JP2013074737A

JP2013074737A - 電力変換装置および該電力変換装置における過電圧保護方法

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Publication number: JP2013074737A
Application number: JP2011212493A
Authority: JP
Inventors: Akira Ono; 明大野
Original assignee: Shindengen Electric Manufacturing Co Ltd
Current assignee: Shindengen Electric Manufacturing Co Ltd
Priority date: 2011-09-28
Filing date: 2011-09-28
Publication date: 2013-04-22
Anticipated expiration: 2031-09-28
Also published as: JP6040433B2

Abstract

【課題】トランスの絶縁破壊に起因した過電圧を抑制することを可能とする電力変換装置および過電圧保護方法を提供すること。
【解決手段】本発明による電力変換装置は、直流入力をトランス（Ｔ）の１次巻線に断続的に供給することにより該トランスの２次巻線に電圧を誘起させ、前記２次巻線に誘起された電圧を整流して所望の直流出力を第１出力端子と第２出力端子との間に発生させる電力変換装置（１）であって、前記トランスの２次巻線の一端と前記第１出力端子との間の第１電流経路と、前記２次巻線の他端と前記第２出力端子との間の第２電流経路との間に現れる過電圧を検出する検出部（１０）と、前記検出部が前記過電圧を検出した場合、前記第１電流経路と前記第２電流経路との間を短絡する短絡部（２０）と、前記検出部が前記過電圧を検出した場合、前記トランスの１次巻線への前記直流入力の供給を遮断する遮断部（３０）とを備える。
【選択図】図１

Description

本発明は、ＤＣ−ＤＣコンバータ等の電力変換装置に関し、特に過電圧保護機能を有する電力変換装置および該電力変換装置における過電圧保護方法に関する。

従来、直流入力電圧を所望の直流出力電圧に変換する電力変換装置において、この電力変換装置が備えるトランスの２次側に発生する過電圧から本装置の構成部品および外部負荷を保護する機能（以下、「過電圧保護機能」と称す）を有した装置がある。

図６に、過電圧保護機能を有する従来の電力変換装置３の構成例を示す。
電力変換装置３は、基本的には、直流入力電圧Ｖｉｎを、この直流入力電圧Ｖｉｎよりも低い出力電圧Ｖｏｕｔに変換するものであって、この電力変換に関する構成要素として、直流入力電圧Ｖｉｎが印加された入力端子ＴＩＮＨおよびＴＩＮＬ、入力電源逆接続防止用のダイオードＤ１、入力コンデンサＣ１、高周波電流吸収用のコイルＬ０１およびコンデンサＣ０１、電圧変換用のトランスＴ、スイッチング用のｎ型ＭＯＳトランジスタＱ１、同期整流用のｎ型ＭＯＳトランジスタＱ２、環流ダイオードＤ２、平滑用のコイルＬ０２およびコンデンサＣ０２、外部負荷ＬＤが接続された出力端子ＴＯＵＴＨおよびＴＯＵＴＬ、スイッチング制御用の制御回路ＣＮＴ、電圧レギュレータＶＲＧを備える。

加えて、電力変換装置３は、過電圧保護機能に関する構成要素として、２次側過電圧検出回路ＯＶＤと、１次側過電圧ラッチ停止回路ＬＴＣとを備える。このうち、２次側過電圧検出回路ＯＶＤは、抵抗素子Ｒ２０１，Ｒ２０２，Ｒ２０３、コンパレータＣＭＰ、発光ダイオードＰ２０１から構成される。ここで、抵抗素子Ｒ２０１とＲ２０２は、高電圧側の出力端子ＴＯＵＴＨと低電圧側の出力端子ＴＯＵＴＬとの間に直列接続される。これら抵抗素子Ｒ２０１と抵抗素子Ｒ２０２との間のノードは、コンパレータＣＭＰの正入力部に接続され、その負入力部には基準電圧ＶＲＥＦが供給される。コンパレータＣＭＰの出力部と出力端子ＴＯＵＴＨとの間には、抵抗素子Ｒ２０３と発光ダイオードＰ２０１が直列接続される。

一方、１次側過電圧ラッチ停止回路ＬＴＣは、抵抗素子Ｒ３０１と受光トランジスタＰ３０１から構成される。これら抵抗素子Ｒ３０１および受光トランジスタＰ３０１は、動作電源電圧ＶＣＣを供給する電圧レギュレータＶＲＧの出力部と、制御回路ＣＮＴ内のラッチ回路ＬＴの入力部との間に直列接続される。ラッチ回路ＬＴは、制御回路ＣＮＴ内の駆動回路ＤＲの動作を制御するためのものであり、ラッチ回路ＬＴにハイレベルの信号が保持されると、駆動回路ＤＲの動作が非活性状態に制御され、ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ１のスイッチング動作が停止される。

電圧レギュレータＶＲＧは、直流入力電圧Ｖｉｎから制御回路ＣＮＴの動作電源電圧ＶＣＣを生成するためのものであり、その詳細については、後述の本発明の実施形態において説明する。ただし、電圧レギュレータＶＲＧは、本発明に本質的なものではない。

上述のように構成された電力変換装置３によれば、制御回路ＣＮＴでｎ型ＭＯＳトランジスタＱ１のスイッチングを制御することにより、トランスＴの２次側に出力電圧Ｖｏｕｔを発生させる。このとき、図示しない出力検出回路により出力電圧Ｖｏｕｔを検出し、この出力電圧Ｖｏｕｔが所望の電圧値になるように、制御回路ＣＮＴがｎ型ＭＯＳトランジスタＱ１のスイッチングをフィードバック制御している。

このようなフィードバック制御において、例えば信号線の断線などの何らかの要因により、出力電圧Ｖｏｕｔを検出するための出力検出回路がオープン状態になると、上述のフィードバック制御が機能しなくなる。この結果、出力電圧Ｖｏｕｔは、（直流入力電圧Ｖｉｎ）×（トランスＴの２次側コイルＬ２の巻数）／（トランスＴの１次側コイルＬ１の巻数）によって与えられる電圧にまで上昇する。このように出力電圧Ｖｏｕｔが上昇すると、トランスＴの２次側を構成する各部品や外部負荷ＬＤに過大な電圧が印加されるため、これらに損傷を与えるおそれがある。

