CN102396199B - 用于补偿i/q不平衡的方法和装置 - Google Patents

Abstract

本发明披露了用于补偿正交接收机(8)和正交发射机(600)中的I(同相)和Q(正交)信号通道(12a，12b，605a，605b)之间的不平衡的方法。在接收机的情况，通过数字域中后失真的方式补偿不平衡。在发射机的情况中，通过数字域中预失真的方式补偿不平衡。所述方法能够以较低的计算复杂性实施。本发明还披露了用于执行所述方法的信号处理装置(30，610)。与用于发射机情况的信号处理装置(610)相同的基本内部结构可用于接收机情况的信号处理装置(30)。

Description

用于补偿I/Q不平衡的方法和装置

技术领域

本发明涉及用于补偿正交接收机和正交发射机中的I（同相）和Q（正交）信号通道之间的不平衡的方法和装置。

背景技术

正交接收机电路中同相（I）和正交（Q）信号通道之间的失配或不平衡限制了可达到的图像衰减，这导致了失真信号。同样，正交发射机电路中I和Q信号通道之间的不平衡也对可达到的图像衰减造成限制。

已经开发了各种技术用于补偿所述不平衡，以便减小不平衡的影响并提供改进的图像衰减。例如，L.Antilla等人的论文“Circularity-based I/Q imbalancecompensation in wideband direct-conversion receivers”（IEEE Transactions onVehicular Technology,vol.57,no.4,pp.2099–2113，2008年7月）披露了正交接收机中I/Q不平衡的补偿。在下文中，该文章被称为Antilla接收机论文。此外，L.Antilla等人的论文“Frequency-selective I/Q mismatch calibration of widebanddirect-conversion transmitters”（IEEE Transactions on Circuits and Systems—II:Express Briefs,vol.55,no.4,pp.359-363，2008年4月）披露了正交发射机中I/Q不平衡的补偿。在下文中，该文章被称为Antilla发射机论文。

图1示出了在上述两篇论文中所用的基本补偿电路1的框图。复值信号o₁(n)是补偿电路1的输入信号，而另一复值信号o₂(n)是补偿电路1的输出。在接收机电路的情况，o₁(n)是信号，代表接收的数据，具有不平衡的I和Q分量，由补偿电路1进行处理以产生在I和Q分量之间具有（理想的）恢复平衡的信号o₂(n)。在发射机电路的情况，o₁(n)是信号，代表要发射的数据，具有平衡的I和Q分量，由补偿电路1进行处理以产生在I和Q分量之间具有不平衡的信号o₂(n)，补偿发射机的I和Q信号通道中的不平衡，以使被发射的射频（RF）信号（理想地）具有平衡的I和Q分量。在任意一种情况，信号o₁(n)是方框2的输入，产生o₁(n)的复共轭o₁ ^*(n)，由具有频率响应W(e^jω)的滤波器3进行滤波。滤波器3的输出信号被添加至加法器单元4中的信号o₁(n)以产生信号o₂(n)。

希望提供较低计算复杂性的正交接收机或正交发射机的I和Q信号通道之间的不平衡的有效补偿，例如，以便在所需的电路面积和/或功率消耗方面提供相对较小的消耗(overhead)用于进行补偿。

发明内容

本发明的一个目的是提供具有相对较低计算复杂性的用于补偿正交接收机的同相（I）和正交（Q）信号通道之间的不平衡的装置。本发明的另一目的是提供具有相对较低计算复杂性的用于补偿正交发射机的I和Q信号通道之间的不平衡的装置。

根据第一方面，提供了一种用于补偿正交接收机的I和Q信号通道之间的不平衡的方法，所述正交接收机适于产生实值未补偿数字I分量a(n)和实值未补偿数字Q分量b(n)，一起形成未补偿复数字信号x(n)=a(n)+jb(n)，其中j表示虚数单位而n是序列索引(指数)。所述方法包括通过用具有复值脉冲响应的补偿滤波器过滤a(n)和jb(n)中的一个来产生复补偿信号。此外，所述方法包括产生第一补偿复数字信号为x(n)和复补偿信号的总和。

所述方法还可包括自适应生成补偿滤波器的滤波器参数。

补偿滤波器的脉冲响应可以是下述形式：

其中δ(n)是单位脉冲，是实值参数而h_△(n)是实值序列。自适应生成补偿滤波器的滤波器参数可包括自适应生成实值参数和实值序列h_△(n)。

自适应生成补偿滤波器的滤波器参数可包括，对于多次迭代中的每一次，其中每次迭代通过迭代指数(指标)i识别，产生用于获得脉冲响应f⁽ⁱ⁾(n)的滤波器参数，其中f⁽ⁱ⁾(n)是第一次迭代的默认脉冲响应，其中i=1，并且f⁽ⁱ⁾(n)基于f^(i-1)(n)和△^(i-1)(n)，i>1，并且△^(i-1)(n)是在前迭代的估计脉冲响应误差。此外，对于每次迭代，自适应生成所述滤波器参数可包括产生复补偿信号，由e⁽ⁱ⁾(n)表示为e⁽ⁱ⁾(n)=f⁽ⁱ⁾(n)*w(n)，其中*表示卷积算子而w(n)表示a(n)和jb(n)中的一个。此外，对于每次迭代，自适应生成所述滤波器参数可包括产生第一补偿复数字信号，由v⁽ⁱ⁾(n)表示为v⁽ⁱ⁾(n)=x(n)+e⁽ⁱ⁾(n)。此外，对于每次迭代，自适应生成所述滤波器参数可包括通过使基于u⁽ⁱ⁾(n)=v⁽ⁱ⁾(n)+△⁽ⁱ⁾(n)*w(n)的价值函数最小化产生滤波器参数确定△⁽ⁱ⁾(n)。

所述价值函数可以是例如线性价值函数。此外，所述价值函数可以基于u⁽ⁱ⁾(n)的合适度测量(结果)。

每次迭代还可包括基于所产生的△⁽ⁱ⁾(n)产生第二补偿复数字信号y⁽ⁱ⁾(n)=v⁽ⁱ⁾(n)+△⁽ⁱ⁾(n)*w(n)。

所述方法还可包括确定结束所述迭代的条件是否满足。此外，所述方法可包括，如果所述条件满足，结束所述迭代并且根据在上一次迭代中所产生的滤波器参数继续补偿I和Q信号通道之间的所述不平衡。

脉冲响应f⁽ⁱ⁾(n)可以是下述形式：

其中，δ(n)是单位脉冲，是实值参数，而h_△ ⁽ⁱ⁾(n)是实值序列。

此外，△⁽ⁱ⁾(n)可以是下述形式：n属于整数的有限集而△⁽ⁱ⁾(n)=0在所述整数的有限集范围外，其中是实值参数而△_h ⁽ⁱ⁾(n)是实值序列。

产生滤波器参数确定△⁽ⁱ⁾(n)可包括产生实值参数和实值序列△_h ⁽ⁱ⁾(n)。

产生用于获得脉冲响应f⁽ⁱ⁾(n)的滤波器参数可包括产生实值序列h_△ ⁽ⁱ⁾(n)为h_△ ⁽ⁱ⁾(n)=h_△ ^(i-1)(n)+△_h ^(i-1)(n)和实值参数i>1。

根据第二方面，提供了一种用于补偿正交接收机的I和Q信号通道之间的不平衡的方法，所述正交接收机适于产生实值未补偿数字I分量a(n)和实值未补偿数字Q分量b(n)，一起形成未补偿复数字信号x(n)=a(n)+jb(n)，其中j表示虚数单位而n是序列索引(指数)。所述方法包括对于多次迭代中的每一次，其中每次迭代通过迭代(指数)指标i识别，产生对于在有限集K中的n可以采用非零值的有限长度的实值脉冲响应g_△ ⁽ⁱ⁾(n)的采样值，其中g_△ ⁽ⁱ⁾(n)是第一次迭代的默认脉冲响应，其中i=1，并且g_△ ⁽ⁱ⁾(n)通过g_△ ⁽ⁱ⁾(n)=g_△ ^(i-1)(n)+△_g ^(i-1)(n)给出，i>1，并且△_g ^(i-1)(n)是在前迭代的估计脉冲响应误差。此外，对于每次迭代，所述方法包括产生实值相位参数为第一次迭代的默认值，其中i=1，并且i>1，其中是在前迭代的估计相位参数误差。此外，对于每次迭代，所述方法包括产生第一补偿复数字信号，由v⁽ⁱ⁾(n)表示为

