JP2012532407A - 直流を交流パルス電圧に変換する回路 - Google Patents

Abstract

本発明は、直流を交流パルス電圧に変換する回路を提案する。回路は、２つの制御可能な半導体スイッチを有する。半導体スイッチの開閉を制御することにより、回路は異なるモード、すなわち、高入力電圧モード及び低入力電圧モードにおいて、動作することができる。本発明において提案される直流を交流パルス電圧に変換する回路は、幅広い入力電圧範囲に適する。回路が誘電体バリア放電（ＤＢＤ）ランプのドライバ回路として使用されるとき、ＤＢＤランプは、交流供給異常の場合において、低電圧直流供給に切り替えることによって、依然として正常に動作することができ、ＤＢＤランプは、より高い発光効率を有する。

Description

本発明は、直流を交流パルス電圧に変換する回路に係り、特に、誘電体バリア放電ランプを駆動するドライバ回路に係る。

誘電体バリア放電（「ＤＢＤ」とも呼ばれる。）は、「無音放電」としても知られている。キセノン充填を有する誘電体バリア放電ランプは、周囲温度とは無関係の安定した動作、即時の光生成、長寿命、高エネルギＵＶ放射、水銀がないこと等の利点のために、幅広い関心を集めている。

ＤＢＤランプは、連続点灯又はパルス点灯により動作することができる。パルス動作は、変更されるガス圧に関連して、ランプの有意により高い発光効率をもたらすことが示されている。高効率のＤＢＤランプのために、パルス動作は好ましくは、一方、連続動作は、一般的に、効率要求が高くない用途において使用される。

点灯の前に、ＤＢＤランプは、完全に近い容量性負荷である。これは、２つの電極が、幾何学的に互いに近い一方で、誘電体材料により封じ込められているという事実に起因する。点灯の後、ガス放電によって導入される付加的なキャパシタンス及び損失成分が存在する。このように、あらゆるＤＢＤランプのための標準の電気的モデルは、２つのキャパシタンス及び１つの抵抗から成ると考えられ得る。通常、ＤＢＤランプの点灯は約５ｋＶｐｐの電圧を必要とし、通常動作モードにおいては、駆動電圧は約３ｋＶｐｐであり、一方、ランプ力率は０．３よりも低い。更に、動作周波数及び駆動電圧のｄｖ／ｄｔは、ランプ効率及び放電安定性に影響を及ぼす。

ガス放電後に生成される高エネルギＵＶ放射のおかげで、水殺菌はＤＶＤランプの１つの主な用途である。通常、殺菌用途のためのＤＶＤランプは、２２０Ｖ又は１００Ｖの電源電圧の下で働く。電源異常の場合に、ＤＢＤランプは、動作し続けるよう自動的にバックアップ電源に切り替わる必要がある。通常、バックアップ電源の電圧は非常に低く、例えば１２Ｖである。従って、高入力電圧及び低入力電圧の両方の下でＤＢＤランプのドライバ回路を如何にして動作させて、高い発光効率を得るのかは、解消される必要がある問題である。

本発明は、実施形態において、直流を交流パルス電圧に変換する回路を提案する。当該回路は、２つの制御可能な半導体スイッチを有する。制御可能な半導体スイッチの開閉を制御することによって、当該回路は、異なるモード、すなわち、高入力電圧モード及び低入力電圧モードにおいて、動作することができる。

本発明の実施形態に従って、直流を交流パルス電圧に変換する回路であって、コンバータ回路、検出器ユニット及びコントローラユニットを有する回路が提案される。前記コンバータ回路は、負荷を駆動するよう構成され、第１の制御可能な半導体スイッチと、第２の制御可能な半導体スイッチと、キャパシタと、変圧器とを有し、前記第１の制御可能な半導体スイッチは前記変圧器の一次側と直列に接続され、前記第２の制御可能な半導体スイッチ及び前記キャパシタの直列回路は、前記変圧器の一次側又は前記第１の制御可能な半導体スイッチと並列に接続される。前記検出器ユニットは、前記コンバータ回路の入力電圧を検出するよう構成される。前記コントローラユニットは、前記検出器ユニットによって検出される前記入力電圧の大きさに従って第１のプリセット制御モード又は第２のプリセット制御モードにより前記コンバータ回路の動作モードを制御するよう構成される。

本発明の他の実施形態に従って、ＤＢＤランプを駆動する電子駆動回路であって、上述された直流を交流パルス電圧に変換する回路を有する電子駆動回路が提案される。

本発明の他の実施形態に従って、直流を交流パルス電圧に変換するコンバータ回路を制御するよう構成される方法であって、前記コンバータ回路は、負荷を駆動するよう構成され、第１の制御可能な半導体スイッチと、第２の制御可能な半導体スイッチと、キャパシタと、変圧器とを有し、前記第１の制御可能な半導体スイッチは前記変圧器の一次側と直列に接続され、前記第２の制御可能な半導体スイッチ及び前記キャパシタの直列回路は、前記変圧器の一次側又は前記第１の制御可能な半導体スイッチと並列に接続される、方法において、前記コンバータ回路の入力電圧を検出するステップと、検出器ユニットによって検出される前記入力電圧の大きさに従って第１のプリセット制御モード又は第２のプリセット制御モードにより前記コンバータ回路の動作を制御するステップとを有する方法が提案される。