そこで、従来の電力変換装置３では、出力電圧Ｖｏｕｔが上昇して過電圧が発生した場合、ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ１のスイッチング動作を停止させることにより、電力変換動作を停止させるようにしている。

具体的には、図６に示す２次側過電圧検出回路ＯＶＤにおいて、出力電圧Ｖｏｕｔの上昇により、抵抗素子Ｒ２０１と抵抗素子Ｒ２０２との間のノードの電位が基準電圧ＶＲＥＦを超えると、コンパレータＣＭＰがロウレベルを出力する。これにより、発光ダイオードＰ２０１が通電されて発光する。

発光ダイオードＰ２０１が発光すると、この発光ダイオードＰ２０１と光学的に結合された１次側過電圧ラッチ停止回路ＬＴＣ内の受光トランジスタＰ３０１が導通する。これにより、抵抗素子Ｒ３０１および受光トランジスタＰ３０１を介して制御回路ＣＮＴ内のラッチ回路ＬＴにハイレベルの信号が入力され、この信号をラッチ回路ＬＴが保持する。ラッチ回路ＬＴがハイレベルの信号を保持すると、駆動回路ＤＲが非活性化され、この結果、ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ１のスイッチングが停止する。

ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ１のスイッチングが停止すると、トランスＴの１次巻線Ｌ１には交流電流が供給されなくなるため、このトランスＴの２次巻線Ｌ２には電圧が誘起されなくなる。従って、電力変換装置３における電力変換動作が停止され、これにより出力電圧Ｖｏｕｔが低下して過電圧が抑制される。

特開２０００−１８４７２７号公報

しかしながら、上述の従来技術によれば、トランスＴの１次巻線Ｌ１と２次巻線Ｌ２との間の絶縁破壊に起因した過電圧を抑制することができないという問題がある。

この問題について、図７の波形図を参照して具体的に説明する。
トランスＴの絶縁破壊が発生する時刻ｔ１の前においては、図７に示すように、電圧ＶＣ１として、直流入力電圧Ｖｉｎが１次側のダイオードＤ１のカソード側に現れ、そのときの出力電圧Ｖｏｕｔは、前述のフィードバック制御に基づく所望の電圧値となる。この状態から、何らかの要因により時刻ｔ１においてトランスＴの絶縁破壊が発生すると、図６に示す電気的抵抗値の小さい抵抗ｒで示された絶縁破壊部分を介してトランスＴの１次側巻線Ｌ１の一端と２次巻線Ｌ２の一端との間が短絡される。この場合、図７において、時刻ｔ１以降の波形に示すように、抵抗ｒを介して２次側の出力電圧Ｖｏｕｔが１次側の電圧ＶＣ１により引き上げられ、抵抗ｒの電気的抵抗値が十分に小さければ、出力電圧Ｖｏｕｔが電圧ＶＣ１と概ね等しくなる。これにより、出力電圧Ｖｏｕｔが上昇し、トランスＴの２次側に過電圧が発生する。

このようにトランスＴの絶縁破壊に起因した過電圧が発生した場合、従来の電力変換装置３が備える前述の過電圧保護機能によりｎ型ＭＯＳトランジスタＱ１のスイッチング動作を停止させたとしても、トランスＴの絶縁破壊部分を通じて、直流入力電圧Ｖｉｎにより与えられる１次側の電圧ＶＣ１が出力電圧Ｖｏｕｔとして２次側に現れるため、過電圧は消失しない。

本発明は、上記事情に鑑みてなされたものであり、トランスの絶縁破壊に起因した過電圧を抑制することを可能とする電力変換装置および該電力変換装置における過電圧保護方法を提供することを目的とする。

上記課題を解決するために、本発明に係る電力変換装置は、第１入力端子と第２入力端子との間に印加された直流入力をトランスの１次巻線に断続的に供給することにより該トランスの２次巻線に電圧を誘起させ、前記２次巻線に誘起された電圧を整流して所望の直流出力を第１出力端子と第２出力端子との間に発生させる電力変換装置であって、前記トランスの２次巻線の一端と前記第１出力端子との間の第１電流経路と、前記２次巻線の他端と前記第２出力端子との間の第２電流経路との間に現れる過電圧を検出する検出部と、前記検出部が前記過電圧を検出した場合、前記第１電流経路と前記第２電流経路との間を短絡する短絡部と、前記検出部が前記過電圧を検出した場合、前記トランスの１次巻線への前記直流入力の供給を遮断する遮断部とを備えた電力変換装置の構成を有する。

また、本発明に係る電力変換装置における過電圧保護方法は、第１入力端子と第２入力端子との間に印加された直流入力をトランスの１次巻線に断続的に供給することにより該トランスの２次巻線に電圧を誘起させ、前記２次巻線に誘起された電圧を整流して所望の直流出力を第１出力端子と第２出力端子との間に発生させる電力変換装置における過電圧保護方法であって、前記トランスの２次巻線の一端と前記第１出力端子との間の第１電流経路と、前記２次巻線の他端と前記第２出力端子との間の第２電流経路との間に現れる過電圧を検出する段階と、前記過電圧が検出された場合、前記第１電流経路と前記第２電流経路との間を短絡する段階と、前記過電圧が検出された場合、前記トランスの１次巻線への前記直流入力の供給を遮断する段階とを含む、電力変換装置における過電圧保護方法の構成を有する。

上記構成によれば、検出部が過電圧を検出すると、短絡部が、トランスの２次巻線の一端と第１出力端子との間の第１電流経路と、前記トランスの２次巻線の他端と第２出力端子との間の第２電流経路との間を短絡する。また、遮断部が、トランスの１次巻線への直流入力の供給を遮断する。これにより、前記第２電流経路と前記第１電流経路との間の電位差が減少されて過電圧が抑制される。

