JP2013153627A - 非接触給電回路 - Google Patents

Abstract

【課題】送電コイルと受電コイルとの間隔が長くなった際における非接触給電回路の電力効率の低下を低減し、高電力効率の非接触給電回路を実現すること。
【解決手段】非接触給電回路１は、直流出力レギュレータ５０と、インバータ１１を有する送電回路１０と、第２の制御回路４０と、位相検出回路６０と、第１の制御回路７０と、を備える。送電回路１０は、直流出力レギュレータ５０の出力電力を用いて送電コイルＬ１に電力を出力する。位相検出回路６０は、インバータ１１の出力電流の位相を検出する。第１の制御回路７０は、位相検出回路６０による検出結果に応じて、直流出力レギュレータ５０を制御する。
【選択図】図１

Description

本発明は、非接触給電回路に関する。

従来、非接触で電力を伝送する非接触給電回路が提案されている（例えば、特許文献１、２参照）。

［非接触給電回路１００の構成］
図７は、従来例に係る非接触給電回路１００の回路図である。非接触給電回路１００は、間隙を隔てて設けられた送電コイルＬ１と受電コイルＬ２との間で、電力を伝送する。この非接触給電回路１００は、上述の送電コイルＬ１および受電コイルＬ２に加えて、送電回路１０、受電回路２０、通信回路３０、および第２の制御回路４０を備える。

送電回路１０は、インバータ１１およびキャパシタＣ１を備える。インバータ１１は、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴで構成されるスイッチ素子Ｑ１、Ｑ２を備える。スイッチ素子Ｑ１とスイッチ素子Ｑ２とは直列接続されており、スイッチ素子Ｑ１のドレインには、直流電源Ｖ１の正極が接続され、スイッチ素子Ｑ１のソースには、スイッチ素子Ｑ２のドレインが接続され、スイッチ素子Ｑ２のソースには、直流電源Ｖ１の負極が接続される。送電コイルＬ１とキャパシタＣ１とは直列接続されており、送電コイルＬ１の一端には、スイッチ素子Ｑ１のソースと、スイッチ素子Ｑ２のドレインと、が接続され、送電コイルＬ１の他端には、キャパシタＣ１を介して直流電源Ｖ１の負極が接続される。

受電回路２０は、整流平滑回路２１およびキャパシタＣ２を備える。整流平滑回路２１は、ダイオードＤ１〜Ｄ４と、キャパシタＣ３と、を備える。ダイオードＤ１とダイオードＤ３とは直列接続されており、ダイオードＤ１のカソードには、負荷ＲＬの一端が接続され、ダイオードＤ１のアノードには、ダイオードＤ３のカソードが接続され、ダイオードＤ３のアノードには、負荷ＲＬの他端が接続される。ダイオードＤ２とダイオードＤ４とは直列接続されており、ダイオードＤ２のカソードには、負荷ＲＬの一端が接続され、ダイオードＤ２のアノードには、ダイオードＤ４のカソードが接続され、ダイオードＤ４のアノードには、負荷ＲＬの他端が接続される。ダイオードＤ１のアノードと、ダイオードＤ３のカソードとには、受電コイルＬ２の一端が接続され、受電コイルＬ２の他端には、キャパシタＣ２を介して、ダイオードＤ２のアノードと、ダイオードＤ４のカソードと、が接続される。キャパシタＣ３は、負荷ＲＬに並列接続される。

通信回路３０は、送信回路３１、送信アンテナ３２、受信アンテナ３３、および受信回路３４を備える。送信回路３１は、負荷ＲＬの一端に接続されるとともに、送信アンテナ３２が接続される。送信アンテナ３２と受信アンテナ３３とは、予め定められた間隔を隔てて設けられ、赤外線通信などの無線通信により情報の送受信を行う。受信アンテナ３３には、受信回路３４が接続される。受信回路３４には、第２の制御回路４０が接続され、第２の制御回路４０には、スイッチ素子Ｑ１、Ｑ２のそれぞれのゲートが接続される。

［非接触給電回路１００の動作］
以上の構成を備える非接触給電回路１００は、インバータ１１により、直流電源Ｖ１の出力電力を用いて送電コイルＬ１に電力を供給し、送電コイルＬ１と受電コイルＬ２との電磁界結合によって、送電コイルＬ１に供給した電力を受電コイルＬ２に伝送する。そして、受電コイルＬ２に伝送した電力を、整流平滑回路２１により整流平滑して負荷ＲＬに出力する。また、通信回路３０により、負荷ＲＬへの出力情報を第２の制御回路４０に送り、第２の制御回路４０により、負荷ＲＬに対して所定の出力を給電するようにインバータ１１を駆動する。非接触給電回路１００の具体的な動作について、図８、９、１０を用いて以下に詳述する。