其中*表示卷积算子，并且或者w₁(n)=ja(n)和w₂(n)=jb(n)或者w₁(n)=b(n)和w₂(n)=a(n)。此外，对于每次迭代，所述方法包括通过使基于的价值函数最小化产生估计的脉冲响应误差△_g ⁽ⁱ⁾(n)和估计的相位参数误差

所述价值函数可以是线性价值函数。此外，所述价值函数可以基于u⁽ⁱ⁾(n)的合适度测量结果。

每次迭代还可包括基于所产生的△_g ⁽ⁱ⁾(n)和产生第二补偿复数字信号

所述方法还可包括确定结束所述迭代的条件是否满足。此外，所述方法可包括，如果所述条件满足，结束所述迭代并且根据在上一次迭代中产生的滤波器参数继续补偿I和Q信号通道之间的所述不平衡。

根据第三方面，提供了一种用于补偿正交接收机的I和Q信号通道之间的不平衡的信号处理装置，其中所述正交接收机适于产生实值未补偿数字I分量a(n)和实值未补偿数字Q分量b(n)，一起形成未补偿复数字信号x(n)=a(n)+jb(n)，其中j表示虚数单位而n是序列索引(指数)，其中所述信号处理装置（30）适于接收未补偿数字信号x(n)并且通过实施根据第一或第二方面的方法补偿所述不平衡。

根据第四方面，提供一种正交接收机。所述正交接收机包括I和Q信号通道，用于产生实值未补偿数字I分量a(n)和实值未补偿数字Q分量b(n)，一起形成未补偿复数字信号x(n)=a(n)+jb(n)，其中j表示虚数单位而n是序列索引(指数)。此外，所述正交接收机包括根据第三方面的信号处理装置，用于补偿I和Q信号通道之间的不平衡。

根据第五方面，提供了一种用于补偿正交发射机的I和Q信号通道之间的不平衡的方法，所述正交发射机被设置成传送射频信号r_a(t)，所述射频信号表示未补偿复值数字信号z(n)=c(n)+jd(n)，其中j表示虚数单位，n是序列索引(指数)，c(n)是未补偿数字I分量，而d(n)是未补偿数字Q分量，所述方法通过产生具有补偿的数字I分量（提供给I信号通道）和补偿的数字Q分量（提供给Q信号通道）的补偿复值数字信号来实现。所述方法包括通过用具有复值脉冲响应的补偿滤波器过滤c(n)和jd(n)中的一个来产生复补偿信号。此外，所述方法包括产生第一补偿复数字信号为z(n)和复补偿信号的总和。

所述方法还可包括自适应生成补偿滤波器的滤波器参数。

补偿滤波器的脉冲响应可以是下述形式：

其中δ(n)是单位脉冲，是实值参数而h_△(n)是实值序列。自适应生成补偿滤波器的滤波器参数可包括自适应生成实值参数和实值序列h_△(n)。

自适应生成补偿滤波器的滤波器参数可包括，对于多次迭代中的每一次，其中每次迭代通过迭代指标(指数)i识别，产生用于获得脉冲响应f⁽ⁱ⁾(n)的滤波器参数，其中f⁽ⁱ⁾(n)是第一次迭代的默认脉冲响应，其中i=1，并且f⁽ⁱ⁾(n)基于f^(i-1)(n)和△^(i-1)(n)，i>1，并且△^(i-1)(n)是在前迭代的估计脉冲响应误差。此外，对于每次迭代，自适应生成所述滤波器参数可包括产生复补偿信号，由e⁽ⁱ⁾(n)表示为e⁽ⁱ⁾(n)=f⁽ⁱ⁾(n)*w(n)，其中*表示卷积算子而w(n)表示所述c(n)和jd(n)中的一个。此外，对于每次迭代，自适应生成所述滤波器参数可包括产生第一补偿复数字信号，由v⁽ⁱ⁾(n)表示为v⁽ⁱ⁾(n)=x(n)+e⁽ⁱ⁾(n)。此外，对于每次迭代，自适应生成所述滤波器参数可包括通过使基于实值信号r_BB(n)的价值函数最小化产生滤波器参数确定△⁽ⁱ⁾(n)，所述实值信号r_BB(n)从信号r_a(t)的实降频转换得到。

所述价值函数可以是线性价值函数。此外，所述方法可包括产生信号q_BB(n)，所述信号q_BB(n)对应于由通过将信号z(t)输入至在I和Q信号通道之间没有不平衡的正交发射机产生的射频信号的实降频转换得到的信号。价值函数可基于r_BB(n)和q_BB(n)之差。例如，价值函数可基于所述差的L²范数或L^∞范数。

每次迭代还可包括基于所产生的△⁽ⁱ⁾(n)产生第二补偿复数字信号y⁽ⁱ⁾(n)=v⁽ⁱ⁾(n)+△⁽ⁱ⁾(n)*w(n)。

所述方法可包括确定结束所述迭代的条件是否满足。此外，所述方法可包括，如果所述条件满足，结束所述迭代并且根据在上一次迭代中所产生的滤波器参数继续补偿I和Q信号通道之间的所述不平衡。

所述脉冲响应f⁽ⁱ⁾(n)可以是下述形式：

其中，δ(n)是单位脉冲，是实值参数，而h_△ ⁽ⁱ⁾(n)是实值序列。

此外，△⁽ⁱ⁾(n)可以是下述形式：n属于整数的有限集，并且△⁽ⁱ⁾(n)=0在所述整数的有限集外，其中是实值参数而△_h ⁽ⁱ⁾(n)是实值序列。产生滤波器参数确定△⁽ⁱ⁾(n)可包括产生实值参数和实值序列△_h ⁽ⁱ⁾(n)。

产生用于获得脉冲响应f⁽ⁱ⁾(n)的滤波器参数可包括产生实值序列h_△ ⁽ⁱ⁾(n)为h_△ ⁽ⁱ⁾(n)=h_△ ^(i-1)(n)+△_h ^(i-1)(n)，和实值参数i>1。

根据第六方面，提供了一种用于补偿正交发射机的I和Q信号通道之间的不平衡的信号处理装置，所述正交发射机用于发射射频信号r_a(t)，所述射频信号表示未补偿复值数字信号z(n)=c(n)+jd(n)，其中j表示虚数单位，n是序列索引(指数)，c(n)是未补偿数字I分量，而d(n)是未补偿数字Q分量。所述信号处理装置适于接收未补偿复值数字信号z(n)并且通过执行根据第五方面的方法用于补偿所述不平衡产生提供给I信号通道的补偿数字I分量和提供给Q信号通道的补偿数字Q分量。

根据第七方面，提供了一种用于发射射频信号r_a(t)的正交发射机，所述射频信号表示未补偿复值数字信号z(n)=c(n)+jd(n)。所述正交发射机包括I和Q信号通道，被设置成分别接收补偿数字I分量和补偿数字Q分量，用于产生射频信号r_a(t)。此外，所述正交发射机包括根据第六方面的信号处理装置，用于补偿I和Q信号通道之间的不平衡。

根据第八方面，提供了一种包括根据第四方面的正交接收机和/或根据第七方面的正交发射机的电子设备。所述电子设备可以是例如但不限于移动通信终端或无线基站。

根据第九方面，提供了一种计算机程序产品，所述计算机程序产品包括计算机程序代码装置，当由具有计算能力的电子设备运行所述计算机程序代码装置时，所述计算机程序代码装置执行根据第一、第二、或第五方面的方法。

根据第十方面，提供了一种计算机可读介质，所述计算机可读介质具有存储在其上的计算机程序产品，所述计算机程序产品包括计算机程序代码装置，当由具有计算能力的电子设备运行所述计算机程序代码装置时，所述计算机程序代码装置执行根据第一、第二、或第五方面的方法。

根据第十一方面，提供了一种硬件描述实体，所述实体包括计算机可解释的硬件描述代码，所述代码描述根据第三或第六方面的信号处理装置并通过设置可设置的硬件单元或其组合使其计算机辅助制造实现为特定应用的硬件单元。