本発明によれば、トランスの絶縁破壊に起因する過電圧を抑制することができる。

本発明の第１実施形態による電力変換装置の構成を示す回路図である。本発明の第１実施形態による電力変換装置の動作を説明するための波形図である。本発明の第１実施形態による電力変換装置の第１変形例を示す回路図である。本発明の第１実施形態による電力変換装置の第２変形例を示す回路図である。本発明の第２実施形態による電力変換装置の構成を示す回路図である。従来技術による電力変換装置の構成例を示す回路図である。従来技術による電力変換装置の動作を説明するための波形図である。

以下、図１〜５を参照して、本発明の実施形態を説明する。
なお、各図において前述の図６に示す構成要素と共通する要素には同一符号を付す。

（第１実施形態）
図１に、本発明の第１実施形態による電力変換装置１の構成を示す。この電力変換装置１は、高電圧側の入力端子ＴＩＮＨと低電圧側の入力端子ＶＩＮＬとの間に印加された直流入力電圧Ｖｉｎを、この直流入力電圧Ｖｉｎよりも低い所望の出力電圧Ｖｏｕｔに電力変換するものであって、直流入力電圧ＶｉｎをトランスＴの１次巻線Ｌ１に断続的に供給することにより該トランスＴの２次巻線Ｌ２に電圧を誘起させ、この２次巻線Ｌ２に誘起された電圧を整流することにより、所望の出力電圧Ｖｏｕｔを高電圧側の出力端子ＴＯＵＴＨと低電圧側の出力端子ＴＯＵＴＬとの間に発生させるように構成される。

即ち、電力変換装置１は、電力変換に関する構成要素として、直流入力電圧Ｖｉｎが印加された入力端子ＴＩＮＨおよびＴＩＮＬ、入力電源逆接続防止用のダイオードＤ１、入力コンデンサＣ１、高周波電流吸収用のコイルＬ０１およびコンデンサＣ０１、電圧変換用のトランスＴ、スイッチング用のｎ型ＭＯＳトランジスタＱ１、同期整流用のｎ型ＭＯＳトランジスタＱ２、環流ダイオードＤ２、平滑用のコイルＬ０２およびコンデンサＣ０２、外部負荷ＬＤが接続された出力端子ＴＯＵＴＨおよびＴＯＵＴＬ、電圧レギュレータ３０を備える。入力端子ＴＩＮＬと出力端子ＴＯＵＴＬは、電力変換装置１の外部で電気的に接続されている。上記構成に加え、過電圧保護機能に関する構成要素として、電力変換装置１は、検出部１０、短絡部２０、遮断部３０を備える。
なお、図１では省略されているが、電力変換装置１は、ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ１，Ｑ２のスイッチングを制御するための前述の図６に示す制御回路ＣＮＴを更に備え、この制御回路ＣＮＴの動作電源電圧ＶＣＣは電圧レギュレータ３０から供給される。

更に詳細に電力変換装置１の構成を説明する。
入力端子ＴＩＮＨと入力端子ＴＩＮＬとの間に直流入力電圧Ｖｉｎが印加され、入力端子ＴＩＮＨには、入力電源逆接続防止用のダイオードＤ１のアノードが接続される。このダイオードＤ１は任意的な構成要素であり、電力変換装置１に必須の要素ではない。ダイオードＤ１のカソードはヒューズＦの一端に接続され、このヒューズＦの他端はコイルＬ０１の一端に接続される。また、ヒューズＦの他端と入力端子ＴＩＮＬとの間には入力コンデンサＣ１が接続され、コイルＬ０１の他端と入力端子ＴＩＮＬとの間にはコンデンサＣ０１が接続される。コイルＬ０１の他端は、トランスＴの１次巻線Ｌ１の一端に接続され、この１次巻線Ｌ１の他端はｎ型ＭＯＳトランジスタＱ１のドレインに接続され、このｎ型ＭＯＳトランジスタＱ１のソースは入力端子ＴＩＮＬに接続される。

トランスＴの２次巻線Ｌ２の一端は、平滑回路を構成するコイルＬ０２の一端に接続され、このコイルＬ０２の他端は出力端子ＴＯＵＴＨに接続される。トランスＴの２次巻線Ｌ２の他端は、同期整流用のｎ型ＭＯＳトランジスタＱ２のドレインに接続され、このｎ型ＭＯＳトランジスタＱ２のソースは出力端子ＴＯＵＴＬに接続される。また、トランスＴの２次巻線Ｌ２の一端は、環流用のダイオードＤ２のカソードに接続され、このダイオードＤ２のアノードは出力端子ＴＯＵＴＬに接続される。コイルＬ０２の他端と出力端子ＴＯＵＴＬとの間には、コイルＬ０２と共に平滑回路を構成するコンデンサＣ０２が接続され、出力端子ＴＯＵＴＨと出力端子ＴＯＵＴＬとの間には外部負荷ＬＤが接続される。

以下では、トランスＴの２次巻線Ｌ２の一端（高電圧端子）と出力端子ＴＯＵＴＨとの間の電流経路、即ち、２次巻線Ｌ２の一端からコイルＬ０２を介して出力端子ＴＯＵＴＨに至る電流経路を「第１電流経路」と称し、トランスＴの２次巻線Ｌ２の他端（低電圧端子）と出力端子ＴＯＵＴＬとの間の電流経路、即ち、２次巻線Ｌ２の他端からｎ型ＭＯＳトランジスタＱ２を介して出力端子ＴＯＵＴＬに至る電流経路を「第２電流経路」と称す。また、入力端子ＴＩＮＨとトランスＴの１次巻線Ｌ１の一端（高電圧端子）との間の電流経路、即ち、入力端子ＴＩＮＨから、ダイオードＤ１、ヒューズＦ、コイルＬ０１を介して１次巻線Ｌ１の一端に至る電流経路を「第３電流経路」と称し、入力端子ＴＩＮＬとトランスＴの１次巻線Ｌ１の他端（低電圧端子）との間の電流経路、即ち、入力端子ＴＩＮＨから、ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ１を介して１次巻線Ｌ１の他端に至る電流経路を「第４電流経路」と称す。