本発明において提案される、直流を交流パルス電圧に変換する回路は、幅広い入力電圧範囲に適している。回路がＤＢＤランプのドライバ回路として使用される場合、ＤＢＤランプは、交流電源異常の場合において、低電圧直流電源に切り替えることで、依然として正常に動作することができ、ＤＢＤランプは、より高い発光効率を有する。

本発明の上記の及び他の目的、特徴及びメリットは、添付の図面に関連して検討される以下の詳細な記載から、より明らかになるであろう。

本発明の実施形態に従って直流を交流パルス電圧に変換する回路の回路図である。 図１の回路の動作工程のフローチャートである。 図１における第１及び第２の制御可能な半導体スイッチの第１のプリセット制御モードを示す説明図である。 第１及び第２の制御可能な半導体スイッチが図３ａに示される第１のプリセット制御モードによって制御される場合のランプの電圧及び電流の波形を表す、点灯モードにおいて動作するＤＢＤランプに対応する説明図である。 第１及び第２の制御可能な半導体スイッチが図３ａに示される第１のプリセット制御モードによって制御される場合のランプの電圧及び電流の波形を表す、通常動作モードにおいて動作するＤＢＤランプに対応する説明図である。 図１に示される第１及び第２の制御可能な半導体スイッチの他の第１のプリセット制御モードを示す説明図である。 第１及び第２の制御可能な半導体スイッチが図４ａに示される第１のプリセット制御モードによって制御される場合のランプの電圧及び電流の波形を表す、点灯モードにおいて動作するＤＢＤランプに対応する説明図である。 第１及び第２の制御可能な半導体スイッチが図４ａに示される第１のプリセット制御モードによって制御される場合のランプの電圧及び電流の波形を表す、通常動作モードにおいて動作するＤＢＤランプに対応する説明図である。 図１における第１及び第２の制御可能な半導体スイッチの他の第１のプリセット制御モードと、ＤＢＤランプが点灯モードにおいて動作する場合の対応する電圧波形及び電流波形とを示す他の説明図である。 本発明の実施形態に従う図１の回路の動作工程のフローチャートである。 図１における第１及び第２の制御可能な半導体スイッチの第２のプリセット制御モード並びにＤＢＤランプの対応する電圧波形及び電流波形と、ＤＢＤランプが第２のプリセット制御モードにおいて動作する場合の第１の制御可能な半導体スイッチの対応する電流波形とを示す説明図である。 図１にコンバータ回路の入力電圧が第２のプリセット閾値よりも低い、すなわち、第２の制御可能な半導体スイッチが開いている場合の、図１の回路の等価回路の回路図である。 図１の負荷がＤＢＤランプである場合の負荷及び変圧器から成る共振回路の等価回路の回路図である。 本発明の他の実施形態に従って直流を交流パルス電圧に変換する回路の回路図である。 本発明の実施形態に従って直流を交流パルス電圧に変換する回路を制御する方法のフローチャートである。

全ての図面を通して、同じ参照符号は、同じステップ、特性、手段、又はモジュールを表すために使用される。

以下、本発明の実施形態について、添付の図面を参照して詳細に記載する。

図１は、本発明に従って直流を交流パルス電圧に変換する回路１００の回路図である。図１において、回路１００は、コンバータ回路１０１、検出器ユニット１０２、コントローラユニット１０３、電源１０４及び負荷１０５を有する。コンバータ回路１０１は、第１の制御可能な半導体スイッチ１０１１、第２の制御可能な半導体スイッチ１０１２、キャパシタ１０１３及び変圧器１０１４を有する。第１の制御可能な半導体スイッチ１０１１は、変圧器１０１４の一次側と直列に接続され、第２の制御可能な半導体スイッチ１０１２及びキャパシタ１０１３の直列配置は、変圧器１０１４の一次側と並列に接続される。図１は、漏れインダクタクタンスＬｒ、励磁インダクタンスＬｍ、寄生キャパシタンスＣｓ及び１：ｎの一次側対二次側の巻線比を有する変圧器１０１４の等価回路を表し、ｎの値は、実際の回路の必要条件に従って変更され得る。第１の制御可能な半導体スイッチ１０１１及び第２の制御可能な半導体スイッチ１０１２は、バイポーラトランジスタ、電界効果トランジスタ等の半導体デバイスから成ってよい。

図２は、本発明に従う図１の回路の動作工程のフローチャートである。以下、図１の回路の動作工程は、例えば負荷１０５がＤＢＤランプであるとして、図２を参照して詳細に記載される。

最初に、ステップＳ２０１で、検出器ユニット１０２は、コンバータ回路１０１の入力電圧の大きさ、すなわち、電源１０４の出力電圧の大きさを検出する。当業者には当然のことながら、電源１０４は、直流電源であっても、あるいは、交流電源及び整流回路から成ってもよい。