図８は、インバータ１１に設けられたスイッチ素子Ｑ１、Ｑ２の動作を説明するための図である。ＶＧＳ_Ｑ１は、スイッチ素子Ｑ１のゲート・ソース間電圧を示し、ＶＧＳ_Ｑ２は、スイッチ素子Ｑ２のゲート・ソース間電圧を示す。ゲート・ソース間電圧ＶＧＳ_Ｑ１がＶＨの場合に、スイッチ素子Ｑ１がオン状態になり、ゲート・ソース間電圧ＶＧＳ_Ｑ１がＶＬの場合に、スイッチ素子Ｑ１がオフ状態になるものとする。スイッチ素子Ｑ２についても、スイッチ素子Ｑ１と同様に、ゲート・ソース間電圧ＶＧＳ_Ｑ２がＶＨの場合に、スイッチ素子Ｑ２がオン状態になり、ゲート・ソース間電圧ＶＧＳ_Ｑ２がＶＬの場合に、スイッチ素子Ｑ２がオフ状態になるものとする。ＶＤＳ_Ｑ２は、スイッチ素子Ｑ２のドレイン・ソース間電圧を示す。ＩＤ_Ｑ１は、スイッチ素子Ｑ１のドレイン電流を示し、ＩＤ_Ｑ２は、スイッチ素子Ｑ２のドレイン電流を示す。

ゲート・ソース間電圧ＶＧＳ_Ｑ１とゲート・ソース間電圧ＶＧＳ_Ｑ２とは、第２の制御回路４０により、交互にＶＨになり、スイッチ素子Ｑ１、Ｑ２は、交互にオン状態になる。このため、ドレイン・ソース間電圧ＶＤＳ_Ｑ２は、スイッチ素子Ｑ１、Ｑ２のオンオフに応じて、すなわちインバータ１１のスイッチング動作に応じて、矩形波状に変化する。その結果、スイッチ素子Ｑ２のドレインとソースとの間に接続されている、送電コイルＬ１およびキャパシタＣ１の直列回路が共振動作を行い、この直列回路に共振電流が流れる。この共振電流は、スイッチ素子Ｑ１とスイッチ素子Ｑ２とに交互に流れるため、ドレイン電流ＩＤ_Ｑ１、ＩＤ_Ｑ２は、図８に示すように変化する。

なお、厳密には、スイッチ素子Ｑ１、Ｑ２のオン状態を切り替える際に、これら２つのスイッチ素子Ｑ１、Ｑ２の双方がオン状態になるのを防ぐために、デッドタイムと称する２つのスイッチ素子Ｑ１、Ｑ２の双方がオフ状態になる時間を設ける必要があるが、ここではその説明を省略する。

図９は、送電コイルＬ１および受電コイルＬ２を備える非接触給電部Ｔの等価回路ＴＴを用いて示した非接触給電回路１００の簡略図である。等価回路ＴＴは、非接触給電部Ｔの一般的な等価回路と同じ構成であり、１次巻線ｎ１および２次巻線ｎ２を備える理想トランスＴｏと、励磁インダクタンスＬｍと、第１の漏れインダクタンスＬａと、第２の漏れインダクタンスＬｂと、を含んで構成される。なお、図７における直流電源Ｖ１およびインバータ１１は、図９では交流電源Ｖｅとして示され、図７における整流平滑回路２１は、図９では省略されているものとする。

図１０は、電磁界結合によって送電コイルＬ１から受電コイルＬ２に電力を伝送する際の、非接触給電回路１００の各部に流れる電流を説明するための図である。Ｉ_Ｌ１は、送電コイルＬ１を流れる電流を示し、Ｉ_Ｌ２は、受電コイルＬ２を流れる電流を示し、Ｉ_Ｌｍは、非接触給電部Ｔの等価回路ＴＴの励磁インダクタンスＬｍを流れる励磁電流を示す。なお、ＶＤＳ_Ｑ２は、上述のようにスイッチ素子Ｑ２のドレイン・ソース間電圧を示すが、このＶＤＳ_Ｑ２は、インバータ１１の出力電圧に相当する。

インバータ１１をスイッチング動作させることによって、スイッチ素子Ｑ２のドレイン・ソース間に図１０の電圧ＶＤＳ_Ｑ２に示す電圧を発生させると、この電圧により、共振電流が送電コイルＬ１およびキャパシタＣ１の直列回路に流れる。すると、送電コイルＬ１の周辺の空間に磁界が発生し、送電コイルＬ１と受電コイルＬ２との電磁界結合により、受電コイルＬ２に誘導電圧が発生する。この誘導電圧により、受電コイルＬ２およびキャパシタＣ２の直列回路に共振電流が流れる。この共振電流は、整流平滑回路２１で整流平滑され、負荷ＲＬに出力される。