本发明的实施例的一个优点是能够以在所需的计算资源方面相对较低的消耗补偿正交接收机或发射机的I和Q信号通道之间的不平衡。这反过来意味着用于进行补偿的所需电路面积和/或功率消耗可以保持相对较低。

应当强调当本说明书中使用术语“包括/包括的”时旨在表明所陈述的特征、整数、步骤或分量(部件)的存在，但不排除一个或多个其它特征、整数、步骤、分量(部件)或其群组的存在或添加。

附图说明

本发明的实施例的其它目的、特征和优点会从下文的详细说明中得出，参见附图，其中：

图1是用于补偿I/Q不平衡的已知电路的框图；

图2是根据本发明的一个实施例的正交接收机的框图；

图3是正交接收机电路的模型的框图；

图4-7是根据本发明的实施例的信号处理装置的框图；

图8-10是根据本发明的实施例的方法的流程图；

图11是根据本发明的一个实施例的信号处理装置的框图；

图12是根据本发明的一个实施例的方法的流程图；

图13是根据本发明的一个实施例的正交发射机的框图；

图14是正交发射机电路的模型的框图；

图15示意性地示出了根据本发明的一个实施例的电子设备；和

图16示意性地示出了计算机可读介质和可编程硬件单元。

具体实施方式

图2是根据本发明的一个实施例的正交接收机8的框图。正交接收机8适于在输入端口10上接收连续时间模拟射频（RF）信号r_a(t)。在下文中，下标“a”与信号和脉冲响应一起使用以表示信号/脉冲响应是模拟连续时间信号/脉冲响应，t被用作表示连续时间的时间变量，而n被用作表示离散时间的序列指数(索引)。此外，在下文中涉及对应于连续时间信号/脉冲响应的离散时间信号/脉冲响应，反之亦然。在本说明书上下文中的术语“对应于(corresponds)”应当作如下解释。在对应于连续时间信号s_a(t)的离散时间信号s(n)的情况，s(n)=s_a(nT)，其中T是采样周期。假设信号s_a(t)是适当带宽受限的，以允许按照尼奎斯特(Nyquist)采样定理在没有（明显）混叠的情况下进行采样。也就是说，假设信号s_a(t)没有（或在实践中只有可忽略的）在频率f_BW<1/(2T)之上的频率的光谱含量。在对应于连续时间脉冲响应g_a(t)的离散时间脉冲响应g(n)的情况，对于相关的角频带，例如0≤ω＜π/T或其子集，由定义的g(n)的离散时间傅里叶变换G(e^jωt)等于由定义的g_a(t)的连续时间傅里叶变换G_a(jω)。

根据图2所示的实施例，正交接收机8包括同相（I）信号通道12a和正交（Q）信号通道12b。I信号通道12a包括混频器14a，而Q信号通道12b包括混频器14b。混频器14a和14b均适于在输入端口上接收RF信号r_a(t)。此外，正交接收机包括本地振荡器（LO）单元17，所述单元适于产生提供至混频器14a和14b的LO信号。理想的，提供至混频器14a和14b的LO信号被设置成正交，即，理想的在LO信号之间有90°（或π/2弧度）的相互相移。混频器14a和14b被设置成将RF信号r_a(t)的关注的信号频带进行降频变换至较低的频率范围。在下文中，正交接收机8被假设为直接转换接收机，适于将所述频带降频转换至基频带，即至0Hz附近的频带。换言之，LO频率f₀是在关注的频带内的频带。不过，本发明的实施例也可应用于适于将关注的信号频带降频转换至其它频带的正交接收机。

根据图2中所示的实施例，正交接收机8还包括分别在I信号通道12a和Q信号通道12b中的滤波器20a和滤波器20b。滤波器20a和20b被设置成抑制不希望的频率分量从混频器14a和14b输出。在图2中，滤波器20a和20b示出为低通（LP）滤波器。不过，在其它实施例中，其中正交接收机8不是直接转换接收机，滤波器20a和20b可替换为带通（BP）滤波器。

此外，在图2所示的实施例中，正交接收机8包括分别在I信号通道12a和Q信号通道12b中的模/数转换器（ADC）25a和ADC25b。ADC25a适于将来自滤波器20a的输出信号转换成数字表示用于产生实值未补偿数字I分量，在下文中以a(n)表示。类似的，ADC25b适于将来自滤波器20b的输出信号转换成数字表示用于产生实值未补偿数字Q分量，在下文中以b(n)表示。实值信号a(n)和b(n)一起形成未补偿复数字信号x(n)=a(n)+jb(n)，其中j表示虚数单位。

利用混频器进行降频转换的一个问题是提供给混频器位于频率f₀+f₁处的输入信号的频率分量和提供给混频器位于频率f₀-f₁处的输入信号的另一频率分量在混频器的输出信号中被映射到相同的频率f₁上。通过正交接收机设置的方式（其中使用复值信号表示），能够抑制分量（通常称为图像分量）中的一个，比如说f₀-f₁处的一个，并且基本仅保持希望的分量，比如说f₀+f₁处的一个。这通常被称为图像抑制或图像衰减。为了具有高度的图像衰减，需要很好地平衡I和Q信号通道，即，I和Q信号通道的LO信号之间的相互相位差需要接近90°并且I和Q信号通道的传递函数需要近似相等。I和Q信号通道之间的失配或不平衡限制了可达到的图像衰减。所述不平衡通常是由于正交接收机的I和Q信号通道中的物理部件的温度变化、制造不精确、和其它非理想性因素。在不使用补偿技术的情况下，可达到的图像衰减通常在30-50dB左右。考虑到在一些情况图像分量很有可能比希望的分量强50-100dB，所述图像衰减可能是不足够的。

为了补偿不足的图像衰减的问题，图2所示实施例中的正交接收机8包括信号处理装置30，所述信号处理装置30适于补偿正交接收机8的I信号通道12a和Q信号通道12b之间的不平衡。所述信号处理装置30适于接收未补偿数字信号x(n)和通过执行信号处理方法补偿所述不平衡，其中所述信号处理方法将在下文不同实施例的上下文中进一步进行描述。因此，与如果信号处理装置30不存在的情况相比，正交接收机8的所产生的总体I/Q不平衡可以减少。

在图2所示的实施例中，信号处理装置30适于在输入端口32a上接收信号a(n)并且在输入端口32b上接收信号b(n)。此外，信号处理装置30适于在输出端口34a上输出补偿数字I分量并且在输出端口34b上输出补偿数字Q分量。在图2所示的实施例中，信号a(n)和b(n)是ADC25a和25b的输出信号。不过，在其它实施例中，可以在ADC25a和25b与信号处理装置30之间连接用于根据ADC25a和25b的输出信号产生信号a(n)和b(n)的一个或多个中间部件（未示出）。所述中间部件的非限制性示例可以例如是滤波器或用于进行采样率转换例如内插或抽取的部件。

图3是图2中正交接收机8的模型的框图，但没有信号处理装置30。混频器14a和14b及LO17（图2）通过乘法器40a和40b分别将信号r_a(t)与和相乘进行模仿，其中ω₀是2πf₀。对于平衡的I和Q信号通道， 和之间的差导致了I和Q信号通道之间的不平衡。

滤波器20a和20b（图2）分别通过方框45a和45b进行模仿，具有脉冲响应h_a1(t)和h_a2(t)，如图3中所表示。此外，ADC25a和25b分别通过理想的采样开关50a和50b进行模仿，被设置成在时刻t=nT对方框45a和45b的输出信号进行采样，其中T表示采样周期，如图3所示。ADC25a和25b之间的任何增益失配和ADC25a和25b的（线性）动态行为被归并入图3所示模型的方框45a和45b中。

下文所呈现的推导所用的假定是RF信号r_a(t)是下述形式：其中z_a(t)是离散时间基带信号z(n)=z_a(nT)=c(n)+jd(n)的对应的模拟表示，代表由发射机发射的数据，其中c(n)和d(n)均是实值信号。正交接收机8的一个目的是实现所述数据的恢复。那么信号x(n)可以写成下述形式：