次に、ステップＳ２０２で、コントローラユニット１０３は、検出器ユニット１０２の検出結果、すなわち、コンバータ回路の入力電圧の大きさに従って、第１のプリセット制御モード又は第２のプリセット制御モードによりコンバータ回路の動作を制御する。

具体的に、コンバータ回路の入力電圧が第１のプリセット閾値よりも高いことを検出器ユニット１０２が検出する場合には、コントローラユニット１０３は、第１のプリセット制御モードにより第１の制御可能な半導体スイッチ１０１１及び第２の制御可能な半導体スイッチ１０１２の開閉を制御する。入力電圧が第２のプリセット閾値よりも低いことを検出器ユニット１０２が検出する場合には、コントローラユニット１０３は、第２のプリセット制御モードにより第１の制御可能な半導体スイッチ１０１１及び第２の制御可能な半導体スイッチ１０１２の開閉を制御する。

入力電圧が第１のプリセット閾値（例えば、１１０Ｖ、２２０Ｖ等）よりも高い場合に、図１の回路はフォワードモードにおいて動作する。第１のプリセット制御モードは、第１の制御可能な半導体スイッチ１０１１及び第２の制御可能な半導体スイッチ１０１２の開閉を制御するフォワードモードのために採用されるモードである。入力電圧が第２のプリセット閾値（例えば、５Ｖ、１２Ｖ等）よりも低い場合に、図１の回路はフライバックモードにおいて動作する。第２のプリセット制御モードは、第１の制御可能な半導体スイッチ１０１１及び第２の制御可能な半導体スイッチ１０１２の開閉を制御するフライバックモードのために採用されるモードである。

以下、第１のプリセット制御モード及び第２のプリセット制御モードの夫々について説明する。

コンバータ回路の入力電圧が第１のプリセット閾値よりも高いことを検出器ユニット１０２が検出する場合に、コントローラユニット１０３は、第１の制御可能な半導体スイッチ１０１１及び第２の制御可能な半導体スイッチ１０１２が図３ａに示されるモードもおいて周期的に開閉されるように、それらのスイッチを制御する。図３ａに示されるように、時間期間Ｔの間、第１の制御可能な半導体スイッチ１０１１は、時間ｔ１の期間は閉じられ、次いで時間ｔ２の期間は開かれ、第２の制御可能な半導体スイッチ１０１２は、時間ｔ１の期間は開かれ、次いで時間ｔ２の期間は閉じられる。なお、ｔ１＋ｔ２＝Ｔである。実施形態において、ｔ１はｔ２よりもずっと短い。言い換えると、コントローラユニット１０３は、第１の制御可能な半導体スイッチ１０１１及び第２の制御可能な半導体スイッチ１０１２のための夫々の駆動信号Ｖ_１０１１及びＶ_１０１２を生成し、それらの信号を夫々第１の制御可能な半導体スイッチ１０１１及び第２の制御可能な半導体スイッチ１０１２に印加する。図３ａ及び続く図４ａ、図５及び図７において、高レベル電圧は、第１又は第２の制御可能な半導体スイッチ１０１１又は１０１２の閉成を可能にする電圧を表し、低レベル電圧は、第１又は第２の制御可能な半導体スイッチ１０１１又は１０１２の開成を可能にする電圧を表す。

ｔ１の値は時間期間Ｔの間の入力エネルギを決定する点に留意すべきである。Ｔの値は、ＤＢＤランプの電力要求及びコンバータ回路の電気パラメータに従って変更され得る。実施形態において、Ｔの値は５マイクロ秒（μｓ）から１０μｓであってよく、ｔ１の値は１００ナノ秒（ｎｓ）から１μｓであってよい。Ｔ及びｔ１の値は一定であっても、又は時間とともに変化してもよい。

通常、ＤＢＤランプの動作モードは２つの種類、すなわち、点灯（起動）モード及び通常動作モードに分類され得る。ＤＢＤランプの特性に従って、点灯の前に、すなわち、点灯モードにおいて、ＤＢＤランプは、完全に近い容量性負荷である。これは、２つの電極が、幾何学的に互いに近い一方で、誘電体材料により封じ込められているという事実に起因する。点灯の後、ガス放電によって導入される付加的なキャパシタンス及び損失成分が存在する。このように、あらゆるＤＢＤランプのための標準の電気的モデルは、２つのキャパシタンス及び１つの抵抗を有する。通常、ＤＢＤランプの点灯は約５ｋＶｐｐの電圧を必要とし、通常動作モードにおいては、駆動電圧は約３ｋＶｐｐである。

図３ｂ及び図３ｃは、夫々、点灯モード及び通常動作モードにおいて動作するＤＶＤランプに対応し、図３ａにおける第１のプリセット制御モードが採用される場合のＤＢＤランプの電圧及び電流の波形を表す説明図である。図３ｂ及び図３ｃに示されるように、時間期間Ｔの間、ゆっくりとした電圧及び電流のダンピングに起因する多くの電気エネルギ損失が依然として存在する。不要なエネルギ損失を減らすために、第２の制御可能な半導体スイッチ１０１２が閉じられるべき期間に開成期間が挿入され得る。

