JP2013153627A - Non-contact feeder circuit - Google Patents

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Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a non-contact feeder circuit capable of achieving high power efficiency by suppressing degradation in power efficiency of the non-contact feeder circuit when a distance between a power transmission coil and a power reception coil becomes longer.SOLUTION: The non-contact feeder circuit 1 includes a DC output regulator 50, a power transmission circuit 10 having an inverter 11, a second control circuit 40, a phase detection circuit 60, and a first control circuit 70. The power transmission circuit 10 outputs electric power to a power transmission coil L1 using output power of the DC output regulator 50. The phase detection circuit 60 detects a phase of an output current from the inverter 11. The first control circuit 70 controls the DC output regulator 50 according to a result of the detection by the phase detection circuit 60.

Description

本発明は、非接触給電回路に関する。   The present invention relates to a non-contact power feeding circuit.

従来、非接触で電力を伝送する非接触給電回路が提案されている（例えば、特許文献１、２参照）。   Conventionally, a non-contact power feeding circuit that transmits power in a non-contact manner has been proposed (see, for example, Patent Documents 1 and 2).

［非接触給電回路１００の構成］
図７は、従来例に係る非接触給電回路１００の回路図である。非接触給電回路１００は、間隙を隔てて設けられた送電コイルＬ１と受電コイルＬ２との間で、電力を伝送する。この非接触給電回路１００は、上述の送電コイルＬ１および受電コイルＬ２に加えて、送電回路１０、受電回路２０、通信回路３０、および第２の制御回路４０を備える。 [Configuration of Non-contact Power Supply Circuit 100]
FIG. 7 is a circuit diagram of a non-contact power feeding circuit 100 according to a conventional example. The non-contact power supply circuit 100 transmits electric power between the power transmission coil L1 and the power reception coil L2 provided with a gap therebetween. This non-contact power supply circuit 100 includes a power transmission circuit 10, a power reception circuit 20, a communication circuit 30, and a second control circuit 40 in addition to the above-described power transmission coil L1 and power reception coil L2.

送電回路１０は、インバータ１１およびキャパシタＣ１を備える。インバータ１１は、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴで構成されるスイッチ素子Ｑ１、Ｑ２を備える。スイッチ素子Ｑ１とスイッチ素子Ｑ２とは直列接続されており、スイッチ素子Ｑ１のドレインには、直流電源Ｖ１の正極が接続され、スイッチ素子Ｑ１のソースには、スイッチ素子Ｑ２のドレインが接続され、スイッチ素子Ｑ２のソースには、直流電源Ｖ１の負極が接続される。送電コイルＬ１とキャパシタＣ１とは直列接続されており、送電コイルＬ１の一端には、スイッチ素子Ｑ１のソースと、スイッチ素子Ｑ２のドレインと、が接続され、送電コイルＬ１の他端には、キャパシタＣ１を介して直流電源Ｖ１の負極が接続される。   The power transmission circuit 10 includes an inverter 11 and a capacitor C1. The inverter 11 includes switch elements Q1 and Q2 configured by N-channel MOSFETs. The switch element Q1 and the switch element Q2 are connected in series, the positive electrode of the DC power supply V1 is connected to the drain of the switch element Q1, the drain of the switch element Q2 is connected to the source of the switch element Q1, and the switch The negative electrode of the DC power supply V1 is connected to the source of the element Q2. The power transmission coil L1 and the capacitor C1 are connected in series. One end of the power transmission coil L1 is connected to the source of the switch element Q1 and the drain of the switch element Q2, and the other end of the power transmission coil L1 is connected to the capacitor. The negative electrode of the DC power supply V1 is connected via C1.

受電回路２０は、整流平滑回路２１およびキャパシタＣ２を備える。整流平滑回路２１は、ダイオードＤ１〜Ｄ４と、キャパシタＣ３と、を備える。ダイオードＤ１とダイオードＤ３とは直列接続されており、ダイオードＤ１のカソードには、負荷ＲＬの一端が接続され、ダイオードＤ１のアノードには、ダイオードＤ３のカソードが接続され、ダイオードＤ３のアノードには、負荷ＲＬの他端が接続される。ダイオードＤ２とダイオードＤ４とは直列接続されており、ダイオードＤ２のカソードには、負荷ＲＬの一端が接続され、ダイオードＤ２のアノードには、ダイオードＤ４のカソードが接続され、ダイオードＤ４のアノードには、負荷ＲＬの他端が接続される。ダイオードＤ１のアノードと、ダイオードＤ３のカソードとには、受電コイルＬ２の一端が接続され、受電コイルＬ２の他端には、キャパシタＣ２を介して、ダイオードＤ２のアノードと、ダイオードＤ４のカソードと、が接続される。キャパシタＣ３は、負荷ＲＬに並列接続される。   The power receiving circuit 20 includes a rectifying / smoothing circuit 21 and a capacitor C2. The rectifying / smoothing circuit 21 includes diodes D1 to D4 and a capacitor C3. The diode D1 and the diode D3 are connected in series. One end of the load RL is connected to the cathode of the diode D1, the cathode of the diode D3 is connected to the anode of the diode D1, and the anode of the diode D3 is connected to the anode of the diode D3. The other end of the load RL is connected. The diode D2 and the diode D4 are connected in series. One end of the load RL is connected to the cathode of the diode D2, the cathode of the diode D4 is connected to the anode of the diode D2, and the anode of the diode D4 is connected to the anode of the diode D4. The other end of the load RL is connected. One end of the receiving coil L2 is connected to the anode of the diode D1 and the cathode of the diode D3, and the other end of the receiving coil L2 is connected to the anode of the diode D2 and the cathode of the diode D4 via the capacitor C2. Is connected. Capacitor C3 is connected in parallel to load RL.

通信回路３０は、送信回路３１、送信アンテナ３２、受信アンテナ３３、および受信回路３４を備える。送信回路３１は、負荷ＲＬの一端に接続されるとともに、送信アンテナ３２が接続される。送信アンテナ３２と受信アンテナ３３とは、予め定められた間隔を隔てて設けられ、赤外線通信などの無線通信により情報の送受信を行う。受信アンテナ３３には、受信回路３４が接続される。受信回路３４には、第２の制御回路４０が接続され、第２の制御回路４０には、スイッチ素子Ｑ１、Ｑ２のそれぞれのゲートが接続される。   The communication circuit 30 includes a transmission circuit 31, a transmission antenna 32, a reception antenna 33, and a reception circuit 34. The transmission circuit 31 is connected to one end of the load RL, and a transmission antenna 32 is connected. The transmission antenna 32 and the reception antenna 33 are provided at a predetermined interval, and transmit and receive information by wireless communication such as infrared communication. A reception circuit 34 is connected to the reception antenna 33. A second control circuit 40 is connected to the reception circuit 34, and the gates of the switch elements Q 1 and Q 2 are connected to the second control circuit 40.

［非接触給電回路１００の動作］
以上の構成を備える非接触給電回路１００は、インバータ１１により、直流電源Ｖ１の出力電力を用いて送電コイルＬ１に電力を供給し、送電コイルＬ１と受電コイルＬ２との電磁界結合によって、送電コイルＬ１に供給した電力を受電コイルＬ２に伝送する。そして、受電コイルＬ２に伝送した電力を、整流平滑回路２１により整流平滑して負荷ＲＬに出力する。また、通信回路３０により、負荷ＲＬへの出力情報を第２の制御回路４０に送り、第２の制御回路４０により、負荷ＲＬに対して所定の出力を給電するようにインバータ１１を駆動する。非接触給電回路１００の具体的な動作について、図８、９、１０を用いて以下に詳述する。 [Operation of the non-contact power feeding circuit 100]
The non-contact power feeding circuit 100 having the above configuration supplies power to the power transmission coil L1 by using the output power of the DC power source V1 by the inverter 11, and transmits the power transmission coil by electromagnetic coupling between the power transmission coil L1 and the power reception coil L2. The electric power supplied to L1 is transmitted to the receiving coil L2. Then, the power transmitted to the power receiving coil L2 is rectified and smoothed by the rectifying and smoothing circuit 21 and output to the load RL. Also, the communication circuit 30 sends output information to the load RL to the second control circuit 40, and the second control circuit 40 drives the inverter 11 so as to supply a predetermined output to the load RL. Specific operation of the non-contact power feeding circuit 100 will be described in detail below with reference to FIGS.