$x\left(n\right)={\tilde{g}}_1\left(n\right)*z\left(n\right)+{\tilde{g}}_2\left(n\right)*z^{*}\left(n\right)$    (等式1)

其中

和

上面，h₁(n)和h₂(n)是对应于连续时间脉冲响应h_a1(t)和h_a2(t)的离散时间脉冲响应。

等同的表示如下：

x(n)＝g₁(n)*p(n)±g₂(n)*p^*(n)    （等式4）

其中符号±表示在不同的情况或+或-。将下文称为情况1的情况，±表示+，而在下文称为情况2的情况，±表示-。在等式4中，

和

根据情况1：

h(n)*h₁(n)＝h₂(n)    （等式8）

和

根据情况2：

h(n)*h₂(n)＝h₁(n)    （等式11）

和

对于情况1和情况2，信号p(n)是z(n)的线性失真形式，z(n)通过线性均衡器可从其恢复。所述线性均衡器通常包括在接收机中。因此，信号处理装置30可适于恢复p(n)而非z(n)，所述z(n)可替换地可通过所述均衡器的方式从p(n)恢复。p(n)的实部和虚部分别在下文表示为和因此，其中和是实值信号。

对于情况1，有如下等式：

类似的，对于情况2，有如下等式：

从等式13和14可以观察到，p(n)的实部和虚部经受不同的传递函数，这导致了信号x(n)中的图像失真。此外，可以观察到在情况1中，（即，x(n)和p(n)的实部是相等的），并且在情况2中，（即，x(n)和p(n)的虚部是相等的）。这在下文用于补偿I/Q不平衡的资源有效利用电路和方法的推导中用到。

在图4-7中，参见下文，包括在方括号中的符号和标识符涉及用于补偿正交发射机中的I/Q不平衡的对应信号处理装置的实施例。

图4是根据本发明的一个实施例的信号处理装置30的框图。根据所述实施例，信号处理装置30包括补偿滤波器60。所述补偿滤波器60被设置成接收仅具有实值或虚值分量而非同时具有两者的输入信号。此外，补偿滤波器60具有复值脉冲响应，并因此被设置成输出复值输出信号（即，同时具有实值和虚值分量的信号），所述复值输出信号是用于补偿I/Q不平衡的补偿信号。在图1的实施例中，信号处理装置30具有输入端口32和输出端口34。输入端口32是复合输入端口，表示图2中的两个输入端口32a和32b。类似的，输出端口34是复合输出端口，表示图2中的两个输出端口34a和34b。此外，根据图4中所示的实施例，信号处理装置30包括加法器单元65，所述加法器单元适于产生复补偿数字信号y(n)为x(n)和补偿滤波器60的输出信号的总和。信号y(n)在输出端口34上输出。参见图2，y(n)的实部（或补偿数字I分量）在输出端口34a上输出，而y(n)的虚部（或补偿数字Q分量）在输出端口34b上输出。

对于情况1，补偿滤波器60被设置成接收x(n)的实部a(n)作为输入信号。对于情况2，补偿滤波器60被设置成接收x(n)的虚部b(n)，与j相乘，作为输入信号。因此，尽管所述连接(方式)没有在图4中明确示出，但补偿滤波器60可以可操作地连接至输入端口32用于接收其输入信号。对于情况1，f(n)的选择为

产生

因此，y(n)是z(n)的线性函数，z(n)通过线性均衡器可从其恢复。类似的，对于情况2，f(n)的选择为

产生

因此，同样对于情况2，y(n)是z(n)的线性函数，z(n)通过线性均衡器可从其恢复。

图4所示实施例的一个优点是能够以更低的计算复杂性实现与图1中所示的补偿电路相同的在图像抑制方面的表现，因为在图4的实施例中只有x(n)的实部或虚部被输入补偿滤波器60，而图1的补偿电路中的滤波器3需要复值输入信号。因此，对于图像衰减方面的给定表现，利用比图1的补偿电路更少的计算资源量可以实施图4所示的实施例。这转而可用于实施具有比图1的补偿电路更低的功率消耗和/或更小的电路面积的图4的实施例。

为了便于I/Q不平衡的有效补偿，可以适应性地产生和更新补偿滤波器60的滤波器参数。在“背景技术”部分提及的Antilla接收机论文所披露的方法可例如用于该目的。在下文的某些实施例的上下文中披露了用于自适应生成补偿滤波器的滤波器参数的其它方式。

补偿滤波器60的进一步简化是可能的，这使得进一步降低了所需的计算复杂性，如下文所述。对于情况1，f(n)可被重写成

其中h_Δ(n)＝h(n)-δ(n)。图5示出了使用等式19的表达式获得有效计算实施的信号处理装置30的实施例的框图。在本实施例中，信号处理装置包括滤波器单元70，所述滤波器单元适于接收实值信号a(n)作为输入信号。滤波器单元70具有脉冲响应h_△(n)。此外，信号处理装置30包括加法器单元75，所述加法器单元适于产生a(n)和滤波器单元70的输出信号的总和。此外，信号处理装置30包括乘法单元80，所述乘法单元适于将由加法器单元75产生的总和与复值系数相乘并且输出产生的乘积。此外，信号处理装置30包括加法器单元85，所述加法器单元适于产生由乘法单元80输出的乘积与-a(n)的总和。该总和对应于在图4所示实施例中从补偿滤波器60输出的复值补偿信号。加法器电路85还适于将所述总和与信号x(n)相加以形成补偿数字信号y(n)。在图4和5之间的比较中，通过滤波器单元70、乘法单元80、和加法器单元75和85（图5）执行补偿滤波器（图4）的功能，而加法器单元65（图4）的功能通过加法器单元85（图4）执行。

脉冲响应f(n)和h_△(n)具有相同的长度。不过，f(n)具有复值采样，而h_△(n)仅具有实值采样。在下文中，假设f(n)和h_△(n)的长度是有限的并且等于N（即，有限长度的脉冲响应（FIR）滤波器被用于补偿）。如果图4实施例的补偿滤波器60被实施为具有“强力(brute force)”方式的长度N的FIR滤波器（例如，为标准或转置直接型FIR滤波器），对于每次采样需要复值系数的N次乘法，这对应于实值系数的2N次乘法。通过使相同的“强力”方式用于实施图5中的滤波器单元70，对于每次采样在滤波器单元70中需要实值系数的N次乘法。此外，对于每次采样在乘法单元80中需要复值系数的一次乘法，对应于实值系数的二次乘法，导致在信号处理装置30中对于每次采样总共为实值系数的N+2次乘法，这对于通过“强力”方法实施的图4的补偿滤波器60的情况是乘法次数的约50%。这可被用于进一步减少功率消耗和/或需要的电路面积。此外，简化了滤波器参数的自适应生成，因为相比于在通过“强力”方式实施的图4的补偿滤波器60的情况中自适应生成的对应于2N次实值系数的N次复值系数，仅需要生成N次实值滤波系数用于滤波器单元70和实值参数

比较等式15和等式17，可很快意识到图5中信号处理装置30的结构也可用于情况2，用jb(n)代替a(n)。这在图5中用标记“情况2：jb(n)”示出。尽管在等式15和17中参数用不同的符号输入，该差异可通过在两种情况中生成具有不同符号的在滤波器参数的生成中被补偿（对应于变量替换，其中在等式17中用替换）。所述补偿在自适应参数生成方案中被自动处理。

下文将参照图6描述根据本发明的一个实施例的信号处理装置30中的滤波器参数的自适应生成。图6是信号处理装置30的一个实施例的框图。根据该实施例，信号处理装置30包括补偿滤波器160a，所述滤波器基本对应于图4中的补偿滤波器60。补偿滤波器160a被设置成接收仅具有实分量或虚分量而非同时具有两者的输入信号。此外，补偿滤波器160a具有复值脉冲响应，并因此被设置成输出复值输出信号，所述复值输出信号是用于补偿I/Q不平衡的补偿信号。正如对于图4中的补偿滤波器60，补偿滤波器160a被设置成在情况1接收a(n)而在情况2接收jb(n)，如图6所示。