図４ａに示されるように、コントローラユニット１０３は、第１の制御可能な半導体スイッチ１０１１及び第２の制御可能な半導体スイッチ１０１２が図４ａに示されるモードにおいて周期的に開閉されるように、それらのスイッチを制御する。図４ａに示されるように、時間期間Ｔの間、コントローラユニット１０３は、第１の制御可能な半導体スイッチ１０１１が時間ｔ１の期間は閉じられ、次いで時間ｔ２の期間は開かれるようにそのスイッチを制御し、コントローラユニット１０３は、第２の制御可能な半導体スイッチ１０１２が時間ｔ１の期間は開かれ、次いで時間ｔ３の期間は閉じられ、次いで時間ｔ４の間は開かれ、次いで時間ｔ５の間は閉じられるようにそのスイッチを制御する。なお、ｔ１＋ｔ２＝Ｔ且つｔ１＋ｔ３＋ｔ４＋ｔ５＝Ｔである。

図４ｂ及び図４ｃは、夫々、点灯モード及び通常動作モードにおいて動作するＤＢＤランプに対応し、図４ａの第１のプリセット制御モードが採用される場合のＤＢＤランプの電圧及び電流の波形を表す説明図である。図４ｂ及び図４ｃに示されるように、ＤＢＤランプが通常動作モードにおいて動作する場合、電圧及び電流の振幅は十分に抑制され、電気エネルギは有効に節約される。なお、図４ｂにおいては、ゆっくりとした電圧及び電流のダンピングに起因する多くの電気エネルギ損失が依然として存在する。

任意に、点灯モードにおいて動作するＤＢＤランプに関し、図５に示される第１のプリセット制御モードが採用され得る。

最初に、コントローラユニット１０３は、ＤＢＤランプが点灯モード又は通常動作モードのいずれにおいて動作するのかを検出する。代替的に、コントローラユニット１０３は、検出器ユニット１０２に、ＤＢＤランプが点灯モード又は通常動作モードのいずれにおいて動作するのかを検出し、その検出結果をコントローラユニット１０３に転送するよう指示することもできる。ＤＢＤランプが点灯モードにおいて動作する場合、コントローラユニット１０３は、第１の制御可能な半導体スイッチ１０１１及び第２の制御可能な半導体スイッチ１０１２が図５に示されるモードにおいて周期的に開閉するように、それらのスイッチを制御する。図５に示されるように、時間期間Ｔの間、コントローラユニット１０３は、第１の制御可能な半導体スイッチ１０１１が時間ｔ６の期間は閉じられ、次いで時間ｔ７の期間は開かれるようにそのスイッチを制御し、コントローラユニット１０３は、第２の制御可能な半導体スイッチ１０１２が時間ｔ８の期間は開かれ、次いで時間ｔ９の期間は閉じられるようにそのスイッチを制御する。なお、ｔ６＋ｔ７＝Ｔ、ｔ８＋ｔ９＝Ｔ及びｔ６＜ｔ８である。

図５の下半分は、電圧Ｖｌａｍｐ及び電流Ｉｌａｍｐの夫々の波形の概略図を表す。図５に示されるように、図５の第１のプリセット制御モードが採用され、ＤＢＤランプが点灯モードにおいて動作する場合、ランプの端子での電圧及びランプを流れる電流の夫々の振幅は十分に抑制され、電気エネルギは有効に節約される。

図６は、ＤＢＤランプの動作モード及び入力電圧の大きさを区別する場合に、図１の回路１００の動作のフローチャートを表す。

具体的に、ステップＳ６０１で、検出器ユニット１０２は、コンバータ回路の入力電圧を検出する。入力電圧が第１のプリセット閾値よりも高い場合は、ステップＳ６０２で、コントローラユニット１０３はＤＢＤランプの動作モードを検出する。具体的に、コントローラユニット１０３は、ＤＢＤランプの端子での電圧又はランプを流れる電流を検出することができる。先に記載されたように、点灯モードにおけるＤＢＤランプの端子での電圧は、通常動作モードにおけるよりもずっと高い。点灯モードにおいて、ＤＢＤランプを流れる平均電流は零であり、一方、通常動作モードにおいて、ＤＢＤランプを流れる平均電流は零よりもずっと高い。

ＤＢＤランプが通常動作モードにおいて動作する場合、ステップＳ６０３で、コントローラユニット１０３は、第１の制御可能な半導体スイッチ１０１１及び第２の制御可能な半導体スイッチ１０１２が図４ａに示されるモードにおいて周期的に開閉されるように、それらのスイッチを制御する。図４ａに示されるように、時間期間Ｔの間、コントローラユニット１０３は、第１の制御可能な半導体スイッチ１０１１が時間ｔ１の期間は閉じられ、次いで時間ｔ２の期間は開かれるようにそのスイッチを制御し、コントローラユニット１０３は、第２の制御可能な半導体スイッチ１０１２が時間ｔ１の期間は開かれ、次いで時間ｔ３の期間は閉じられ、次いで時間ｔ４の期間は開かれ、次いで時間ｔ５の期間は閉じられるようにそのスイッチを制御する。なお、ｔ１＋ｔ２＝Ｔ且つｔ１＋ｔ３＋ｔ４＋ｔ５＝Ｔである。図４ｃは、この場合におけるＤＢＤランプの端子での電圧Ｖｌａｍｐ及びＤＢＤランプを流れる電流Ｉｌａｍｐの両方の波形の概略図を表す。