図８は、インバータ１１に設けられたスイッチ素子Ｑ１、Ｑ２の動作を説明するための図である。ＶＧＳＱ１は、スイッチ素子Ｑ１のゲート・ソース間電圧を示し、ＶＧＳＱ２は、スイッチ素子Ｑ２のゲート・ソース間電圧を示す。ゲート・ソース間電圧ＶＧＳＱ１がＶＨの場合に、スイッチ素子Ｑ１がオン状態になり、ゲート・ソース間電圧ＶＧＳＱ１がＶＬの場合に、スイッチ素子Ｑ１がオフ状態になるものとする。スイッチ素子Ｑ２についても、スイッチ素子Ｑ１と同様に、ゲート・ソース間電圧ＶＧＳＱ２がＶＨの場合に、スイッチ素子Ｑ２がオン状態になり、ゲート・ソース間電圧ＶＧＳＱ２がＶＬの場合に、スイッチ素子Ｑ２がオフ状態になるものとする。ＶＤＳＱ２は、スイッチ素子Ｑ２のドレイン・ソース間電圧を示す。ＩＤＱ１は、スイッチ素子Ｑ１のドレイン電流を示し、ＩＤＱ２は、スイッチ素子Ｑ２のドレイン電流を示す。 FIG. 8 is a diagram for explaining the operation of the switch elements Q1 and Q2 provided in the inverter 11. In FIG. VGS Q1 indicates a gate-source voltage of the switch element Q1, and VGS Q2 indicates a gate-source voltage of the switch element Q2. When the gate-source voltage VGS Q1 is VH, the switch element Q1 is turned on, the gate-source voltage VGS Q1 is in the case of VL, it is assumed that the switching element Q1 is turned off. Similarly to the switch element Q1, the switch element Q2 is turned on when the gate-source voltage VGS Q2 is VH and the switch element Q2 is turned on when the gate-source voltage VGS Q2 is VL. Assume that Q2 is turned off. VDS Q2 represents the drain-source voltage of the switch element Q2. ID Q1 indicates the drain current of the switch element Q1, and ID Q2 indicates the drain current of the switch element Q2.

ゲート・ソース間電圧ＶＧＳＱ１とゲート・ソース間電圧ＶＧＳＱ２とは、第２の制御回路４０により、交互にＶＨになり、スイッチ素子Ｑ１、Ｑ２は、交互にオン状態になる。このため、ドレイン・ソース間電圧ＶＤＳＱ２は、スイッチ素子Ｑ１、Ｑ２のオンオフに応じて、すなわちインバータ１１のスイッチング動作に応じて、矩形波状に変化する。その結果、スイッチ素子Ｑ２のドレインとソースとの間に接続されている、送電コイルＬ１およびキャパシタＣ１の直列回路が共振動作を行い、この直列回路に共振電流が流れる。この共振電流は、スイッチ素子Ｑ１とスイッチ素子Ｑ２とに交互に流れるため、ドレイン電流ＩＤＱ１、ＩＤＱ２は、図８に示すように変化する。 The gate-source voltage VGS Q1 and the gate-source voltage VGS Q2 are alternately set to VH by the second control circuit 40, and the switch elements Q1, Q2 are alternately turned on. For this reason, the drain-source voltage VDS Q2 changes in a rectangular wave shape according to the on / off of the switch elements Q1, Q2, that is, according to the switching operation of the inverter 11. As a result, the series circuit of the power transmission coil L1 and the capacitor C1 connected between the drain and source of the switch element Q2 performs a resonance operation, and a resonance current flows through the series circuit. Since this resonance current flows alternately to the switch element Q1 and the switch element Q2, the drain currents ID Q1 and ID Q2 change as shown in FIG.

なお、厳密には、スイッチ素子Ｑ１、Ｑ２のオン状態を切り替える際に、これら２つのスイッチ素子Ｑ１、Ｑ２の双方がオン状態になるのを防ぐために、デッドタイムと称する２つのスイッチ素子Ｑ１、Ｑ２の双方がオフ状態になる時間を設ける必要があるが、ここではその説明を省略する。   Strictly speaking, in order to prevent both of the two switch elements Q1 and Q2 from being turned on when the switch elements Q1 and Q2 are turned on, the two switch elements Q1 and Q2 referred to as dead time are used. It is necessary to provide time for both of these to be turned off, but the description thereof is omitted here.

図９は、送電コイルＬ１および受電コイルＬ２を備える非接触給電部Ｔの等価回路ＴＴを用いて示した非接触給電回路１００の簡略図である。等価回路ＴＴは、非接触給電部Ｔの一般的な等価回路と同じ構成であり、１次巻線ｎ１および２次巻線ｎ２を備える理想トランスＴｏと、励磁インダクタンスＬｍと、第１の漏れインダクタンスＬａと、第２の漏れインダクタンスＬｂと、を含んで構成される。なお、図７における直流電源Ｖ１およびインバータ１１は、図９では交流電源Ｖｅとして示され、図７における整流平滑回路２１は、図９では省略されているものとする。   FIG. 9 is a simplified diagram of the non-contact power feeding circuit 100 shown using the equivalent circuit TT of the non-contact power feeding unit T including the power transmission coil L1 and the power receiving coil L2. The equivalent circuit TT has the same configuration as that of a general equivalent circuit of the non-contact power feeding unit T, and an ideal transformer To including a primary winding n1 and a secondary winding n2, an excitation inductance Lm, and a first leakage inductance. It includes La and a second leakage inductance Lb. The DC power supply V1 and the inverter 11 in FIG. 7 are shown as the AC power supply Ve in FIG. 9, and the rectifying and smoothing circuit 21 in FIG. 7 is omitted in FIG.

図１０は、電磁界結合によって送電コイルＬ１から受電コイルＬ２に電力を伝送する際の、非接触給電回路１００の各部に流れる電流を説明するための図である。ＩＬ１は、送電コイルＬ１を流れる電流を示し、ＩＬ２は、受電コイルＬ２を流れる電流を示し、ＩＬｍは、非接触給電部Ｔの等価回路ＴＴの励磁インダクタンスＬｍを流れる励磁電流を示す。なお、ＶＤＳＱ２は、上述のようにスイッチ素子Ｑ２のドレイン・ソース間電圧を示すが、このＶＤＳＱ２は、インバータ１１の出力電圧に相当する。 FIG. 10 is a diagram for explaining currents that flow through each part of the non-contact power feeding circuit 100 when electric power is transmitted from the power transmitting coil L1 to the power receiving coil L2 by electromagnetic field coupling. I L1 represents the current through the power transmission coil L1, I L2 represents the current through the power receiving coil L2, I Lm denotes the excitation current flowing through the excitation inductance Lm of the equivalent circuit TT of the non-contact power feeding section T. VDS Q2 represents the drain-source voltage of the switching element Q2 as described above, and this VDS Q2 corresponds to the output voltage of the inverter 11.

インバータ１１をスイッチング動作させることによって、スイッチ素子Ｑ２のドレイン・ソース間に図１０の電圧ＶＤＳＱ２に示す電圧を発生させると、この電圧により、共振電流が送電コイルＬ１およびキャパシタＣ１の直列回路に流れる。すると、送電コイルＬ１の周辺の空間に磁界が発生し、送電コイルＬ１と受電コイルＬ２との電磁界結合により、受電コイルＬ２に誘導電圧が発生する。この誘導電圧により、受電コイルＬ２およびキャパシタＣ２の直列回路に共振電流が流れる。この共振電流は、整流平滑回路２１で整流平滑され、負荷ＲＬに出力される。 When the inverter 11 performs a switching operation to generate a voltage VDS Q2 shown in FIG. 10 between the drain and source of the switch element Q2, the resonance current flows through the series circuit of the power transmission coil L1 and the capacitor C1. . Then, a magnetic field is generated in the space around the power transmission coil L1, and an induction voltage is generated in the power receiving coil L2 due to electromagnetic coupling between the power transmission coil L1 and the power receiving coil L2. Due to this induced voltage, a resonance current flows through the series circuit of the power receiving coil L2 and the capacitor C2. This resonance current is rectified and smoothed by the rectifying and smoothing circuit 21 and output to the load RL.

負荷ＲＬに接続された送信回路３１は、非接触給電回路１００の出力を検出し、検出結果を送信アンテナ３２を介して受信アンテナ３３に送信する。受信アンテナ３３で受信された出力の情報は、受信回路３４を介して第２の制御回路４０に送られる。すなわち、これら送信回路３１、送信アンテナ３２、受信アンテナ３３、および受信回路３４を備える通信回路３０は、非接触給電回路１００の出力情報を第２の制御回路４０に送信する。第２の制御回路４０は、非接触給電回路１００の出力情報に応じて、インバータ１１に設けられたスイッチ素子Ｑ１、Ｑ２を制御して、非接触給電回路１００の出力を制御する。なお、非接触給電回路１００の出力の制御では、例えば定電力制御や定電圧制御や定電流制御が行われる。   The transmission circuit 31 connected to the load RL detects the output of the non-contact power feeding circuit 100 and transmits the detection result to the reception antenna 33 via the transmission antenna 32. Information on the output received by the receiving antenna 33 is sent to the second control circuit 40 via the receiving circuit 34. That is, the communication circuit 30 including the transmission circuit 31, the transmission antenna 32, the reception antenna 33, and the reception circuit 34 transmits output information of the non-contact power feeding circuit 100 to the second control circuit 40. The second control circuit 40 controls the output of the contactless power feeding circuit 100 by controlling the switch elements Q1 and Q2 provided in the inverter 11 according to the output information of the contactless power feeding circuit 100. In the control of the output of the non-contact power feeding circuit 100, for example, constant power control, constant voltage control, and constant current control are performed.