負荷ＲＬに接続された送信回路３１は、非接触給電回路１００の出力を検出し、検出結果を送信アンテナ３２を介して受信アンテナ３３に送信する。受信アンテナ３３で受信された出力の情報は、受信回路３４を介して第２の制御回路４０に送られる。すなわち、これら送信回路３１、送信アンテナ３２、受信アンテナ３３、および受信回路３４を備える通信回路３０は、非接触給電回路１００の出力情報を第２の制御回路４０に送信する。第２の制御回路４０は、非接触給電回路１００の出力情報に応じて、インバータ１１に設けられたスイッチ素子Ｑ１、Ｑ２を制御して、非接触給電回路１００の出力を制御する。なお、非接触給電回路１００の出力の制御では、例えば定電力制御や定電圧制御や定電流制御が行われる。

特開２０１０−２３３３５４号公報 特開２０１０−２５２４４６号公報

図７に示した従来例に係る非接触給電回路１００では、送電コイルＬ１と受電コイルＬ２との間隔が長くなるに従って、インバータ１１を通過する無効電力が増加し、励磁電流によるスイッチ素子Ｑ１、Ｑ２や配線抵抗や送電コイルＬ１や受電コイルＬ２などにおける損失が増加してしまい、電力効率が低下してしまうという課題があった。この課題について、図１１および図１２を用いて以下に詳述する。

図１１は、図７に示した従来例に係る非接触給電回路１００の出力特性を示す図である。横軸は、インバータ１１のスイッチング周波数を示し、縦軸は、非接触給電回路１００の出力電力を示す。図１１に示すように、インバータ１１のスイッチング周波数を変化させることで、非接触給電回路１００の出力電力を制御できる。

図９において、送電コイルＬ１のインダクタンスと、受電コイルＬ２のインダクタンスとが、ともにＬｏで等しいと仮定すると、１次巻線ｎ１と２次巻線ｎ２との巻数比は１：１となる。そこで、送電コイルＬ１と受電コイルＬ２との結合係数をｋとすると、励磁インダクタンスＬｍ、送電コイルの漏れインダクタンスＬａ、および受電コイルの漏れインダクタンスＬｂは、以下の数式（１）、（２）で表される。

また、キャパシタＣ１のキャパシタンスと、キャパシタＣ２のキャパシタンスとを、ともにＣｏとすると、図１１に示す２つの共振周波数ｆｍ、ｆｅは、それぞれ数式（３）、（４）で表される。

図７に示した従来例に係る非接触給電回路１００では、送電コイルＬ１と受電コイルＬ２との間隔が長くなると、結合係数ｋが小さくなるので、その結果、上述の数式（１）、（２）から分かるように、第１の漏れインダクタンスＬａおよび第２の漏れインダクタンスＬｂが大きくなり、励磁インダクタンスＬｍが小さくなる。このため、上述の２つの共振周波数ｆｍ、ｆｅが変化し、非接触給電回路１００の出力特性は、図１２に示すように、送電コイルＬ１と受電コイルＬ２との間隔が長くなるに従って、ｈ１から、ｈ２、ｈ３、ｈ４の順に変化する。

すなわち、送電コイルＬ１と受電コイルＬ２との間隔が長くなるに従って、２つの共振周波数ｆｍ、ｆｅは互いに近づき、同時に、共振周波数ｆｍ、ｆｅでの非接触給電回路１００の出力電力が増加する。この共振周波数ｆｍ、ｆｅでの非接触給電回路１００の出力電力の増加の原因は、２つの共振周波数ｆｍ、ｆｅが互いに近づき、これら２つの共振動作が重畳されるためと考えられる。なお、送電コイルＬ１と受電コイルＬ２との間隔の変化に対する、共振周波数ｆｍ、ｆｅでの非接触給電回路１００の出力電力の変化は、送電コイルＬ１と受電コイルＬ２との間隔が短い領域では小さいが、送電コイルＬ１と受電コイルＬ２との間隔が長くなるに従って大きくなる。

ここで、非接触給電回路１００の出力を一定とすると、送電コイルＬ１と受電コイルＬ２との間隔が変化しても、励磁インダクタンスＬｍに印加される電圧は略一定となる。また、上述のように、送電コイルＬ１と受電コイルＬ２との間隔が長くなると、励磁インダクタンスＬｍが小さくなる。以上より、送電コイルＬ１と受電コイルＬ２との間隔が長くなると、励磁インダクタンスＬｍに流れる電流が増加する。

図９において、励磁インダクタンスＬｍは、電源Ｖｅから見ると、負荷ＲＬと並列に接続されている。このため、励磁インダクタンスＬｍに流れる励磁電流が増加するに従って、電源Ｖｅと励磁インダクタンスＬｍとの間を流れる循環電流が増加し、無効電力が増加する。

以上のように、従来の非接触給電回路１００では、送電コイルＬ１と受電コイルＬ２との間隔が長くなるに従って、共振周波数での出力電力が増えるが、それと同時に、励磁インダクタンスＬｍを流れる励磁電流が増える。このため、送電コイルＬ１と受電コイルＬ２との間隔が長くなるに従って、インバータ１１を通過する無効電力が増加し、励磁電流によるスイッチ素子Ｑ１、Ｑ２や配線抵抗や送電コイルＬ１や受電コイルＬ２などにおける損失が増加してしまい、電力効率が低下してしまうという課題があった。