ステップＳ６０１で、コンバータ界の入力電圧が第１のプリセット閾値よりも高いと検出器ユニット１０２が検出する場合、且つ、ステップＳ６０２で、ＤＢＤランプが点灯モードにおいて動作するとコントローラユニット１０３が検出する場合、次いでステップＳ６０４で、コントローラユニット１０３は、第１の制御可能な半導体スイッチ１０１１及び第２の制御可能な半導体スイッチ１０１２が図５に示されるモードにおいて周期的に開閉するように、それらのスイッチを制御する。図５に示されるように、時間期間Ｔの間、コントローラユニット１０３は、第１の制御可能な半導体スイッチ１０１１が時間ｔ６の間は閉じられ、次いで時間ｔ７の間は開かれるようにそのスイッチを制御し、コントローラユニット１０３は、第２の制御可能な半導体スイッチ１０１２が時間ｔ８の間は開かれ、次いで時間ｔ９の間は閉じられるようにそのスイッチを制御する。なお、ｔ６＋ｔ７＝Ｔ、ｔ８＋ｔ９＝Ｔ及びｔ６＜ｔ８である。図５の下半分は、この場合におけるＤＢＤランプの端子での電圧Ｖｌａｍｐ及びＤＶＤランプを流れる電流Ｉｌａｍｐの両方の波形の概略図を表す。

ＤＢＤランプの端子での電圧Ｖｌａｍｐ及びランプを流れる電流Ｉｌａｍｐの両方の波形を示す図４ｃ及び図５における概略図から明らかなように、第２の制御可能な半導体スイッチ１０１２が閉じられるべき期間に挿入される、図４ａに示されるような開成期間により、電圧及び電流の夫々の振幅は十分に抑制され、電気エネルギは有効に節約される。

ステップＳ６０１で、検出器ユニット１０２が、コンバータ回路の入力電圧が第２のプリセット閾値よりも低いことを検出する場合、次いでステップＳ６０５で、コントローラユニット１０３は、第２のプリセット制御モードにより第１の制御可能な半導体スイッチ１０１１及び第２の制御可能な半導体スイッチ１０１２の開閉を制御する。図７は、本発明の実施形態に従う第２のプリセット制御モードの説明図を表す。図７に示されるように、コントローラユニット１０３は、第２の制御可能な半導体スイッチ１０１２を開き、図７の制御モードにより第１の制御可能な半導体スイッチ１０１１の開閉を制御する。この場合における等価回路の回路図が図８に示されている。

図７に示されるように、時間期間Ｔの間、コントローラユニット１０３は、第１の制御可能な半導体スイッチ１０１１が時間ｔ１０の間は閉じられ、次いで時間ｔ１１の間は開かれるようにそのスイッチを制御する。なお、ｔ１０＋ｔ１１＝Ｔであり、ｔ１１は、変圧器１０１４及び負荷１０５から成る回路の共振周期の半分よりも長く、第１の制御可能な半導体スイッチ１０１１のフリーホイール時間と共振周期の半分との和よりも短い。

第１の制御可能な半導体スイッチ１０１１のフリーホイール時間は、電流が変圧器の二次側から一次側へ移動し、第１の制御可能な半導体スイッチ１０１１を逆に流れ、回路の電源へ電気エネルギを戻す時間を意味する。図７は、第１の制御可能な半導体スイッチ１０１１を流れる電流の波形を概略的に表し、ｔ１２は、第１の制御可能な半導体スイッチ１０１１のフリーホイール時間に相当する。

例えば、負荷１０５が、先に記載されたように、ＤＢＤランプであるとすると、通常動作モードにおいて、ＤＢＤランプ及び変圧器１０１４は、図９に示されるような共振回路９００を構成する。共振回路９００は、変圧器１０１４の励磁インダクタンスＬｍ及び寄生キャパシタンスＣｓと、キャパシタンスＣ’ｄ、キャパシタンスＣ’ｇ及び抵抗Ｒ’ｄｉｓから成る直並列回路であるＤＢＤランプの等価回路とを有する。なお、キャパシタンスＣ’ｄは、キャパシタンスＣ’ｇ及び抵抗Ｒ’ｄｉｓの並列回路と直列に接続されている。図９に示される共振回路の共振周期Ｔｒは、次の式によって表され得る：