特開２０１０−２３３３５４号公報JP 2010-233354 A 特開２０１０−２５２４４６号公報JP 2010-252446 A

図７に示した従来例に係る非接触給電回路１００では、送電コイルＬ１と受電コイルＬ２との間隔が長くなるに従って、インバータ１１を通過する無効電力が増加し、励磁電流によるスイッチ素子Ｑ１、Ｑ２や配線抵抗や送電コイルＬ１や受電コイルＬ２などにおける損失が増加してしまい、電力効率が低下してしまうという課題があった。この課題について、図１１および図１２を用いて以下に詳述する。   In the non-contact power feeding circuit 100 according to the conventional example shown in FIG. 7, the reactive power passing through the inverter 11 increases as the distance between the power transmission coil L1 and the power receiving coil L2 increases, and the switching elements Q1, Q2 due to the excitation current increase. In addition, there is a problem in that losses in the wiring resistance, the power transmission coil L1, the power reception coil L2, and the like increase, and the power efficiency is reduced. This problem will be described in detail below with reference to FIGS.

図１１は、図７に示した従来例に係る非接触給電回路１００の出力特性を示す図である。横軸は、インバータ１１のスイッチング周波数を示し、縦軸は、非接触給電回路１００の出力電力を示す。図１１に示すように、インバータ１１のスイッチング周波数を変化させることで、非接触給電回路１００の出力電力を制御できる。   FIG. 11 is a diagram showing output characteristics of the non-contact power feeding circuit 100 according to the conventional example shown in FIG. The horizontal axis indicates the switching frequency of the inverter 11, and the vertical axis indicates the output power of the non-contact power supply circuit 100. As shown in FIG. 11, the output power of the non-contact power feeding circuit 100 can be controlled by changing the switching frequency of the inverter 11.

図９において、送電コイルＬ１のインダクタンスと、受電コイルＬ２のインダクタンスとが、ともにＬｏで等しいと仮定すると、１次巻線ｎ１と２次巻線ｎ２との巻数比は１：１となる。そこで、送電コイルＬ１と受電コイルＬ２との結合係数をｋとすると、励磁インダクタンスＬｍ、送電コイルの漏れインダクタンスＬａ、および受電コイルの漏れインダクタンスＬｂは、以下の数式（１）、（２）で表される。   In FIG. 9, assuming that the inductance of the power transmission coil L1 and the inductance of the power reception coil L2 are both equal to Lo, the turns ratio of the primary winding n1 and the secondary winding n2 is 1: 1. Therefore, when the coupling coefficient between the power transmission coil L1 and the power reception coil L2 is k, the excitation inductance Lm, the power transmission coil leakage inductance La, and the power reception coil leakage inductance Lb are expressed by the following equations (1) and (2). Is done.

Figure 2013153627
Figure 2013153627

Figure 2013153627
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また、キャパシタＣ１のキャパシタンスと、キャパシタＣ２のキャパシタンスとを、ともにＣｏとすると、図１１に示す２つの共振周波数ｆｍ、ｆｅは、それぞれ数式（３）、（４）で表される。   Further, if the capacitance of the capacitor C1 and the capacitance of the capacitor C2 are both Co, the two resonance frequencies fm and fe shown in FIG. 11 are expressed by equations (3) and (4), respectively.

Figure 2013153627
Figure 2013153627

Figure 2013153627
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図７に示した従来例に係る非接触給電回路１００では、送電コイルＬ１と受電コイルＬ２との間隔が長くなると、結合係数ｋが小さくなるので、その結果、上述の数式（１）、（２）から分かるように、第１の漏れインダクタンスＬａおよび第２の漏れインダクタンスＬｂが大きくなり、励磁インダクタンスＬｍが小さくなる。このため、上述の２つの共振周波数ｆｍ、ｆｅが変化し、非接触給電回路１００の出力特性は、図１２に示すように、送電コイルＬ１と受電コイルＬ２との間隔が長くなるに従って、ｈ１から、ｈ２、ｈ３、ｈ４の順に変化する。   In the non-contact power supply circuit 100 according to the conventional example shown in FIG. 7, the coupling coefficient k decreases as the distance between the power transmission coil L1 and the power reception coil L2 increases. As a result, the above-described mathematical formulas (1) and (2 ), The first leakage inductance La and the second leakage inductance Lb increase, and the excitation inductance Lm decreases. For this reason, the above-mentioned two resonance frequencies fm and fe change, and the output characteristics of the non-contact power feeding circuit 100 change from h1 as the distance between the power transmission coil L1 and the power reception coil L2 becomes longer as shown in FIG. , H2, h3, h4.

すなわち、送電コイルＬ１と受電コイルＬ２との間隔が長くなるに従って、２つの共振周波数ｆｍ、ｆｅは互いに近づき、同時に、共振周波数ｆｍ、ｆｅでの非接触給電回路１００の出力電力が増加する。この共振周波数ｆｍ、ｆｅでの非接触給電回路１００の出力電力の増加の原因は、２つの共振周波数ｆｍ、ｆｅが互いに近づき、これら２つの共振動作が重畳されるためと考えられる。なお、送電コイルＬ１と受電コイルＬ２との間隔の変化に対する、共振周波数ｆｍ、ｆｅでの非接触給電回路１００の出力電力の変化は、送電コイルＬ１と受電コイルＬ２との間隔が短い領域では小さいが、送電コイルＬ１と受電コイルＬ２との間隔が長くなるに従って大きくなる。   That is, as the distance between the power transmission coil L1 and the power reception coil L2 increases, the two resonance frequencies fm and fe approach each other, and at the same time, the output power of the non-contact power feeding circuit 100 at the resonance frequencies fm and fe increases. The cause of the increase in the output power of the contactless power feeding circuit 100 at the resonance frequencies fm and fe is considered to be that the two resonance frequencies fm and fe approach each other and the two resonance operations are superimposed. The change in the output power of the non-contact power feeding circuit 100 at the resonance frequencies fm and fe with respect to the change in the distance between the power transmission coil L1 and the power reception coil L2 is small in the region where the distance between the power transmission coil L1 and the power reception coil L2 is short. However, it becomes larger as the distance between the power transmission coil L1 and the power reception coil L2 becomes longer.

ここで、非接触給電回路１００の出力を一定とすると、送電コイルＬ１と受電コイルＬ２との間隔が変化しても、励磁インダクタンスＬｍに印加される電圧は略一定となる。また、上述のように、送電コイルＬ１と受電コイルＬ２との間隔が長くなると、励磁インダクタンスＬｍが小さくなる。以上より、送電コイルＬ１と受電コイルＬ２との間隔が長くなると、励磁インダクタンスＬｍに流れる電流が増加する。   Here, assuming that the output of the non-contact power feeding circuit 100 is constant, the voltage applied to the excitation inductance Lm is substantially constant even if the distance between the power transmission coil L1 and the power reception coil L2 changes. Further, as described above, the excitation inductance Lm decreases as the distance between the power transmission coil L1 and the power reception coil L2 increases. As described above, when the distance between the power transmission coil L1 and the power reception coil L2 becomes longer, the current flowing through the excitation inductance Lm increases.

図９において、励磁インダクタンスＬｍは、電源Ｖｅから見ると、負荷ＲＬと並列に接続されている。このため、励磁インダクタンスＬｍに流れる励磁電流が増加するに従って、電源Ｖｅと励磁インダクタンスＬｍとの間を流れる循環電流が増加し、無効電力が増加する。   In FIG. 9, the excitation inductance Lm is connected in parallel with the load RL when viewed from the power source Ve. For this reason, as the exciting current flowing through the exciting inductance Lm increases, the circulating current flowing between the power source Ve and the exciting inductance Lm increases, and the reactive power increases.

以上のように、従来の非接触給電回路１００では、送電コイルＬ１と受電コイルＬ２との間隔が長くなるに従って、共振周波数での出力電力が増えるが、それと同時に、励磁インダクタンスＬｍを流れる励磁電流が増える。このため、送電コイルＬ１と受電コイルＬ２との間隔が長くなるに従って、インバータ１１を通過する無効電力が増加し、励磁電流によるスイッチ素子Ｑ１、Ｑ２や配線抵抗や送電コイルＬ１や受電コイルＬ２などにおける損失が増加してしまい、電力効率が低下してしまうという課題があった。   As described above, in the conventional contactless power supply circuit 100, the output power at the resonance frequency increases as the distance between the power transmission coil L1 and the power reception coil L2 increases. At the same time, the excitation current flowing through the excitation inductance Lm is increased. Increase. For this reason, the reactive power passing through the inverter 11 increases as the distance between the power transmission coil L1 and the power reception coil L2 increases, and the switching elements Q1, Q2, the wiring resistance, the power transmission coil L1, the power reception coil L2, and the like due to the excitation current are increased. There is a problem in that loss increases and power efficiency decreases.

上述の課題を鑑み、本発明は、送電コイルと受電コイルとの間隔が長くなった際における非接触給電回路の電力効率の低下を低減し、高電力効率の非接触給電回路を実現することを目的とする。   In view of the above-described problems, the present invention reduces the reduction in power efficiency of the non-contact power feeding circuit when the distance between the power transmission coil and the power receiving coil becomes long, and realizes a high power efficiency non-contact power feeding circuit. Objective.

