JP2012521119A - Ｉ／ｑ不均衡の補償のための方法及び装置 - Google Patents

Abstract

直交受信機（８）及び直交送信機（６００）におけるＩ（同相）及びＱ（直交）信号パス（１２ａ、１２ｂ、６０５ａ、６０５ｂ）間の不均衡の補償のための方法が開示される。受信機の場合、不均衡は、デジタルドメインにおいて後置歪を用いて補償される。送信機の場合、不均衡は、デジタルドメインにおいて予歪を用いて補償される。方法は、比較的低い計算の複雑性で実行することができる。方法を実行するための信号処理デバイス（３０、６１０）もまた開示される。送信機の場合における信号処理デバイス（６１０）と同じ基本内部構造が、受信機の場合における信号処理デバイス（３０）に使用されてもよい。
【選択図】 図４

Description

本発明は、直交受信機及び直交送信機におけるＩ（同相：Ｉｎ−ｐｈａｓｅ）信号パスとＱ（直交：Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ）信号パスとの間の不均衡の補償のための方法及び装置に関する。

直交受信機回路における同相（Ｉ）信号パスと直交（Ｑ）信号パス間の不一致又は不均衡は、達成可能なイメージ減衰を制限し、結果として信号歪みを生じさせる。同様に、直交送信機回路におけるＩ信号パスとＱ信号パス間の不均衡もまた、達成可能なイメージ減衰に制限をもたらす。

不均衡の影響を軽減してイメージ減衰を向上させるため、そのような不均衡の補償のためのさまざまな技法が開発されてきた。たとえば、Ｌ．Ａｎｔｉｌｌａらによる論文「Ｃｉｒｃｕｌａｒｉｔｙ−ｂａｓｅｄ Ｉ／Ｑ ｉｍｂａｌａｎｃｅ ｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎ ｉｎ ｗｉｄｅｂａｎｄ ｄｉｒｅｃｔ−ｃｏｎｖｅｒｓｉｏｎ ｒｅｃｅｉｖｅｒｓ」（ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ｖｅｈｉｃｕｌａｒ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ、Ｖｏｌ．５７、ｎｏ．４、２０９９〜２１１３頁、２００８年７月）では、直交受信機におけるＩ／Ｑ不均衡の補償を開示する。以下において、この文献は、Ａｎｔｉｌｌａ受信機の論文と呼ばれる。さらに、Ｌ．Ａｎｔｉｌｌａらによる論文「Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ−ｓｅｌｅｃｔｉｖｅ Ｉ／Ｑ ｍｉｓｍａｔｃｈ ｃａｌｉｂｒａｔｉｏｎ ｏｆ ｗｉｄｅｂａｎｄ ｄｉｒｅｃｔ−ｃｏｎｖｅｒｓｉｏｎ ｔｒａｎｓｍｉｔｔｅｒｓ」（ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ｃｉｒｃｕｉｔｓ ａｎｄ Ｓｙｓｔｅｍｓ ＩＩ：Ｅｘｐｒｅｓｓ Ｂｒｉｅｆｓ、Ｖｏｌ．５５、ｎｏ．４、３５９〜３６３頁、２００８年４月）では、直交送信機におけるＩ／Ｑ不均衡の補償を開示する。以下において、この論文は、Ａｎｔｉｌｌａ送信機の論文と呼ばれる。

図１は、前述の両方の論文で使用される基本補償回路１を示すブロック図である。複素数値の信号ｏ_１（ｎ）は、補償回路１への入力信号であり、もう１つの複素数値の信号ｏ_２（ｎ）は、補償回路１からの出力である。受信機回路の場合、ｏ_１（ｎ）は、受信されたデータを表す信号であって、Ｉ成分とＱ成分間に（理想的に）復元された均衡のある信号ｏ_２を生成するように補償回路１によって処理される不均衡なＩ成分及びＱ成分を有する。送信機回路の場合、ｏ_１（ｎ）は、送信されるデータを表し、均衡のとれたＩ成分及びＱ成分を有する信号であって、送信される無線周波数（ＲＦ）信号が（理想的に）均衡のとれたＩ成分及びＱ成分を有するように、補償回路１によって処理されて、送信機のＩ信号パスとＱ信号パスの不均衡を補償するＩ成分とＱ成分間に不均衡のある信号ｏ_２を生成する。いずれの場合においても、信号ｏ_１（ｎ）は、ｏ_１（ｎ）の複素共役

を生成するブロック２への入力であるが、これは周波数応答Ｗ（ｅ^ｊω）を有するフィルタ３によってフィルタリングされる。フィルタ３の出力信号は、加算器ユニット４で信号ｏ_１（ｎ）に付加され、信号ｏ_２（ｎ）を生成する。

たとえば補償を実行するために必要な回路面積及び／又は電力消費量に関して比較的小さいオーバーヘッドをもたらすために、比較的低い計算の複雑性で直交受信機又は直交送信機のＩ信号パスとＱ信号パス間の不均衡を効率的に補償することが望ましい。

本発明の目的は、比較的低い計算の複雑性で、直交受信機の同相（Ｉ）信号パスと直交（Ｑ）信号パス間の不均衡を補償するための手段を提供することである。本発明のもう１つの目的は、比較的低い計算の複雑性で、直交送信機のＩ信号パスとＱ信号パス間の不均衡を補償するための手段を提供することである。

第１の態様によれば、実数値の非補償デジタルＩ成分ａ（ｎ）及び実数値の非補償デジタルＱ成分ｂ（ｎ）を生成して、共に非補償の複素デジタル信号ｘ（ｎ）＝ａ（ｎ）＋ｊｂ（ｎ）を形成するように（ただし、ｊは虚数単位を示し、ｎはシーケンスインデックスである）構成される直交受信機のＩ信号パスとＱ信号パス間の不均衡を補償するための方法が提供される。方法は、複素数値のインパルス応答を有する補償フィルタでａ（ｎ）及びｊｂ（ｎ）のうちの１つをフィルタリングすることにより、複素補償信号を生成するステップを備える。さらに、方法は、ｘ（ｎ）と複素補償信号の和として、第１の補償済み複素デジタル信号を生成するステップを備える。

方法は、補償フィルタのフィルタパラメータを適応可能に生成するステップをさらに備えることができる。

補償フィルタのインパルス応答は、ｈ_Δ（ｎ）＋ｊφδ（ｎ）＋ｊφｈ_Δ（ｎ）＋（ｅ^ｊφ−１−ｊφ）・（δ（ｎ）＋ｈ_Δ（ｎ））の形態であってもよく、ここでδ（ｎ）は単位パルス、φは実数値のパラメータ、及びｈ_Δ（ｎ）は実数値のシーケンスである。補償フィルタのフィルタパラメータを適応可能に生成するステップは、実数値のパラメータφ及び実数値のシーケンスｈ_Δ（ｎ）を適応可能に生成するステップを備えることができる。

補償フィルタのフィルタパラメータを適応可能に生成するステップは、各反復が反復インデックスｉによって識別される複数の反復の各々に対して、インパルス応答ｆ^（ｉ）（ｎ）を達成するためにフィルタパラメータを生成するステップを備えることができ、ｆ^（ｉ）（ｎ）は、ｉ＝１の場合、第１の反復のデフォルトのインパルス応答であり、ｆ^（ｉ）（ｎ）は、ｉ＞１の場合ｆ^{（ｉ−１）}（ｎ）及びΔ^{（ｉ−１）}（ｎ）に基づき、Δ^{（ｉ−１）}（ｎ）は先行の反復の推定インパルス応答エラーである。さらに、各反復に対して、前記フィルタパラメータを適応可能に生成するステップは、ｅ^（ｉ）（ｎ）＝ｆ^（ｉ）（ｎ）＊ｗ（ｎ）として、ｅ^（ｉ）（ｎ）で示される複素補償信号を生成するステップを備えることができ、ここで＊は畳み込み演算子（ｃｏｎｖｏｌｕｔｉｏｎ ｏｐｅｒａｔｏｒ）を示し、ｗ（ｎ）はａ（ｎ）及びｊｂ（ｎ）のうちの前記１つを示す。さらに、各反復に対して、前記フィルタパラメータを適応可能に生成するステップは、ｖ^（ｉ）（ｎ）＝ｘ（ｎ）＋ｅ^（ｉ）（ｎ）としてｖ^（ｉ）（ｎ）で示される第１の補償済み複素デジタル信号を生成するステップを備えることができる。加えて、各反復に対して、前記フィルタパラメータを適応可能に生成するステップは、ｕ^（ｉ）（ｎ）＝ｖ^（ｉ）（ｎ）＋Δ^（ｉ）（ｎ）＊ｗ（ｎ）に基づいて費用関数を最小化することによりΔ^（ｉ）（ｎ）を決定するフィルタパラメータを生成するステップを備えることができる。

前記費用関数は、たとえば一次費用関数であってもよい。さらに、前記費用関数は、ｕ^（ｉ）（ｎ）の妥当性測定に基づいてもよい。

各反復は、前記生成されるΔ^（ｉ）（ｎ）に基づいて、第２の補償済み複素デジタル信号ｙ^（ｉ）（ｎ）＝ｖ^（ｉ）（ｎ）＋Δ^（ｉ）（ｎ）＊ｗ（ｎ）を生成するステップをさらに備えることができる。

方法は、前記反復を終了するための条件が満たされるかどうかを決定するステップをさらに備えることができる。さらに、方法は、前記条件が満たされる場合、前記反復を終了するステップと、前回の反復で生成されるフィルタパラメータに基づいてＩ信号パスとＱ信号パス間の前記不均衡を引き続き補償するステップとを備えることができる。

インパルス応答ｆ^（ｉ）（ｎ）は、

の形態であってもよく、ここでδ（ｎ）は単位パルス、φ^（ｉ）は実数値のパラメータ、及び

は実数値のシーケンスである。

さらに、Δ^（ｉ）（ｎ）は、ｎが整数の有限セットに属する場合

の形態であり、整数の前記有限セットの外側の場合Δ^（ｉ）（ｎ）＝０であってもよく、ここで

は実数値のパラメータであり、

は実数値のシーケンスである。

Δ^（ｉ）（ｎ）を決定するフィルタパラメータを生成するステップは、実数値のパラメータ

及び実数値のシーケンス

を生成するステップを備えることができる。

インパルス応答ｆ^（ｉ）（ｎ）を達成するためのフィルタパラメータを生成するステップは、実数値のシーケンス

を

として、及び実数値のパラメータφ^（ｉ）を

として生成するステップを備えることができる。

第２の態様によれば、実数値の非補償デジタルＩ成分ａ（ｎ）及び実数値の非補償デジタルＱ成分ｂ（ｎ）を生成して、共に非補償の複素デジタル信号ｘ（ｎ）＝ａ（ｎ）＋ｊｂ（ｎ）を形成するように（ただし、ｊは虚数単位を示し、ｎはシーケンスインデックスである）構成される直交受信機のＩ信号パスとＱ信号パス間の不均衡を補償するための方法が提供される。方法は、反復インデックスｉによって識別される各反復回数ごとに、有限セットＫのｎに非ゼロ値を採択することができる有限長の実数値のインパルス応答

のサンプル値を生成するステップを備え、ここで

は、ｉ＝１の場合、第１の反復のデフォルトのインパルス応答であり、

は、ｉ＞１の場合

によって与えられ、

は先行の反復の推定インパルス応答エラーである。さらに、各反復に対して、方法は、実数値の位相パラメータφ^（ｉ）を、ｉ＝１の場合、第１の反復のデフォルト値として生成し、ｉ＞１の場合

として生成するステップを備え、ここで

は先行の反復の推定位相パラメータエラーである。さらに、各反復に対して、方法は、

として、ｖ^（ｉ）（ｎ）で示される第１の補償済み複素デジタル信号を生成するステップを備え、ここで＊は畳み込み演算子を示し、ｗ_１（ｎ）＝ｊａ（ｎ）かつｗ_２（ｎ）＝ｊｂ（ｎ）又はｗ_１（ｎ）＝ｂ（ｎ）かつｗ_２（ｎ）＝ａ（ｎ）のいずれかである。加えて、各反復に対して、方法は、

に基づいて費用関数を最小化することにより、推定インパルス応答エラー

及び推定位相パラメータエラー

を生成するステップを備える。

前記費用関数は、一次費用関数であってもよい。さらに、前記費用関数は、ｕ^（ｉ）（ｎ）の妥当性測定に基づいてもよい。

各反復は、前記生成される

及び

に基づいて、第２の補償済み複素デジタル信号

を生成するステップをさらに備える。

方法は、前記反復を終了するための条件が満たされるかどうかを決定するステップをさらに備えることができる。さらに、方法は、前記条件が満たされる場合、前記反復を終了するステップと、前回の反復で生成されるフィルタパラメータに基づいてＩ信号パスとＱ信号パス間の前記不均衡を引き続き補償するステップとを備えることができる。

第３の態様によれば、直交受信機のＩ信号パスとＱ信号パス間の不均衡を補償するための信号処理デバイスが提供され、直交受信機は、実数値の非補償デジタルＩ成分ａ（ｎ）及び実数値の非補償デジタルＱ成分ｂ（ｎ）を生成して、共に非補償の複素デジタル信号ｘ（ｎ）＝ａ（ｎ）＋ｊｂ（ｎ）を形成するように（ただし、ｊは虚数単位を示し、ｎはシーケンスインデックスである）構成され、信号処理デバイス（３０）は、非補償デジタル信号ｘ（ｎ）を受信して、第１又は第２の態様による方法を実行することによって前記不均衡を補償するように構成される。

第４の態様によれば、直交受信機が提供される。直交受信機は、実数値の非補償デジタルＩ成分ａ（ｎ）及び実数値の非補償デジタルＱ成分ｂ（ｎ）を生成して、共に非補償の複素デジタル信号ｘ（ｎ）＝ａ（ｎ）＋ｊｂ（ｎ）を形成するための（ただし、ｊは虚数単位を示し、ｎはシーケンスインデックスである）Ｉ信号パス及びＱ信号パスを備える。さらに、直交受信機は、Ｉ信号パスとＱ信号パス間の不均衡を補償するための第３の態様による信号処理デバイスを備える。