上述の課題を鑑み、本発明は、送電コイルと受電コイルとの間隔が長くなった際における非接触給電回路の電力効率の低下を低減し、高電力効率の非接触給電回路を実現することを目的とする。

本発明は、上述の課題を解決するために、以下の事項を提案している。
（１） 本発明は、間隙を隔てて設けられた送電コイル（例えば、図１の送電コイルＬ１に相当）と受電コイル（例えば、図１の受電コイルＬ２に相当）との間で電力を伝送する非接触給電回路（例えば、図１の非接触給電回路１に相当）であって、前記送電コイルまたは前記受電コイルのうち少なくともいずれかには、キャパシタ（例えば、図１のキャパシタＣ１、Ｃ２に相当）が接続され、インバータ（例えば、図１のインバータ１１に相当）を有し、直流源（例えば、図１の直流電源Ｖ１および直流出力レギュレータ５０に相当）の出力電力を用いて前記送電コイルに電力を供給する送電回路（例えば、図１の送電回路１０に相当）と、前記インバータの出力電流の位相を検出する位相検出回路（例えば、図１の位相検出回路６０に相当）と、前記位相検出回路による検出結果に応じて前記直流源を制御する制御回路（例えば、図１の第１の制御回路７０に相当）と、を備えることを特徴とする非接触給電回路を提案している。

ここで、送電コイルと受電コイルとの間隔が変化すると、インバータの出力電流の位相が変化する。

そこで、この発明によれば、非接触給電回路に、直流源の出力電圧を用いて送電コイルに電力を供給する送電回路と、送電回路に設けられたインバータの出力電流の位相を検出する位相検出回路と、位相検出回路による検出結果に応じて直流源を制御する制御回路と、を設けた。このため、インバータの出力電流の位相の変化を検出すると、直流源を制御して、インバータの電源電圧を低下させることができる。インバータの電源電圧を低下させると、インバータの出力電流の位相の変化が低減し、その結果、インバータから出力される電力の無効電力が減少する。したがって、送電コイルと受電コイルとの間隔が長くなった際における非接触給電回路の電力効率の低下を低減し、高電力効率の非接触給電回路を実現できる。

（２） 本発明は、（１）の非接触給電回路について、前記制御回路は、前記直流源の出力電圧を変化させて、前記位相検出回路により検出された前記インバータの出力電流の位相を、予め定められた目標値に近付けることを特徴とする非接触給電回路を提案している。

この発明によれば、（１）の非接触給電回路において、制御回路により、直流源の出力電圧を変化させて、位相検出回路により検出されたインバータの出力電流の位相を、予め定められた目標値に近づけることとした。このため、上述した効果と同様の効果を奏することができる。

（３） 本発明は、（１）の非接触給電回路について、前記制御回路は、前記直流源の出力電圧を変化させて、前記位相検出回路により検出された前記インバータの出力電流の位相を、予め定められた目標値に保つことを特徴とする非接触給電回路を提案している。

この発明によれば、（１）の非接触給電回路において、制御回路により、直流源の出力電圧を変化させて、位相検出回路により検出されたインバータの出力電流の位相を、予め定められた目標値に保つこととした。このため、インバータの出力電流の位相の変化に対して、直流源をリニアに制御でき、上述した効果と同様の効果を奏することができる。

（４） 本発明は、（１）の非接触給電回路について、前記制御回路は、前記位相検出回路により検出された前記インバータの出力電流の位相が、予め定められた正の値より大きくなると、前記直流源の出力電圧を変化させることを特徴とする非接触給電回路を提案している。

この発明によれば、（１）の非接触給電回路において、制御回路により、位相検出回路により検出されたインバータの出力電流の位相が、予め定められた正の値より大きくなると、直流源の出力電圧を変化させることとした。このため、インバータの出力電流の位相進みを低減でき、上述した効果と同様の効果を奏することができる。

（５） 本発明は、（１）または（４）の非接触給電回路について、前記制御回路は、前記位相検出回路により検出された前記インバータの出力電流の位相が、予め定められた負の値より小さくなると、前記直流源の出力電圧を変化させることを特徴とする非接触給電回路を提案している。

この発明によれば、（１）または（４）の非接触給電回路において、制御回路により、位相検出回路により検出されたインバータの出力電流の位相が、予め定められた負の値より小さくなると、直流源の出力電圧を変化させることとした。このため、インバータの出力電流の位相遅れを低減でき、上述した効果と同様の効果を奏することができる。

（６） 本発明は、（１）〜（５）のいずれかの非接触給電回路について、前記インバータは、当該インバータの出力電圧の位相に対して当該インバータの出力電流の位相が遅れる領域で動作することを特徴とする非接触給電回路を提案している。

この発明によれば、（１）〜（５）のいずれかの非接触給電回路において、インバータは、インバータの出力電圧の位相に対してインバータの出力電流の位相が遅れる領域で、動作するものとした。このため、インバータをソフトスイッチング動作させることができるので、インバータにおけるスイッチング損失を低減して、非接触給電回路をさらに高電力効率化できる。