本発明は、上述の課題を解決するために、以下の事項を提案している。
（１） 本発明は、間隙を隔てて設けられた送電コイル（例えば、図１の送電コイルＬ１に相当）と受電コイル（例えば、図１の受電コイルＬ２に相当）との間で電力を伝送する非接触給電回路（例えば、図１の非接触給電回路１に相当）であって、前記送電コイルまたは前記受電コイルのうち少なくともいずれかには、キャパシタ（例えば、図１のキャパシタＣ１、Ｃ２に相当）が接続され、インバータ（例えば、図１のインバータ１１に相当）を有し、直流源（例えば、図１の直流電源Ｖ１および直流出力レギュレータ５０に相当）の出力電力を用いて前記送電コイルに電力を供給する送電回路（例えば、図１の送電回路１０に相当）と、前記インバータの出力電流の位相を検出する位相検出回路（例えば、図１の位相検出回路６０に相当）と、前記位相検出回路による検出結果に応じて前記直流源を制御する制御回路（例えば、図１の第１の制御回路７０に相当）と、を備えることを特徴とする非接触給電回路を提案している。 The present invention proposes the following items in order to solve the above-described problems.
(1) The present invention transmits power between a power transmission coil (for example, equivalent to the power transmission coil L1 in FIG. 1) and a power reception coil (for example, equivalent to the power reception coil L2 in FIG. 1) provided with a gap. 1 is a contactless power supply circuit (e.g., equivalent to the contactless power supply circuit 1 in FIG. 1), and at least one of the power transmission coil and the power reception coil includes capacitors (for example, capacitors C1 and C2 in FIG. The power transmission coil using an output power of a DC source (e.g., corresponding to the DC power supply V1 and DC output regulator 50 in Fig. 1). A power transmission circuit (for example, corresponding to the power transmission circuit 10 in FIG. 1) and a phase detection circuit (for example, corresponding to the phase detection circuit 60 in FIG. 1) for detecting the phase of the output current of the inverter. And a control circuit (for example, corresponding to the first control circuit 70 in FIG. 1) that controls the DC source according to the detection result of the phase detection circuit. is suggesting.

ここで、送電コイルと受電コイルとの間隔が変化すると、インバータの出力電流の位相が変化する。   Here, when the interval between the power transmission coil and the power reception coil changes, the phase of the output current of the inverter changes.

そこで、この発明によれば、非接触給電回路に、直流源の出力電圧を用いて送電コイルに電力を供給する送電回路と、送電回路に設けられたインバータの出力電流の位相を検出する位相検出回路と、位相検出回路による検出結果に応じて直流源を制御する制御回路と、を設けた。このため、インバータの出力電流の位相の変化を検出すると、直流源を制御して、インバータの電源電圧を低下させることができる。インバータの電源電圧を低下させると、インバータの出力電流の位相の変化が低減し、その結果、インバータから出力される電力の無効電力が減少する。したがって、送電コイルと受電コイルとの間隔が長くなった際における非接触給電回路の電力効率の低下を低減し、高電力効率の非接触給電回路を実現できる。   Therefore, according to the present invention, a power transmission circuit that supplies power to the power transmission coil using the output voltage of the DC source, and a phase detection that detects the phase of the output current of the inverter provided in the power transmission circuit. A circuit and a control circuit for controlling the direct current source according to the detection result by the phase detection circuit are provided. For this reason, when a change in the phase of the output current of the inverter is detected, the DC source can be controlled to reduce the power supply voltage of the inverter. When the power supply voltage of the inverter is lowered, the change in the phase of the output current of the inverter is reduced, and as a result, the reactive power of the power output from the inverter is reduced. Therefore, a reduction in power efficiency of the non-contact power feeding circuit when the interval between the power transmission coil and the power receiving coil becomes long can be reduced, and a high power efficiency non-contact power feeding circuit can be realized.

（２） 本発明は、（１）の非接触給電回路について、前記制御回路は、前記直流源の出力電圧を変化させて、前記位相検出回路により検出された前記インバータの出力電流の位相を、予め定められた目標値に近付けることを特徴とする非接触給電回路を提案している。   (2) In the non-contact power feeding circuit according to (1), the control circuit changes the output voltage of the DC source to change the phase of the output current of the inverter detected by the phase detection circuit. The non-contact electric power feeding circuit characterized by approaching a predetermined target value is proposed.

この発明によれば、（１）の非接触給電回路において、制御回路により、直流源の出力電圧を変化させて、位相検出回路により検出されたインバータの出力電流の位相を、予め定められた目標値に近づけることとした。このため、上述した効果と同様の効果を奏することができる。   According to this invention, in the non-contact power feeding circuit of (1), the output voltage of the DC source is changed by the control circuit, and the phase of the output current of the inverter detected by the phase detection circuit is set to a predetermined target. It was decided to approach the value. For this reason, the effect similar to the effect mentioned above can be produced.

（３） 本発明は、（１）の非接触給電回路について、前記制御回路は、前記直流源の出力電圧を変化させて、前記位相検出回路により検出された前記インバータの出力電流の位相を、予め定められた目標値に保つことを特徴とする非接触給電回路を提案している。   (3) The present invention relates to the contactless power feeding circuit of (1), wherein the control circuit changes the output voltage of the DC source to change the phase of the output current of the inverter detected by the phase detection circuit, The non-contact electric power feeding circuit characterized by maintaining a predetermined target value is proposed.

この発明によれば、（１）の非接触給電回路において、制御回路により、直流源の出力電圧を変化させて、位相検出回路により検出されたインバータの出力電流の位相を、予め定められた目標値に保つこととした。このため、インバータの出力電流の位相の変化に対して、直流源をリニアに制御でき、上述した効果と同様の効果を奏することができる。   According to this invention, in the non-contact power feeding circuit of (1), the output voltage of the DC source is changed by the control circuit, and the phase of the output current of the inverter detected by the phase detection circuit is set to a predetermined target. The value was kept. For this reason, the direct current source can be controlled linearly with respect to the change in the phase of the output current of the inverter, and the same effect as described above can be obtained.

（４） 本発明は、（１）の非接触給電回路について、前記制御回路は、前記位相検出回路により検出された前記インバータの出力電流の位相が、予め定められた正の値より大きくなると、前記直流源の出力電圧を変化させることを特徴とする非接触給電回路を提案している。   (4) In the non-contact power feeding circuit according to (1), the control circuit may be configured such that the phase of the output current of the inverter detected by the phase detection circuit is greater than a predetermined positive value. A non-contact power feeding circuit is proposed in which the output voltage of the DC source is changed.

この発明によれば、（１）の非接触給電回路において、制御回路により、位相検出回路により検出されたインバータの出力電流の位相が、予め定められた正の値より大きくなると、直流源の出力電圧を変化させることとした。このため、インバータの出力電流の位相進みを低減でき、上述した効果と同様の効果を奏することができる。   According to the present invention, in the non-contact power feeding circuit of (1), when the phase of the output current of the inverter detected by the phase detection circuit by the control circuit becomes larger than a predetermined positive value, the output of the DC source The voltage was changed. For this reason, the phase advance of the output current of the inverter can be reduced, and the same effect as described above can be obtained.

（５） 本発明は、（１）または（４）の非接触給電回路について、前記制御回路は、前記位相検出回路により検出された前記インバータの出力電流の位相が、予め定められた負の値より小さくなると、前記直流源の出力電圧を変化させることを特徴とする非接触給電回路を提案している。   (5) In the non-contact power feeding circuit according to (1) or (4), the control circuit may be configured such that the phase of the output current of the inverter detected by the phase detection circuit is a predetermined negative value. A non-contact power feeding circuit is proposed in which the output voltage of the direct current source is changed when it becomes smaller.

この発明によれば、（１）または（４）の非接触給電回路において、制御回路により、位相検出回路により検出されたインバータの出力電流の位相が、予め定められた負の値より小さくなると、直流源の出力電圧を変化させることとした。このため、インバータの出力電流の位相遅れを低減でき、上述した効果と同様の効果を奏することができる。   According to the present invention, in the non-contact power feeding circuit of (1) or (4), when the phase of the output current of the inverter detected by the phase detection circuit by the control circuit becomes smaller than a predetermined negative value, The output voltage of the DC source was changed. For this reason, the phase delay of the output current of the inverter can be reduced, and the same effect as described above can be obtained.

（６） 本発明は、（１）〜（５）のいずれかの非接触給電回路について、前記インバータは、当該インバータの出力電圧の位相に対して当該インバータの出力電流の位相が遅れる領域で動作することを特徴とする非接触給電回路を提案している。   (6) In the contactless power feeding circuit according to any one of (1) to (5), the inverter operates in a region where the phase of the output current of the inverter is delayed with respect to the phase of the output voltage of the inverter. The non-contact electric power feeding circuit characterized by doing is proposed.

この発明によれば、（１）〜（５）のいずれかの非接触給電回路において、インバータは、インバータの出力電圧の位相に対してインバータの出力電流の位相が遅れる領域で、動作するものとした。このため、インバータをソフトスイッチング動作させることができるので、インバータにおけるスイッチング損失を低減して、非接触給電回路をさらに高電力効率化できる。   According to this invention, in the non-contact power feeding circuit according to any one of (1) to (5), the inverter operates in a region where the phase of the output current of the inverter is delayed with respect to the phase of the output voltage of the inverter. did. For this reason, since the inverter can be soft-switched, the switching loss in the inverter can be reduced, and the non-contact power feeding circuit can be further improved in power efficiency.