第５の態様によれば、Ｉ信号パスに提供される補償済みデジタルＩ成分及びＱ信号パスに提供される補償済みデジタルＱ成分を持つ補償済み複素数値のデジタル信号を生成することにより、非補償複素数値のデジタル信号ｚ（ｎ）＝ｃ（ｎ）＋ｊｄ（ｎ）を表す無線周波数信号ｒ_ａ（ｔ）を送信するように配置される直交送信機のＩ信号パスとＱ信号パス間の不均衡を補償するための方法が提供され、ここでｊは虚数単位を示し、ｎはシーケンスインデックスであり、ｃ（ｎ）は非補償デジタルＩ成分であり、ｄ（ｎ）は非補償デジタルＱ成分である。方法は、複素数値のインパルス応答を有する補償フィルタでｃ（ｎ）及びｊｄ（ｎ）のうちの１つをフィルタリングすることにより、複素補償信号を生成するステップを備える。さらに、方法は、ｚ（ｎ）と複素補償信号の和として、第１の補償済み複素デジタル信号を生成するステップを備える。

方法は、補償フィルタのフィルタパラメータを適応可能に生成するステップをさらに備えることができる。

補償フィルタのインパルス応答は、ｈ_Δ（ｎ）＋ｊφδ（ｎ）＋ｊφｈ_Δ（ｎ）＋（ｅ^ｊφ−１−ｊφ）・（δ（ｎ）＋ｈ_Δ（ｎ））の形態であってもよく、ここでδ（ｎ）は単位パルス、φは実数値のパラメータ、及びｈ_Δ（ｎ）は実数値のシーケンスである。補償フィルタのフィルタパラメータを適応可能に生成するステップは、実数値のパラメータφ及び実数値のシーケンスｈ_Δ（ｎ）を適応可能に生成するステップを備えることができる。

補償フィルタのフィルタパラメータを適応可能に生成するステップは、各反復が反復インデックスｉによって識別される複数の反復の各々に対して、インパルス応答ｆ^（ｉ）（ｎ）を達成するためにフィルタパラメータを生成するステップを備えることができ、ｆ^（ｉ）（ｎ）は、ｉ＝１の場合、第１の反復のデフォルトのインパルス応答であり、ｆ^（ｉ）（ｎ）は、ｉ＞１の場合ｆ^{（ｉ−１）}（ｎ）及びΔ^{（ｉ−１）}（ｎ）に基づき、Δ^{（ｉ−１）}（ｎ）は先行の反復の推定インパルス応答エラーである。さらに、各反復に対して、前記フィルタパラメータを適応可能に生成するステップは、ｅ^（ｉ）（ｎ）＝ｆ^（ｉ）（ｎ）＊ｗ（ｎ）として、ｅ^（ｉ）（ｎ）で示される複素補償信号を生成するステップを備えることができ、ここで＊は畳み込み演算子を示し、ｗ（ｎ）はｃ（ｎ）及びｊｄ（ｎ）のうちの前記１つを示す。さらに、各反復に対して、前記フィルタパラメータを適応可能に生成するステップは、ｖ^（ｉ）（ｎ）＝ｘ（ｎ）＋ｅ^（ｉ）（ｎ）としてｖ^（ｉ）（ｎ）で示される第１の補償済み複素デジタル信号を生成するステップを備えることができる。加えて、各反復に対して、前記フィルタパラメータを適応可能に生成するステップは、信号ｒ_ａ（ｔ）の実数ダウンコンバートから得られる実数値の信号ｒ_ＢＢ（ｎ）に基づいて費用関数を最小化することによりΔ^（ｉ）（ｎ）を決定するフィルタパラメータを生成するステップを備えることができる。

前記費用関数は、一次費用関数であってもよい。さらに、方法は、Ｉ信号パスとＱ信号パス間に不均衡のない直交送信機に信号ｚ（ｔ）を入力することにより生成される無線周波数信号の実数ダウンコンバートから得られたであろう信号に対応する信号ｑ_ＢＢ（ｎ）を生成するステップを備えることができる。費用関数は、ｒ_ＢＢ（ｎ）とｑ_ＢＢ（ｎ）との差に基づいてもよい。たとえば、費用関数は、前記差のＬ^２ノルム又はＬ^∞ノルムに基づいている。

各反復は、前記生成されるΔ^（ｉ）（ｎ）に基づいて、第２の補償済み複素デジタル信号ｙ^（ｉ）（ｎ）＝ｖ^（ｉ）（ｎ）＋Δ^（ｉ）（ｎ）＊ｗ（ｎ）を生成するステップをさらに備えることができる。

方法は、前記反復を終了するための条件が満たされるかどうかを決定するステップを備えることができる。さらに、方法は、前記条件が満たされる場合、前記反復を終了するステップと、前回の反復で生成されるフィルタパラメータに基づいてＩ信号パスとＱ信号パス間の前記不均衡を引き続き補償するステップとを備えることができる。

インパルス応答ｆ^（ｉ）（ｎ）は、

の形態であってもよく、ここでδ（ｎ）は単位パルス、φ^（ｉ）は実数値のパラメータ、及び

は実数値のシーケンスである。

さらに、Δ^（ｉ）（ｎ）は、ｎが整数の有限セットに属する場合

の形態であり、整数の前記有限セットの外側の場合Δ^（ｉ）（ｎ）＝０であってもよく、

は実数値のパラメータ、及び

は実数値のシーケンスである。Δ^（ｉ）（ｎ）を決定するフィルタパラメータを生成するステップは、実数値のパラメータ

及び実数値のシーケンス

を生成するステップを備えることができる。

インパルス応答ｆ^（ｉ）（ｎ）を達成するためのフィルタパラメータを生成するステップは、実数値のシーケンス

を

として、及び実数値のパラメータφ^（ｉ）を

として生成するステップを備えることができる。

第６の態様によれば、非補償の複素数値のデジタル信号ｚ（ｎ）＝ｃ（ｎ）＋ｊｄ（ｎ）を表す無線周波数信号ｒ_ａ（ｔ）を送信するための直交送信機のＩ信号パスとＱ信号パス間の不均衡を補償するための信号処理デバイスが提供され、ここでｊは虚数単位を示し、ｎはシーケンスインデックスであり、ｃ（ｎ）は非補償デジタルＩ成分であり、ｄ（ｎ）は非補償デジタルＱ成分である。信号処理デバイスは、前記不均衡を補償するための第５の態様による方法を実行することにより、非補償の複素数値のデジタル信号ｚ（ｎ）を受信して、Ｉ信号パスに提供されるように補償済みデジタルＩ成分を生成し、Ｑ信号パスに提供されるように補償済みデジタルＱ成分を生成するように構成される。

第７の態様によれば、非補償の複素数値のデジタル信号ｚ（ｎ）＝ｃ（ｎ）＋ｊｄ（ｎ）を表す無線周波数信号ｒ_ａ（ｔ）を送信するための直交送信機が提供される。直交送信機は、無線周波数信号ｒ_ａ（ｔ）を生成するために、それぞれ補償済みデジタルＩ成分及び補償済みデジタルＱ成分を受信するように配置されるＩ信号パス及びＱ信号パスを備える。さらに、直交送信機は、Ｉ信号パスとＱ信号パス間の不均衡を補償するための第６の態様による信号処理デバイスを備える。

第８の態様によれば、第４の態様による直交受信機及び／又は第７の態様による直交送信機を備える電子装置が提供される。電子装置は、たとえば、移動体通信端末又は無線基地局であってもよいが、これらに限定されることはない。

第９の態様によれば、コンピュータ機能を有する電子デバイスによってコンピュータプログラムコード手段が実行されるときに第１、第２、又は第５の態様による方法を実行するために前記コンピュータプログラムコード手段を備えるコンピュータプログラム製品が提供される。

第１０の態様によれば、コンピュータ機能を有する電子デバイスによってコンピュータプログラムコード手段が実行されるときに第１、第２、又は第５の態様による方法を実行するために前記コンピュータプログラムコード手段を備えるコンピュータプログラム製品を格納したコンピュータ可読媒体が提供される。

第１１の態様によれば、第３又は第６の態様による信号処理デバイスを記述し、特定用途向けハードウェアユニットとして、構成可能ハードウェアユニットの構成を通じて、又はその組み合わせにより、そのコンピュータ支援製作を可能にするコンピュータ解釈可能ハードウェア記述コードを備えるハードウェア記述エンティティが提供される。

直交受信機又は送信機のＩ信号パスとＱ信号パス間の不均衡を、必要な計算リソースに関して比較的低いオーバーヘッドで補償できることは、本発明の実施形態の利点である。これは言い換えれば、補償を実行するために必要な回路面積及び／又は電力消費量が比較的低く抑えられるということである。

本明細書において使用される場合、「備える／備えている」という用語が、記載される特徴、整数、ステップ、又はコンポーネントの存在を指定するために選ばれているが、これは１つ又は複数の他の特徴、整数、ステップ、コンポーネント、又はそのグループの存在又は追加を除外するものではないことを強調すべきである。

本発明の実施形態のさらなる目的、特徴、及び利点は、添付の図面を参照して、以下の詳細な説明から明かとなろう。

Ｉ／Ｑの不均衡を補償するための既知の回路を示すブロック図である。 本発明の実施形態による直交受信機を示すブロック図である。 直交受信機回路のモデルを示すブロック図である。 本発明の実施形態による信号処理デバイスを示すブロック図である。 本発明の実施形態による信号処理デバイスを示すブロック図である。 本発明の実施形態による信号処理デバイスを示すブロック図である。 本発明の実施形態による信号処理デバイスを示すブロック図である。 本発明の実施形態による方法を示す流れ図である。 本発明の実施形態による方法を示す流れ図である。 本発明の実施形態による方法を示す流れ図である。 本発明の実施形態による信号処理デバイスを示すブロック図である。 本発明の実施形態による方法を示す流れ図である。 本発明の実施形態による直交送信機を示すブロック図である。 直交送信機回路のモデルを示すブロック図である。 本発明の実施形態による電子装置を示す概略図である。 コンピュータ可読媒体及びプログラム可能ハードウェアユニットを示す概略図である。

図２は、本発明の実施形態による直交受信機８を示すブロック図である。直交受信機８は、入力ポート１０で連続時間アナログ無線周波数（ＲＦ）信号ｒ_ａ（ｔ）を受信するように構成される。以下において、「ａ」の添え字は、信号／インパルス応答がアナログ連続時間信号／インパルス応答であることを指示するために信号及びインパルス応答と共に使用され、ｔは、連続時間を指示する時間変数として使用され、ｎは離散時間を指示するシーケンスインデックスとして使用される。さらに、以下において、連続時間信号／インパルス応答に対応する離散時間信号／インパルス応答、及びその逆が参照される。「対応する」という用語はこれらに関連して、本明細書において以下のように解釈されるべきである。連続時間信号ｓ_ａ（ｔ）に対応する離散時間信号ｓ（ｎ）の場合、ｓ（ｎ）＝ｓ_ａ（ｎＴ）であり、ここでＴはサンプル期間である。信号ｓ_ａ（ｔ）が、ナイキスト標本定理に従って（重大な）エイリアシングを伴わずにサンプリングできるように、適正に帯域制限されるものと仮定される。つまり、信号ｓ_ａ（ｔ）が、周波数ｆ_ＢＷ＜１／（２Ｔ）を超える周波数において、スペクトルコンテンツを全く（又は実際には、ごくわずかしか）有していないものと仮定される。連続時間インパルス応答ｇ_ａ（ｔ）に対応する離散時間インパルス応答ｇ（ｎ）の場合、

によって定義されるｇ（ｎ）の離散時間フーリエ変換Ｇ（ｅ^ｊωｔ）は、０≦ω＜π／Ｔ又はそのサブセットのような、関連する角周波数帯域について

によって定義されるｇ_ａ（ｔ）の連続時間フーリエ変換Ｇ_ａ（ｊω）と等しい。

図２に示される実施形態によれば、直交受信機８は、同相（Ｉ）信号パス１２ａ及び直交（Ｑ）信号パス１２ｂを備える。Ｉ信号パス１２ａはミキサー１４ａを備え、Ｑ信号パス１２ｂはミキサー１４ｂを備える。ミキサー１４ａ及び１４ｂはいずれも、入力ポートでＲＦ信号ｒ_ａ（ｔ）を受信するように構成される。さらに、直交受信機は、ミキサー１４ａ及び１４ｂへのＬＯ信号を生成するように構成される局部発振器（ＬＯ）ユニット１７を備える。理想的には、ミキサー１４ａ及び１４ｂに供給されるＬＯ信号は直角に提供される、すなわち、理想的にはＬＯ信号の間に９０°（又はπ／２ラジアン）の相互位相シフトがある。ミキサー１４ａ及び１４ｂは、ＲＦ信号ｒ_ａ（ｔ）の関心対象信号周波数帯域の低周波数範囲への周波数ダウンコンバートを実行するように配置される。以下において、直交受信機８は、直接変換受信機であると仮定され、前記周波数帯域をベースバンド、つまり約０Ｈｚの周波数帯域にダウンコンバートするように構成される。言い換えれば、ＬＯ周波数ｆ_０は、関心対象の前記周波数帯域内の周波数帯域である。しかし、本発明の実施形態は、関心対象の信号周波数帯域を他の周波数帯域にもダウンコンバートするように構成される直交受信機に適用可能である。

図２に示される実施形態によれば、直交受信機８は、Ｉ信号パス１２ａ及びＱ信号パス１２ｂにそれぞれフィルタ２０ａ及びフィルタ２０ｂをさらに備える。フィルタ２０ａ及びフィルタ２０ｂは、ミキサー１４ａ及び１４ｂからの不要な周波数成分出力を抑制するように配置される。図２において、フィルタ２０ａ及びフィルタ２０ｂは、低域（ＬＰ）フィルタとして示される。しかし、その他の実施形態において、直交受信機８が直接変換受信機ではない場合、フィルタ２０ａ及びフィルタ２０ｂは代わりに帯域（ＢＰ）フィルタであってもよい。

さらに、図２に示される実施形態において、直交受信機８は、Ｉ信号パス１２ａ及びＱ信号パス１２ｂにそれぞれアナログデジタル変換器（ＡＤＣ）２５ａ及びＡＤＣ２５ｂを備える。ＡＤＣ２５ａは、以下においてａ（ｎ）と示される実数値の非補償デジタルＩ成分を生成するために、フィルタ２０ａからの出力信号をデジタル表現に変換するように構成される。同様に、ＡＤＣ２５ｂは、以下においてｂ（ｎ）と示される実数値の非補償デジタルＱ成分を生成するために、フィルタ２０ｂからの出力信号をデジタル表現に変換するように構成される。実数値の信号ａ（ｎ）及びｂ（ｎ）は共に、非補償の複素デジタル信号ｘ（ｎ）＝ａ（ｎ）＋ｊｂ（ｎ）を形成し、ここでｊは虚数単位を示す。