（７） 本発明は、（１）〜（６）のいずれかの非接触給電回路について、前記キャパシタは、前記送電コイルまたは前記受電コイルのうち少なくともいずれかに、直列接続されることを特徴とする非接触給電回路を提案している。

この発明によれば、（１）〜（６）のいずれかの非接触給電回路において、キャパシタを、送電コイルまたは受電コイルのうち少なくともいずれかに、直列接続することとした。このため、キャパシタと、送電コイルまたは受電コイルと、で共振回路を形成することができ、上述した効果と同様の効果を奏することができる。

（８） 本発明は、（１）〜（７）のいずれかの非接触給電回路について、前記キャパシタは、前記送電コイルまたは前記受電コイルのうち少なくともいずれかに、並列接続されることを特徴とする非接触給電回路を提案している。

この発明によれば、（１）〜（７）のいずれかの非接触給電回路において、キャパシタを、送電コイルまたは受電コイルのうち少なくともいずれかに、並列接続することとした。このため、キャパシタと、送電コイルまたは受電コイルと、で共振回路を形成することができ、上述した効果と同様の効果を奏することができる。

本発明によれば、送電コイルと受電コイルとの間隔が長くなった際における非接触給電回路の電力効率の低下を低減し、高電力効率の非接触給電回路を実現できる。

本発明の一実施形態に係る非接触給電回路の回路図である。 前記非接触給電回路の出力特性を示す図である。 前記非接触給電回路の動作を説明するための図である。 前記非接触給電回路の動作を説明するための図である。 前記非接触給電回路の動作を説明するための図である。 前記非接触給電回路の動作を説明するための図である。 従来例に係る非接触給電回路の回路図である。 前記非接触給電回路の動作を説明するための図である。 前記非接触給電回路の簡略図である。 前記非接触給電回路の動作を説明するための図である。 前記非接触給電回路の出力特性を示す図である。 前記非接触給電回路の動作を説明するための図である。

以下、本発明の実施形態について図面を参照しながら説明する。なお、以下の実施形態における構成要素は適宜、既存の構成要素などとの置き換えが可能であり、また、他の既存の構成要素との組合せを含む様々なバリエーションが可能である。したがって、以下の実施形態の記載をもって、特許請求の範囲に記載された発明の内容を限定するものではない。

［非接触給電回路１の構成］
図１は、本発明の一実施形態に係る非接触給電回路１の回路図である。非接触給電回路１は、図７に示した従来例に係る非接触給電回路１００とは、直流出力レギュレータ５０、位相検出回路６０、および第１の制御回路７０を備える点が異なる。なお、非接触給電回路１において、非接触給電回路１００と同一構成要件については、同一符号を付し、その説明を省略する。

直流出力レギュレータ５０は、送電回路１０の前段、すなわち送電回路１０より直流電源Ｖ１側に設けられる。この直流出力レギュレータ５０は、いわゆる昇圧チョッパ回路であり、インダクタＬ３、ダイオードＤ５、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴで構成されるスイッチ素子Ｑ３、およびキャパシタＣ４を備える。インダクタＬ３の一端には、直流電源Ｖ１の正極が接続され、インダクタＬ３の他端には、ダイオードＤ５のアノードと、スイッチ素子Ｑ３のドレインと、が接続される。スイッチ素子Ｑ３のソースには、直流電源Ｖ１の負極が接続される。ダイオードＤ５のカソードには、スイッチ素子Ｑ１のドレインが接続されるとともに、キャパシタＣ４を介して直流電源Ｖ１の負極が接続される。

位相検出回路６０には、インバータ１１の出力および第１の制御回路７０が接続される。第１の制御回路７０には、スイッチ素子Ｑ３のゲートが接続される。

［非接触給電回路１の動作］
以上の構成を備える非接触給電回路１は、非接触給電回路１００と同様に、インバータ１１により、直流電源Ｖ１の出力電力を用いて送電コイルＬ１に電力を供給し、送電コイルＬ１と受電コイルＬ２との電磁界結合によって、送電コイルＬ１に供給した電力を受電コイルＬ２に伝送する。そして、受電コイルＬ２に伝送した電力を、整流平滑回路２１により整流平滑して負荷ＲＬに出力する。また、通信回路３０により、負荷ＲＬへの出力情報を第２の制御回路４０に送り、第２の制御回路４０により、負荷ＲＬに対して所定の出力を給電するようにインバータ１１を駆動する。

非接触給電回路１は、さらに、位相検出回路６０により、インバータ１１の出力電圧および出力電流を測定して、インバータ１１の出力電流の位相を検出し、第１の制御回路７０により、位相検出回路６０による検出結果に応じて、直流出力レギュレータ５０の出力電圧、すなわちインバータ１１の電源電圧を制御する。