続いて、電力変換装置１が有する過電圧保護機能に関する検出部１０、短絡部２０、遮断部３０の各構成を説明する。
検出部１０は、上記第１電流経路と２電流経路との間に現れる過電圧を検出するためのものであり、上記第１電流経路と２電流経路との間に直列接続された発光ダイオードＰ１１、ツェナーダイオードＺ１１、抵抗素子Ｒ１１，Ｒ１２から構成される。ここで、抵抗素子Ｒ１１の一端は、上記第１電流経路上に位置する出力端子ＴＯＵＴＨに接続され、この抵抗素子Ｒ１１の他端は発光ダイオードＰ１１の一端（アノード）に接続される。発光ダイオードＰ１１の他端（カソード）はツェナーダイオードＺ１１のカソードに接続され、このツェナーダイオードＺ１１のアノードは抵抗素子Ｒ１２の一端に接続される。抵抗素子Ｒ１２の他端は、上記第２電流経路上に位置する出力端子ＴＯＵＴＬに接続される。
なお、発光ダイオードＰ１１、ツェナーダイオードＺ１１、抵抗素子Ｒ１１，Ｒ１２の接続順は、この例に限定されず、任意に入れ替えてもよい。

短絡部２０は、検出部１０が過電圧を検出した場合に導通状態に制御されて、上記第１電流経路と第２電流経路との間を短絡するものであり、上記第１電流経路と第２電流経路との間に接続されたサイリスタＴＨ２１（スイッチ素子）と安定化用のコンデンサＣ２１から構成される。ここで、サイリスタＴＨ２１のアノードは、上記第１電流経路上に位置する出力端子ＴＯＵＴＨに接続され、そのカソードは、上記第２電流経路上に位置する出力端子ＴＯＵＴＬに接続される。サイリスタＴＨ２１の制御電極は、検出部１０を構成するツェナーダイオードＺ１１のアノードと抵抗素子Ｒ１２の一端との間に接続される。
なお、この例では、サイリスタＴＨ２１の制御電極は、ツェナーダイオードＺ１１のアノードと抵抗素子Ｒ１２の一端との間のノードに接続されているが、この例に限定されず、抵抗素子Ｒ１１と抵抗素子Ｒ１２との間のノードであれば、どこのノードに接続されてもよい。

遮断部３０は、検出部１０が過電圧を検出した場合に開放状態に制御されて、トランスＴの１次巻線への直流入力電圧Ｖｉｎの供給を遮断するものであり、本実施形態ではヒューズＦ（回路素子）を備えて構成される。このヒューズＦは、入力端子ＴＩＮＨとトランスの１次巻線Ｌ１の一端との間の第３電流経路上に介挿される。本実施形態では、ヒューズＦの一端はダイオードＤ１のカソードに接続され、このヒューズＦの他端はコイルＬ０１の一端に接続される。ただし、この例に限定されず、トランスＴの１次巻線への直流入力電圧Ｖｉｎの供給を遮断することができる限度において、ヒューズＦは第３電流経路上のどの位置に介挿されてもよい。

なお、本実施形態では、トランスＴの１次巻線Ｌ１の高電圧側の一端と２次巻線Ｌ２の高電圧側の一端との間の絶縁破壊に起因した過電圧に対処するため、上記第３電流経路上にヒューズＦを介挿するものとするが、トランスＴの１次巻線Ｌ１の低電圧側の他端と２次巻線Ｌ２の低電圧側の他端との間の絶縁破壊に起因した過電圧に対処する場合には、ヒューズＦは上記第４電流経路上に介挿される。即ち、ヒューズＦは、過電圧をもたらす絶縁破壊部分の部位に応じて、この絶縁破壊部分と直列接続されるように、第３電流経路または第４電流経路の何れかに介挿される。

遮断部３０は、更に、検出部１０が過電圧を検出した場合にヒューズＦを溶断させるための構成要素として、サイリスタＴＨ３１（スイッチ素子）、コンデンサＣ３２、抵抗素子Ｒ３１，Ｒ３２、受光トランジスタＰ３１、ｐｎｐ型バイポーラトランジスタＱ３１、抵抗素子Ｒ３３，Ｒ３４，Ｒ３５，Ｒ３６を備える。

具体的に説明すると、サイリスタＴＨ３１は、入力端子ＴＩＮＨと入力端子ＴＩＮＬとの間にヒューズＦと直列接続されるようにして、上記第３電流経路と第４電流経路との間に接続される。即ち、サイリスタＴＨ３１のアノードは、上記第３電流経路上に位置するヒューズＦの他端に接続され、そのカソードは、上記第４電流経路上に位置する入力端子ＴＩＮＬに接続される。

また、電圧レギュレータＶＲＧの出力部と入力端子ＴＩＮＬとの間には、抵抗素子Ｒ３１，Ｒ３２および受光トランジスタＰ３１が直列接続される。即ち、電圧レギュレータＶＲＧの出力部には抵抗素子Ｒ３１の一端が接続され、この抵抗素子Ｒ３１の他端には抵抗素子Ｒ３２の一端が接続され、この抵抗素子Ｒ３２の他端は受光トランジスタＰ３１の一端（コレクタ）に接続され、この受光トランジスタＰ３１の他端（エミッタ）は入力端子ＴＩＮＬに接続される。受光トランジスタＰ３１は上述の検出部１０を構成する発光トランジスタＰ１１と光学的に結合され、ホトカプラを構成する。