ミキサーを使用する周波数ダウンコンバートに関わる問題は、周波数ｆ_０＋ｆ_１にあるミキサーへの入力信号の周波数成分及び周波数ｆ_０−ｆ_１にあるミキサーへの入力信号のもう１つの周波数成分が、ミキサーからの出力信号で同じ周波数ｆ１にマップされることである。複素数値の信号表現が使用される、直交受信機の構成を用いて、成分のうちの１つ（通常はイメージ成分と呼ばれる）、たとえばｆ_０−ｆ_１の成分を抑制して、望ましい成分のみ、たとえばｆ_０＋ｆ_１の成分を基本的に保持することが可能である。これは通常、イメージ除去、又はイメージ減衰と呼ばれる。高度のイメージ減衰を行なうため、Ｉ信号パス及びＱ信号パスは十分に均衡がとれている必要がある、すなわち、Ｉ信号パス及びＱ信号パスのＬＯ信号間の相互位相差が９０°に近い必要があり、Ｉ信号パス及びＱ信号パスの伝達関数がほぼ同等である必要がある。Ｉ信号パスとＱ信号パス間の不一致、又は不均衡は、達成可能なイメージ減衰を制限する。そのような不均衡は通常、温度変化、製造上の不正確さ、及び直交受信機のＩ信号パスとＱ信号パスの物理成分のその他の非理想性によるものである。補償技術を使用しない場合、達成可能なイメージ減衰は通常、約３０〜５０ｄＢである。状況によってはイメージ成分が望ましい成分よりもおそらく５０〜１００ｄＢ強いであろうことを考慮すれば、そのようなイメージ減衰では不十分となる場合もある。

不十分なイメージ減衰に関する問題を補償するため、図２に示される実施形態における直交受信機８は、直交受信機８のＩ信号パス１２ａ及びＱ信号パス１２ｂ間の不均衡を補償するように構成される信号処理デバイス３０を備える。信号処理デバイス３０は、非補償のデジタル信号ｘ（ｎ）を受信して、さまざまな実施形態のコンテキストで以下にさらに説明される信号処理方法を実行することにより前記不均衡を補償するように構成される。それにより、結果として得られる直交受信機８の全体的なＩ／Ｑの不均衡は、信号処理デバイス３０が存在しなかった場合に比べて軽減されうる。

図２に示される実施形態において、信号処理デバイス３０は、入力ポート３２ａで信号ａ（ｎ）を、入力ポート３２ｄで信号ｂ（ｎ）を受信するように構成される。さらに、信号処理デバイス３０は、出力ポート３４ａで補償済みデジタルＩ成分を、出力ポート３４ｂで補償済みデジタルＱ成分を出力するように構成される。図２に示される実施形態において、信号ａ（ｎ）及びｂ（ｎ）は、ＡＤＣ２５ａ及び２５ｂからの出力信号である。しかし、その他の実施形態において、ＡＤＣ２５ａ及び２５ｂからの出力信号に基づいて信号ａ（ｎ）及びｂ（ｎ）を生成するための１つ又は複数の介在コンポーネント（図示せず）は、ＡＤＣ２５ａ及び２５ｂと信号処理デバイス３０の間に接続されてもよい。そのような介在コンポーネントの非限定的な例は、たとえば、補間又は間引き（ｄｅｃｉｍａｔｉｏｎ）のような、サンプリングレート変換を実行するためのフィルタ又はコンポーネントであってもよい。

図３は、図２の直交受信機８のモデルを示すブロック図であるが、信号処理デバイス３０は示されていない。ミキサー１４ａ及び１４ｂ並びにＬＯ１７（図２）は、信号ｒ_ａ（ｔ）にそれぞれｃｏｓ（ω_０ｔ＋φ_１）と−ｓｉｎ（ω_０ｔ＋φ_２)を掛ける乗算器４０ａ及び４０ｂでモデル化され、ここでω_０は２πｆ_０である。均衡のとれたＩ信号パス及びＱ信号パスにより、φ_１＝φ_２である。φ_１とφ_２の差は、結果としてＩ信号パスとＱ信号パス間の不均衡をもたらす。

フィルタ２０ａ及び２０ｂ（図２）は、図３に示されるように、それぞれインパルス応答ｈ_ａ１（ｔ）及びｈ_ａ２（ｔ）を有するブロック４５ａ及び４５ｂでモデル化される。さらに、図３に示されるように、ＡＤＣ２５ａ及び２５ｂは、それぞれ、時刻ｔ＝ｎＴにおいてブロック４５ａ及び４５ｂから出力信号をサンプリングするように配置される理想的なサンプルスイッチ５０ａ及び５０ｂでモデル化され、ここでＴはサンプル期間を示す。ＡＤＣ２５ａ及び２５ｂ間のゲインの不一致及び（線形）動的振る舞いは、図３のモデルのブロック４５ａ及び４５ｂにまとめられる。

以下に提示される導出で使用される仮定は、ＲＦ信号ｒ_ａ（ｔ）が

の形態であることであって、ここでｚ_ａ（ｔ）は離散時間ベースバンド信号ｚ（ｎ）＝ｚ_ａ（ｎＴ）＝ｃ（ｎ）＋ｊｄ（ｎ）の対応するアナログ表現であり、これは送信機によって送信されたデータを表し、ｃ（ｎ）及びｄ（ｎ）はいずれも実数値の信号である。直交受信機８の目的は、前記データの回復を可能にすることである。次いで、信号ｘ（ｎ）は、以下の形態で表記されてもよい。

ここで

及び

上記で、ｈ_１（ｎ）及びｈ_２（ｎ）は、連続時間インパルス応答ｈ_ａ１（ｔ）及びｈ_ａ２（ｔ）に対応する離散時間インパルス応答である。

等価の表現は、以下の式によって与えられる。
ｘ（ｎ）＝ｇ_１（ｎ）＊ｐ（ｎ）±ｇ_２（ｎ）＊ｐ^＊（ｎ） （式４）
ここで、符号±は、異なる事例における＋又は−を表す。以下で事例１と呼ばれる場合において、±は＋を表し、以下で事例２と呼ばれる場合において、±は−を表す。式４において、

及び

事例１によれば、

ｈ（ｎ）＊ｈ_１（ｎ）＝ｈ_２（ｎ） （式８）
及び
φ＝φ_２−φ_１ （式９）

事例２によれば、

ｈ（ｎ）＊ｈ_２（ｎ）＝ｈ_１（ｎ） （式１１）
及び
φ＝φ_１−φ_２ (式１２)

事例１及び事例２のいずれの場合も、信号ｐ（ｎ）は、ｚ（ｎ）の直線歪みのバージョンであり、そこからｚ（ｎ）は線形等化器を用いて回復されてもよい。そのような線形等化器は通常、受信機に含まれる。したがって、信号処理デバイス３０は、前記等化器を用いてｐ（ｎ）から代わりに回復されうるｚ（ｎ）ではなく、ｐ（ｎ）を回復するように構成されてもよい。ｐ（ｎ）の実数部及び虚数部は、以下においてそれぞれ、

及び

と示される。したがって、

であり、ここで、

及び

は実数値の信号である。

事例１の場合、以下の式が得られる。

同様に、事例２の場合、以下の式が得られる。

式１３及び式１４から、ｐ（ｎ）の実数部及び虚数部は異なる伝送関数を経るので、信号ｘ（ｎ）にイメージ歪みをもたらすことが観察される。さらに、事例１において、

（すなわち、ｘ（ｎ）及びｐ（ｎ）の実数部は等しい）であり、事例２において、

（すなわち、ｘ（ｎ）及びｐ（ｎ）の虚数部は等しい）であることが観察される。このことは、以下で、Ｉ／Ｑの不均衡を補償するためのリソース効率の高い回路及び方法の導出に使用される。

以下で参照される図４〜図７において、大括弧に含まれるラベル及び参照符号は、直交送信機のＩ／Ｑの不均衡を補償するための対応する信号処理デバイスの実施形態に関連する。

図４は、本発明の実施形態による信号処理デバイス３０を示すブロック図である。実施形態によれば、信号処理デバイス３０は、補償フィルタ６０を備える。補償フィルタ６０は、実数成分及び虚数成分の両方ではなく、いずれか一方のみを有する入力信号を受信するように配置される。さらに、補償フィルタ６０は、複素数値のインパルス応答を有するので、Ｉ／Ｑの不均衡を補償するための補償信号である複素数値の出力信号（すなわち、実数成分及び虚数成分を共に有する信号）を出力するように配置される。図１の実施形態において、信号処理デバイス３０は、入力ポート３２及び出力ポート３４を有する。入力ポート３２は、図２の入力ポート３２ａ及び３２ｂの両方を表す複合入力ポートである。同様に、出力ポート３４は、図２の出力ポート３４ａ及び３４ｂの両方を表す複合出力ポートである。さらに、図４に示される実施形態によれば、信号処理デバイス３０は、ｘ（ｎ）と補償フィルタ６０の出力信号の和として複素補償デジタル信号ｙ（ｎ）を生成するように構成される加算器ユニット６５を備える。信号ｙ（ｎ）は、出力ポート３４で出力される。図２を参照すると、ｙ（ｎ）の実数部（又は補償済みデジタルＩ成分）は、出力ポート３４ａで出力され、ｙ（ｎ）の虚数部（又は補償済みデジタルＱ成分）は、出力ポート３４ｂで出力される。

事例１の場合、補償フィルタ６０は、ｘ（ｎ）の実数部ａ（ｎ）を入力信号として受信するように配置される。事例２の場合、補償フィルタ６０は、ｊを乗じた、ｘ（ｎ）の虚数部ｂ（ｎ）を入力信号として受信するように配置される。したがって、そのような接続が図４に明示的に示されない場合でも、補償フィルタ６０は、入力信号を受信するために入力ポート３２に動作可能に接続されてもよい。事例１の場合、以下のようなｆ（ｎ）を選択することで、
ｆ（ｎ）＝ｅ^ｊφｈ（ｎ）−δ（ｎ） （式１５）
以下の結果が得られる。

したがって、ｙ（ｎ）は、ｚ（ｎ）の一次関数であり、そこからｚ（ｎ）は線形等化器を用いて回復されてもよい。同様に、事例２の場合、以下のようなｆ（ｎ）を選択することで、
ｆ（ｎ）＝ｅ^−ｊφｈ（ｎ）−δ（ｎ） （式１７）
以下の結果が得られる。

したがって、事例２の場合もまた、ｙ（ｎ）は、ｚ（ｎ）の一次関数であり、そこからｚ（ｎ）は線形等化器を用いて回復されてもよい。

図１の補償回路のフィルタ３は複素数値の入力信号を必要とするが、図４の実施形態においてｘ（ｎ）の実数部又は虚数部のみが補償フィルタ６０に入力されるので、イメージ除去に関してより低い計算の複雑性で図１に示される補償回路の場合と同じパフォーマンスが達成されうることは、図４に示される実施形態の利点である。したがって、イメージ減衰に関する所定のパフォーマンスに対して、図４に示される実施形態は、図１の補償回路よりも少ない計算リソース量を使用して実施されうる。これは、さらには、図１の補償回路よりも低い電力消費量及び／又は小さい回路面積で図４の実施形態を実施するために使用されてもよい。

Ｉ／Ｑの不均衡の効果的な補償を容易にするため、補償フィルタ６０のフィルタパラメータが適応可能に生成されて更新されてもよい。「背景技術」のセクションで参照されるＡｎｔｉｌｌａ受信機の論文において開示される方法は、たとえば、この目的で使用されてもよい。補償フィルタのフィルタパラメータを適応可能に生成するためのさらなる手法は、以下に特定の実施形態のコンテキストで開示される。

必要とされる計算の複雑性をさらに低減させることができる補償フィルタ６０のさらなる簡略化は、以下に開示されるように可能である。事例１の場合、ｆ（ｎ）は以下のように書き換えられ、
ｆ（ｎ）＝ｈ_Δ（ｎ）＋ｊφδ（ｎ）＋ｊφｈ_Δ（ｎ）＋（ｅ^ｊφ−１−ｊφ）・（δ（ｎ）＋ｈ_Δ（ｎ）） （式１９）
ここで、ｈ_Δ（ｎ）＝ｈ（ｎ）−δ（ｎ）である。計算の効率の高い実施形態を得るために式１９の式を使用する信号処理デバイス３０の実施形態を示すブロック図は、図５に示される。この実施形態において、信号処理デバイスは、実数値の信号ａ（ｎ）を入力信号として受信するように構成される。フィルタユニット７０は、インパルス応答ｈ_Δ（ｎ）を有する。さらに、信号処理デバイス３０は、ａ（ｎ）とフィルタユニット７０の出力信号の和を生成するように構成される加算器ユニット７５を備える。加えて、信号処理デバイス３０は、加算器ユニット７５によって生成される和に複素数値の係数ｅ^ｊφを乗じて、生成される積を出力するように構成される乗算ユニット８０を備える。さらに、信号処理デバイス３０は、乗算ユニット８０からの前記積出力と−ａ（ｎ）の和を生成するように構成される加算器ユニット８５を備える。この和は、図４に示される実施形態において、補償フィルタ６０からの複素数値の補償信号出力に対応する。加算器回路８５は、前記和と信号ｘ（ｎ）を加算して、補償済みデジタル信号ｙ（ｎ）を形成するようにさらに構成される。図４と図５の比較において、補償フィルタ６０（図４）の機能は、フィルタユニット７０、乗算ユニット８０、及び加算器ユニット７５及び８５（図５）によって実行されるが、加算器ユニット６５（図４）の機能は、加算器ユニット８５（図４）によって実行される。