図２は、送電コイルＬ１と受電コイルＬ２との間隔を変化させた際の、非接触給電回路１の出力特性を示す図である。ｈ２は、送電コイルＬ１と受電コイルＬ２との間隔がｄ１の場合における、非接触給電回路１の出力特性を示す。ｈ４は、送電コイルＬ１と受電コイルＬ２との間隔がｄ１より長いｄ２の場合における、非接触給電回路１の出力特性を示す。

送電コイルＬ１と受電コイルＬ２との間隔がｄ１からｄ２まで長くなると、非接触給電回路１の出力特性はｈ２からｈ４に変化し、共振周波数ｆｍ、ｆｅでの非接触給電回路１の出力電力が増加する。

ここで、出力特性ｈ２と出力特性ｈ４とは、それぞれ２つの峰（すなわち共振周波数ｆｍ、ｆｅ）を持っている。このため、非接触給電回路１の出力電力がＷ１の場合における動作点、すなわち非接触給電回路１の出力電力がＷ１になる際のインバータ１１のスイッチング周波数は、出力特性ｈ２と出力特性ｈ４とにおいて、それぞれ複数（出力特性ｈ２においては４点、出力特性ｈ４においては２点）存在する。しかしながら、インバータ１１のソフトスイッチング動作によるスイッチング損失を低減する目的や、非接触給電回路１の起動時にスイッチング周波数を高い周波数から動作点の周波数までスイープさせることによってソフトスタートを容易にする目的などを達成するためには、共振周波数ｆｅよりも周波数の高い領域で、すなわち上述の複数の動作点の中で最も高い周波数の動作点で、インバータ１１を動作させることが望ましい。したがって、本実施形態では、出力特性ｈ２、ｈ４のそれぞれにおいて、最も周波数の高い動作点、すなわちＭ１およびＭ２で、インバータ１１が動作している場合について説明する。

すると、非接触給電回路１の出力電力をＷ１で一定とした場合、すなわち第２の制御回路４０により定電力制御が行われている場合において、送電コイルＬ１と受電コイルＬ２との間隔がｄ１からｄ２まで長くなると、非接触給電回路１の動作点は、Ｍ１からＭ２に変化する。

図３は、インバータ１１のスイッチング周波数に対する、非接触給電回路１の出力電力と、インバータ１１の出力電圧に対するインバータ１１の出力電流の位相と、を示す図である。

共振周波数がｆｍの場合とｆｅの場合とでは、インバータ１１の出力電圧に対するインバータ１１の出力電流の位相はゼロであり、位相進みも位相遅れもない。しかしながら、共振周波数ｆｍ、ｆｅから離れると、インバータ１１の出力電圧に対するインバータ１１の出力電流の位相が変化し、特にｆｅよりも周波数の高い領域では、周波数が高くなるに従って、インバータ１１の出力電圧に対するインバータ１１の出力電流の位相遅れが増加する。そして、非接触給電回路１の出力電力がＷ１の場合、インバータ１１の出力電圧に対するインバータ１１の出力電流の位相遅れはθ２である。

ここで、インバータ１１から出力される電力の有効電力をＰ、インバータ１１から出力される電力の無効電力をＱとすると、インバータ１１の出力電圧に対するインバータ１１の出力電流の位相θは、数式（５）で表される。

ここで、非接触給電回路１の内部損失をゼロと仮定すると、有効電力Ｐは、非接触給電回路１の出力電力Ｗ１に相当する。このため、非接触給電回路１の出力電力Ｗ１が一定の場合、インバータ１１の出力電流の位相θは、無効電力Ｑの増減に応じて変化し、インバータ１１の出力電流の位相θの進みおよび遅れの増加は、無効電力Ｑの増加を意味する。

図４は、インバータ１１の電源電圧を変化させた際の、非接触給電回路１の出力特性および動作点の変化を示す図である。ｈ４は、インバータ１１の電源電圧がＶａの場合における、非接触給電回路１の出力特性を示す。ｈ５は、インバータ１１の電源電圧がＶａより小さいＶｂの場合における、非接触給電回路１の出力特性を示す。

図４に示すように、インバータ１１の電源電圧が変化しても、共振周波数ｆｍ、ｆｅは一定であり、インバータ１１の出力電流の位相特性は変化しない。このため、インバータ１１の電源電圧がＶａからＶｂまで低下すると、非接触給電回路１の出力特性が図４の縦軸方向に縮小されて非接触給電回路１の出力電力が小さくなり、その結果、非接触給電回路１の動作点はＭ２からＭ３に変化し、インバータ１１の出力電流の位相遅れはθ２からθ３まで減少する。

ここで、インバータ１１の出力電流の位相進みおよび位相遅れの減少は、数式（５）を用いて上述したように、無効電力Ｑの減少を意味する。また、無効電力Ｑの減少は、図９を用いて上述したように、非接触給電部Ｔの励磁電流の減少を意味する。