具体的に、変圧器が巻かれた後、そのパラメータ、例えば励磁インダクタンスＬｍ及び寄生キャパシタンスＣｓが、測定され得る。同様に、ＤＢＤランプが作られた後、そのパラメータ、例えばキャパシタンスＣ’ｄ及びＣ’ｇが、測定され得る。点灯モードにおいて動作する場合のＤＢＤランプのキャパシタンスＣ’ｄ及びＣ’ｇは、ＤＢＤランプの通常動作モードに対応するそれらとは異なり、点灯モードに対応するものと比較して通常動作モードに対応する回路の共振周波数は低くなる。任意に、ｔ１１の値の決定は、通常動作モードに対応するより低い共振周波数に基づく。

図８の回路がフライバックモードにおいて動作する場合、コンバータ回路の入力電圧は比較的低い。従って、時間期間Ｔの間、閉成期間ｔ１０は、第１の制御可能な半導体スイッチ１０１１のための開成期間ｔ１１よりも長い。第１の制御可能な半導体スイッチ１０１１の閉成期間の間、変圧器１０１４はエネルギを蓄える。第１の制御可能な半導体スイッチ１０１１の閉成期間の間、変圧器１０１４はエネルギをＤＢＤランプへ供給する。

図７は、更に、ＤＢＤランプの端子での電圧Ｖｌａｍｐ及びランプを流れる電流Ｉｌａｍｐの両方の波形の概略図を表す。

図７において、ｔ１１の値は時間期間Ｔの間の入力エネルギを決定し、Ｔの値は、ＤＢＤランプの電力要求及びコンバータ回路の電気パラメータに従って変更され得る点に留意すべきである。Ｔ及びｔ１１の値は一定であっても、又は時間とともに変化してもよい。

図１の回路の変形例として、図１０は、本発明の他の実施形態に従って直流を交流パルス電圧に変換する回路の回路図を表す。図１におけるトポロジとは異なり、第２の制御可能な半導体スイッチ１０１２及びキャパシタ１０１３の直列回路は、変圧器１０１４の一次側とではなく、第１の制御可能な半導体スイッチ１０１１と並列に接続されている。図１０の回路の動作工程は図１の回路の動作工程と同じであり、ここでは繰り返されない。

図１１は、本発明の実施形態に従って直流交流パルス電圧に変換する回路を制御する方法のフローチャートを表す。コンバータ回路は、負荷を駆動するよう構成され、第１の制御可能な半導体スイッチ、第２の制御可能な半導体スイッチ、キャパシタ及び変圧器を有し、第１の制御可能な半導体スイッチは変圧器の一次側と直列に接続され、第２の制御可能な半導体スイッチ及びキャパシタの直列回路は変圧器の一次側又は第１の制御可能な半導体スイッチと並列に接続される。そのような回路の回路図は図１又は図１０に示されている。

最初に、ステップＳ１１０１は、コンバータ回路の入力電圧を検出する。実施形態において、ステップＳ１１０１は、図１又は図１０の検出器ユニット１０２によって実行され得る。

次に、ステップＳ１１０２で、ステップＳ１１０１において検出された電圧の大きさに従って第１のプリセット制御モード又は第２のプリセット制御モードによりコンバータ回路の動作を制御する。実施形態において、ステップＳ１１０２は、図１又は図１０のコントローラユニット１０３によって実行され得る。

具体的に、ステップＳ１１０２で、コンバータ回路の入力電圧が第１のプリセット閾値よりも高い場合は、第１の制御可能な半導体スイッチ及び第２の制御可能な半導体スイッチの開閉は、第１のプリセット制御モードにより制御される。第１のプリセット制御モードは、図３ａ又は図４ａに示されるモードであってよい。

任意に、コンバータ回路の入力電圧が第１のプリセット閾値よりも高い場合に、第１の制御可能な半導体スイッチ及び第２の制御可能な半導体スイッチは、負荷の動作モードに従って異なる制御制御モードにより制御され得る。例えば、負荷が、点灯モード又は通常動作モードにおいて動作するＤＢＤランプであるとすると、点灯モードに関し、第１のプリセット制御モードは図５に示されるモードであり、一方、通常動作モードに関し、第１のプリセット制御モードは図４ａに示されるモードである。

コンバータ回路の入力電圧が第２のプリセット閾値よりも低い場合は、第１の制御可能な半導体スイッチ及び第２の制御可能な半導体スイッチの開閉を制御することは、第２のプリセット制御モードを用いる。第２のプリセット制御モードは図７に示されるモードであってよい。

先に記載された周期性は、図３ａ、図４ａ、図５及び図７において、Ｔの値が時間にわたって一定であることを意味する点に留意すべきである。任意に、Ｔの値は時間とともに変化することができる。第１及び第２のプリセット閾値は、コンバータ回路の実際の入力電圧に従って変更されてよく、先に挙げられた値の例によって制限されない。ｔ１乃至ｔ１１の値は、実際の回路の必要条件に従って変更されてよく、ｔ１及びｔ２の値は、夫々の実施形態に関し同じであっても又は異なってもよい。検出器ユニット１０２及びコントローラユニット１０３の機能は、単なるハードウェアによって、ソフトウェア及びハードウェアの組み合わせによって、実施されてよい。例えば、検出器ユニット１０２及びコントローラユニット１０３の機能は、対応するプログラムを実行するＭＣＵによって実施されてよい。