（７） 本発明は、（１）〜（６）のいずれかの非接触給電回路について、前記キャパシタは、前記送電コイルまたは前記受電コイルのうち少なくともいずれかに、直列接続されることを特徴とする非接触給電回路を提案している。   (7) In the non-contact power feeding circuit according to any one of (1) to (6), the present invention is characterized in that the capacitor is connected in series to at least one of the power transmitting coil and the power receiving coil. A contactless power supply circuit is proposed.

この発明によれば、（１）〜（６）のいずれかの非接触給電回路において、キャパシタを、送電コイルまたは受電コイルのうち少なくともいずれかに、直列接続することとした。このため、キャパシタと、送電コイルまたは受電コイルと、で共振回路を形成することができ、上述した効果と同様の効果を奏することができる。   According to this invention, in the non-contact power feeding circuit according to any one of (1) to (6), the capacitor is connected in series to at least one of the power transmission coil and the power reception coil. For this reason, a resonance circuit can be formed with a capacitor and a power transmission coil or a power reception coil, and the same effect as the effect mentioned above can be produced.

（８） 本発明は、（１）〜（７）のいずれかの非接触給電回路について、前記キャパシタは、前記送電コイルまたは前記受電コイルのうち少なくともいずれかに、並列接続されることを特徴とする非接触給電回路を提案している。   (8) In the non-contact power feeding circuit according to any one of (1) to (7), the present invention is characterized in that the capacitor is connected in parallel to at least one of the power transmitting coil and the power receiving coil. A contactless power supply circuit is proposed.

この発明によれば、（１）〜（７）のいずれかの非接触給電回路において、キャパシタを、送電コイルまたは受電コイルのうち少なくともいずれかに、並列接続することとした。このため、キャパシタと、送電コイルまたは受電コイルと、で共振回路を形成することができ、上述した効果と同様の効果を奏することができる。   According to this invention, in the non-contact power feeding circuit according to any one of (1) to (7), the capacitor is connected in parallel to at least one of the power transmission coil and the power reception coil. For this reason, a resonance circuit can be formed with a capacitor and a power transmission coil or a power reception coil, and the same effect as the effect mentioned above can be produced.

本発明によれば、送電コイルと受電コイルとの間隔が長くなった際における非接触給電回路の電力効率の低下を低減し、高電力効率の非接触給電回路を実現できる。   ADVANTAGE OF THE INVENTION According to this invention, the fall of the power efficiency of the non-contact electric power feeding circuit when the space | interval of a power transmission coil and a receiving coil becomes long can be reduced, and a non-contact electric power feeding circuit of high power efficiency is realizable.

本発明の一実施形態に係る非接触給電回路の回路図である。It is a circuit diagram of the non-contact electric supply circuit concerning one embodiment of the present invention. 前記非接触給電回路の出力特性を示す図である。It is a figure which shows the output characteristic of the said non-contact electric power feeding circuit. 前記非接触給電回路の動作を説明するための図である。It is a figure for demonstrating operation | movement of the said non-contact electric power feeding circuit. 前記非接触給電回路の動作を説明するための図である。It is a figure for demonstrating operation | movement of the said non-contact electric power feeding circuit. 前記非接触給電回路の動作を説明するための図である。It is a figure for demonstrating operation | movement of the said non-contact electric power feeding circuit. 前記非接触給電回路の動作を説明するための図である。It is a figure for demonstrating operation | movement of the said non-contact electric power feeding circuit. 従来例に係る非接触給電回路の回路図である。It is a circuit diagram of the non-contact electric power feeding circuit which concerns on a prior art example. 前記非接触給電回路の動作を説明するための図である。It is a figure for demonstrating operation | movement of the said non-contact electric power feeding circuit. 前記非接触給電回路の簡略図である。It is a simplified diagram of the non-contact power feeding circuit. 前記非接触給電回路の動作を説明するための図である。It is a figure for demonstrating operation | movement of the said non-contact electric power feeding circuit. 前記非接触給電回路の出力特性を示す図である。It is a figure which shows the output characteristic of the said non-contact electric power feeding circuit. 前記非接触給電回路の動作を説明するための図である。It is a figure for demonstrating operation | movement of the said non-contact electric power feeding circuit.

以下、本発明の実施形態について図面を参照しながら説明する。なお、以下の実施形態における構成要素は適宜、既存の構成要素などとの置き換えが可能であり、また、他の既存の構成要素との組合せを含む様々なバリエーションが可能である。したがって、以下の実施形態の記載をもって、特許請求の範囲に記載された発明の内容を限定するものではない。   Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings. Note that the constituent elements in the following embodiments can be appropriately replaced with existing constituent elements, and various variations including combinations with other existing constituent elements are possible. Accordingly, the description of the following embodiments does not limit the contents of the invention described in the claims.

［非接触給電回路１の構成］
図１は、本発明の一実施形態に係る非接触給電回路１の回路図である。非接触給電回路１は、図７に示した従来例に係る非接触給電回路１００とは、直流出力レギュレータ５０、位相検出回路６０、および第１の制御回路７０を備える点が異なる。なお、非接触給電回路１において、非接触給電回路１００と同一構成要件については、同一符号を付し、その説明を省略する。 [Configuration of contactless power feeding circuit 1]
FIG. 1 is a circuit diagram of a non-contact power feeding circuit 1 according to an embodiment of the present invention. The non-contact power supply circuit 1 is different from the non-contact power supply circuit 100 according to the conventional example shown in FIG. 7 in that it includes a DC output regulator 50, a phase detection circuit 60, and a first control circuit 70. In the non-contact power supply circuit 1, the same components as those in the non-contact power supply circuit 100 are denoted by the same reference numerals, and the description thereof is omitted.

直流出力レギュレータ５０は、送電回路１０の前段、すなわち送電回路１０より直流電源Ｖ１側に設けられる。この直流出力レギュレータ５０は、いわゆる昇圧チョッパ回路であり、インダクタＬ３、ダイオードＤ５、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴで構成されるスイッチ素子Ｑ３、およびキャパシタＣ４を備える。インダクタＬ３の一端には、直流電源Ｖ１の正極が接続され、インダクタＬ３の他端には、ダイオードＤ５のアノードと、スイッチ素子Ｑ３のドレインと、が接続される。スイッチ素子Ｑ３のソースには、直流電源Ｖ１の負極が接続される。ダイオードＤ５のカソードには、スイッチ素子Ｑ１のドレインが接続されるとともに、キャパシタＣ４を介して直流電源Ｖ１の負極が接続される。   The DC output regulator 50 is provided in the previous stage of the power transmission circuit 10, that is, on the DC power supply V1 side from the power transmission circuit 10. The DC output regulator 50 is a so-called step-up chopper circuit, and includes an inductor L3, a diode D5, a switch element Q3 composed of an N-channel MOSFET, and a capacitor C4. One end of the inductor L3 is connected to the positive electrode of the DC power supply V1, and the other end of the inductor L3 is connected to the anode of the diode D5 and the drain of the switch element Q3. The negative electrode of DC power supply V1 is connected to the source of switch element Q3. The drain of the switch element Q1 is connected to the cathode of the diode D5, and the negative electrode of the DC power supply V1 is connected via the capacitor C4.

位相検出回路６０には、インバータ１１の出力および第１の制御回路７０が接続される。第１の制御回路７０には、スイッチ素子Ｑ３のゲートが接続される。   The output of the inverter 11 and the first control circuit 70 are connected to the phase detection circuit 60. The first control circuit 70 is connected to the gate of the switch element Q3.

［非接触給電回路１の動作］
以上の構成を備える非接触給電回路１は、非接触給電回路１００と同様に、インバータ１１により、直流電源Ｖ１の出力電力を用いて送電コイルＬ１に電力を供給し、送電コイルＬ１と受電コイルＬ２との電磁界結合によって、送電コイルＬ１に供給した電力を受電コイルＬ２に伝送する。そして、受電コイルＬ２に伝送した電力を、整流平滑回路２１により整流平滑して負荷ＲＬに出力する。また、通信回路３０により、負荷ＲＬへの出力情報を第２の制御回路４０に送り、第２の制御回路４０により、負荷ＲＬに対して所定の出力を給電するようにインバータ１１を駆動する。 [Operation of the non-contact power feeding circuit 1]
The non-contact power feeding circuit 1 having the above configuration supplies power to the power transmission coil L1 by using the output power of the DC power source V1 by the inverter 11, similarly to the non-contact power feeding circuit 100, and the power transmission coil L1 and the power receiving coil L2 The electric power supplied to the power transmission coil L1 is transmitted to the power reception coil L2. Then, the power transmitted to the power receiving coil L2 is rectified and smoothed by the rectifying and smoothing circuit 21 and output to the load RL. Also, the communication circuit 30 sends output information to the load RL to the second control circuit 40, and the second control circuit 40 drives the inverter 11 so as to supply a predetermined output to the load RL.

非接触給電回路１は、さらに、位相検出回路６０により、インバータ１１の出力電圧および出力電流を測定して、インバータ１１の出力電流の位相を検出し、第１の制御回路７０により、位相検出回路６０による検出結果に応じて、直流出力レギュレータ５０の出力電圧、すなわちインバータ１１の電源電圧を制御する。   The non-contact power feeding circuit 1 further measures the output voltage and output current of the inverter 11 by the phase detection circuit 60, detects the phase of the output current of the inverter 11, and the phase detection circuit by the first control circuit 70. The output voltage of the DC output regulator 50, that is, the power supply voltage of the inverter 11 is controlled according to the detection result by 60.