以上より、送電コイルＬ１と受電コイルＬ２との間隔が長くなると、非接触給電部Ｔの励磁電流が増加して、非接触給電回路１の電力効率が低下するが、同時に、共振周波数ｆｅでの非接触給電回路１の出力電力が増加する。そこで、非接触給電回路１は、非接触給電部Ｔの励磁電流の増加を、インバータ１１の出力電流の位相進みまたは位相遅れで検出する。そして、インバータ１１の出力電流の位相進みまたは位相遅れを検出すると、インバータ１１の電源電圧を低下させることで、インバータ１１の出力電流の位相進みまたは位相遅れを低減させて、非接触給電部Ｔの励磁電流を低減させる。このため、非接触給電回路１は、送電コイルＬ１と受電コイルＬ２との間隔が長くなった際の電力効率の低下を低減し、高電力効率を実現できる。

また、非接触給電回路１は、インバータ１１の出力電圧に対してインバータ１１の出力電流の位相が遅れた周波数領域で、インバータ１１を動作させる。このため、インバータ１１をソフトスイッチング動作させることができるので、インバータ１１におけるスイッチング損失を低減して、非接触給電回路１の高電力効率化を実現できる。

ところで、インバータ１１の電源電圧の低下は、直流出力レギュレータ５０の出力電圧の低下によって発生する。また、直流出力レギュレータ５０は、上述したように昇圧チョッパ回路であり、この直流出力レギュレータ５０の各部の波形は、図５のようになる。

ＶＧＳ_Ｑ３は、スイッチ素子Ｑ３のゲート・ソース間電圧を示し、ＶＤＳ_Ｑ３は、スイッチ素子Ｑ３のドレイン・ソース間電圧を示す。Ｉ_Ｌ３は、インダクタＬ３を流れる電流を示し、ＩＤ_Ｑ３は、スイッチ素子Ｑ３のドレイン電流を示し、Ｉ_Ｄ５は、ダイオードＤ５を流れる電流を示す。Ｖ_Ｃ４は、キャパシタＣ４の電圧を示す。

スイッチ素子Ｑ３のゲートには、第１の制御回路７０から駆動信号が印加され、スイッチ素子Ｑ３のゲート・ソース間電圧ＶＧＳ_Ｑ３は、図５に示すように変化し、スイッチ素子Ｑ３は、期間Ｔ１の期間でオン状態になり、期間Ｔ２の期間でオフ状態になる。スイッチ素子Ｑ３がオン状態である期間では、直流電源Ｖ１の出力電力、すなわち入力電力がインダクタＬ３に印加され、インダクタＬ３の電流Ｉ_Ｌ３は、スイッチ素子Ｑ３を流れる。一方、スイッチ素子Ｑ３がオフ状態である期間では、インダクタＬ３の電流は、ダイオードＤ５を流れる。スイッチ素子Ｑ３のオンオフが繰り返されることで、入力電力が出力に送られる。

ここで、直流出力レギュレータ５０の入力電圧をＶｉｎ、直流出力レギュレータ５０の出力電圧をＶｏｕｔ、第１の制御回路７０からスイッチ素子Ｑ３に送られる駆動信号の時比率（周期に対するオン期間の比率）をＤとすると、数式（６）が成り立つ。

直流出力レギュレータ５０の出力電圧Ｖｏｕｔは、数式（６）に示すように駆動信号の時比率Ｄによって定まり、キャパシタＣ４の電圧Ｖ_Ｃ４に相当する。このため、第１の制御回路７０は、位相検出回路６０からの情報に基づいて、直流出力レギュレータ５０に送る駆動信号の時比率を変化させることで、直流出力レギュレータ５０の出力電圧、すなわちインバータ１１の電源電圧を変化させることができる。

本発明は、上述の実施形態に限定されるものではなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲内で様々な変形や応用が可能である。

例えば、上述の実施形態では、送電コイルＬ１にキャパシタＣ１が接続されるとともに、受電コイルＬ２にキャパシタＣ２が接続されており、送電コイルＬ１および受電コイルＬ２の双方にキャパシタが接続されるものとした。しかしながら、これに限らず、例えば、送電コイルＬ１にのみキャパシタが接続されるものであったり、受電コイルＬ２にのみキャパシタが接続されるものであったりしてもよい。

また、上述の実施形態では、送電コイルＬ１には、キャパシタＣ１が直列接続されるものとしたが、これに限らず、例えばキャパシタＣ１が並列接続されるものとしてもよい。また、２つのキャパシタが接続され、これら２つのキャパシタのうち、一方が直列接続され、他方が並列接続されるものとしてもよい。受電コイルＬ２についても、送電コイルＬ１と同様に、例えばキャパシタＣ２が並列接続されるものとしてもよいし、２つのキャパシタが接続され、これら２つのキャパシタのうち、一方が直列接続され、他方が並列接続されるものとしてもよい。