以上、本発明の実施形態について記載してきた。本発明は前述の具体的な実施形態に制限されない点に留意すべきである。当業者は、添付の特許請求の範囲の適用範囲内で様々な変形及び変更を行うことができる。

Claims (15)

1. 直流を交流パルス電圧に変換する回路であって：
   負荷を駆動するよう構成されるコンバータ回路であって、第１の制御可能な半導体スイッチと、第２の制御可能な半導体スイッチと、キャパシタと、変圧器とを有し、前記第１の制御可能な半導体スイッチは前記変圧器の一次側と直列に接続され、前記第２の制御可能な半導体スイッチ及び前記キャパシタの直列回路は、前記変圧器の一次側又は前記第１の制御可能な半導体スイッチと並列に接続されるコンバータ回路；
   前記コンバータ回路の入力電圧を検出するよう構成される検出器ユニット；及び
   前記検出器ユニットによって検出される前記入力電圧の大きさに従って第１のプリセット制御モード又は第２のプリセット制御モードにより前記コンバータ回路の動作を制御するよう構成されるコントローラユニット
   を有する回路。
2. 前記コントローラユニットは、前記入力電圧が第１のプリセット閾値よりも高い場合に前記第１のプリセット制御モードにより前記第１の制御可能な半導体スイッチ及び前記第２の制御可能な半導体スイッチの開閉を制御するよう構成される、
   請求項１に記載の回路。
3. 前記第１のプリセット制御モードは、前記第１の制御可能な半導体スイッチ及び前記第２の制御可能な半導体スイッチが、ｔ１＋ｔ２＝Ｔである時間期間Ｔの間、前記第１の制御可能な半導体スイッチが時間ｔ１の期間は閉じられ、次いで時間ｔ１の期間は開かれ、前記第２の制御可能な半導体スイッチが時間ｔ１の期間は開かれ、次いで時間ｔ２の期間は閉じられるモードにおいて、周期的に開閉されるように、前記第１の制御可能な半導体スイッチ及び前記第２の制御可能な半導体スイッチを制御するよう構成される、
   請求項２に記載の回路。
4. 前記第１のプリセット制御モードは、前記第１の制御可能な半導体スイッチ及び前記第２の制御可能な半導体スイッチが、ｔ１＋ｔ２＝Ｔ且つｔ１＋ｔ３＋ｔ４＋ｔ５＝Ｔである時間期間Ｔの間、前記第１の制御可能な半導体スイッチが時間ｔ１の期間は閉じられ、次いで時間ｔ２の期間は開かれ、前記第２の制御可能な半導体スイッチが時間ｔ１の期間は開かれ、次いで時間ｔ３の期間は閉じられ、次いで時間ｔ４の期間は開かれ、次いで時間ｔ５の期間は閉じられるモードにおいて、周期的に開閉されるように、前記第１の制御可能な半導体スイッチ及び前記第２の制御可能な半導体スイッチを制御するよう構成される、
   請求項２に記載の回路。
5. 前記負荷は、起動モード又は通常動作モードにおいて動作し、前記第１のプリセット制御モードは、前記負荷が前記起動モード又は前記通常動作モードのいずれにおいて動作するのかを検出すること；及び
   前記負荷が前記起動モードにおいて動作する場合に、前記第１の制御可能な半導体スイッチ及び前記第２の制御可能な半導体スイッチが、ｔ６＋ｔ７＝Ｔ、ｔ８＋ｔ９＝Ｔ且つｔ６＜ｔ８である時間期間Ｔの間、前記第１の制御可能な半導体スイッチが時間ｔ６の期間は閉じられ、次いで時間ｔ７の期間は開かれ、前記第２の制御可能な半導体スイッチが時間ｔ８の期間は開かれ、次いで時間ｔ９の期間は閉じられるモードにおいて、周期的に開閉されるように、前記第１の制御可能な半導体スイッチ及び前記第２の制御可能な半導体スイッチを制御すること
   を更に有する、請求項３又は４に記載の回路。
6. 前記コントトーラユニットは、前記入力電圧が第２のプリセット閾値よりも低い場合に前記第２のプリセット制御モードにより前記第１の制御可能な半導体スイッチ及び前記第２の制御可能な半導体スイッチの開閉を制御するよう構成される、
   請求項１に記載の回路。
7. 前記第２のプリセット制御モードは：
   前記第２の制御可能な半導体スイッチを開き；且つ
   前記第１の制御可能な半導体スイッチが、ｔ１０＋ｔ１１＝Ｔ且つｔ１０＞ｔ１１である時間期間Ｔの間、前記第１の制御可能な半導体スイッチが時間ｔ１０の期間に閉じられ、次いで時間ｔ１１の期間に開かれるモードにおいて、周期的に開閉されるように、前記第１の制御可能な半導体スイッチを制御する
   よう構成され、
   ｔ１１は、前記変圧器及び前記負荷から成る回路の共振周期の半分よりも長く、前記第１の制御可能な半導体スイッチのフリーホイール時間と前記共振周期の半分との和よりも短い、
   請求項６に記載の回路。
8. 誘電体バリア放電ランプを駆動する電子駆動回路であって、