インパルス応答ｆ（ｎ）及びｈ_Δ（ｎ）は、同じ長さを有する。しかし、ｆ（ｎ）は複素数値のサンプルを有し、ｈ_Δ（ｎ）は実数値のサンプルのみを有する。以下において、ｆ（ｎ）及びｈ_Δ（ｎ）の長さが有限であり、Ｎと等しい（すなわち、有限長インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタが補償に使用される）と仮定される。図４の実施形態における補償フィルタ６０が、「ブルートフォース」の手法による長さＮのＦＩＲフィルタとして（たとえば、標準又は転置された直接型ＦＩＲフィルタ（ａ ｓｔａｎｄａｒｄ ｏｒ ｔｒａｎｓｐｏｓｅｄ ｄｉｒｅｃｔ ｆｏｒｍ ＦＩＲ ｆｉｌｔｅｒ）として）実施される場合、サンプルごとに複素数値の係数によるＮ回の乗算が必要とされ、これは実数値の係数による２Ｎ回の乗算に対応する。図５におけるフィルタユニット７０を実施するために使用される同じ「ブルートフォース」の手法の場合、サンプルごとにフィルタユニット７０で実数値の係数によるＮ回の乗算が必要とされる。加えて、サンプルごとに乗算ユニット８０において複素数値の係数による１回の乗算が必要とされ、これは実数値の係数による２回の乗算に対応し、その結果信号処理デバイス３０においてサンプルごとに実数値の係数による合計Ｎ＋２回の乗算となり、これは図４の補償フィルタ６０が「ブルートフォース」の手法で実施される場合の乗算の数の約５０％である。これは、電力消費量及び／又は必要な回路面積をさらに減少させるために使用されてもよい。加えて、フィルタユニット７０のＮ個の実数値のフィルタ係数及び実数値のパラメータφしか生成される必要はないので、図４の補償フィルタ６０が「ブルートフォース」の手法で実施される場合に適応可能に生成される、２Ｎ個の実数値の係数に対応するＮ個の複素数値の係数の場合と比較すると、フィルタパラメータの適応可能な生成が簡略化される。

式１５と式１７を比較すると、図５の信号処理デバイス３０の構造が、ａ（ｎ）をｊｂ（ｎ）に置き換えて、事例２においても使用できることが容易に理解される。このことは、図５において「事例 ２：ｊｂ（ｎ）」の表示で示される。パラメータφは、式１５及び式１７に異なる符号で入るが、この相違は、（式１７において−φがφに置き換えられる変数置換に対応する）２つの事例において異なる符号でφを生成することにより、フィルタパラメータの生成において補償されてもよい。そのような補償は、適応可能パラメータ生成方式において自動的に処理される。

本発明の実施形態による信号処理デバイス３０のフィルタパラメータの適応生成は、以下で図６を参照して説明される。図６は、信号処理デバイス３０の実施形態を示すブロック図である。この実施形態によれば、信号処理デバイス３０は、図４の補償フィルタ６０に基本的に対応する補償フィルタ１６０ａを備える。補償フィルタ１６０ａは、実数成分及び虚数成分の両方ではなく、いずれか一方のみを有する入力信号を受信するように配置される。さらに、補償フィルタ１６０ａは、複素数値のインパルス応答を有するので、Ｉ／Ｑの不均衡を補償するための補償信号である複素数値の出力信号を出力するように配置される。図４の補償フィルタ６０の場合と同様に、補償フィルタ１６０ａは、図６に示されるように、事例１においてａ（ｎ）、及び事例２においてｊｂ（ｎ）を受信するように配置される。

フィルタユニット１６０ａのフィルタパラメータは、複数の反復で適応可能に生成される。各反復は、以下で反復インデックスｉにより識別される。ｉ：番目の反復に対し、インパルス応答ｆ^（ｉ）（ｎ）を達成するためのフィルタパラメータが生成される。第１の反復において、ｆ^（ｉ）（ｎ）は、第１の反復のデフォルトのインパルス応答であってもよい（すなわち、ｉ＝１の場合）。デフォルトのインパルス応答は、たとえばｆ^（１）（ｎ）＝δ（ｎ）であってもよい。それ以降の反復に対して（すなわち、ｉ＞１の場合）、ｆ^（ｉ）（ｎ）は、ｆ^{（ｉ−１）}（ｎ）及びΔ^{（ｉ−１）}（ｎ）に基づき、Δ^{（ｉ−１）}（ｎ）は先行の反復の推定インパルス応答エラーである。ｆ^（ｉ）（ｎ）がどのようにｆ^{（ｉ−１）}（ｎ）及びΔ^{（ｉ−１）}（ｎ）に基づくかについて、以下で特定の実施形態のコンテキストでさらに詳細に説明される。さらに、以下でｅ^（ｉ）（ｎ）と示される複素補償信号は、ｅ^（ｉ）（ｎ）＝ｆ^（ｉ）（ｎ）＊ｗ（ｎ）として、補償フィルタ１６０ａの出力ポートで生成され、ここでｗ（ｎ）は事例１においてａ（ｎ）及び事例２においてｊｂ（ｎ）を示す。ｖ^（ｉ）（ｎ）と示される第１の補償済み複素デジタル信号は、信号処理デバイス３０の加算器ユニット１６５ａにおいてｖ^（ｉ）（ｎ）＝ｘ（ｎ）＋ｅ^（ｉ）（ｎ）として生成される。

加えて、推定インパルス応答エラーΔ^（ｉ）（ｎ）を決定するフィルタパラメータが生成され、これはｆ^（ｉ）（ｎ）を決定するために（ｉ＋１）番目の反復において使用されてもよい。たとえば、Δ^（ｉ）（ｎ）を決定するフィルタパラメータは、ｕ^（ｉ）（ｎ）のＩ／Ｑの不均衡をｖ^（ｉ）（ｎ）のＩ／Ｑの不均衡よりも小さくすることをめざす最適化技法を使用して、式ｕ^（ｉ）（ｎ）＝ｖ^（ｉ）（ｎ）＋Δ^（ｉ）（ｎ）＊ｗ（ｎ）に基づいて生成されてもよい。たとえば、Δ^（ｉ）（ｎ）を決定するフィルタパラメータは、ｕ^（ｉ）（ｎ）に基づく費用関数を最小化することにより生成されてもよい。

基礎をなす信号ｚ（ｔ）は、上記で参照されるＡｎｔｉｌｌａ受信機の論文において定義されるように、すなわち
すべてのτについて、Ｅ［ｚ（ｔ）ｚ（ｔ−τ）］＝０ （式２０）
（ただし、Ｅ［・］は期待値演算子）であるので、基礎をなす信号ｚ（ｔ）が適正であると仮定すると、信号処理デバイス３０からの補償信号出力もまた、Ｉ／Ｑの不均衡が完全に補償される場合に適正でなければならない。

そのような場合、ｕ^（ｉ）（ｎ）に基づく費用関数は、ｕ^（ｉ）（ｎ）の妥当性測定に基づいてもよい。そのような妥当性測定Ｐ（Δ^（ｉ）（ｎ），ｋ）は、たとえば以下のように定義されてもよく、

ここで、Ｌは適切に選択される間隔である。Ｌの長さは、たとえば、所定の用途向けの望ましい精度を得るために、コンピュータシミュレーション及び／又は測定に基づいて選択されてもよい。さらに、Ｐ（Δ^（ｉ）（ｎ），ｋ）に基づく費用関数は、たとえば以下のように定義されてもよく、

ここでＲｅ及びＩｍは、それぞれ実数部及び虚数部を示し、Ｋは適切に選択される間隔である。Ｋの長さは、たとえば、所定の用途向けの望ましい精度を得るために、コンピュータシミュレーション及び／又は測定に基づいて選択されてもよい。一般的な経験法則として、Ｋの長さは通常、Δ^（ｉ）（ｎ）の長さと少なくとも同じ次数であるはずである。

費用関数Ｃ（Δ^（ｉ）（ｎ））は、Δ^（ｉ）（ｎ）を決定するフィルタパラメータの関数とみなすことができる。以下の説明において、Δ^（ｉ）（ｎ）を決定するフィルタパラメータの数は、Ｍで示される。式２２により定義されるＣ（Δ^（ｉ）（ｎ））は一般に、（もちろん、Δ^（ｉ）（ｎ）がどのようにフィルタパラメータに依存するかに応じて）Δ^（ｉ）（ｎ）を決定するフィルタパラメータの非線形費用関数である。もう１つの費用関数

は、たとえばすべてのｎについてΔ^（ｉ）（ｎ）＝０である点周辺で、フィルタパラメータに関してＣ（Δ^（ｉ）（ｎ））を線形化することにより、（式２２によって、又は任意の他の適切な方法でフィルタパラメータの非線形費用関数として定義される）非線形費用関数Ｃ（Δ^（ｉ）（ｎ））から導き出されてもよい。その結果、Ｍ個のフィルタパラメータにおける一次費用関数

が得られる。たとえば、一次方程式のセットは、各ｋ∈Ｋについて、Ｍ個のフィルタパラメータに関して、（Ｒｅ（Ｐ（Δ^（ｉ）（ｎ），ｋ）））^２及び（Ｉｍ（Ｐ（Δ^（ｉ）（ｎ），ｋ）））^２を線形化し、結果として得られる一次方程式をゼロと等しくすることによって導き出されてもよい。この線形化された費用関数を解決するフィルタパラメータの値がＣ（Δ^（ｉ）（ｎ））の最小値に正確に対応しないとしても、線形化された費用関数の解決は、通常、反復ごとに、解決、又は解決の領域に逐次向かって行き、最適な解決に接近することになる。この手法の利点は、非線形費用関数Ｃ（Δ^（ｉ）（ｎ））を直接に最小化する場合よりも、必要な計算のリソースが少なくてすむということである。

図６に示されるように、信号処理デバイス３０は、Δ^（ｉ）（ｎ）を決定する生成されたフィルタパラメータに基づいて第２の補償済み複素デジタル信号ｙ^（ｉ）（ｎ）＝ｖ^（ｉ）（ｎ）＋Δ^（ｉ）（ｎ）＊ｗ（ｎ）を生成するようにさらに配置されてもよい（ここでも同様に、ｗ（ｎ）は事例１においてａ（ｎ）及び事例２においてｊｂ（ｎ）を示す）。このために、信号処理デバイス３０は、図６に示されるように、インパルス応答Δ^（ｉ）（ｎ）を有するフィルタユニット１６０ｂ、及び加算器ユニット１６５ｂを備える。この第２の補償済みデジタル信号ｙ^（ｉ）（ｎ）は、出力ポート３４で出力される信号であってもよい。その他の実施形態において、代わりに、信号ｖ^（ｉ）（ｎ）は、出力ポート３４で出力されてもよい。そのような実施形態において、フィルタユニット１６０ｂ及び加算器ユニット１６５ｂは、省略されてもよい。

１つの実施形態において、補償フィルタ１６０ａはＦＩＲフィルタであり、各々のインパルス応答ｆ^（ｉ）（ｎ）及びΔ^（ｉ）（ｎ）の長さはＮである。さらに、インパルス応答ｆ^（ｉ）（ｎ）を達成するためのフィルタパラメータは、ｆ^（ｉ）（ｎ）のサンプルのＮ個の実数部及びＮ個の虚数部である。同様に、Δ^（ｉ）（ｎ）を決定するフィルタパラメータは、Δ^（ｉ）（ｎ）のサンプルのＮ個の実数部及びＮ個の虚数部である。したがって、この実施形態において、Ｍ＝２Ｎである。さらに、この実施形態において、ｆ^（ｉ）（ｎ）は、ｆ^（ｉ）（ｎ）＝ｆ^{（ｉ−１）}（ｎ）＋Δ^{（ｉ−１）}（ｎ）なので、ｆ^{（ｉ−１）}（ｎ）及びΔ^{（ｉ−１）}（ｎ）に基づいて生成される。

図７は、フィルタパラメータの適応生成を説明する、図５に示される実施形態に対応する、信号処理デバイス３０のもう１つの実施形態を示すブロック図である。この実施形態において、インパルス応答ｆ^（ｉ）（ｎ）は以下の形態である。

ここで、φ^（ｉ）は実数値のパラメータであり、

は実数値のシーケンスである。ｆ^（ｉ）（ｎ）のこの形は、式１９によって誘導される。

図７に示される実施形態において、信号処理デバイス３０は、図５のフィルタユニット７０に基本的に対応するフィルタユニット１７０を備える。フィルタユニット１７０は、インパルス応答

を有する。さらに、信号処理デバイス３０は、（上記で、事例１の場合ａ（ｎ）及び事例２の場合ｊｂ（ｎ）を示すために使用される）ｗ（ｎ）とフィルタユニット１７０の出力信号の和を生成するように構成される加算器ユニット１７５を備える。加算器ユニット１７５は、基本的に、図５の加算器ユニット７５に対応する。加えて、信号処理デバイス３０は、加算器ユニット１７５によって生成される和に複素数値の係数

を乗じて、生成される積を出力するように構成される乗算ユニット１８０ａを備える。この乗算ユニット１８０ａは、基本的に、図５の乗算ユニット８０に対応する。さらに、信号処理デバイス３０は、乗算ユニット１８０ａからの前記積出力と−ｗ（ｎ）の和を生成するように構成される加算器ユニット１８５ａを備える。加算器ユニット１８５ａは、基本的に、図５の加算器ユニット８５に対応する。加算器ユニット１８５ａの出力信号は、ｖ^（ｉ）（ｎ）で示される、第１の補償済み複素デジタル信号である。

図７に示される実施形態において、フィルタパラメータの適応生成は、図６のコンテキストで説明される同じ一般的な方法で実行されてもよい。Δ^（ｉ）（ｎ）を決定するフィルタパラメータは、実数値のパラメータ

及び実数値のシーケンス

と同じ長さを有する実数値のシーケンス

であってもよい。インパルス応答ｆ^（ｉ）（ｎ）を達成するために生成されるフィルタパラメータは、以下のように生成されうる、実数値のシーケンス


及び、以下のように生成されうる、実数値のパラメータφ^（ｉ）であってもよい。

以下において、フィルタユニット１７０ａがＦＩＲフィルタである実施形態が考慮される。したがって、インパルス応答

は、図６に関連して上記の例に従ってＮと示される有限長さを有する。推定されるインパルス応答エラーΔ^（ｉ）（ｎ）は、ｎが整数の有限セットに属する場合

の形態であり、整数の前記有限セットの外側の場合Δ^（ｉ）（ｎ）＝０であってもよい。整数の前記有限セットは、

が非ゼロ値を採用することができる長さＮの間隔である。式２６によって与えられる式は、式２３によって与えられるｆ^（ｉ）（ｎ）並びに式２４及び式２５によってそれぞれ与えられるφ^（ｉ）及び