図２は、送電コイルＬ１と受電コイルＬ２との間隔を変化させた際の、非接触給電回路１の出力特性を示す図である。ｈ２は、送電コイルＬ１と受電コイルＬ２との間隔がｄ１の場合における、非接触給電回路１の出力特性を示す。ｈ４は、送電コイルＬ１と受電コイルＬ２との間隔がｄ１より長いｄ２の場合における、非接触給電回路１の出力特性を示す。   FIG. 2 is a diagram illustrating output characteristics of the non-contact power feeding circuit 1 when the distance between the power transmission coil L1 and the power receiving coil L2 is changed. h2 represents the output characteristics of the non-contact power feeding circuit 1 when the distance between the power transmission coil L1 and the power reception coil L2 is d1. h4 indicates output characteristics of the non-contact power feeding circuit 1 when the distance between the power transmission coil L1 and the power reception coil L2 is d2 longer than d1.

送電コイルＬ１と受電コイルＬ２との間隔がｄ１からｄ２まで長くなると、非接触給電回路１の出力特性はｈ２からｈ４に変化し、共振周波数ｆｍ、ｆｅでの非接触給電回路１の出力電力が増加する。   When the distance between the power transmission coil L1 and the power reception coil L2 increases from d1 to d2, the output characteristics of the non-contact power supply circuit 1 change from h2 to h4, and the output power of the non-contact power supply circuit 1 at the resonance frequencies fm and fe is To increase.

ここで、出力特性ｈ２と出力特性ｈ４とは、それぞれ２つの峰（すなわち共振周波数ｆｍ、ｆｅ）を持っている。このため、非接触給電回路１の出力電力がＷ１の場合における動作点、すなわち非接触給電回路１の出力電力がＷ１になる際のインバータ１１のスイッチング周波数は、出力特性ｈ２と出力特性ｈ４とにおいて、それぞれ複数（出力特性ｈ２においては４点、出力特性ｈ４においては２点）存在する。しかしながら、インバータ１１のソフトスイッチング動作によるスイッチング損失を低減する目的や、非接触給電回路１の起動時にスイッチング周波数を高い周波数から動作点の周波数までスイープさせることによってソフトスタートを容易にする目的などを達成するためには、共振周波数ｆｅよりも周波数の高い領域で、すなわち上述の複数の動作点の中で最も高い周波数の動作点で、インバータ１１を動作させることが望ましい。したがって、本実施形態では、出力特性ｈ２、ｈ４のそれぞれにおいて、最も周波数の高い動作点、すなわちＭ１およびＭ２で、インバータ１１が動作している場合について説明する。   Here, each of the output characteristic h2 and the output characteristic h4 has two peaks (that is, resonance frequencies fm and fe). For this reason, the operating point when the output power of the non-contact power supply circuit 1 is W1, that is, the switching frequency of the inverter 11 when the output power of the non-contact power supply circuit 1 becomes W1, is the output characteristic h2 and the output characteristic h4. , There are a plurality (4 points for the output characteristic h2 and 2 points for the output characteristic h4). However, the purpose of reducing the switching loss due to the soft switching operation of the inverter 11 and the purpose of facilitating the soft start by sweeping the switching frequency from the high frequency to the operating point frequency when the contactless power feeding circuit 1 is started up are achieved. In order to achieve this, it is desirable to operate the inverter 11 in a region where the frequency is higher than the resonance frequency fe, that is, at the operating point of the highest frequency among the plurality of operating points described above. Therefore, in the present embodiment, a case will be described in which the inverter 11 is operating at the operating point with the highest frequency, that is, M1 and M2, in each of the output characteristics h2 and h4.

すると、非接触給電回路１の出力電力をＷ１で一定とした場合、すなわち第２の制御回路４０により定電力制御が行われている場合において、送電コイルＬ１と受電コイルＬ２との間隔がｄ１からｄ２まで長くなると、非接触給電回路１の動作点は、Ｍ１からＭ２に変化する。   Then, when the output power of the non-contact power feeding circuit 1 is constant at W1, that is, when constant power control is performed by the second control circuit 40, the distance between the power transmission coil L1 and the power reception coil L2 is from d1. If it becomes long to d2, the operating point of the non-contact electric power feeding circuit 1 will change from M1 to M2.

図３は、インバータ１１のスイッチング周波数に対する、非接触給電回路１の出力電力と、インバータ１１の出力電圧に対するインバータ１１の出力電流の位相と、を示す図である。   FIG. 3 is a diagram illustrating the output power of the contactless power supply circuit 1 with respect to the switching frequency of the inverter 11 and the phase of the output current of the inverter 11 with respect to the output voltage of the inverter 11.

共振周波数がｆｍの場合とｆｅの場合とでは、インバータ１１の出力電圧に対するインバータ１１の出力電流の位相はゼロであり、位相進みも位相遅れもない。しかしながら、共振周波数ｆｍ、ｆｅから離れると、インバータ１１の出力電圧に対するインバータ１１の出力電流の位相が変化し、特にｆｅよりも周波数の高い領域では、周波数が高くなるに従って、インバータ１１の出力電圧に対するインバータ１１の出力電流の位相遅れが増加する。そして、非接触給電回路１の出力電力がＷ１の場合、インバータ１１の出力電圧に対するインバータ１１の出力電流の位相遅れはθ２である。   When the resonance frequency is fm and fe, the phase of the output current of the inverter 11 with respect to the output voltage of the inverter 11 is zero, and there is no phase advance or phase delay. However, when the frequency is away from the resonance frequencies fm and fe, the phase of the output current of the inverter 11 with respect to the output voltage of the inverter 11 changes, and particularly in a region having a frequency higher than fe, as the frequency increases, The phase delay of the output current of the inverter 11 increases. When the output power of the non-contact power feeding circuit 1 is W1, the phase delay of the output current of the inverter 11 with respect to the output voltage of the inverter 11 is θ2.

ここで、インバータ１１から出力される電力の有効電力をＰ、インバータ１１から出力される電力の無効電力をＱとすると、インバータ１１の出力電圧に対するインバータ１１の出力電流の位相θは、数式（５）で表される。   Here, when the active power of the power output from the inverter 11 is P and the reactive power of the power output from the inverter 11 is Q, the phase θ of the output current of the inverter 11 with respect to the output voltage of the inverter 11 is expressed by the formula (5). ).

Figure 2013153627
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ここで、非接触給電回路１の内部損失をゼロと仮定すると、有効電力Ｐは、非接触給電回路１の出力電力Ｗ１に相当する。このため、非接触給電回路１の出力電力Ｗ１が一定の場合、インバータ１１の出力電流の位相θは、無効電力Ｑの増減に応じて変化し、インバータ１１の出力電流の位相θの進みおよび遅れの増加は、無効電力Ｑの増加を意味する。   Here, assuming that the internal loss of the contactless power feeding circuit 1 is zero, the active power P corresponds to the output power W1 of the contactless power feeding circuit 1. For this reason, when the output power W1 of the non-contact power feeding circuit 1 is constant, the phase θ of the output current of the inverter 11 changes according to the increase or decrease of the reactive power Q, and the advance and delay of the phase θ of the output current of the inverter 11 An increase in means an increase in reactive power Q.

図４は、インバータ１１の電源電圧を変化させた際の、非接触給電回路１の出力特性および動作点の変化を示す図である。ｈ４は、インバータ１１の電源電圧がＶａの場合における、非接触給電回路１の出力特性を示す。ｈ５は、インバータ１１の電源電圧がＶａより小さいＶｂの場合における、非接触給電回路１の出力特性を示す。   FIG. 4 is a diagram showing changes in output characteristics and operating points of the non-contact power feeding circuit 1 when the power supply voltage of the inverter 11 is changed. h4 indicates the output characteristics of the non-contact power feeding circuit 1 when the power supply voltage of the inverter 11 is Va. h5 indicates the output characteristics of the non-contact power feeding circuit 1 when the power supply voltage of the inverter 11 is Vb smaller than Va.

図４に示すように、インバータ１１の電源電圧が変化しても、共振周波数ｆｍ、ｆｅは一定であり、インバータ１１の出力電流の位相特性は変化しない。このため、インバータ１１の電源電圧がＶａからＶｂまで低下すると、非接触給電回路１の出力特性が図４の縦軸方向に縮小されて非接触給電回路１の出力電力が小さくなり、その結果、非接触給電回路１の動作点はＭ２からＭ３に変化し、インバータ１１の出力電流の位相遅れはθ２からθ３まで減少する。   As shown in FIG. 4, even if the power supply voltage of the inverter 11 changes, the resonance frequencies fm and fe are constant and the phase characteristics of the output current of the inverter 11 do not change. For this reason, when the power supply voltage of the inverter 11 decreases from Va to Vb, the output characteristics of the non-contact power feeding circuit 1 are reduced in the vertical axis direction of FIG. The operating point of the non-contact power feeding circuit 1 changes from M2 to M3, and the phase delay of the output current of the inverter 11 decreases from θ2 to θ3.