また、上述の実施形態では、送電コイルＬ１と受電コイルＬ２との間での電力の伝送は、これら送電コイルＬ１と受電コイルＬ２との電磁界結合によって行われるものとしたが、これに限らない。例えば、送電コイルＬ１と受電コイルＬ２とは、電磁界共鳴や、電磁誘導や、共振結合や、電界結合や、磁界結合や、電波により電力を伝送するものであってもよい。

また、上述の実施形態では、第２の制御回路４０は、負荷ＲＬに対して所定の出力を給電するようにインバータ１１を駆動するものとしたが、例えば、定電力制御や定電圧制御や定電流制御をするものであってよい。

また、上述の実施形態では、インバータ１１の出力電流の位相を検出するに際して、インバータ１１の出力電圧を測定するものとしたが、これに限らない。インバータ１１の出力電流の位相を検出するための基準となる信号を測定すればよく、例えば第２の制御回路４０からスイッチ素子Ｑ１やスイッチ素子Ｑ２に送られる駆動信号の電圧を測定してもよい。

また、上述の実施形態では、直流出力レギュレータ５０は、昇圧チョッパ回路であるものとしたが、これに限らない。直流出力レギュレータ５０は、第１の制御回路７０から送られる駆動信号によって出力電圧の制御されるコンバータであればよく、例えば、降圧チョッパ回路や、昇降圧チョッパ回路や、絶縁型のコンバータや、ドロッパ方式のコンバータや、交流入力でその前段に整流回路の設けられている構成であってもよい。

また、上述の実施形態では、インバータ１１の出力電流の位相進みまたは位相遅れを検出すると、インバータ１１の電源電圧を低下させることとしたが、これに限らない。例えば、インバータ１１の出力電流の位相が、予め定められた正の値より大きくなったことを検出するか、または、予め定められた負の値より小さくなったことを検出すると、インバータ１１の電源電圧を低下させることとしてもよい。

また、上述の実施形態では、インバータ１１の出力電流の位相進みまたは位相遅れを検出すると、インバータ１１の電源電圧を低下させることで、インバータ１１の出力電流の位相進みまたは位相遅れを低減させることとしたが、これに限らない。例えば、インバータ１１の出力電流の位相を、予め定められた目標値に近づけることとしてもよいし、予め定められた目標値に保つこととしてもよい。

また、上述の実施形態において、直流出力レギュレータ５０の代わりに、高調波電流抑制機能付きの直流出力レギュレータを用いてもよい。これによれば、入力電流の高調波電流成分を低減できる。

１、１００；非接触給電回路
１０；送電回路
１１；インバータ
２０；受電回路
２１；整流平滑回路
３０；通信回路
４０；第２の制御回路
５０；直流出力レギュレータ
６０；位相検出回路
７０；第１の制御回路
Ｃ１〜Ｃ４；キャパシタ
Ｌ１；送電コイル
Ｌ２；受電コイル
Ｑ１〜Ｑ３；スイッチ素子
ＲＬ；負荷
Ｔ；非接触給電部
Ｖ１；直流電源

Claims (8)

1. 間隙を隔てて設けられた送電コイルと受電コイルとの間で電力を伝送する非接触給電回路であって、
   前記送電コイルまたは前記受電コイルのうち少なくともいずれかには、キャパシタが接続され、
   インバータを有し、直流源の出力電力を用いて前記送電コイルに電力を供給する送電回路と、
   前記インバータの出力電流の位相を検出する位相検出回路と、
   前記位相検出回路による検出結果に応じて前記直流源を制御する制御回路と、を備えることを特徴とする非接触給電回路。
2. 前記制御回路は、前記直流源の出力電圧を変化させて、前記位相検出回路により検出された前記インバータの出力電流の位相を、予め定められた目標値に近付けることを特徴とする請求項１に記載の非接触給電回路。
3. 前記制御回路は、前記直流源の出力電圧を変化させて、前記位相検出回路により検出された前記インバータの出力電流の位相を、予め定められた目標値に保つことを特徴とする請求項１に記載の非接触給電回路。
4. 前記制御回路は、前記位相検出回路により検出された前記インバータの出力電流の位相が、予め定められた正の値より大きくなると、前記直流源の出力電圧を変化させることを特徴とする請求項１に記載の非接触給電回路。
5. 前記制御回路は、前記位相検出回路により検出された前記インバータの出力電流の位相が、予め定められた負の値より小さくなると、前記直流源の出力電圧を変化させることを特徴とする請求項１または４に記載の非接触給電回路。
6. 前記インバータは、当該インバータの出力電圧の位相に対して当該インバータの出力電流の位相が遅れる領域で動作することを特徴とする請求項１から５のいずれかに記載の非接触給電回路。
7. 前記キャパシタは、前記送電コイルまたは前記受電コイルのうち少なくともいずれかに、直列接続されることを特徴とする請求項１から６のいずれかに記載の非接触給電回路。
8. 前記キャパシタは、前記送電コイルまたは前記受電コイルのうち少なくともいずれかに、並列接続されることを特徴とする請求項１から７のいずれかに記載の非接触給電回路。

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