数成分を抽出した周波数の近傍において、電力値分布の重心となる周波数を推定し、その周波数から粗い精度のドップラー速度を得るとともに、前記粗い精度のドップラー速度と整合するように、前記速度算出部で算出された前記ドップラー速度の折り返し補正を実行する折り返し補正部をさらに備える、請求項１ないし３のいずれか１項に記載のレーダ装置。
前記ピーク抽出部で前記最大電力周波数成分を抽出した周波数の近傍において、電力値分布に理論的な電力分布モデルを適用することによって、電力値が最大となる周波数を推定し、その周波数から粗い精度のドップラー速度を得るとともに、前記粗い精度のドップラー速度と整合するように、前記速度算出部で算出された前記ドップラー速度の折り返し補正を実行する折り返し補正部をさらに備える、請求項１ないし３のいずれか１項に記載のレーダ装置。
前記区間抽出部は、前記パルスごとに定めた周期で変化する前記２つの区間の間隔で、１つの前記パルスの反射波の受信信号から前記２つの区間の信号を抽出し、
前記乗算値積分部は、１つの前記パルスから抽出した２区間の間隔が等しい前記パルスごとに前記複素共役積を加算して、前記２つの区間の間隔が等しい前記パルスごとの前記積分後複素共役積を算出し、
前記速度算出部は、前記２つの区間の間隔が等しいパルスごとの前記積分後複素共役積の全てと整合するように前記ドップラー速度を算出し、
前記折り返し補正部は、前記２つの区間の間隔の互いに異なる前記パルスの受信信号において、前記速度算出部で算出された全てのドップラー速度と整合するように、前記ドップラー速度の折り返し補正を実行する、
請求項６ないし９のいずれか１項に記載のレーダ装置。