によるｆ^{（ｉ＋１）}（ｎ）−ｆ^（ｉ）（ｎ）の一次近似である。この状況の場合、インパルス応答ｆ^（ｉ）（ｎ）を達成するためのフィルタパラメータの数ＭはＮ＋１である、つまり

のＮ個の実数値のサンプルと実数値のパラメータφ^（ｉ）である。Ｎ＞１の場合、これは図６を参照して上記で提示された例よりも少なく、Ｍ＝２Ｎであり、それによりフィルタパラメータの適応生成は、より少ない計算リソースを使用して実行することができるので、有利である。

図７に示されるように、信号処理デバイス３０は、Δ^（ｉ）（ｎ）を決定する生成されたフィルタパラメータに基づいて第２の補償済み複素デジタル信号ｙ^（ｉ）（ｎ）＝ｖ^（ｉ）（ｎ）＋Δ^（ｉ）（ｎ）＊ｗ（ｎ）を生成するようにさらに配置されてもよい。このために、信号処理デバイス３０は、図７に示されるように、式２６の実数部と等しいインパルス応答を有するフィルタユニット１７０ｂ、式２６の虚数部を乗じたｊと等しいインパルス応答を有するフィルタユニット１８０ｂ、並びに加算器ユニット１８５ｂ及び１８５ｃを備えることができる。図６に示される実施形態に関しては、この第２の補償済みデジタル信号ｙ^（ｉ）（ｎ）は、出力ポート３４で出力される信号であってもよい。その他の実施形態において、代わりに、信号ｖ^（ｉ）（ｎ）は、出力ポート３４で出力されてもよい。そのような実施形態において、フィルタユニット１７０ｂ及び１８０ｂ、並びに加算器ユニット１８５ｂ及び１８５ｃは、省略されてもよい。

図７のブロック図と図６のさらに一般的なブロック図の比較において、補償フィルタ１６０ａ（図６）の機能は、フィルタユニット１７０ａ、乗算ユニット１８０ａ、並びに加算器ユニット１７５及び１８５ａ（図７）によって実行される。さらに、加算器ユニット１６５ａ（図６）の機能は、加算器ユニット１８５ａ（図７）によって実行される。さらに、フィルタユニット１６０ｂ（図６）の機能は、フィルタユニット１７０ｂ及び１８０ｂ、並びに加算器ユニット１８５ｂ（図７）によって実行され、加算器ユニット１６５ｂ（図６）の機能は、加算器ユニット１８５ｃによって実行される。

図８は、本発明の実施形態による直交受信機８（図２）のＩ信号パス１２ａとＱ信号パス１２ｂの間の不均衡を補償するための方法を示す流れ図である。方法は、たとえば、信号処理デバイス３０（図２〜７）によって実行されてもよい。実施形態によれば、方法は、ステップ２００から開始する。ステップ２０５において、非補償の複素デジタル信号ｘ（ｎ）＝ａ（ｎ）＋ｊｂ（ｎ）は、たとえば信号処理デバイス３０の入力ポート３２（図３〜７）又はポート３２ａ及び３２ｂ（図２）で受信される。ステップ２１０において、複素補償信号は、複素数値のインパルス応答を有する補償フィルタでａ（ｎ）（事例１）及びｊｂ（ｎ）（事例２）のうちの１つをフィルタリングすることにより生成される。ステップ２１０は、補償フィルタ６０（図４）、補償フィルタ６０（図４）の機能を実行すると上記で説明される要素７０〜８５（図５）、補償フィルタ１６０ａ（図６）、補償フィルタ１６０ａ（図６）の機能を実行すると上記で説明される要素１７０ａ、１７５、１８０ａ、及び１８５ａ（図７）によって実行されてもよい。さらに、ステップ２１５において、第１の補償済み複素デジタル信号は、ｘ（ｎ）と複素補償信号の和として生成される。前記第１の補償済みデジタル信号は、図４及び図５における信号ｙ（ｎ）であってもよいか、又は図６及び図７における信号ｖ^（ｉ）（ｎ）であってもよい。方法は、ステップ２２０において終了する。

方法は、補償フィルタのフィルタパラメータを適応可能に生成するステップをさらに備えることができる。補償フィルタのフィルタパラメータを適応可能に生成するステップは、たとえば、インパルス応答ｆ（ｎ）の複素数値のサンプルを適応可能に生成するステップ、又は図４及び図５を参照して上記で説明されるインパルス応答ｈ_Δ（ｎ）の実数値のサンプル及び実数値のパラメータφを適応可能に生成するステップを備えることができる。

図９は、本発明の実施形態によりフィルタパラメータの適応生成がどのように実行されうるかを示す流れ図であり、これは、たとえば図６及び図７に示される信号処理デバイス３０の実施形態に適用可能である。図９の流れ図は、図６及び図７を参照して上記で説明される反復プロセスのうちの１回の反復を示す。反復は、ステップ３００において開始する。ステップ３０５において、インパルス応答ｆ^（ｉ）（ｎ）を達成するためのフィルタパラメータ、ここでｉ＝１としてｆ^（ｉ）（ｎ）は第１の反復のデフォルトのインパルス応答であり、ｉ＞１の場合、ｆ^（ｉ）（ｎ）はｆ^{（ｉ−１）}（ｎ）及びΔ^{（ｉ−１）}（ｎ）に基づく。さらに、ステップ３１０において、ｅ^（ｉ）（ｎ）と示される複素補償信号は、ｅ^（ｉ）（ｎ）＝ｆ^（ｉ）（ｎ）＊ｗ（ｎ）として生成され、ここでｗ（ｎ）はａ（ｎ）（事例１）及びｊｂ（ｎ）（事例２）を示す。さらに、ステップ３１５において、第１の補償済み複素デジタル信号ｖ^（ｉ）（ｎ）は、ｖ^（ｉ）（ｎ）＝ｘ（ｎ）＋ｅ^（ｉ）（ｎ）として生成される。加えて、Δ^（ｉ）（ｎ）を決定するフィルタパラメータは、ステップ３２０において、ｕ^（ｉ）（ｎ）＝ｖ^（ｉ）（ｎ）＋Δ^（ｉ）（ｎ）＊ｗ（ｎ）に基づいて費用関数を最小化することにより生成される。反復は、ステップ３２０において終了する。一部の実施形態において、反復はまた、図６〜図７のコンテキストで説明されるように、生成されたΔ^（ｉ）（ｎ）に基づいて、第２の補償済み複素デジタル信号ｙ^（ｉ）（ｎ）＝ｖ^（ｉ）（ｎ）＋Δ^（ｉ）（ｎ）＊ｗ（ｎ）を生成するステップを備えることができる。

上記で図７を参照して説明されるように、費用関数は、ｕ^（ｉ）（ｎ）の妥当性測定に基づいてもよい。さらに、図７のコンテキストでも説明されるように、費用関数は、ｕ^（ｉ）（ｎ）に基づく非線形費用関数の線形化によって得られる費用関数のような、一次費用関数であってもよい。

インパルス応答ｆ^（ｉ）（ｎ）及びΔ^（ｉ）（ｎ）は、たとえば、上記の図６及び図７のコンテキストで上記で説明される形のいずれかを有することができる。さらに、ステップ３０５及び３２０は、たとえば、図６及び図７を参照して上記で説明される方法のいずれかでフィルタパラメータを生成するステップを備えることができる。

一部の実施形態において、フィルタパラメータを適応可能に生成するための反復は、信号処理デバイス３０が動作中である限り連続的に実行されてもよい。その他の実施形態において、反復は、反復を終了する特定の停止条件が満たされる場合、中止、又は終了されてもよい。そのような条件は、たとえば、｜Δ^（ｉ）（ｎ）｜の（すべてのｎにわたる）最大値がしきい値を下回ることであってもよい。しきい値は、たとえばシステム仕様によって要求される特定の度合いのイメージ除去を達成するため、又はシステム仕様のその他の一部の基準を満たすために、たとえばシステム仕様、コンピュータシミュレーション、及び／又は測定に基づいて選択されてもよい。

そのような動作は、図１０の流れ図によって示される。ステップ４００において、動作は開始する。ステップ４０５において、停止条件が満たされるかどうかが決定される。停止条件が満たされない場合、ステップ４１０において、フィルタパラメータの生成がもう１回反復される。ステップ４１０は、たとえば、図９の流れ図に従って実行されてもよい。停止条件が満たされる場合、反復は終了され、ステップ４１５において、前回の反復で生成されたフィルタパラメータに基づいてＩ信号パス１２ａとＱ信号パス１２ｂ間の不均衡の補償が続行される。

図６のブロック図の計算の複雑性に相当する計算の複雑性で、位相シフトを除いて基本的に同じ機能をもたらす、図６の信号処理デバイス３０のブロック図のわずかな変更が図１１に示される。図１１に示される実施形態は、以下のように誘導される。事例１の場合、

又は、事例２の場合、

ただし、いずれの場合においてもｇ（ｎ）＊ｈ（ｎ）＝δ（ｎ）として、設定すると、いずれの場合もｙ（ｎ）＝ｐ（ｎ）である。すなわち、ｙ（ｎ）は、ｚ（ｎ）の一次関数であり、そこからｚ（ｎ）は線形等化器を用いて回復されてもよい。２つの場合のｈ（ｎ）、ｐ（ｎ）、及びφの定義は、式７〜式１１によって与えられる。以下のように設定すると、
ｇ_Δ（ｎ）＝ｇ（ｎ）−δ（ｎ） （式２９）
式２７は、以下のように書き換えられ、

式２８は、以下のように書き換えられる。

ｇ_Δ（ｎ）が実数値のシーケンスであることに留意されたい。

図１１に示される実施形態によれば、信号処理デバイス３０は、以下においてｗ_２（ｎ）と示される、信号を受信してフィルタリングするように配置されるフィルタユニット５００ａを備える。図１１に示されるように、事例１の場合、ｗ_２（ｎ）＝ｊｂ（ｎ）であり、事例２の場合、ｗ_２（ｎ）＝ａ（ｎ）である。フィルタユニット５００ａは、実数値の有限長インパルス応答

を有し、これは有限セットＫのｎに非ゼロ値を採用することができる。たとえば、セットＫは、長さＮの間隔であってもよく、それにより

は有限長Ｎを有する。さらに、信号処理デバイスは、フィルタユニット５００ａの出力信号とｗ_２（ｎ）の和を生成するように配置される加算器ユニット５０５を備える。さらに、信号処理デバイス３０は、加算器ユニット５０５によって生成された和に係数１／ｃｏｓ（φ^（ｉ））を乗じるように配置される（ただし、φ^（ｉ）は実数値のパラメータである）乗算ユニット５１０を備える。

図１１に示される実施形態によれば、信号処理デバイス３０は、信号ｗ_１（ｎ）に係数ｔａｎ（φ^（ｉ））を乗じるように配置される乗算器ユニット５２０をさらに備える。図１１に示されるように、事例１の場合、信号ｗ_１（ｎ）＝ｊａ（ｎ）であり、事例２の場合、ｗ_１（ｎ）＝ｂ（ｎ）である。さらに、信号処理デバイス３０は、以下のように第１の補償済み複素デジタル信号ｖ^（ｉ）（ｎ）を生成するように構成される加算器ユニット５１５ａ及び５１５ｂを備える。

式３２と式３１〜３１の比較は、図１１のブロック図の構造への誘導をもたらす。図６〜図７及び図９を参照して説明されるフィルタパラメータの適応生成と同様に、パラメータφ^（ｉ）及び

のサンプル値は、複数の反復で適応可能に生成される。各反復は、以下で反復インデックスｉにより識別される。第１の反復の場合、ｉ＝１であり、

はデフォルトのインパルス応答でであってもよく、φ^（ｉ）は、

及びφ^（ｉ）＝０のようなデフォルトの値であってもよい。それ以降の反復に対して、すなわちｉ＞１の場合、

は

によって与えられ、φ^（ｉ）は

によって与えられ、ここで

は先行の反復の推定インパルス応答エラーであり、

は先行の反復の推定位相パラメータエラーである。図６〜図７及び図９を参照して説明されるフィルタパラメータの適応生成と同様に、推定インパルス応答エラー

及び推定位相パラメータエラー

は、

に基づいて費用関数を最小化することにより生成される。

式３３によって与えられるｕ^（ｉ）（ｎ）に基づく費用関数は、図６〜図７及び図９を参照して上記で説明されるフィルタパラメータの適応生成の場合と同様の方法で、ｕ^（ｉ）（ｎ）の妥当性測定に基づいてもよい。

図６及び図７に示される信号処理デバイス３０の実施形態と同様に、図１１に示される実施形態による信号処理デバイス３０は、生成された

及び

に基づいて第２の補償済み複素デジタル信号

を生成するようにさらに構成されてもよい。このために、信号処理デバイス３０は、図１１に示されるように、信号

を生成するように構成されるフィルタユニット５００ｂ、信号

を生成するように構成されるフィルタユニット５２０ｂ、及びｙ^（ｉ）（ｎ）の生成のために配置される加算器ユニット５２５ａ及び５２５ｂを備えることができる。

この第２の補償済みデジタル信号ｙ^（ｉ）（ｎ）は、出力ポート３４で出力される信号であってもよい。その他の実施形態において、代わりに、信号ｖ^（ｉ）（ｎ）は、出力ポート３４で出力されてもよい。そのような実施形態において、フィルタユニット５００ｂ及び５２０ｂ、並びに加算器ユニット５２５ａ及び５２５ｂは、省略されてもよい。

図１２は、本発明の実施形態により

及び

の適応生成がどのように実行されうるかを示す流れ図であり、これは図１１に示される信号処理デバイス３０の実施形態に適用可能である。図９の流れ図と同様に、図１２の流れ図は、図１１を参照して上記で説明される反復プロセスのうちの１回の反復を示す。反復は、ステップ５３０において開始する。ステップ５３５において、有限長の実数値のインパルス応答