ｐｎｐ型バイポーラトランジスタＱ３１のエミッタは電圧レギュレータＶＲＧの出力部に接続され、このｐｎｐ型バイポーラトランジスタＱ３１のベースは、抵抗素子Ｒ３１と抵抗素子Ｒ３２との間のノードに接続される。また、ｐｎｐ型バイポーラトランジスタＱ３１のコレクタとサイリスタＴＨ３１の制御電極との間には、抵抗素子Ｒ３３，Ｒ３４，Ｒ３５が直列接続され、サイリスタＴＨ３１の制御電極と入力端子ＴＩＮＬとの間には、抵抗素子Ｒ３６が接続される。

また、サイリスタＴＨ３１の制御電極と入力端子ＴＩＮＬとの間には、コンデンサＣ３２が接続され、ｐｎｐ型バイポーラトランジスタＱ３１のエミッタとベースとの間には、コンデンサＣ３１が接続される。これらコンデンサＣ３１、Ｃ３２は安定化のためのものである。即ち、コンデンサＣ３１は、電源投入時にｐｎｐ型バイポーラトランジスタＱ３１をオフ状態に維持するためのものであり、また、コンデンサＣ３２は、電源投入時にサイリスタＴＨ３１をオフ状態に維持するためのものであり、これにより、過渡状態におけるヒューズＦの誤溶断を防止するためのものである。

電圧レギュレータＶＲＧは、前述の図６に示すものと同一であり、本来的には、ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ１のスイッチングを制御するための制御回路ＣＮＴ（図示省略）の動作電源電圧ＶＣＣを供給するために備えられたものである。本実施形態では、電圧レギュレータＶＲＧが発生する電圧ＶＣＣは、遮断部３０の動作電源としても使用される。ただし、この例に限定されず、遮断部３０の動作電源として、上記第３電流経路上に現れる電圧（例えば、直流入力電圧Ｖｉｎまたは電圧ＶＣ１）を用いるように構成することも可能である。

電圧レギュレータＶＲＧは、抵抗素子Ｒ１０１，Ｒ１０２，Ｒ１０３、ｎｐｎ型バイポーラトランジスタＱ１０１、ツェナーダイオードＺ１０１，Ｚ１０２、コンデンサＣ１０１から構成される。抵抗素子Ｒ１０１の一端は、トランスＴの１次巻線Ｌ１の一端に接続され、この抵抗素子Ｒ１０１の他端は抵抗素子Ｒ１０２の一端に接続される。抵抗素子Ｒ１０２の他端は、ｎｐｎ型バイポーラトランジスタＱ１０１のベースとツェナーダイオードＺ１０１のカソードに接続される。ツェナーダイオードＺ１０１のアノードはツェナーダイオードＺ１０２のカソードに接続され、このツェナーダイオードＺ１０２のアノードは入力端子ＴＩＮＬに接続される。

抵抗素子Ｒ１０１と抵抗素子Ｒ１０２との間のノードは、抵抗素子Ｒ１０３の一端に接続され、この抵抗素子Ｒ１０３の他端は、ｎｐｎ型バイポーラトランジスタＱ１０１のコレクタに接続される。ｎｐｎ型バイポーラトランジスタＱ１０１のエミッタと入力端子ＴＩＮＬとの間には安定化用のコンデンサＣ１０１が接続され、このｎｐｎ型バイポーラトランジスタＱ１０１のエミッタが電圧レギュレータＶＲＧの出力部となっている。

このような構成を有する電圧レギュレータＶＲＧによれば、抵抗素子Ｒ１０１，Ｒ１０２とツェナーダイオードＺ１０１，Ｚ１０２との直列回路によって得られる一定の基準電圧が抵抗素子Ｒ１０２とツェナーダイオードＺ１０１との間のノードに現れる。この基準電圧がｎｐｎ型バイポーラトランジスタＱ１０１のベースに印加されることにより、ｎｐｎ型バイポーラトランジスタＱ１０１のベース電圧からベース・エミッタ間電圧Ｖｂｅを差し引いた電圧が動作電源電圧ＶＣＣとして得られる。従って、電圧レギュレータＶＲＧによれば、高電圧の直流入力電圧Ｖｉｎから、ｎ型ＭＯＳトランジスタＱ１のスイッチングを制御するための制御回路（図示なし）や遮断部３０に適合する動作電源電圧ＶＣＣを生成することができる。

なお、図１に示す抵抗ｒは、前述の図６に示した抵抗ｒと同様の要素であり、トランスＴの１次側巻線Ｌ１の一端と２次側巻線Ｌ２の一端との間に絶縁破壊が発生した場合の絶縁破壊部分を示し、電力変換装置１が本来的に備える構成要素ではない。

次に、トランスＴの１次側巻線Ｌ１の高電圧側の一端と２次側巻線Ｌ２の高電圧側の一端との間で絶縁破壊が発生した場合を例とし、電力変換装置１の動作（過電圧保護方法）について、図２に示す波形図を参照しながら過電圧保護機能に着目して説明する。
なお、説明の便宜上、入力端子ＴＩＮＬおよび出力端子ＴＯＵＴＬはグランド電位（０Ｖ）に固定されているものとするが、この例に限定されない。

先ず、トランスＴの絶縁破壊が発生する時刻ｔ１の前の状態では、通常動作により、直流入力電圧Ｖｉｎから、この直流入力電圧Ｖｉｎよりも低い所望の出力電圧Ｖｏｕｔが出力されている。

時刻ｔ１でトランスＴの絶縁破壊が発生すると、トランスＴの１次側巻線Ｌ１の一端と２次巻線Ｌ２の一端との間の絶縁破壊部分に抵抗ｒで示される電流経路が形成される。この結果、１次側の電圧ＶＣ１（入力コンデンサＣ１の端子間電圧）と２次側の出力電圧Ｖｏｕｔとの間の電位差により電流が抵抗ｒを介して１次側から２次側に流れ込み、この電流により出力電圧Ｖｏｕｔが引き上げられて上昇し出す。そして、時刻ｔ２で、出力電圧Ｖｏｕｔが、検出部１０を構成するツェナーダイオードＺ１１の電気的特性によって規定される所定の閾値Ｖｔｈに達すると、このツェナーダイオードＺ１１が導通する。この結果、発光ダイオードＰ１１が通電されて発光すると共に、ツェナーダイオードＺ１１と抵抗素子Ｒ１２との間のノードの電圧が上昇する。