在多次迭代中自适应生成滤波器单元160a的滤波器参数。每次迭代在下文用迭代指标(指数)i识别。对于第i次迭代，生成获得脉冲响应f⁽ⁱ⁾(n)的滤波器参数。在第一次迭代中，f⁽ⁱ⁾(n)可以是第一次迭代（即，对于i=1）的默认脉冲响应。默认脉冲响应可以例如是f⁽¹⁾(n)=δ(n)。对于随后的迭代（即，对于i>1），f⁽ⁱ⁾(n)基于f^(i-1)(n)和△^(i-1)(n)，并且△^(i-1)(n)是在前迭代的估计脉冲响应误差。f⁽ⁱ⁾(n)如何可基于f^(i-1)(n)和△^(i-1)(n)将在下文的具体实施例的上下文中作详细地描述。此外，在下文中由e⁽ⁱ⁾(n)表示的复补偿信号在补偿滤波器160a的输出端口上生成为e⁽ⁱ⁾(n)=f⁽ⁱ⁾(n)*w(n)，其中w(n)在情况1中表示a(n)而在情况2中表示jb(n)。在信号处理装置30的加法器单元165a中，产生由v⁽ⁱ⁾(n)表示的第一补偿复数字信号为v⁽ⁱ⁾(n)=x(n)+e⁽ⁱ⁾(n)。

此外，生成了确定估计脉冲响应误差△⁽ⁱ⁾(n)的滤波器参数，可用于第（i+1）次迭代中以便确定f⁽ⁱ⁾(n)。例如，可以根据表达式u⁽ⁱ⁾(n)=v⁽ⁱ⁾(n)+△⁽ⁱ⁾(n)*w(n)生成确定△⁽ⁱ⁾(n)的滤波器参数，使用优化技术使得u⁽ⁱ⁾(n)的I/Q不平衡小于v⁽ⁱ⁾(n)的I/Q不平衡。例如，可通过使基于u⁽ⁱ⁾(n)的价值函数最小化生成确定△⁽ⁱ⁾(n)的滤波器参数。

假设当前的信号z(t)是合适的，如在上文所提及的Antilla接收机论文中所定义的，即：

E[z(t)z(t-τ)]＝0 对于所有的τ，（等式20）

其中E[·]表示期望值算子，如果I/Q不平衡被完美地补偿，从信号处理装置30输出的补偿信号也应当是合适的。

在所述情况，基于u⁽ⁱ⁾(n)的价值函数可以基于u⁽ⁱ⁾(n)的合适度测量结果。所述合适度测量结果P(△⁽ⁱ⁾(n)，k)可例如被定义为

$P({\mathrm{\&Delta;}}^{\left(i\right)}\left(n\right),k)=\underset{l\&Element;L}{\mathrm{\&Sigma;}}{u}^{\left(i\right)}\left(l\right)u^{\left(i\right)}(l-k)$     （等式21）

其中L是适当选择的区间。L的长度可以例如根据计算机模拟和/或测量结果进行选择以便得到对于给定应用的希望的准确性。此外，基于P(△⁽ⁱ⁾(n)，k)的价值函数可例如被定义为

$C\left({\mathrm{\&Delta;}}^{\left(i\right)}\left(n\right)\right)=\underset{k\&Element;K}{\mathrm{\&Sigma;}}{\left(\mathrm{Re}\left(P({\mathrm{\&Delta;}}^{\left(i\right)}\left(n\right),k)\right)\right)}^2+{\left(\mathrm{Im}\left(P({\mathrm{\&Delta;}}^{\left(i\right)}\left(n\right),k)\right)\right)}^2,$     （等式22）

其中Re和Im分别表示实部和虚部，而K是适当选择的区间。K的长度可例如根据计算机模拟和/或测量结果进行选择以便得到对于给定应用的希望的准确性。根据一般经验，K的长度通常应当至少具有△⁽ⁱ⁾(n)的长度的同阶。

价值函数C(△⁽ⁱ⁾(n))可被看作确定△⁽ⁱ⁾(n)的滤波器参数的函数。在下文的讨论中，确定△⁽ⁱ⁾(n)的滤波器参数的数量表示为M.C(△⁽ⁱ⁾(n))，如等式22所定义，一般是确定△⁽ⁱ⁾(n)的滤波器参数的非线性价值函数（当然，取决于△⁽ⁱ⁾(n)是如何随滤波器参数而定的）。通过使C(△⁽ⁱ⁾(n))相对于滤波器参数线性化，例如对于所有的n围绕点△⁽ⁱ⁾(n)=0，可从非线性价值函数C(△⁽ⁱ⁾(n))（由等式22定义，或为以任何其它适当方式的滤波器参数的非线性价值函数）获得另一价值函数从而，获得M(个)滤波器参数中的线性价值函数例如，通过使(Re(P(Δ⁽ⁱ⁾(n)，k)))²和(Im(P(Δ⁽ⁱ⁾(n)，k)))²相对于M滤波器参数线性化可获得一组线性方程，其中每个k∈K并且将所得到的线性方程设定等于0。尽管解该线性化价值函数的滤波器参数值并不完全对应于C(△⁽ⁱ⁾(n))的最小值，但对于每次迭代，对线性化价值函数的解会通常连续接近解或解的区域，接近最佳解。该方法的一个优点是它比直接使非线性价值函数C(△⁽ⁱ⁾(n))最小化需要更少的计算资源。

如图6中所示，信号处理装置30还可被设置成根据生成的确定△⁽ⁱ⁾(n)的滤波器参数生成第二补偿复数字信号y⁽ⁱ⁾(n)=v⁽ⁱ⁾(n)+△⁽ⁱ⁾(n)*w(n)（其中同样地，w(n)在情况1表示a(n)而在情况2表示jb(n)）。为了该目的，信号处理装置30可包括具有脉冲响应△⁽ⁱ⁾(n)的滤波器单元160b，和加法器单元165b，如图6所示。该第二补偿复数字信号y⁽ⁱ⁾(n)可以是在输出端口34上输出的信号。在其它实施例中，信号v⁽ⁱ⁾(n)可替代地可以是在输出端口34上的输出。在所述实施例中，可省略滤波器单元160b和加法器单元165b。

在一个实施例中，补偿滤波器160a是FIR滤波器，其中每个脉冲响应f⁽ⁱ⁾(n)和△⁽ⁱ⁾(n)的长度是N。此外，用于获得脉冲响应f⁽ⁱ⁾(n)的滤波器参数是f⁽ⁱ⁾(n)的样本的N(个)实部和N(个)虚部。类似的，确定△⁽ⁱ⁾(n)的滤波器参数是△⁽ⁱ⁾(n)的样本的N(个)实部和N(个)虚部。因此，在本实施例中，M=2N。此外，在本实施例中，基于f^(i-1)(n)和△^(i-1)(n)生成的f⁽ⁱ⁾(n)为f⁽ⁱ⁾(n)=f^(i-1)(n)+△^(i-1)(n)。

图7是信号处理装置30的另一实施例的框图，对应于图5中所示的实施例，同样示出了滤波器参数的自适应生成。在本实施例中，脉冲响应f⁽ⁱ⁾(n)是下述形式：

其中是实值参数而h_△ ⁽ⁱ⁾(n)是实值序列。该形式的f⁽ⁱ⁾(n)由等式19导出。

在图7所示的实施例中，信号处理装置30包括滤波器单元170，所述滤波器单元基本上对应于图5中的滤波器单元70。滤波器单元170具有脉冲响应h_△ ⁽ⁱ⁾(n)。此外，信号处理装置30包括加法器单元175，所述加法器单元适于生成w(n)（如上所述用于对于情况1表示a(n)而对于情况2表示jb(n)）和滤波器单元170的输出信号的总和。加法器单元175基本上对应于图5中的加法器单元75。此外，信号处理装置30包括乘法单元180a，所述乘法单元适于将由加法器单元175生成的总和与复值系数相乘并且输出所生成的乘积。乘法单元180a基本上对应于图5中的乘法单元80。此外，信号处理装置30包括加法器单元185a，所述加法器单元适于生成从乘法单元180a输出的所述乘积与-w(n)的总和。加法器单元185a基本上对应于图5中的加法器单元85。加法器单元185a的输出信号是第一补偿复数字信号，由v⁽ⁱ⁾(n)表示。