   請求項１乃至７のうちいずれか一項に記載の回路を有する電子駆動回路。
9. 直流を交流パルス電圧に変換するコンバータ回路を制御するよう構成される方法であって、前記コンバータ回路は、負荷を駆動するよう構成され、前記コンバータ回路は、第１の制御可能な半導体スイッチと、第２の制御可能な半導体スイッチと、キャパシタと、変圧器とを有し、前記第１の制御可能な半導体スイッチは前記変圧器の一次側と直列に接続され、前記第２の制御可能な半導体スイッチ及び前記キャパシタの直列回路は、前記変圧器の一次側又は前記第１の制御可能な半導体スイッチと並列に接続される、方法において：
   ａ．前記コンバータ回路の入力電圧を検出するステップ；
   ｂ．検出器ユニットによって検出される前記入力電圧の大きさに従って第１のプリセット制御モード又は第２のプリセット制御モードにより前記コンバータ回路の動作を制御するステップ
   を有する方法。
10. 前記ステップｂは、前記入力電圧が第１のプリセット閾値よりも高い場合に前記第１のプリセット制御モードにより前記第１の制御可能な半導体スイッチ及び前記第２の制御可能な半導体スイッチの開閉を制御するステップを有する、
    請求項９に記載の方法。
11. 前記第１のプリセット制御モードは：
    前記第１の制御可能な半導体スイッチ及び前記第２の制御可能な半導体スイッチが、ｔ１＋ｔ２＝Ｔである時間期間Ｔの間、前記第１の制御可能な半導体スイッチが時間ｔ１の期間は閉じられ、次いで時間ｔ１の期間は開かれ、前記第２の制御可能な半導体スイッチが時間ｔ１の期間は開かれ、次いで時間ｔ２の期間は閉じられるモードにおいて、周期的に開閉されるように、前記第１の制御可能な半導体スイッチ及び前記第２の制御可能な半導体スイッチを制御するステップ
    を有する、請求項１０に記載の方法。
12. 前記第１のプリセット制御モードは：
    前記第１の制御可能な半導体スイッチ及び前記第２の制御可能な半導体スイッチが、ｔ１＋ｔ２＝Ｔ且つｔ１＋ｔ３＋ｔ４＋ｔ５＝Ｔである時間期間Ｔの間、前記第１の制御可能な半導体スイッチが時間ｔ１の期間は閉じられ、次いで時間ｔ２の期間は開かれ、前記第２の制御可能な半導体スイッチが時間ｔ１の期間は開かれ、次いで時間ｔ３の期間は閉じられ、次いで時間ｔ４の期間は開かれ、次いで時間ｔ５の期間は閉じられるモードにおいて、周期的に開閉されるように、前記第１の制御可能な半導体スイッチ及び前記第２の制御可能な半導体スイッチを制御するステップ
    を有する、請求項１０に記載の方法。
13. 前記負荷は、起動モード又は通常動作モードにおいて動作し、前記第１のプリセット制御モードは：
    前記負荷が前記起動モード又は前記通常動作モードのいずれにおいて動作するのかを検出するステップ；及び
    前記負荷が前記起動モードにおいて動作する場合に、前記第１の制御可能な半導体スイッチ及び前記第２の制御可能な半導体スイッチが、ｔ６＋ｔ７＝Ｔ、ｔ８＋ｔ９＝Ｔ且つｔ６＜ｔ８である時間期間Ｔの間、前記第１の制御可能な半導体スイッチが時間ｔ６の期間は閉じられ、次いで時間ｔ７の期間は開かれ、前記第２の制御可能な半導体スイッチが時間ｔ８の期間は開かれ、次いで時間ｔ９の期間は閉じられるモードにおいて、周期的に開閉されるように、前記第１の制御可能な半導体スイッチ及び前記第２の制御可能な半導体スイッチを制御するステップ
    を更に有する、請求項１１又は１２に記載の方法。
14. 前記ステップｂは、前記入力電圧が第２のプリセット閾値よりも低い場合に前記第２のプリセット制御モードにより前記第１の制御可能な半導体スイッチ及び前記第２の制御可能な半導体スイッチの開閉を制御するステップを有する、
    請求項９に記載の方法。
15. 前記第２のプリセット制御モードは：
    前記第２の制御可能な半導体スイッチを開くステップ；及び
    前記第１の制御可能な半導体スイッチが、ｔ１０＋ｔ１１＝Ｔ且つｔ１０＞ｔ１１である時間期間Ｔの間、前記第１の制御可能な半導体スイッチが時間ｔ１０の期間に閉じられ、次いで時間ｔ１１の期間に開かれるモードにおいて、周期的に開閉されるように、前記第１の制御可能な半導体スイッチを制御するステップ
    を有し、
    ｔ１１は、前記変圧器及び前記負荷から成る回路の共振周期の半分よりも長く、前記第１の制御可能な半導体スイッチのフリーホイール時間と前記共振周期の半分との和よりも短い、
    請求項１４に記載の方法。
    

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