なお、ツェナーダイオードＺ１１の電気的特性によって規定される上述の所定の閾値Ｖｔｈは、過電圧の発生を判定するための値であって、本装置の２次側の構成部品および外部負荷ＬＤの保護の観点から適切に選択される。

検出部１０のツェナーダイオードＺ１１と抵抗素子Ｒ１２との間のノードの電圧が上昇すると、この電圧が制御電極に入力される短絡部２０のサイリスタＴＨ２１がターンオンし、このサイリスタＴＨ２１により、上記第１電流経路上に位置する出力端子ＴＯＵＴＨと、上記第２電流経路上に位置する出力端子ＴＯＵＴＬとの間が短絡される。これにより、上述の絶縁破壊部分の抵抗ｒを介して１次側から２次側に流れ込む電流が、サイリスタＴＨ２１を通じて出力端子ＶＯＵＴＬに放出され、図２の下段の波形に示すように、時刻ｔ２以降では、出力電圧Ｖｏｕｔが低下して概ね０Ｖになる。従って、トランスＴの絶縁破壊に起因する過電圧が抑制され、電力変換装置１の２次側を構成する部品や外部負荷ＬＤが過電圧から保護される。

上述の動作により、過電圧は抑制されるが、短絡部２０を構成するサイリスタＴＨ２１を通じて、１次側の高電圧側の入力端子である入力端子ＴＩＮＨから２次側の低電圧端子である出力端子ＴＯＵＴＬに向けて電流が流れ、この状態が継続すると、サイリスタＴＨ２１が発熱する。そのため、本実施形態では、遮断部３０により１次側の直流入力電圧Ｖｉｎの供給を遮断する。

具体的には、上述のように出力電圧Ｖｏｕｔが上昇して所定の閾値Ｖｔｈを超えると、ツェナーダイオードＺ１１が導通し、発光ダイオードＰ１１が発光する。発光ダイオードＰ１１が発光すると、この発光ダイオードＰ１１と光学的に結合された遮断部３０を構成する受光トランジスタＰ３１が導通する。受光トランジスタＰ３１が導通すると、抵抗素子Ｒ３１と抵抗素子Ｒ３２との間のノードの電位が低下し、これをベースに入力するｐｎｐ型バイポーラトランジスタＱ３１が導通する。

ｐｎｐ型バイポーラトランジスタＱ３１が導通すると、抵抗素子Ｒ３５と抵抗素子Ｒ３６との間のノードの電位が上昇し、これを制御電極に入力するサイリスタＴＨ３１がターンオンする。これにより、直流入力電圧Ｖｉｎが印加された入力端子ＴＩＮＨと入力端子ＴＩＮＬとの間にヒューズＦが電気的に接続され、このときにヒューズＦに流れる電流によりヒューズＦが溶断される。これにより、図２の上段に示すように、時刻ｔ２以降において、１次側の電圧ＶＣ１が低下して０Ｖになる。

ヒューズＦが溶断されると、入力端子ＴＩＮＨと１次巻線Ｌ１との間の上記第３電流経路が遮断され、この１次巻線Ｌ１に対する直流入力電圧Ｖｉｎの供給が遮断される。これにより、トランスＴの１次側と２次側との間の絶縁破壊部分の抵抗ｒを介して１次側から２次側に流れ込む電流が遮断され、短絡部２０を構成するサイリスタＴＨ２１を電流が流れなくなる。従ってサイリスタＴＨ２１での発熱が抑制される。

上述したように、第１実施形態によれば、短絡部２０により第１電流経路と第２電流経路との間を短絡し、遮断部３０により上記第３電流経路を遮断することにより、短絡部２０での発熱を抑制しながら、トランスＴの絶縁破壊に起因した過電圧を抑制することができる。

・第１実施形態の第１変形例
次に、図３を参照して、第１実施形態の第１変形例を説明する。
図３に示す第１変形例による電力変換装置１Ａは、上述の図１に示す電力変換装置１の構成において、検出部１０および遮断部３０に代えて検出部１０Ａおよび遮断部３０Ａを備える。このうち、検出部１０Ａは、発光ダイオードＰ１１を備えない点で検出部１０と構成が異なり、遮断部３０Ａは、ヒューズ溶断回路としてサイリスタＴＨ３１１を備える点で遮断部３０と構成が異なる。

ここで、サイリスタＴＨ３１１のアノードは、第３電流経路上に位置するヒューズＦの他端に接続され、そのカソードは、第２電流経路上に位置する低電圧側の出力端子ＴＯＵＴＬに接続される。サイリスタＴＨ３１１の制御電極は、ツェナーダイオードＺ１１と抵抗素子Ｒ１２との間のノードに接続される。即ち、サイリスタＴＨ３１１の制御電極には、短絡部２０を構成するサイリスタＴＨ２１の制御電極に与えられる信号と同じ信号が与えられる。その他の構成は図１の電力変換装置１と同一である。

上述の構成を有する第１変形例によれば、出力電圧Ｖｏｕｔが上昇して前述の所定の閾値Ｖｔｈに達すると、検出部１０Ａを構成するツェナーダイオードＺ１１と抵抗素子Ｒ１２との間のノードの電位が上昇し、この電位を制御電極に入力する短絡部２０のサイリスタＴＨ２１がターンオンすると共に、遮断部３０ＡのサイリスタＴＨ３１１がターンオンする。ここで、短絡部２０のサイリスタＴＨ２１がターンオンすることにより、上述の第１実施形態で説明したように、出力端子ＴＯＵＴＨと出力端子ＴＯＵＴＬとの間が短絡され、これにより過電圧が抑制される。また、遮断部３０ＡのサイリスタＴＨ３１１がターンオンすることにより、ヒューズＦの他端がサイリスタＴＨ３１１を介して低電圧側の出力端子ＴＯＵＴＬに電気的に接続され、これによりヒューズＦの溶断に必要とされる十分な電流がヒューズＦに流れる。従って第１変形例によれば、簡易な構成でヒューズＦを溶断し、直流入力電圧Ｖｉｎの供給を遮断することができる。