对于图7所示的实施例，可以按如结合图6所述基本相同的方式进行滤波器参数的自适应生成。确定△⁽ⁱ⁾(n)的滤波器参数可以是实值参数和实值序列△_h ⁽ⁱ⁾(n)，具有与实值序列h_△ ⁽ⁱ⁾(n)相同的长度。用于获得脉冲响应f⁽ⁱ⁾(n)的要生成的滤波器参数可以是实值序列h_△ ⁽ⁱ⁾(n)，它可被生成为：

h_△ ⁽ⁱ⁾(n)=h_△ ^(i-1)(n)+△_h ^(i-1)(n)，    （等式24）

和实值参数它可被生成为

在下文中，考虑滤波器单元170a是FIR滤波器的实施例。因此，脉冲响应h_△ ⁽ⁱ⁾(n)具有有限长度，所述长度表示为N，与上文结合图6所述的示例一致。估计的脉冲响应误差△⁽ⁱ⁾(n)可以是下述形式：

n属于整数的有限集并且△⁽ⁱ⁾(n)=0在所述整数的有限集外。所述整数的有限集是长度N的区间，其中h_△ ⁽ⁱ⁾(n)可采用非零值。等式26给出的表达式是f⁽ⁱ⁺¹⁾(n)-f⁽ⁱ⁾(n)的一阶近似，其中f⁽ⁱ⁾(n)由等式23给出，而和h_△ ⁽ⁱ⁾(n)分别由等式24和等式25给出。对于这种情况，用于获得脉冲响应f⁽ⁱ⁾(n)的滤波器参数的数量M是N+1，即N个实值采样的h_△ ⁽ⁱ⁾(n)和实值参数对于N>1，这小于上文结合图6所呈现的示例，其中M=2N，由此可使用更少的计算资源进行滤波器参数的自适应生成，这是优点。

如图7中所示，信号处理装置30还可被设置成根据所生成的确定△⁽ⁱ⁾(n)的滤波器参数生成第二补偿复数字信号y⁽ⁱ⁾(n)=v⁽ⁱ⁾(n)+△⁽ⁱ⁾(n)*w(n)。为了该目的，信号处理装置30可包括滤波器单元170b，具有等于等式26的实部的脉冲响应；滤波器单元180b，具有等于j乘以等式26的虚部的脉冲响应；和加法器单元185b和185c，如图7所示。对于图6所示的实施例，该第二补偿数字信号y⁽ⁱ⁾(n)可以是在输出端口34上输出的信号。在其它实施例中，信号v⁽ⁱ⁾(n)可替代地可以是在输出端口34上的输出。在所述实施例中，可省略滤波器单元170b和180b以及加法器单元185b和185c。

在图7中的框图和图6的更一般性的框图之间进行比较，补偿滤波器160a（图6）的功能由滤波器单元170a、乘法单元180a、和加法器单元175和185a（图7）执行。此外，加法器单元165a（图6）的功能由加法器单元185a（图7）执行。此外，滤波器单元160b（图6）的功能由滤波器单元170b和180b以及加法器单元185b（图7）执行，而加法器单元165b（图6）的功能由加法器单元185c执行。

图8是根据本发明的一个实施例用于补偿正交接收机8（图2）的I信号通道12a和Q信号通道12b之间的不平衡的方法的流程图。所述方法可以例如通过信号处理装置30（图2-7）执行。根据所述实施例，在步骤200开始所述方法。在步骤205，例如在信号处理装置30的输入端口32（图3-7）或端口32a和32b（图2）上接收未补偿复数字信号x(n)=a(n)+jb(n)。在步骤210，通过用具有复值脉冲响应的补偿滤波器对a(n)（情况1）和jb(n)（情况2）中的一个进行滤波来生成复补偿信号。步骤210可以例如通过补偿滤波器60（图4）、上文描述为执行补偿滤波器60（图4）的功能的元件70-85（图5）、补偿滤波器160a（图6）、或上文描述为执行补偿滤波器160a（图6）的功能的元件170a、175、180a、和185a（图7）进行。此外，在步骤215，第一补偿复数字信号被生成为x(n)和复补偿信号的总和。所述第一补偿复数字信号可以是图4和5中的信号y(n)，或者是图6和7中的信号v⁽ⁱ⁾(n)。所述方法在步骤220结束。

所述方法还可包括自适应生成补偿滤波器的滤波器参数。自适应生成补偿滤波器的滤波器参数可例如包括自适应生成脉冲响应f(n)的复值采样或自适应生成脉冲响应h_△(n)的实值采样和实值参数如上文结合图4和5所述。

图9是根据本发明的一个实施例表示如何可进行滤波器参数的自适应生成的流程图，它例如可应用于图6和7所示的信号处理装置30的实施例。图9中的流程图示出了上文结合图6和7所述的迭代过程的一次迭代。在步骤300开始迭代。在步骤305，生成用于获得脉冲响应f⁽ⁱ⁾(n)的滤波器参数，其中f⁽ⁱ⁾(n)是用于第一次迭代的默认脉冲响应，其中i=1，并且f⁽ⁱ⁾(n)基于f^(i-1)(n)和△^(i-1)(n)，i>1。此外，在步骤310，由e⁽ⁱ⁾(n)表示的复补偿信号被生成为e⁽ⁱ⁾(n)=f⁽ⁱ⁾(n)*w(n)，其中w(n)表示a(n)（情况1）或jb(n)（情况2）。此外，在步骤315，第一补偿复数字信号v⁽ⁱ⁾(n)被生成为v⁽ⁱ⁾(n)=x(n)+e⁽ⁱ⁾(n)。此外，在步骤320，通过使基于u⁽ⁱ⁾(n)=v⁽ⁱ⁾(n)+△⁽ⁱ⁾(n)*w(n)的价值函数最小化生成确定△⁽ⁱ⁾(n)的滤波器参数。迭代在步骤320结束。在一些实施例中，迭代还可包括基于所生成的△⁽ⁱ⁾(n)生成第二补偿复数字信号y⁽ⁱ⁾(n)=v⁽ⁱ⁾(n)+△⁽ⁱ⁾(n)*w(n)，如结合图6-7的上下文所述。

如上文结合图7所述，价值函数可以基于u⁽ⁱ⁾(n)的合适度测量结果。此外，同样如结合图7所述，价值函数可以是线性价值函数，例如通过使基于u⁽ⁱ⁾(n)的非线性价值函数线性化获得的价值函数。

脉冲响应f⁽ⁱ⁾(n)和△⁽ⁱ⁾(n)可以例如具有上文结合图6和7所述的任一形式。此外，步骤305和320可以例如包括以上文结合图6和7所述的任一方式生成滤波器参数。

在一些实施例中，只要信号处理装置300处于工作中，可以连续执行用于自适应生成滤波器参数的迭代。在其它实施例中，当满足结束迭代的某个停止条件时，可以终止或结束迭代。所述条件可以例如是∣△⁽ⁱ⁾(n)∣（在所有n上）的最大值低于阈值。所述阈值可以例如根据***说明、计算机模拟和/或测量结果进行选择，例如以实现***说明所要求的某种程度的图像抑制或满足***说明的某个其它标准。

所述操作由图10的流程图示出。在步骤400，操作开始。在步骤405，确定停止条件是否满足。如果停止条件不满足，在步骤410再次迭代滤波器参数生成。步骤410可以例如按照图9中的流程图进行。如果停止条件满足，迭代结束并且在步骤415继续根据上一次迭代所生成的滤波器参数补偿I信号通道12a和Q信号通道12b之间的不平衡。

图11中示出了图6中信号处理装置30的框图的稍微改动，以可与图6的框图相比的计算复杂性产生除相移外基本上相同的功能。图11中所示的实施例导出如下。

设定，对于情况1：

或者，对于情况2，

其中，在两种情况中，g(n)*h(n)＝δ(n)，则对于两种情况y(n)=p(n)。就是说，y(n)是z(n)的线性函数，z(n)可通过线性均衡器的方式从其恢复。对于两种情况的h(n)，p(n)和的定义由等式7-等式11给出。设定

g_Δ(n)＝g(n)-δ(n)，    （等式29）

等式27可重写为：

而等式28可被重写为：

应当指出，g_△(n)是实值序列。

根据图11所示的实施例，信号处理装置30包括滤波器单元500a，所述滤波器单元被设置成接收和过滤在下文中由w₂(n)表示的信号。对于情况1，w₂(n)=jb(n)，而对于情况2，w₂(n)=a(n)，如图11所表示。滤波器单元500a具有实值有限长度脉冲响应g_△ ⁽ⁱ⁾(n)，对于n在有限集K中可采用非零值。例如，集合K可以是长度N的区间，从而g_△ ⁽ⁱ⁾(n)具有有限长度N。此外，信号处理装置包括加法器单元505，所述加法器单元被设置成生成滤波器单元500a的输出信号和w₂(n)的总和。此外，信号处理装置30包括乘法单元510，所述乘法单元被设置成将加法器单元505生成的总和乘以因子其中是实值参数。