及び実数値の位相パラメータφ^（ｉ）のサンプル値。第１の反復の場合、ｉ＝１として、

はデフォルトのインパルス応答として生成される。ｉ＞１の場合、

は

により与えられる。同様に、第１の反復の場合、ｉ＝１として、実数値の位相パラメータφ^（ｉ）は、デフォルトの値として生成される。ｉ＞１の場合、φ^（ｉ）は

として生成される。ステップ５４０において、第１の補償済み複素デジタル信号ｖ^（ｉ）（ｎ）は、式３２に従って生成される。さらに、ステップ５４５において、式３３により定義されるｕ^（ｉ）（ｎ）に基づいて前記費用関数を最小化することにより推定インパルス応答エラー

及び推定位相パラメータエラー

。反復はまた、前記第２の補償済みデジタル信号ｙ^（ｉ）（ｎ）を生成するステップを備えることができる。

一部の実施形態において、

及び

を適応可能に生成するための反復は、信号処理デバイス３０が動作中である限り連続的に実行されてもよい。その他の実施形態において、反復は、反復を終了する特定の停止条件が満たされる場合、中止、又は終了されてもよい。そのような条件は、たとえば、

の（すべてのｎにわたる）最大値が第１のしきい値を下回り、

が第２のしきい値を上回ることであってもよい。しきい値は、たとえばシステム仕様によって要求される特定の度合いのイメージ除去を達成するため、又はシステム仕様のその他の一部の基準を満たすために、たとえばシステム仕様、コンピュータシミュレーション、及び／又は測定に基づいて選択されてもよい。そのような動作は、たとえば、図１２の流れ図に従って実行されるステップ４１０で、上記で説明される図１０の流れ図に従って実行されてもよい。

本発明の一部の実施形態によれば、非補償の複素数値のデジタル信号ｚ（ｎ）＝ｃ（ｎ）＋ｊｄ（ｎ）を表す無線周波数信号ｒ_ａ（ｔ）を送信するように配置される直交送信機のＩ信号パスとＱ信号パス間の不均衡を補償するための手段が提供され、ここで、ｃ（ｎ）は非補償デジタルＩ成分であり、ｄ（ｎ）は非補償デジタルＱ成分ｄ（ｎ）である。

図１３は、本発明の実施形態による直交送信機６００を示すブロック図である。実施形態によれば、直交送信機６００は、Ｉ信号パス６０５ａ及びＱ信号パス６０５ｂを備える。さらに、直交送信機６００は、Ｉ信号パス６０５ａとＱ信号パス６０５ｂ間の不均衡を補償するための信号処理デバイス６１０を備える。信号処理デバイス６１０は、実数値の信号ｃ（ｎ）を受信するための入力ポート６１５ａ、及び実数値の信号ｄ（ｎ）を受信するための入力ポート６１５ｂを有する。信号処理デバイス６１０は、信号ｚ（ｎ）に基づいて補償済みの複素数値のデジタル入力信号

を生成するように構成される。信号

は補償済みのデジタルＩ成分であり、信号

は補償済みのデジタルＱ成分である。信号処理デバイス６１０は、信号処理デバイス６１０の出力ポート６２０ａを介してＩ信号パス６０５ａの入力ポートに

を供給し、信号処理デバイス６１０の出力ポート６２０ｂを介してＱ信号パス６０５ｂの入力ポートに

を供給するように構成される。

直交送信機６００の信号処理デバイス６１０の配置と、直交受信機８の信号処理デバイス３０の配置（図２）の相違は、直交送信機６００において、信号処理デバイス６１０は、いわゆる予歪（ｐｒｅ−ｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ）を用いてＩ／Ｑ不均衡を補償するように配置されるが、直交受信機８において、信号処理デバイス３０は、いわゆる後置歪（ｐｏｓｔ−ｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ）を用いてＩ／Ｑ不均衡を補償するように配置されることにある。

さらに、図１３に示される実施形態によれば、直交送信機６００は、

及び

をそれぞれ対応するアナログ表現に変換するために、Ｉ信号パス６０５ａに第１のデジタルアナログ変換器（ＤＡＣ）６２５ａ、及びＱ信号パス６０５ｂに第２のデジタルアナログ変換器（ＤＡＣ）６２５ｂを備える。さらに、直交送信機６００は、Ｉ信号パス６０５ａとＱ信号パス６０５ｂにそれぞれ、フィルタ６３０ａ及びフィルタ６３０ｂをさらに備える。フィルタ６３０ａ及び６３０ｂは、ＤＡＣ６２５ａ及び６２５ｂからの不要な周波数成分出力を抑制するように配置される。図１３において、フィルタ６３０ａ及び６３０ｂは、ＬＰフィルタとして示される。しかし、その他の実施形態において、使用される信号帯域に応じて、フィルタ６３０ａ及び６３０ｂは代わりにＢＰフィルタであってもよい。

さらに、Ｉ信号パス６０５ａはミキサー６３５ａを備え、Ｑ信号パス６０５ｂはミキサー６３５ｂを備える。ミキサー６３５ａ及び６３５ｂは、入力ポートでそれぞれ、フィルタ６３０ａからの出力信号、及びフィルタ６３０ｂからの出力信号を受信するように構成される。さらに、直交受信機は、ミキサー６３５ａ及び６３５ｂへの共通周波数ｆ_０を有するＬＯ信号を生成するように構成されるＬＯユニット６４０を備える。理想的には、ミキサー６３５ａ及び６３５ｂに供給されるＬＯ信号は直角に提供される、すなわち、理想的にはＬＯ信号の間に９０°（又はπ／２ラジアン）の相互位相シフトがある。ミキサー６３５ａ及び６３５ｂは、それぞれの入力信号のＲＦ信号周波数帯域への周波数アップコンバートを実行するように配置される。加えて、直交送信機６００は、ミキサー６３５ａ及び６３５ｂからの出力信号の和としてＲＦ出力信号ｒ_ａ（ｔ）を生成するためのアナログ加算器回路６４５を備える。ＲＦ信号ｒ_ａ（ｔ）は、直交送信機６００の出力ポート６５０で出力される。

図１４は、信号処理デバイス６１０を除く直交送信機６００のモデルを示すブロック図である。ＤＡＣ６２５ａ及び６２５ｂ（図１３）は、理想的なＤＡＣ６５５ａ及び６５５ｂによりモデル化される。フィルタ６３０ａ及び６３０ｂ（図１３）は、図３に示されるように、それぞれインパルス応答ｈ_ａ１（ｔ）及びｈ_ａ２（ｔ）を有するブロック６６０ａ及び６６０ｂでモデル化される。ＤＡＣ６２５ａ及び６２５ｂ間のゲインの不一致及び（線形）動的振る舞いは、図１４のモデルのブロック６６０ａ及び６６０ｂにまとめられる。

ミキサー６３５ａ及び６３５ｂ並びにＬＯ６４０（図１３）は、ブロック６６０ａ及び６６０ｂの出力信号にそれぞれ２ｃｏｓ（ω_０ｔ＋φ_１）と−２ｓｉｎ（ω_０ｔ＋φ_２)を掛ける乗算器６６５ａ及び６６５ｂでモデル化され、ここでω_０は２πｆ_０である。均衡のとれたＩ信号パス及びＱ信号パスにより、φ_１＝φ_２である。加算器ユニット６４５（図１３）は、加算器６７０でモデル化される。φ_１とφ_２の差は、結果としてＩ信号パスとＱ信号パス間の不均衡をもたらす。さらに、ｈ_ａ１（ｔ）とｈ_ａ２（ｔ）の差はまた、Ｉ信号パスとＱ信号パス間の不均衡に寄与する。

以下の導出において、

及び

は、それぞれ

及び

に対応するアナログ信号を示す。信号ｒ_ａ（ｔ）が以下の形態で表記されうることが示されてもよく、

ここで

及び

である。さらに、ｘ（ｎ）が、等価の不均衡な離散時間ベースバンド信号を示すようにする。すなわち、ｘ（ｎ）は、（仮定上の）完全に均衡のとれた直交送信機に入力される場合、出力信号ｒ_ａ（ｔ）をもたらすような、複素数値の信号を示す。ｘ（ｎ）が以下の形態で表記されうることが示されてもよく、
ｘ（ｎ）＝ｇ_１（ｎ）ｙ（ｎ）＋ｇ_２（ｎ）ｙ^＋（ｎ） （式３５）
ここで

及び

である。式３６及び式３７において、ｈ_１（ｎ）及びｈ_２（ｎ）は、それぞれ連続時間インパルス応答ｈ_ａ１（ｔ）及びｈ_ａ２（ｔ）に対応する離散時間インパルス応答を示す。

受信機の場合と同様に、事例１及び事例２と示される２つの異なる事例が、送信機の場合にも考慮される。事例１によれば、以下の式に従ってｙ（ｎ）を生成し、
ｙ（ｎ）＝ｚ（ｎ）＋ｆ（ｎ）＊ｃ（ｎ） （式３８）
ここで、ｆ（ｎ）は複素数値のインパルス応答であり、
ｆ（ｎ）＝ｅ^ｊφｈ（ｎ）−δ（ｎ） （式３９）
ｈ（ｎ）＊ｈ_１（ｎ）＝ｈ_２（ｎ） （式４０）
及び
φ＝φ_２−φ_１ （式４１）
以下の結果が得られる。

同様に、事例２によれば、以下の式に従ってｙ（ｎ）を生成し、
ｙ（ｎ）＝ｚ（ｎ）＋ｆ（ｎ）＊ｊｄ（ｎ） （式４３）
ここで、ｆ（ｎ）は複素数値のインパルス応答であり、
ｆ（ｎ）＝ｅ^ｊφｈ（ｎ）−δ（ｎ） （式４４）
ｈ（ｎ）＊ｈ_２（ｎ）＝ｈ_１（ｎ） （式４５）
及び
φ＝φ_１−φ_２ （式４６）
以下の結果が得られる。

式４１及び式４７から分かるように、式３８又は式４４に従ってＹ（ｎ）を生成することで、ｚ（ｎ）の直線歪みのバージョンであるｘ（ｎ）がもたらされる。そのような直線歪みは、たとえば、直交送信機６００から送信される信号ｒ_ａ（ｔ）を受信するように配置される受信機において線形等化器によって補償されてもよい。

式３８〜式４７から、受信機の場合における図４〜７の信号処理デバイス３０に使用される同じ構造が、送信機の場合における信号処理デバイス６１０に使用されうることが推測されてもよい。対応する送信機の図面は、図４〜図７において、以下のように操作することで得られる。
― 入力ポート３２を、信号処理デバイス６１０の入力ポート６１５ａ及び６１５ｂを備える複合入力ポート６１５に置き換える
― ｘ（ｎ）をｚ（ｎ）に置き換える
― ａ（ｎ）をｃ（ｎ）に置き換える
― ｊｂ（ｎ）をｊｄ（ｎ）に置き換える
― 出力ポート３４を、信号処理デバイス６１０の出力ポート６２０ａ及び６２０ｂを備える複合出力ポート６２０に置き換える
上記の置き換えは、図４〜図７において大括弧内に示される。図４〜図７は、送信機の場合についてさらに詳細に説明されることはない。

したがって、本発明の実施形態によれば、直交送信機６００のＩ信号パス６０５ａとＱ信号パス６０５ｂ間の不均衡を補償するための方法が提供される。方法の実施形態は、送信機及び受信機の事例の相違を明らかにするための適切な変更と共に、図８〜図１０の流れ図を参照して以下で説明される。方法の実施形態によれば、図８を参照すると、方法はステップ２００から開始する。ステップ２０５において、非補償の複素デジタル信号ｚ（ｎ）＝ｃ（ｎ）＋ｊｄ（ｎ）は、たとえば入力ポート６１５ａ及び６１５ｂ（図１３）で受信される。さらに、ステップ２１０において、複素補償信号は、複素数値のインパルス応答を有する補償フィルタでｃ（ｎ）（事例１）及びｊｄ（ｎ）（事例２）のうちの１つをフィルタリングすることにより生成される。ステップ２１０は、補償フィルタ６０（図４）、補償フィルタ６０（図４）の機能を実行すると上記で説明される要素７０〜８５（図５）、補償フィルタ１６０ａ（図６）、補償フィルタ１６０ａ（図６）の機能を実行すると上記で説明される要素１７０ａ、１７５、１８０ａ、及び１８５ａ（図７）によって実行されてもよい。さらに、ステップ２１５において、第１の補償済み複素デジタル信号は、ｚ（ｎ）と複素補償信号の和として生成される。前記第１の補償済み複素デジタル信号は、図４及び図５における信号ｙ（ｎ）であってもよいか、又は図６及び図７における信号ｖ^（ｉ）（ｎ）であってもよい。方法は、ステップ２２０において終了する。

方法は、補償フィルタのフィルタパラメータを適応可能に生成するステップをさらに備えることができる。補償フィルタのフィルタパラメータを適応可能に生成するステップは、たとえば、インパルス応答ｆ（ｎ）の複素数値のサンプルを適応可能に生成するステップ（図４）、又はインパルス応答ｈ_Δ（ｎ）の実数値のサンプル及び実数値のパラメータφを適応可能に生成するステップ（図５）を備えることができる。フィルタパラメータの適応生成は、たとえば、上記の「背景技術」のセクションで参照されるＡｎｔｉｌｌａ送信機の論文において説明される一般的な方法を使用して実行されてもよい。

図６及び図７に示される信号処理デバイス６１０の実施形態の場合、フィルタパラメータの適応生成は、信号処理デバイス３０の対応する実施形態について説明された方法と類似する反復プロセスで実行されてもよい。しかし、異なる費用関数が使用されてもよい。Ａｎｔｉｌｌａ送信機の論文におけるように、アナログデジタル変換が後に続く、（直交（又は複素）ダウンコンバートに対して）信号ｒ_ａ（ｔ）の実数ダウンコンバートは、費用関数の基底として使用されうる実数値の信号ｒ_ＢＢ（ｎ）を生成するために使用されてもよい。たとえば、ｒ_ＢＢ（ｎ）に加えて、Ｉ信号パスとＱ信号パス間に不均衡のない直交送信機に信号ｚ（ｔ）を入力することにより生成される無線周波数信号の実数ダウンコンバートから得られるであろう信号に対応する信号ｑ_ＢＢ（ｎ）が生成されてもよい。費用関数は、ｒ_ＢＢ（ｎ）とｑ_ＢＢ（ｎ）との差に基づいてもよい。たとえば、費用関数は、前記差のＬ^２ノルム又はＬ^∞ノルムに基づいてもよい。受信機の場合における費用関数と同様に、費用関数は、推定されるフィルタパラメータの一次費用関数であってもよい。たとえば、一次費用関数は、前記Ｌ^２ノルム又はＬ^∞ノルムのような、非線形費用関数の線形化として得られてもよい。