なお、この第１変形例では、サイリスタＴＨ３１１のカソードを上記第２電流経路上に位置する低電圧側の出力端子ＴＯＵＴＬに接続するものとしたが、上記第１電流経路上に位置する高電圧側の出力端子ＴＯＵＴＨに接続してもよい。この場合、短絡部２０のサイリスタＴＨ２１がターンオンすれば、遮断部３０ＡのサイリスタＴＨ３１１のカソードは短絡部２０のサイリスタＴＨ２１を介して低電圧側の出力端子ＴＯＵＴＬに電気的に接続される。従って、上述の第１変形例と同様にヒューズＦを溶断するための電流を発生させることができる。

・第１実施形態の第２変形例
次に、図４を参照して、第１実施形態の第２変形例を説明する。
図４に示す第２変形例による電力変換装置１Ｂは、上述の図３に示した第１変形例による電力変換装置１Ａの構成において、遮断部３０Ａに代えて、ヒューズＦとサイリスタＴＨ３１２から構成される遮断部３０Ｂを備える。ここで、サイリスタＴＨ３１２のアノードは、上記第３電流経路上に位置するヒューズＦの他端に接続され、そのカソードは、上記第４電流経路上に位置する低電圧側の入力端子ＴＩＮＬに接続される。サイリスタＴＨ３１２の制御電極は、ツェナーダイオードＺ１１と抵抗素子Ｒ１２との間のノードに接続される。即ち、遮断部３０ＢのサイリスタＴＨ３１２の制御電極には、短絡部２０のサイリスタＴＨ２１の制御電極に与えられる信号と同じ信号が与えられる。その他の構成は第１変形例と同一である。

上述の構成を有する第２変形例によれば、出力電圧Ｖｏｕｔが上昇して前述の所定の閾値Ｖｔｈに達した場合、遮断部３０ＢのサイリスタＴＨ３１２がターンオンすることにより、ヒューズＦの他端がサイリスタＴＨ３１２を介して入力端子ＴＩＮＬに電気的に接続される。これにより、ヒューズＦが入力端子ＴＩＮＨと入力端子ＴＩＮＬとの間に電気的に接続される。従って、直流入力電圧ＶｉｎがヒューズＦに印加されるので、ヒューズＦに十分な電流を流すことができ、簡易な構成でヒューズＦを速やかに溶断することができる。

（第２実施形態）
次に、本発明の第２実施形態を説明する。
図５に、第２実施形態による電力変換装置２の構成を示す。
この電力変換装置２は、前述の第１実施形態による図１に示す電力変換装置１の構成において、遮断部３０に代えて遮断部４０を備える。その他の構成は、図１に示す電力変換装置１と同様である。

第２実施形態による遮断部４０は、図１のヒューズＦに対応するｐ型ＭＯＳトランジスタＱ４１（第２回路素子）と、検出部１０が過電圧を検出した場合にｐ型ＭＯＳトランジスタＱ４１を非導通状態に制御するための制御回路ＣＮＴ４１とから構成される。ここで、ｐ型ＭＯＳトランジスタＱ４１のソースはコイルＬ０１の他端に接続され、そのドレインはトランスＴの１次巻線Ｌ１の一端に接続される。

制御回路ＣＮＴ４１は、ラッチ回路ＬＴ４１、受光トランジスタＰ４１、抵抗素子Ｒ４１，Ｒ４２から構成される。受光トランジスタＰ４１の一端には、電圧レギュレータＶＲＧから動作電源電圧ＶＣＣが供給され、この受光トランジスタＰ４１の他端は抵抗素子Ｒ４１の一端に接続される。抵抗素子Ｒ４１の他端は、ラッチ回路ＬＴ４１の入力部に接続されると共に抵抗素子Ｒ４２の一端に接続され、この抵抗素子Ｒ４２の他端は入力端子ＴＩＮＬに接続される。ラッチ回路ＬＴ４１の出力部はｐ型ＭＯＳトランジスタＱ４１のゲートに接続される。

ラッチ回路ＬＴ４１には、電圧レギュレータＶＲＧから動作電源電圧ＶＣＣが供給されるが、このラッチ回路ＬＴ４１は、例えばレベルシフタ回路またはチャージポンプ回路を内蔵することにより、動作電源電圧ＶＣＣよりも高い電圧ＶＣ１に相当する振幅を有する信号を出力することが可能なように構成されている。即ち、ラッチ回路ＬＴ４１は、ロウレベルの信号として０Ｖを出力し、ハイレベルの信号として電圧ＶＣ１に相当する電圧を出力し、これにより、ｐ型ＭＯＳトランジスタＱ４１を導通状態または非導通状態に制御する。

電圧レギュレータＶＲＧは、前述の第１実施形態による図１に示すものと同様の構成を有するが、第２実施形態では、電圧レギュレータＶＲＧを構成する抵抗素子Ｒ１０１の一端が、上記第３電流経路においてｐ型ＭＯＳトランジスタＱ４１よりも入力端子ＴＩＮＨに近いノードに接続され、図５の例では、ダイオードＤ１とコイルＬ０１との間のノードに接続されている。この理由は、遮断部４０を構成するｐ型ＭＯＳトランジスタＱ４１により直流入力電圧Ｖｉｎの供給が遮断された後の遮断部４０の動作を確保するためである。ただし、電圧レギュレータＶＲＧを構成する抵抗素子Ｒ１０１の一端は、入力端子ＴＩＮＨとｐ型ＭＯＳトランジスタＱ４１との間であれば、どこに接続されてもよく、図５の例に限定されない。

次に、トランスＴの１次側巻線Ｌ１の一端と２次側巻線Ｌ２の一端との間に絶縁破壊が発生した場合を例とし、第２実施形態による電力変換装置２の動作について、過電圧保護機能に着目して説明する。