ここで、インバータ１１の出力電流の位相進みおよび位相遅れの減少は、数式（５）を用いて上述したように、無効電力Ｑの減少を意味する。また、無効電力Ｑの減少は、図９を用いて上述したように、非接触給電部Ｔの励磁電流の減少を意味する。   Here, the decrease in the phase advance and the phase delay of the output current of the inverter 11 means a decrease in the reactive power Q as described above using the equation (5). Further, the reduction of the reactive power Q means the reduction of the excitation current of the non-contact power feeding unit T as described above with reference to FIG.

以上より、送電コイルＬ１と受電コイルＬ２との間隔が長くなると、非接触給電部Ｔの励磁電流が増加して、非接触給電回路１の電力効率が低下するが、同時に、共振周波数ｆｅでの非接触給電回路１の出力電力が増加する。そこで、非接触給電回路１は、非接触給電部Ｔの励磁電流の増加を、インバータ１１の出力電流の位相進みまたは位相遅れで検出する。そして、インバータ１１の出力電流の位相進みまたは位相遅れを検出すると、インバータ１１の電源電圧を低下させることで、インバータ１１の出力電流の位相進みまたは位相遅れを低減させて、非接触給電部Ｔの励磁電流を低減させる。このため、非接触給電回路１は、送電コイルＬ１と受電コイルＬ２との間隔が長くなった際の電力効率の低下を低減し、高電力効率を実現できる。   As described above, when the distance between the power transmission coil L1 and the power reception coil L2 becomes longer, the excitation current of the non-contact power feeding unit T increases and the power efficiency of the non-contact power feeding circuit 1 decreases. The output power of the non-contact power feeding circuit 1 increases. Therefore, the non-contact power supply circuit 1 detects an increase in the excitation current of the non-contact power supply unit T based on the phase advance or phase delay of the output current of the inverter 11. When the phase advance or phase lag of the output current of the inverter 11 is detected, the phase advance or phase lag of the output current of the inverter 11 is reduced by lowering the power supply voltage of the inverter 11, so that the non-contact power feeding unit T Reduce excitation current. For this reason, the non-contact electric power feeding circuit 1 can implement | achieve the reduction in the power efficiency at the time of the space | interval of the power transmission coil L1 and the receiving coil L2 becoming long, and can implement | achieve high power efficiency.

また、非接触給電回路１は、インバータ１１の出力電圧に対してインバータ１１の出力電流の位相が遅れた周波数領域で、インバータ１１を動作させる。このため、インバータ１１をソフトスイッチング動作させることができるので、インバータ１１におけるスイッチング損失を低減して、非接触給電回路１の高電力効率化を実現できる。   The non-contact power supply circuit 1 operates the inverter 11 in a frequency region in which the phase of the output current of the inverter 11 is delayed with respect to the output voltage of the inverter 11. For this reason, since the inverter 11 can be soft-switched, the switching loss in the inverter 11 can be reduced, and high power efficiency of the non-contact power feeding circuit 1 can be realized.

ところで、インバータ１１の電源電圧の低下は、直流出力レギュレータ５０の出力電圧の低下によって発生する。また、直流出力レギュレータ５０は、上述したように昇圧チョッパ回路であり、この直流出力レギュレータ５０の各部の波形は、図５のようになる。   By the way, the drop in the power supply voltage of the inverter 11 occurs due to the drop in the output voltage of the DC output regulator 50. The DC output regulator 50 is a step-up chopper circuit as described above, and the waveform of each part of the DC output regulator 50 is as shown in FIG.

ＶＧＳＱ３は、スイッチ素子Ｑ３のゲート・ソース間電圧を示し、ＶＤＳＱ３は、スイッチ素子Ｑ３のドレイン・ソース間電圧を示す。ＩＬ３は、インダクタＬ３を流れる電流を示し、ＩＤＱ３は、スイッチ素子Ｑ３のドレイン電流を示し、ＩＤ５は、ダイオードＤ５を流れる電流を示す。ＶＣ４は、キャパシタＣ４の電圧を示す。 VGS Q3 indicates a gate-source voltage of the switch element Q3, and VDS Q3 indicates a drain-source voltage of the switch element Q3. I L3 indicates a current flowing through the inductor L3, ID Q3 indicates a drain current of the switch element Q3, and I D5 indicates a current flowing through the diode D5. V C4 indicates the voltage of the capacitor C4.

スイッチ素子Ｑ３のゲートには、第１の制御回路７０から駆動信号が印加され、スイッチ素子Ｑ３のゲート・ソース間電圧ＶＧＳＱ３は、図５に示すように変化し、スイッチ素子Ｑ３は、期間Ｔ１の期間でオン状態になり、期間Ｔ２の期間でオフ状態になる。スイッチ素子Ｑ３がオン状態である期間では、直流電源Ｖ１の出力電力、すなわち入力電力がインダクタＬ３に印加され、インダクタＬ３の電流ＩＬ３は、スイッチ素子Ｑ３を流れる。一方、スイッチ素子Ｑ３がオフ状態である期間では、インダクタＬ３の電流は、ダイオードＤ５を流れる。スイッチ素子Ｑ３のオンオフが繰り返されることで、入力電力が出力に送られる。 A drive signal is applied to the gate of the switch element Q3 from the first control circuit 70, the gate-source voltage VGS Q3 of the switch element Q3 changes as shown in FIG. 5, and the switch element Q3 has a period T1. It is turned on during the period, and is turned off during the period T2. In the period the switch element Q3 is turned on, the output power of the DC power supply V1, that is, the input power is applied to the inductor L3, the current I L3 of the inductor L3 flows through the switching element Q3. On the other hand, during the period when the switch element Q3 is in the OFF state, the current of the inductor L3 flows through the diode D5. Input power is sent to the output by repeatedly turning on and off the switch element Q3.

ここで、直流出力レギュレータ５０の入力電圧をＶｉｎ、直流出力レギュレータ５０の出力電圧をＶｏｕｔ、第１の制御回路７０からスイッチ素子Ｑ３に送られる駆動信号の時比率（周期に対するオン期間の比率）をＤとすると、数式（６）が成り立つ。   Here, the input voltage of the DC output regulator 50 is Vin, the output voltage of the DC output regulator 50 is Vout, and the time ratio of the drive signal sent from the first control circuit 70 to the switch element Q3 (the ratio of the ON period to the cycle) is If D, then Equation (6) holds.

Figure 2013153627
Figure 2013153627

直流出力レギュレータ５０の出力電圧Ｖｏｕｔは、数式（６）に示すように駆動信号の時比率Ｄによって定まり、キャパシタＣ４の電圧ＶＣ４に相当する。このため、第１の制御回路７０は、位相検出回路６０からの情報に基づいて、直流出力レギュレータ５０に送る駆動信号の時比率を変化させることで、直流出力レギュレータ５０の出力電圧、すなわちインバータ１１の電源電圧を変化させることができる。 The output voltage Vout of the DC output regulator 50 is determined by the time ratio D of the drive signal as shown in Equation (6), and corresponds to the voltage V C4 of the capacitor C4. For this reason, the first control circuit 70 changes the time ratio of the drive signal sent to the DC output regulator 50 based on the information from the phase detection circuit 60, so that the output voltage of the DC output regulator 50, that is, the inverter 11. The power supply voltage can be changed.

本発明は、上述の実施形態に限定されるものではなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲内で様々な変形や応用が可能である。   The present invention is not limited to the above-described embodiment, and various modifications and applications can be made without departing from the gist of the present invention.

例えば、上述の実施形態では、送電コイルＬ１にキャパシタＣ１が接続されるとともに、受電コイルＬ２にキャパシタＣ２が接続されており、送電コイルＬ１および受電コイルＬ２の双方にキャパシタが接続されるものとした。しかしながら、これに限らず、例えば、送電コイルＬ１にのみキャパシタが接続されるものであったり、受電コイルＬ２にのみキャパシタが接続されるものであったりしてもよい。   For example, in the above-described embodiment, the capacitor C1 is connected to the power transmission coil L1, the capacitor C2 is connected to the power reception coil L2, and the capacitor is connected to both the power transmission coil L1 and the power reception coil L2. . However, the present invention is not limited to this. For example, a capacitor may be connected only to the power transmission coil L1, or a capacitor may be connected only to the power reception coil L2.

また、上述の実施形態では、送電コイルＬ１には、キャパシタＣ１が直列接続されるものとしたが、これに限らず、例えばキャパシタＣ１が並列接続されるものとしてもよい。また、２つのキャパシタが接続され、これら２つのキャパシタのうち、一方が直列接続され、他方が並列接続されるものとしてもよい。受電コイルＬ２についても、送電コイルＬ１と同様に、例えばキャパシタＣ２が並列接続されるものとしてもよいし、２つのキャパシタが接続され、これら２つのキャパシタのうち、一方が直列接続され、他方が並列接続されるものとしてもよい。   In the above-described embodiment, the capacitor C1 is connected in series to the power transmission coil L1, but the present invention is not limited thereto, and for example, the capacitor C1 may be connected in parallel. Further, two capacitors may be connected, and one of these two capacitors may be connected in series and the other may be connected in parallel. Similarly to the power transmission coil L1, the power receiving coil L2 may be configured such that, for example, a capacitor C2 is connected in parallel, two capacitors are connected, and one of these two capacitors is connected in series, and the other is connected in parallel. It may be connected.