根据图11所示的实施例，信号处理装置30还包括乘法单元520，所述乘法单元520被设置成将信号w₁(n)与因子相乘。在情况1，信号w₁(n)=ja(n)，而在情况2，w₁(n)=b(n)，如图11中所示。此外，信号处理装置30包括加法器单元515a和515b，所述加法器单元515a和515b适于生成第一补偿复数字信号v⁽ⁱ⁾(n)为：

等式32和等式30-31之间的比较为图11中的框图的结构提供了启示。与结合图6-7和9所述的滤波器参数的自适应生成相似，参数和g_△ ⁽ⁱ⁾(n)的采样值在多次迭代中自适应生成。每次迭代在下文中由迭代指数i识别。对于第一次迭代，其中i=1，g_△ ⁽ⁱ⁾(n)可以是默认脉冲响应，并且可被分配一默认值，例如对于随后的迭代，即，对于i>1，g_△ ⁽ⁱ⁾(n)由g_△ ⁽ⁱ⁾(n)=g_△ ^(i-1)(n)+△_g ^(i-1)(n)给出而给出，其中△_g ^(i-1)(n)是在前迭代的估计脉冲响应误差而是在前迭代的估计相位参数误差。与结合图6-7和9所述的滤波器参数的自适应生成相似，通过使基于下述等式的价值函数最小化生成估计脉冲响应误差△_g ⁽ⁱ⁾(n)和估计相位参数误差

基于由等式33给出的u⁽ⁱ⁾(n)的价值函数可能是以上文结合图6-7和9所述的滤波器参数的自适应生成相同的方式基于u⁽ⁱ⁾(n)的合适度测量结果的。

与图6和7所示的信号处理装置30的实施例类似，根据图11所示的实施例的信号处理装置30还可适于基于所生成的△_g ⁽ⁱ⁾(n)和生成第二补偿复数字信号为了该目的，信号处理装置30可包括滤波器单元500b，所述滤波器单元适于生成信号滤波器单元520b，所述滤波器单元适于生成信号和加法器单元525a和525b，所述加法器单元525a和525b被设置成用于生成y⁽ⁱ⁾(n)，如图11中所示。

该第二补偿数字信号y⁽ⁱ⁾(n)可以是在输出端口34上输出的信号。在其它实施例中，信号v⁽ⁱ⁾(n)可替代地可以是在输出端口34上的输出。在所述实施例中，可省略滤波器单元500b和520b以及加法器单元525a和525b。

图12是根据本发明的一个实施例表示如何可进行△_g ⁽ⁱ⁾(n)和的自适应生成的流程图，可应用于图11所示的信号处理装置30的实施例。与图9中的流程图类似，图12的流程图示出了上文结合图11所述的迭代过程的一次迭代。在步骤530，迭代开始。在步骤535，产生有限长度实值脉冲响应g_△ ⁽ⁱ⁾(n)和实值相位参数的采样值。对于第一次迭代，其中i=1，g_△ ⁽ⁱ⁾(n)被生成为默认脉冲响应。对于i>1，g_△ ⁽ⁱ⁾(n)由g_△ ⁽ⁱ⁾(n)=g_△ ^(i-1)(n)+△_g ^(i-1)(n)给出。类似的，对于第一次迭代，其中i=1，实值相位参数被生成为默认值。对于i>1，被生成为在步骤540，根据等式32生成第一补偿复数字信号v⁽ⁱ⁾(n)。此外，在步骤545，通过使基于由等式33定义的u⁽ⁱ⁾(n)的价值函数最小化生成估计脉冲响应误差△_g ⁽ⁱ⁾(n)和估计相位参数误差迭代还可包括生成所述第二补偿数字信号y⁽ⁱ⁾(n)。

在一些实施例中，只要信号处理装置30处于工作中，可以连续执行用于自适应生成△_g ⁽ⁱ⁾(n)和的迭代。在其它实施例中，当满足结束迭代的某个停止条件时，可终止或结束迭代。所述条件可以是例如∣△_g ⁽ⁱ⁾(n)∣（在所有n上）的最大值低于第一阈值并且高于第二阈值。所述阈值可以例如根据***说明、计算机模拟和/或测量结果进行选择，例如以实现***说明所要求的某种程度的图像抑制或满足***说明的某个其它标准。所述操作可以例如按照上文所述的图10中的流程图进行，其中按照图12中的流程图进行步骤410。

根据本发明的一些实施例，提供了一种用于补偿正交发射机的I和Q信号通道之间的不平衡的装置，所述正交发射机被设置成发射表示未补偿复值数字信号z(n)=c(n)+jd(n)的射频信号r_a(t)，其中c(n)是未补偿数字I分量而d(n)是未补偿数字Q分量。

图13是根据本发明的一个实施例的正交发射机600的框图。根据所述实施例，正交发射机600包括I信号通道605a和Q信号通道605b。此外，正交发射机600包括用于补偿I信号通道605a和Q信号通道605b之间的不平衡的信号处理装置610。信号处理装置610具有用于接收实值信号c(n)的输入端口615a和用于接收实值信号d(n)的输入端口615b。信号处理装置610适于基于信号z(n)生成补偿复值数字输入信号信号是补偿数字I分量，而信号是补偿数字Q分量。信号处理装置610适于通过信号处理装置610的输出端口620a向I信号通道605a的输入端口提供并且通过信号处理装置610的输出端口620b向Q信号通道605b的输入端口提供

正交发射机600中信号处理装置610的结构和正交接收机8（图2）中信号处理装置30的结构之间的差异是，在正交发射机600中，信号处理装置610被设置成通过所谓预失真的方式补偿I/Q不平衡，而在正交接收机8中，信号处理装置30被设置成通过所谓后失真的方式补偿I/Q不平衡。

此外，根据图13所示的实施例，正交发射机600包括在I信号通道605a中的第一数模转换器（DAC）625a和在Q信号通道605b中的第二DAC625b，用于分别将和转换成对应的模拟表示。此外，正交发射机600还包括分别在I信号通道605a和Q信号通道605b中的滤波器630a和滤波器630b。滤波器630a和滤波器630b被设置成抑制从DAC625a和625b输出的不希望的频率分量。在图13中，滤波器630a和630b示出为LP滤波器。不过，在其它实施例中，取决于所用的信号频带，滤波器630a和630b可替代地可以是BP滤波器。

此外，I信号通道605a包括混频器635a，而Q信号通道605b包括混频器635b。混频器635a和635b适于分别在输入端口上接收滤波器630a的输出信号和滤波器630b的输出信号。此外，正交接收机包括LO单元640，所述LO单元被设置成生成LO信号，具有同频f₀，提供至混频器635a和635b。理想的，提供给混频器635a和635b的LO信号被设置成正交，即理想地在LO信号之间有90°（或π/2弧度）的相互相移。混频器635a和635b被设置成将它们各自的输入信号进行升频转换成RF信号频带。此外，正交发射机600包括模拟加法器电路645，用于生成RF输出信号r_a(t)为混频器635a和635b的输出信号的总和。RF信号r_a(t)在正交发射机600的输出端口650上输出。

图14是正交发射机600的模型的框图，除了信号处理装置610外。DAC625a和625b（图13）用理想的DAC655a和655b模仿。滤波器630a和630b（图13）分别用具有脉冲响应h_a1(t)和h_a2(t)的方框660a和660b模仿，如图3所示。DAC625a和625b之间的任何增益失配及DAC625a和625b的（线性）动态行为被归入图14的模型中的方框660a和660b中。