１つの実施形態によれば、前記反復プロセスの反復は、図９（１回の反復を示す）に示される流れ図に従って実行されてもよい。反復は、ステップ３００において開始する。ステップ３０５において、インパルス応答ｆ^（ｉ）（ｎ）を達成するためのフィルタパラメータ、ここでｉ＝１としてｆ^（ｉ）（ｎ）は第１の反復のデフォルトのインパルス応答であり、ｉ＞１の場合、ｆ^（ｉ）（ｎ）はｆ^{（ｉ−１）}（ｎ）及びΔ^{（ｉ−１）}（ｎ）に基づく。さらに、ステップ３１０において、ｅ^（ｉ）（ｎ）と示される複素補償信号は、ｅ^（ｉ）（ｎ）＝ｆ^（ｉ）（ｎ）＊ｗ（ｎ）として生成され、ここでｗ（ｎ）はｃ（ｎ）（事例１）及びｊｄ（ｎ）（事例２）を示す。さらに、ステップ３１５において、第１の補償済み複素デジタル信号ｖ^（ｉ）（ｎ）は、ｖ^（ｉ）（ｎ）＝ｚ（ｎ）＋ｅ^（ｉ）（ｎ）として生成される。加えて、Δ^（ｉ）（ｎ）を決定するフィルタパラメータは、ステップ３２０においてｒ_ＢＢ（ｎ）に基づく費用関数を最小化することにより生成される。反復は、ステップ３２０において終了する。一部の実施形態において、反復はまた、図６〜図７のコンテキストで説明されるように、生成されたΔ^（ｉ）（ｎ）に基づいて、第２の補償済み複素デジタル信号ｙ^（ｉ）（ｎ）＝ｖ^（ｉ）（ｎ）＋Δ^（ｉ）（ｎ）＊ｗ（ｎ）を生成するステップを備えることができる。

受信機の場合と同様に、ステップ３０５は、ｆ^（ｉ）（ｎ）のサンプルを生成するステップを備えることができる。さらに、ステップ３２０は、Δ^（ｉ）（ｎ）のサンプルを生成するステップを備えることができる。

一部の実施形態において、インパルス応答ｆ^（ｉ）（ｎ）は以下の形態であってもよい。

さらに、Δ^（ｉ）（ｎ）は、ｎが整数の有限セットに属する場合

の形態であり、ここで

は非ゼロの値を採用することができ、整数の前記有限セットの外側の場合Δ^（ｉ）（ｎ）＝０であってもよい。

は実数値のパラメータであり、

は実数値のシーケンスである。ステップ３２０は、実数値のパラメータ

及び実数値のシーケンス

を生成するステップを備えることができる。さらに、ステップ３０５は、ｉ＞１に対して、実数値のシーケンス

を

として、及び実数値のパラメータφ^（ｉ）を

として生成するステップを備えることができる。

一部の実施形態において、フィルタパラメータを適応可能に生成するための反復は、信号処理デバイス６１０が動作中である限り連続的に実行されてもよい。その他の実施形態において、反復は、反復を終了する特定の停止条件が満たされる場合、中止、又は終了されてもよい。そのような条件は、たとえば、｜Δ^（ｉ）（ｎ）｜の（すべてのｎにわたる）最大値がしきい値を下回ることであってもよい。しきい値は、たとえばシステム仕様によって要求される特定の度合いのイメージ除去を達成するため、又はシステム仕様のその他の一部の基準を満たすために、たとえばシステム仕様、コンピュータシミュレーション、及び／又は測定に基づいて選択されてもよい。

受信機の場合と同様に、そのような動作は、図１０の流れ図によって示される。ステップ４００において、動作は開始する。ステップ４０５において、停止条件が満たされるかどうかが決定される。停止条件が満たされない場合、ステップ４１０において、フィルタパラメータの生成がもう１回反復される。ステップ４１０は、たとえば、図９の流れ図に従って実行されてもよい。停止条件が満たされる場合、反復は終了され、ステップ４１５において、前回の反復で生成されたフィルタパラメータに基づいてＩ信号パス６０５ａとＱ信号パス６０５ｂ間の不均衡の補償が続行される。

本発明の実施形態によれば、電子装置は、直交受信機８及び／又は直交送信機６００を備えることができる。これは、直交受信機８及び直交送信機６００を備える電子装置７００を示す図１５に概略的に示される。たとえば、電子装置は、同様に直交受信機８及び／又は直交送信機６００を備える、送受信機（図示せず）を備えることができる。電子装置は、たとえば、移動体通信端末又は無線基地局であってもよいが、これらに限定されることはない。

直交受信機又は直交送信機のＩ信号パスとＱ信号パス間の不均衡の補償が、図１に示される補償回路１に関して、イメージ減衰に関して、同じパフォーマンスで、しかしより低い計算の複雑性で達成されうることは、本明細書において説明される本発明の実施形態の利点である。同様に、計算の複雑性が低いことで、図１に示される補償回路と比較すると、必要な計算リソース量がより少なくてすむ。これは、図１に示される補償回路と比較して、必要な回路面積及び／又は電力消費量を低く抑えるために使用されてもよい。

一部の実施形態において、信号処理デバイス３０（図２〜図７及び図１１）及び／又は信号処理デバイス６１０（図３〜図７及び図１３）は、専用の特殊用途向けハードウェアユニットとして実施されてもよい。或いは、前記信号処理デバイス３０又は６１０、若しくはその部分は、１つ又は複数のフィールドプログラマブルゲートアレイ（ＦＰＧＡ）、プロセッサ、又はマイクロコントローラのような、プログラム可能及び／又は構成可能なハードウェアユニットで実施されてもよい。ゆえに、本発明の実施形態は、たとえば図８〜図１０及び図１２を参照して説明される方法の実施形態のような、本明細書において説明される方法及び機能の実施を可能にする、コンピュータプログラム製品において具現されてもよい。したがって、本発明の実施形態によれば、前述の１つ又は複数のプロセッサ又はマイクロコントローラのような、処理機能を備えるプログラム可能ハードウェアユニットに、前記方法のいずれかの実施形態のステップを実行させるように配置される命令を備えるコンピュータプログラム製品が提供される。コンピュータプログラム製品は、図１６に示されるように、コンピュータ可読媒体７２０に格納されるプログラムコードを備えることができ、プログラムコードは、処理機能を有するプログラム可能ハードウェアユニット７３０によってロードされ実行されて、前記方法の実施形態のいずれかのステップをハードウェアユニット７３０に実行させる。処理機能を有するプログラム可能ハードウェアユニット７３０は、好ましくは通常、信号処理デバイス３０又は６１０内の統合に適切な形態の組み込みシステムと呼ばれるものである。

信号処理デバイス３０（図２〜図７及び図１１）及び／又は信号処理デバイス６１０（図３〜図７及び図１３）は、コンピュータ支援製作を用いて製作されてもよい。たとえば、信号処理デバイス３０又は６１０、若しくはその部分が、ＩＣで特定用途向けハードウェアユニットとして実施される場合、信号処理デバイス３０又は６１０の製作のためのリソグラフィーマスクは、一般に使用されるｇｄｓＩＩファイルフォーマットのハードウェア記述コードのような（ただし、これに限定されることはない）、信号処理デバイス３０又は６１０の物理回路レイアウトを記述するハードウェア記述コードに基づくコンピュータ支援製作を用いて製作されてもよい。物理回路レイアウトを記述するハードウェア記述コードは、たとえば、レジスタトランスファレベル（ＲＴＬ）のハードウェア記述コード、又はたとえばＶＨＤＬ（ＶＨＳＩＣ（Ｖｅｒｙ−Ｈｉｇｈ−Ｓｐｅｅｄ Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｃｉｒｃｕｉｔｓ）ＨａｒｄｗａｒｅーＤｅｓｃｒｉｐｔｉｏｎ Ｌａｎｇｕａｇｅ（超高速集積回路設計用ハードウェア記述言語））、Ｖｅｒｉｌｏｇ、又はＳｙｓｔｅｍＣ、若しくはその組み合わせのハードウェア記述コードのような（ただし、これに限定されることはない）別のハードウェア記述コードからの合成及び／又は配置配線コンピュータプログラムツールを用いて、コンピュータにより生成されてもよい。そのようなハードウェア記述コードはまた、信号処理デバイス３０又は６１０の機能を実行するように、ＦＰＧＡのような（ただし、これに限定されることはない）構成可能ハードウェアユニットを構成するために合成されてもよい。上記に記載されている以外のハードウェア記述言語が存在するので、記載された言語は、包括的なもの、又は本発明を限定するものとして解釈されるべきではない。

したがって、本発明の実施形態によれば、信号処理デバイス３０又は６１０を記述し、特定用途向けハードウェアユニットとして、構成可能ハードウェアユニットの構成を通じて、又はその組み合わせにより、そのコンピュータ支援製作を可能にするコンピュータ解釈可能ハードウェア記述コードを備えるハードウェア記述エンティティが提供される。

ハードウェア記述エンティティは、ハードウェア記述コードを備えるファイル又はファイルのセットを備えることができる。ファイル又はファイルのセットは、たとえば、コンピュータ可読媒体７２０（図１６）のようなコンピュータ可読媒体に格納されてもよい。

本発明は、特定の実施形態を参照して上記で説明された。しかし、上記で説明された実施形態以外の代替実施形態も、本発明の範囲内において可能である。ハードウェア又はソフトウェアによって方法を実行する、上記で説明された方法ステップとは異なる方法ステップが、本発明の範囲内において提供されてもよい。実施形態のさまざまな特徴及びステップは、上記で説明された組み合わせ以外の組み合わせで組み合わされてもよい。本発明の範囲は、添付の特許請求によってのみ限定される。

Claims (41)

1. 実数値の非補償デジタルＩ成分ａ（ｎ）及び実数値の非補償デジタルＱ成分ｂ（ｎ）を生成して、共に非補償の複素デジタル信号ｘ（ｎ）＝ａ（ｎ）＋ｊｂ（ｎ）を形成するように構成される直交受信機（８）の同相Ｉ及び直交Ｑ信号パス（１２ａ、１２ｂ）間の不均衡を補償するための方法であって、ｊは虚数単位を示し、ｎはシーケンスインデックスである、方法において、
   複素数値のインパルス応答を有する補償フィルタ（６０）でａ（ｎ）及びｊｂ（ｎ）のうちの１つをフィルタリングすることにより、複素補償信号を生成するステップと、
   ｘ（ｎ）と前記複素補償信号の和として、第１の補償済み複素デジタル信号を生成するステップとを備える方法。
2. 前記補償フィルタ（６０）のフィルタパラメータを適応可能に生成するステップをさらに備える請求項１に記載の方法。
3. 前記補償フィルタ（６０）のフィルタパラメータを適応可能に生成するステップは、
   各反復が反復インデックスｉにより識別される複数の反復の各々について、
   インパルス応答ｆ^（ｉ）（ｎ）を達成するためのフィルタパラメータを生成するサブステップであって、ｉ＝１の場合ｆ^（ｉ）（ｎ）は第１の反復のデフォルトのインパルス応答であり、ｉ＞１の場合ｆ^（ｉ）（ｎ）はｆ^{（ｉ−１）}（ｎ）及びΔ^{（ｉ−１）}（ｎ）に基づき、Δ^{（ｉ−１）}（ｎ）は先行の反復の推定インパルス応答エラーである、サブステップと、
   ｅ^（ｉ）（ｎ）で示される前記複素補償信号を、ｅ^（ｉ）（ｎ）＝ｆ^（ｉ）（ｎ）＊ｗ（ｎ）として生成するサブステップであって、＊は畳み込み演算子を示し、ｗ（ｎ）はａ（ｎ）及びｊｂ（ｎ）のうちの前記１つを示す、サブステップと、
   ｖ^（ｉ）（ｎ）で示される前記第１の補償済み複素デジタル信号を、ｖ^（ｉ）（ｎ）＝ｘ（ｎ）＋ｅ^（ｉ）（ｎ）として生成するサブステップと、
   Δ^（ｉ）（ｎ）を決定するフィルタパラメータを、ｕ^（ｉ）（ｎ）＝ｖ^（ｉ）（ｎ）＋Δ^（ｉ）（ｎ）＊ｗ（ｎ）に基づいて費用関数を最小化することにより生成するサブステップとを備える請求項２に記載の方法。
4. 前記反復は、前記生成されたΔ^（ｉ）（ｎ）に基づいて、第２の補償済み複素デジタル信号ｙ^（ｉ）（ｎ）＝ｖ^（ｉ）（ｎ）＋Δ^（ｉ）（ｎ）＊ｗ（ｎ）を生成するサブステップをさらに備える請求項３に記載の方法。
5. 前記費用関数は一次費用関数である請求項３又は４に記載の方法。
6. 前記費用関数は、ｕ^（ｉ）（ｎ）の妥当性測定（ｐｒｏｐｅｒｎｅｓｓ ｍｅａｓｕｒｅ）に基づく請求項３〜５のいずれか一項に記載の方法。
7. 前記反復を終了するための条件が満たされるかどうかを決定するステップと、
   前記条件が満たされる場合、
   前記反復を終了するステップと、
   前回の反復で生成されたフィルタパラメータに基づいて前記Ｉ信号パスと前記Ｑ信号パス間の前記不均衡を引き続き補償するステップとをさらに備える請求項３〜６のいずれか一項に記載の方法。
8. 前記インパルス応答ｆ^（ｉ）（ｎ）は以下の形態であり、
   
   δ（ｎ）は単位パルス、φ^（ｉ）は実数値のパラメータ、及び
   
   は実数値のシーケンスである請求項３〜７のいずれか１項に記載の方法。
9. Δ^（ｉ）（ｎ）は、
   ｎが整数の有限セットに属する場合
   
   の形、及び整数の前記有限セットの外側の場合Δ^（ｉ）（ｎ）＝０の形態であり、
   
   は実数値のパラメータであり、
   
   は実数値のシーケンスである請求項８に記載の方法。
10. Δ^（ｉ）（ｎ）を決定するフィルタパラメータを生成するステップは、前記実数値のパラメータ
    
    及び前記実数値のシーケンス
    
    を生成するサブステップを備える請求項９に記載の方法。
11. 前記インパルス応答ｆ^（ｉ）（ｎ）を達成するためのフィルタパラメータを生成するステップは、前記実数値のシーケンス
    