また、上述の実施形態では、送電コイルＬ１と受電コイルＬ２との間での電力の伝送は、これら送電コイルＬ１と受電コイルＬ２との電磁界結合によって行われるものとしたが、これに限らない。例えば、送電コイルＬ１と受電コイルＬ２とは、電磁界共鳴や、電磁誘導や、共振結合や、電界結合や、磁界結合や、電波により電力を伝送するものであってもよい。   Further, in the above-described embodiment, power transmission between the power transmission coil L1 and the power reception coil L2 is performed by electromagnetic coupling between the power transmission coil L1 and the power reception coil L2, but the present invention is not limited thereto. . For example, the power transmission coil L1 and the power reception coil L2 may transmit electric power by electromagnetic field resonance, electromagnetic induction, resonance coupling, electric field coupling, magnetic field coupling, or radio waves.

また、上述の実施形態では、第２の制御回路４０は、負荷ＲＬに対して所定の出力を給電するようにインバータ１１を駆動するものとしたが、例えば、定電力制御や定電圧制御や定電流制御をするものであってよい。   In the above-described embodiment, the second control circuit 40 drives the inverter 11 so as to supply a predetermined output to the load RL. However, for example, constant power control, constant voltage control, constant voltage, etc. Current control may be performed.

また、上述の実施形態では、インバータ１１の出力電流の位相を検出するに際して、インバータ１１の出力電圧を測定するものとしたが、これに限らない。インバータ１１の出力電流の位相を検出するための基準となる信号を測定すればよく、例えば第２の制御回路４０からスイッチ素子Ｑ１やスイッチ素子Ｑ２に送られる駆動信号の電圧を測定してもよい。   In the above-described embodiment, when the phase of the output current of the inverter 11 is detected, the output voltage of the inverter 11 is measured. However, the present invention is not limited to this. What is necessary is just to measure the signal used as the reference | standard for detecting the phase of the output current of the inverter 11, for example, you may measure the voltage of the drive signal sent to the switch element Q1 or the switch element Q2 from the 2nd control circuit 40. .

また、上述の実施形態では、直流出力レギュレータ５０は、昇圧チョッパ回路であるものとしたが、これに限らない。直流出力レギュレータ５０は、第１の制御回路７０から送られる駆動信号によって出力電圧の制御されるコンバータであればよく、例えば、降圧チョッパ回路や、昇降圧チョッパ回路や、絶縁型のコンバータや、ドロッパ方式のコンバータや、交流入力でその前段に整流回路の設けられている構成であってもよい。   In the above-described embodiment, the DC output regulator 50 is a boost chopper circuit, but is not limited thereto. The DC output regulator 50 may be a converter whose output voltage is controlled by a drive signal sent from the first control circuit 70. For example, a step-down chopper circuit, a step-up / step-down chopper circuit, an insulating converter, a dropper, etc. It may be a converter of a system or a configuration in which a rectifier circuit is provided in the previous stage with an AC input.

また、上述の実施形態では、インバータ１１の出力電流の位相進みまたは位相遅れを検出すると、インバータ１１の電源電圧を低下させることとしたが、これに限らない。例えば、インバータ１１の出力電流の位相が、予め定められた正の値より大きくなったことを検出するか、または、予め定められた負の値より小さくなったことを検出すると、インバータ１１の電源電圧を低下させることとしてもよい。   In the above-described embodiment, when the phase advance or phase lag of the output current of the inverter 11 is detected, the power supply voltage of the inverter 11 is reduced. However, the present invention is not limited to this. For example, when it is detected that the phase of the output current of the inverter 11 has become larger than a predetermined positive value or has become smaller than a predetermined negative value, the power supply of the inverter 11 The voltage may be lowered.

また、上述の実施形態では、インバータ１１の出力電流の位相進みまたは位相遅れを検出すると、インバータ１１の電源電圧を低下させることで、インバータ１１の出力電流の位相進みまたは位相遅れを低減させることとしたが、これに限らない。例えば、インバータ１１の出力電流の位相を、予め定められた目標値に近づけることとしてもよいし、予め定められた目標値に保つこととしてもよい。   In the above-described embodiment, when the phase advance or phase lag of the output current of the inverter 11 is detected, the phase advance or phase lag of the output current of the inverter 11 is reduced by reducing the power supply voltage of the inverter 11. However, it is not limited to this. For example, the phase of the output current of the inverter 11 may be brought close to a predetermined target value, or may be kept at a predetermined target value.

また、上述の実施形態において、直流出力レギュレータ５０の代わりに、高調波電流抑制機能付きの直流出力レギュレータを用いてもよい。これによれば、入力電流の高調波電流成分を低減できる。   In the above-described embodiment, a DC output regulator with a harmonic current suppression function may be used instead of the DC output regulator 50. According to this, the harmonic current component of the input current can be reduced.

１、１００；非接触給電回路
１０；送電回路
１１；インバータ
２０；受電回路
２１；整流平滑回路
３０；通信回路
４０；第２の制御回路
５０；直流出力レギュレータ
６０；位相検出回路
７０；第１の制御回路
Ｃ１〜Ｃ４；キャパシタ
Ｌ１；送電コイル
Ｌ２；受電コイル
Ｑ１〜Ｑ３；スイッチ素子
ＲＬ；負荷
Ｔ；非接触給電部
Ｖ１；直流電源 DESCRIPTION OF SYMBOLS 1,100; Non-contact electric power feeding circuit 10; Power transmission circuit 11; Inverter 20; Power reception circuit 21; Rectification smoothing circuit 30; Communication circuit 40; Second control circuit 50; DC output regulator 60: Phase detection circuit 70; Control circuit C1 to C4; Capacitor L1; Power transmission coil L2; Power reception coil Q1 to Q3; Switch element RL; Load T; Non-contact power supply unit V1;

Claims (8)

間隙を隔てて設けられた送電コイルと受電コイルとの間で電力を伝送する非接触給電回路であって、
前記送電コイルまたは前記受電コイルのうち少なくともいずれかには、キャパシタが接続され、
インバータを有し、直流源の出力電力を用いて前記送電コイルに電力を供給する送電回路と、
前記インバータの出力電流の位相を検出する位相検出回路と、
前記位相検出回路による検出結果に応じて前記直流源を制御する制御回路と、を備えることを特徴とする非接触給電回路。 A non-contact power feeding circuit that transmits power between a power transmission coil and a power reception coil provided with a gap therebetween,
A capacitor is connected to at least one of the power transmission coil or the power reception coil,
A power transmission circuit having an inverter and supplying power to the power transmission coil using output power of a DC source;
A phase detection circuit for detecting the phase of the output current of the inverter;
A non-contact power feeding circuit comprising: a control circuit that controls the direct current source according to a detection result of the phase detection circuit. 前記制御回路は、前記直流源の出力電圧を変化させて、前記位相検出回路により検出された前記インバータの出力電流の位相を、予め定められた目標値に近付けることを特徴とする請求項１に記載の非接触給電回路。   2. The control circuit according to claim 1, wherein the output voltage of the DC source is changed to bring the phase of the output current of the inverter detected by the phase detection circuit close to a predetermined target value. The non-contact power feeding circuit described. 前記制御回路は、前記直流源の出力電圧を変化させて、前記位相検出回路により検出された前記インバータの出力電流の位相を、予め定められた目標値に保つことを特徴とする請求項１に記載の非接触給電回路。   2. The control circuit according to claim 1, wherein the control circuit changes the output voltage of the DC source to maintain the phase of the output current of the inverter detected by the phase detection circuit at a predetermined target value. The non-contact power feeding circuit described. 前記制御回路は、前記位相検出回路により検出された前記インバータの出力電流の位相が、予め定められた正の値より大きくなると、前記直流源の出力電圧を変化させることを特徴とする請求項１に記載の非接触給電回路。   The control circuit changes the output voltage of the DC source when the phase of the output current of the inverter detected by the phase detection circuit becomes larger than a predetermined positive value. The non-contact power feeding circuit described in 1. 前記制御回路は、前記位相検出回路により検出された前記インバータの出力電流の位相が、予め定められた負の値より小さくなると、前記直流源の出力電圧を変化させることを特徴とする請求項１または４に記載の非接触給電回路。   The control circuit changes the output voltage of the DC source when the phase of the output current of the inverter detected by the phase detection circuit becomes smaller than a predetermined negative value. Or the non-contact electric power feeding circuit of 4. 前記インバータは、当該インバータの出力電圧の位相に対して当該インバータの出力電流の位相が遅れる領域で動作することを特徴とする請求項１から５のいずれかに記載の非接触給電回路。   6. The contactless power supply circuit according to claim 1, wherein the inverter operates in a region in which a phase of an output current of the inverter is delayed with respect to a phase of an output voltage of the inverter. 前記キャパシタは、前記送電コイルまたは前記受電コイルのうち少なくともいずれかに、直列接続されることを特徴とする請求項１から６のいずれかに記載の非接触給電回路。   The non-contact power feeding circuit according to claim 1, wherein the capacitor is connected in series to at least one of the power transmission coil and the power receiving coil. 前記キャパシタは、前記送電コイルまたは前記受電コイルのうち少なくともいずれかに、並列接続されることを特徴とする請求項１から７のいずれかに記載の非接触給電回路。   The contactless power supply circuit according to claim 1, wherein the capacitor is connected in parallel to at least one of the power transmission coil and the power reception coil.
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