第２実施形態による電力変換装置２によれば、前述の第１実施形態と同様に、トランスＴの絶縁破壊が発生すると、出力電圧Ｖｏｕｔが上昇し、この出力電圧Ｖｏｕｔが前述の所定の閾値Ｖｔｈに達すると、短絡部２０を構成するサイリスタＴＨ２１がターンオンする。サイリスタＴＨ２１がターンオンすると、このサイリスタＴＨ２１により、上記第１電流経路上に位置する出力端子ＴＯＵＴＨと、上記第２電流経路上に位置する出力端子ＴＯＵＴＬとの間が短絡される。これにより出力電圧Ｖｏｕｔが概ね０Ｖになる。従って、トランスＴの絶縁破壊に起因する過電圧の発生が抑制される。

また、出力電圧Ｖｏｕｔが前述の所定の閾値Ｖｔｈに達すると、検出部１０の発光ダイオードＰ１１が発光し、この発光ダイオードＰ１１と光学的に結合された遮断部４０の受光トランジスタＰ４１が導通する。この結果、ラッチ回路ＬＴ４１の入力部にハイレベルの信号が印加され、この信号レベルがラッチ回路ＬＴ４１に保持される。

ラッチ回路ＬＴ４１は、ハイレベルの信号を保持すると、電圧ＶＣ１に相当するハイレベルの信号をｐ型ＭＯＳトランジスタＱ４１のゲートに供給し、これによりｐ型ＭＯＳトランジスタＱ４１を非導通状態に制御する。ｐ型ＭＯＳトランジスタＱ４１が非導通状態に制御されると、前述の第１実施形態と同様に、直流入力電圧Ｖｉｎの供給が遮断され、短絡部２０のサイリスタＴＨ２１を電流が流れなくなる。

第２実施形態によれば、ヒューズに代えてｐ型ＭＯＳトランジスタＱ４１を備えたので、前述の第１実施形態による効果に加え、ヒューズを溶断するための電力を要することなく、直流入力電圧Ｖｉｎの供給を遮断することができる。

以上で、本発明の実施形態および変形例を説明したが、本発明は上述の例に限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲で種々の変更が可能である。
例えば、前述の第１実施形態では、電力変換装置１は、短絡部２０と遮断部３０の両方を備えるものとしたが、何れか一方のみを備えるものとして構成することも可能である。第２実施形態についても同様である。

また、上述の第１実施形態では、サイリスタＴＨ３１により上記第３電流経路と第４電流経路との間を短絡することによりヒューズＦを溶断するための電流を発生させるものとしたが、絶縁破壊部分の抵抗ｒが十分に小さい場合には、この抵抗ｒとサイリスタＴＨ２１を介して流れる電流によりヒューズＦを溶断することも可能である。このような絶縁破壊を想定する用途においては、遮断部３０をヒューズＦのみから構成してもよい。

また、前述の第１実施形態では、検出部１０と遮断部３０との間を、発光ダイオードＰ１１および受光トランジスタＰ３１から構成されるホトカプラにより光学的に結合し、過電圧の検出結果を検出部１０から遮断部３０に光信号により伝達するものとしたが、有線または無線により伝達するように構成することも可能である。第２実施形態についても同様である。

１，１Ａ，１Ｂ，２，３…電力変換装置、１０，１０Ａ…検出部、２０…短絡部、３０，３０Ａ，３０Ｂ，４０…遮断部。

Claims

第１入力端子と第２入力端子との間に印加された直流入力をトランスの１次巻線に断続的に供給することにより該トランスの２次巻線に電圧を誘起させ、前記２次巻線に誘起された電圧を整流して所望の直流出力を第１出力端子と第２出力端子との間に発生させる電力変換装置であって、
前記トランスの２次巻線の一端と前記第１出力端子との間の第１電流経路と、前記２次巻線の他端と前記第２出力端子との間の第２電流経路との間に現れる過電圧を検出する検出部と、
前記検出部が前記過電圧を検出した場合、前記第１電流経路と前記第２電流経路との間を短絡する短絡部と、
前記検出部が前記過電圧を検出した場合、前記トランスの１次巻線への前記直流入力の供給を遮断する遮断部と
を備えた電力変換装置。
前記短絡部は、
前記第１電流経路と前記第２電流経路との間に接続され、前記検出部が前記過電圧を検出した場合に導通されるスイッチ素子を備えた請求項１記載の電力変換装置。
前記遮断部は、
前記第１入力端子と前記トランスの１次巻線の一端との間の第３電流経路または前記第２入力端子と前記１次巻線の他端との間の第４電流経路のうちの何れかの電流経路上に介挿され、前記検出部が前記過電圧を検出した場合に開放される回路素子を備えた請求項１又は２の何れか１項記載の電力変換装置。
前記回路素子はヒューズである請求項３記載の電力変換装置。
前記遮断部は、
前記第１入力端子と前記第２入力端子との間に前記ヒューズと直列接続されるようにして、前記第３電流経路と前記第４電流経路との間に接続され、前記検出部が前記過電圧を検出した場合に導通されるスイッチ素子を更に備えた請求項４記載の電力変換装置。
第１入力端子と第２入力端子との間に印加された直流入力をトランスの１次巻線に断続的に供給することにより該トランスの２次巻線に電圧を誘起させ、前記２次巻線に誘起された電圧を整流して所望の直流出力を第１出力端子と第２出力端子との間に発生させる電力変換装置における過電圧保護方法であって、
前記トランスの２次巻線の一端と前記第１出力端子との間の第１電流経路と、前記２次巻線の他端と前記第２出力端子との間の第２電流経路との間に現れる過電圧を検出する段階と、
前記過電圧が検出された場合、前記第１電流経路と前記第２電流経路との間を短絡する段階と、
前記過電圧が検出された場合、前記トランスの１次巻線への前記直流入力の供給を遮断する段階と
を含む、電力変換装置における過電圧保護方法。