    及び前記実数値のパラメータφ^（ｉ）をｉ＞１の場合
    
    として生成するサブステップを備える請求項１０に記載の方法。
12. 前記補償フィルタ（６０）の前記インパルス応答は、ｈ_Δ（ｎ）＋ｊφδ（ｎ）＋ｊφｈ_Δ（ｎ）＋（ｅ^ｊφ−１−ｊφ）・（δ（ｎ）＋ｈ_Δ（ｎ））の形態であり、δ（ｎ）は単位パルス、φは実数値のパラメータ、及びｈ_Δ（ｎ）は実数値のシーケンスである請求項２に記載の方法。
13. 前記補償フィルタ（６０）のフィルタパラメータを適応可能に生成するステップは、前記実数値のパラメータφ及び前記実数値のシーケンスｈ_Δ（ｎ）を適応可能に生成するサブステップを備える請求項１２に記載の方法。
14. 実数値の非補償デジタルＩ成分ａ（ｎ）及び実数値の非補償デジタルＱ成分ｂ（ｎ）を生成して、共に非補償の複素デジタル信号ｘ（ｎ）＝ａ（ｎ）＋ｊｂ（ｎ）を形成するように構成される直交受信機（８）の同相Ｉ及び直交Ｑ信号パス（１２ａ、１２ｂ）間の不均衡を補償するための方法であって、ｊは虚数単位を示し、ｎはシーケンスインデックスである、方法において、
    各反復が反復インデックスｉにより識別される複数の反復の各々について、
    有限セットＫのｎに非ゼロ値を採択することができる有限長の実数値のインパルス応答
    
    のサンプル値を生成するステップであって、
    
    は、ｉ＝１の場合第１の反復のデフォルトのインパルス応答であり、
    
    はｉ＞１の場合
    
    によって与えられ、
    
    は先行の反復の推定されるインパルス応答エラーである、ステップと、
    実数値の位相パラメータφ^（ｉ）を、ｉ＝１の場合第１の反復のデフォルト値として生成し、ｉ＞１の場合
    
    として生成するステップであって、
    
    は先行の反復の推定される位相パラメータエラーである、ステップと、
    ｖ^（ｉ）（ｎ）で示される第１の補償済み複素デジタル信号を
    
    として生成するステップであって、＊は畳み込み演算子を示し、ｗ_１（ｎ）＝ｊａ（ｎ）かつｗ_２（ｎ）＝ｊｂ（ｎ）又はｗ_１（ｎ）＝ｂ（ｎ）かつｗ_２（ｎ）＝ａ（ｎ）のいずれかである、ステップと、
    
    に基づいて費用関数を最小化することにより、前記推定インパルス応答エラー
    
    及び前記推定位相パラメータエラー
    
    を生成するステップとを備える方法。
15. 前記反復は、前記生成された
    
    及び
    
    に基づいて、第２の補償済み複素デジタル信号
    
    を生成するサブステップをさらに備える請求項１４に記載の方法。
16. 前記費用関数は一次費用関数である請求項１４又は１５に記載の方法。
17. 前記費用関数は、ｕ^（ｉ）（ｎ）の妥当性測定に基づく請求項１４〜１６のいずれか一項に記載の方法。
18. 前記反復を終了するための条件が満たされるかどうかを決定するステップと、
    前記条件が満たされる場合、
    前記反復を終了するステップと、
    前回の反復で生成されたフィルタパラメータに基づいて前記Ｉ信号パスとＱ信号パス間の前記不均衡を引き続き補償するステップとをさらに備える請求項１４〜１７のいずれか一項に記載の方法。
19. 直交受信機（８）の同相Ｉ及び直交Ｑ信号パス（１２ａ、１２ｂ）間の不均衡を補償するための信号処理デバイス（３０）であって、前記直交受信機（８）は、実数値の非補償デジタルＩ成分ａ（ｎ）及び実数値の非補償デジタルＱ成分ｂ（ｎ）を生成して、共に非補償の複素デジタル信号ｘ（ｎ）＝ａ（ｎ）＋ｊｂ（ｎ）を形成するように構成され、ｊは虚数単位を示し、ｎはシーケンスインデックスである、信号処理デバイス（３０）において、前記非補償デジタル信号ｘ（ｎ）を受信して、請求項１〜１８のいずれか１項に記載の方法を実行することにより前記不均衡を補償するように構成される信号処理デバイス（３０）。
20. 実数値の非補償デジタルＩ成分ａ（ｎ）及び実数値の非補償デジタルＱ成分ｂ（ｎ）を生成して、共に非補償の複素デジタル信号ｘ（ｎ）＝ａ（ｎ）＋ｊｂ（ｎ）を形成するための同相Ｉ及び直交Ｑ信号パス（１２ａ、１２ｂ）であって、ｊは虚数単位を示し、ｎはシーケンスインデックスである信号パスと、
    前記Ｉ信号パスと前記Ｑ信号パス間の不均衡を補償するための請求項１９に記載の信号処理デバイス（３０）とを備える直交受信機（８）。
21. 非補償複素数値のデジタル信号ｚ（ｎ）＝ｃ（ｎ）＋ｊｄ（ｎ）を表す無線周波数信号ｒ_ａ（ｔ）を送信するように配置される直交送信機（６００）の同相Ｉ及び直交Ｑ信号パス（６０５ａ、６０５ｂ）間の不均衡を、前記Ｉ信号パス（６０５ａ）に提供される補償済みデジタルＩ成分及び前記Ｑ信号パス（６０５ｂ）に提供される補償済みデジタルＱ成分を持つ補償済み複素数値のデジタル信号を生成することにより補償するための方法であって、ｊは虚数単位を示し、ｎはシーケンスインデックスであり、ｃ（ｎ）は非補償デジタルＩ成分であり、ｄ（ｎ）は非補償デジタルＱ成分である、方法において、
    複素数値のインパルス応答を有する補償フィルタ（６０）でｃ（ｎ）及びｊｄ（ｎ）のうちの１つをフィルタリングすることにより、複素補償信号を生成するステップと、
    ｚ（ｎ）と前記複素補償信号の和として、第１の補償済み複素デジタル信号を生成するステップとを備える方法。
22. 前記補償フィルタ（６０）のフィルタパラメータを適応可能に生成するステップをさらに備える請求項２１に記載の方法。
23. 前記補償フィルタ（６０）のフィルタパラメータを適応可能に生成するステップは、
    各反復が反復インデックスｉにより識別される複数の反復の各々について、
    インパルス応答ｆ^（ｉ）（ｎ）を達成するためのフィルタパラメータを生成するサブステップであって、ｉ＝１の場合ｆ^（ｉ）（ｎ）は第１の反復のデフォルトのインパルス応答であり、ｉ＞１の場合ｆ^（ｉ）（ｎ）はｆ^{（ｉ−１）}（ｎ）及びΔ^{（ｉ−１）}（ｎ）に基づき、Δ^{（ｉ−１）}（ｎ）は先行の反復の推定インパルス応答エラーである、サブステップと、
    ｅ^（ｉ）（ｎ）＝ｆ^（ｉ）（ｎ）＊ｗ（ｎ）として、ｅ^（ｉ）（ｎ）で示される前記複素補償信号を生成するサブステップであって、＊は畳み込み演算子を示し、ｗ（ｎ）はｃ（ｎ）及びｊｄ（ｎ）のうちの前記１つを示す、サブステップと、
    ｖ^（ｉ）（ｎ）で示される前記第１の補償済み複素デジタル信号を、ｖ^（ｉ）（ｎ）＝ｘ（ｎ）＋ｅ^（ｉ）（ｎ）として生成するサブステップと、
    前記信号ｒ_ａ（ｔ）の実数ダウンコンバート（ｒｅａｌ ｄｏｗｎｃｏｎｖｅｒｓｉｏｎ）から得られる実数値の信号ｒ_ＢＢ（ｎ）に基づいて費用関数を最小化することによりΔ^（ｉ）（ｎ）を決定するフィルタパラメータを生成するサブステップとを備える請求項２に記載の方法。
24. 前記反復は、前記生成されたΔ^（ｉ）（ｎ）に基づいて、第２の補償済み複素デジタル信号ｙ^（ｉ）（ｎ）＝ｖ^（ｉ）（ｎ）＋Δ^（ｉ）（ｎ）＊ｗ（ｎ）を生成するサブステップをさらに備える請求項２３に記載の方法。
25. 前記費用関数は一次費用関数である請求項２３又は２４に記載の方法。
26. 前記Ｉ及びＱ信号パス間に不均衡のない直交送信機に信号ｚ（ｔ）を入力することにより生成される無線周波数信号の実数ダウンコンバートから得られたであろう信号に対応する信号ｑ_ＢＢ（ｎ）を生成するステップをさらに備え、費用関数は、ｒ_ＢＢ（ｎ）とｑ_ＢＢ（ｎ）との差に基づく請求項２３〜２５のいずれか一項に記載の方法。
27. 前記費用関数は、前記差のＬ^２ノルム（ｎｏｒｍ）又はＬ^∞ノルムに基づく請求項２６に記載の方法。
28. 前記反復を終了するための条件が満たされるかどうかを決定するステップと、
    前記条件が満たされる場合、
    前記反復を終了するステップと、
    前回の反復で生成されたフィルタパラメータに基づいて前記Ｉ信号パスと前記Ｑ信号パス間の前記不均衡を引き続き補償するステップとをさらに備える請求項２３〜２７のいずれか一項に記載の方法。
29. 前記インパルス応答ｆ^（ｉ）（ｎ）は以下の形態であり、
    
    δ（ｎ）は単位パルス、φ^（ｉ）は実数値のパラメータ、及び
    
    は実数値のシーケンスである請求項２３〜２８のいずれか１項に記載の方法。
30. Δ^（ｉ）（ｎ）は、
    ｎが整数の有限セットに属する場合
    
    の形、及び整数の前記有限セットの外側の場合Δ^（ｉ）（ｎ）＝０の形態であり、
    
    は実数値のパラメータであり、
    
    は実数値のシーケンスである請求項２９に記載の方法。
31. Δ^（ｉ）（ｎ）を決定するフィルタパラメータを生成するステップは、前記実数値のパラメータ
    
    及び前記実数値のシーケンス
    
    を生成するサブステップを備える請求項３０に記載の方法。
32. 前記インパルス応答ｆ^（ｉ）（ｎ）を達成するためのフィルタパラメータを生成するステップは、前記実数値のシーケンス
    
    及び前記実数値のパラメータφ^（ｉ）をｉ＞１の場合
    
    として生成するサブステップを備える請求項３１に記載の方法。
33. 前記補償フィルタ（６０）の前記インパルス応答は、
    ｈ_Δ（ｎ）＋ｊφδ（ｎ）＋ｊφｈ_Δ（ｎ）＋（ｅ^ｊφ−１−ｊφ）・（δ（ｎ）＋ｈ_Δ（ｎ））の形態であり、δ（ｎ）は単位パルス、φは実数値のパラメータ、及びｈ_Δ（ｎ）は実数値のシーケンスである請求項２２に記載の方法。
34. 前記補償フィルタ（６０）のフィルタパラメータを適応可能に生成するステップは、前記実数値のパラメータφ及び前記実数値のシーケンスｈ_Δ（ｎ）を適応可能に生成するサブステップを備える請求項３３に記載の方法。
35. 非補償の複素数値のデジタル信号ｚ（ｎ）＝ｃ（ｎ）＋ｊｄ（ｎ）を表す無線周波数信号ｒ_ａ（ｔ）を送信するための直交送信機（６００）の同相Ｉ及び直交Ｑ信号パス（６０５ａ、６０５ｂ）間の不均衡を補償するための信号処理デバイス（３０）であって、ｊは虚数単位を示し、ｎはシーケンスインデックスであり、ｃ（ｎ）は非補償デジタルＩ成分であり、ｄ（ｎ）は非補償デジタルＱ成分であり、前記不均衡を補償するための請求項２１〜３４のいずれか一項に記載の方法を実行することにより、前記非補償の複素数値のデジタル信号ｚ（ｎ）を受信して、前記Ｉ信号パス（６０５ａ）に提供される補償済みデジタルＩ成分及び前記Ｑ信号パス（６０５ｂ）に提供される補償済みデジタルＱ成分を生成するように構成される信号処理デバイス（３０）。
36. 非補償の複素数値のデジタル信号ｚ（ｎ）＝ｃ（ｎ）＋ｊｄ（ｎ）を表す無線周波数信号ｒ_ａ（ｔ）を送信するための直交送信機（６００）であって、
    前記無線周波数信号ｒ_ａ（ｔ）を生成するために、それぞれ補償済みデジタルＩ成分及び補償済みデジタルＱ成分を受信するように配置される同相Ｉ及び直交Ｑ信号パス（６０５ａ、６０５ｂ）と、
    前記Ｉ及び前記Ｑ信号パス（６０５ａ、６０５ｂ）間の不均衡を補償するための請求項３５に記載の信号処理デバイス（３０）とを備える直交送信機（６００）。
37. 請求項２０に記載の前記直交受信機（８）及び／又は請求項３６に記載の直交送信機（６００）を備える電子装置（７００）。
38. 電子装置（７００）は移動体通信端末又は無線基地局である請求項３７に記載の電子装置（７００）。
39. コンピュータ機能を有する電子デバイスによってコンピュータプログラムコード手段が実行されるときに請求項１〜１８又は請求項２１〜３４のいずれか一項に記載の方法を実行するために前記コンピュータプログラムコード手段を備えるコンピュータプログラム製品。
40. コンピュータ機能を有する電子デバイス（７３０）によってコンピュータプログラムコード手段が実行されるときに請求項１〜１８又は請求項２１〜３４のいずれか一項に記載の方法を実行するために前記コンピュータプログラムコード手段を備えるコンピュータプログラム製品を格納したコンピュータ可読媒体（７２０）。
41. 請求項１９又は３５に記載の前記信号処理デバイス（３０）を記述し、特定用途向けハードウェアユニットとして、構成可能ハードウェアユニットの構成を通じて、又はその組み合わせにより、そのコンピュータ支援製作を可能にするコンピュータ解釈可能ハードウェア記述コードを備えるハードウェア記述エンティティ。