混频器635a和635b及LO640（图13）用乘法器665a和665b模仿，所述乘法器665a和665b分别将方框660a和660b的输出信号与和相乘，其中ω₀是2πf₀。对于平衡的I和Q信号通道，加法器单元645(图13)用加法器670模仿。和之间的差导致了I和Q信号通道之间的不平衡。此外，ha₁(t)和ha₂(t)之间的差也促成了I和Q信号通道之间的不平衡。

在下文的推导中，和分别表示对应于和的模拟信号。可以示出信号r_a(t)可被写成下述形式：

其中和此外，使x(n)表示等同的不平衡的离散时间基带信号。就是说，x(n)表示复值信号，当输入至（假设的）完美平衡的正交发射机时，所述复值信号会产生输出信号r_a(t)。可示出x(n)可被写成下述形式：

x(n)＝g₁(n)y(n)+g₂(n)y^*(n)，    （等式35）

其中

和

在等式36和37中，h₁(n)和h₂(n)表示分别对应于连续时间脉冲响应h_a1(t)和h_a2(t)的离散时间脉冲响应。

与接收机的情况类似，在发射机情况同样考虑表示为情况1和情况2的两种不同的情况。按照情况1，根据下述等式生成y(n)

y(n)=z(n)+f(n)*c(n)    （等式38）

其中f(n)是复值脉冲响应

h(n)*h₁(n)＝h₂(n)    （等式40）

和

产生

类似的，按照情况2，根据下述等式生成y(n)

y(n)＝z(n)+f(n)*jd(n)    （等式43）

其中f(n)是复值脉冲响应

h(n)*h₂(n)＝h₁(n)    （等式45）

和

产生

从等式41和47可以看到，根据等式38或等式44生成y(n)产生了x(n)，所述x(n)是z(n)的线性失真形式。所述线性失真可以例如通过接收机中的线性均衡器进行补偿，所述接收机被设置成接收从正交发射机600发射的信号r_a(t)。

从等式38-等式47可以推导出在接收机情况中用于图4-7中的信号处理装置30的相同结构可用于发射机情况中的信号处理装置610。可通过以下方式获得用于发射机情况的相应附图：在图4-7中

-用包括信号处理装置610的输入端口615a和615b的复合输入端口615代替输入端口32；

-用z(n)代替x(n)；

-用c(n)代替a(n)；

-用jd(n)代替jb(n)；和

-用包括信号处理装置610的输出端口620a和620b的复合输出端口620代替输出端口34；

上述的替代在图4-7中表示在方括号中。对于发射机情况，不再以任何进一步的细节描述图4-7。

因此，根据本发明的实施例，提供了一种用于补偿正交发射机600的I和Q信号通道605a和605b之间的不平衡的方法。下文将结合图8-10中的流程图描述所述方法的实施例，其中所述实施例具有适当的改动以便说明发射机和接收机情况之间的差异。根据所述方法的实施例，参见图8，在步骤200开始所述方法。在步骤205，例如在输入端口615a和615b（图13）上接收未补偿复数字信号z(n)=c(n)+jd(n)。此外，在步骤210，通过用具有复值脉冲响应的补偿滤波器对c(n)（情况1）和jd(n)（情况2）中的一个进行滤波来生成复补偿信号。步骤210可以例如通过补偿滤波器60（图4）、上文所述作为执行补偿滤波器60（图4）的功能的元件70-85（图5）、补偿滤波器160a（图6）、或上文所述作为执行补偿滤波器160a（图6）的功能的元件170a、175、180a和185a（图7）进行。此外，在步骤215，第一补偿复数字信号被生成为z(n)和复补偿信号的总和。所述第一补偿复数字信号可以是图4和5中的信号y(n)，或者图6和7中的信号v⁽ⁱ⁾(n)。在步骤220结束所述方法。

所述方法还可包括自适应生成补偿滤波器的滤波器参数。自适应生成补偿滤波器的滤波器参数可以例如包括自适应生成脉冲响应f(n)的复值采样（图4）或自适应生成脉冲响应h_△(n)的实值采样和实值参数（图5）。自适应生成滤波器参数可以例如利用上文在“背景技术”部分提及的Antilla发射机论文中所述的一般方法进行。

对于图6和7中所示的信号处理装置610的实施例，滤波器参数的自适应生成可能以类似于针对信号处理装置30的对应实施例所述的迭代过程进行。不过，可以使用不同的价值函数。如在Antilla发射机论文中，可以使用信号r_a(t)的实降频变换（而非正交（或复）降频变换），随后是模数转换，以便生成实值信号r_BB(n)，所述实值信号可被用作价值函数的基准。例如，除r_BB(n)外，可以生成信号q_BB(n)，所述信号q_BB(n)对应于由通过将信号z_a(t)输入至在I和Q信号通道之间没有不平衡的正交发射机所生成的射频信号的实降频转换所产生的信号。价值函数可以基于r_BB(n)和q_BB(n)之间的差。例如，价值函数可基于所述差的L²范数或L^∞范数。与接收机情况中的价值函数类似，在待评估的滤波器参数中价值函数可以是线性价值函数。例如，可获得线性价值函数为非线性价值函数的线性化，例如所述L²范数或L^∞范数。

根据一个实施例，可以按照图9所示的流程图执行所述迭代过程的迭代(操作)（示出了一次迭代）。在步骤300开始迭代。在步骤305，生成用于获得脉冲响应f⁽ⁱ⁾(n)的滤波器参数，其中f⁽ⁱ⁾(n)是用于第一次迭代的默认脉冲响应，其中i=1，并且f⁽ⁱ⁾(n)基于f^(i-1)(n)和△^(i-1)(n)，i>1。此外，在步骤310，由e⁽ⁱ⁾(n)表示的复补偿信号被生成为e⁽ⁱ⁾(n)=f⁽ⁱ⁾(n)*w(n)，其中w(n)表示c(n)（情况1）或jd(n)（情况2）。此外，在步骤315，第一补偿复数字信号v⁽ⁱ⁾(n)被生成为v⁽ⁱ⁾(n)=z(n)+e⁽ⁱ⁾(n)。此外，在步骤320，通过使基于r_BB(n)的价值函数最小化生成确定△⁽ⁱ⁾(n)的滤波器参数。在步骤320结束迭代。在一些实施例中，迭代还可包括基于所产生的△⁽ⁱ⁾(n)生成第二补偿复数字信号y⁽ⁱ⁾(n)=v⁽ⁱ⁾(n)+△⁽ⁱ⁾(n)*w(n)，如在结合图6-7的上下文中所述。

与接收机情况类似，步骤305可包括生成f⁽ⁱ⁾(n)的样本。此外，步骤320可包括生成△⁽ⁱ⁾(n)的样本。

在一些实施例中，脉冲响应f⁽ⁱ⁾(n)可以是下述形式：

此外，△⁽ⁱ⁾(n)可以是下述形式：n属于整数的有限集，其中h_△ ⁽ⁱ⁾(n)可采用非零值，而△⁽ⁱ⁾(n)=0在所述整数的有限集外。是实值参数，而△_h ⁽ⁱ⁾(n)是实值序列。步骤320可包括生成实值参数和实值序列△_h ⁽ⁱ⁾(n)。此外，步骤305可包括生成实值序列h_△ ⁽ⁱ⁾(n)为h_△ ⁽ⁱ⁾(n)=h_△ ^(i-1)(n)+△_h ^(i-1)(n)和实值参数其中i>1。

在一些实施例中，只要信号处理装置610处于工作中，用于自适应生成滤波器参数的迭代可以连续执行。在其它实施例中，当满足结束迭代的某个停止条件时，可终止或结束迭代。所述条件可以例如是∣△⁽ⁱ⁾(n)∣（在所有n上）的最大值低于阈值。所述阈值可以例如根据***说明、计算机模拟和/或测量结果进行选择，例如以实现***说明所要求的某种程度的图像抑制或满足***说明的某个其它标准。

与接收机情况类似，所述操作由图10中的流程图示出。在步骤400，开始操作。在步骤405，确定是否满足停止条件。如果停止条件不满足，在步骤410再次迭代滤波器参数生成。步骤410可以例如按照图9中的流程图进行。如果停止条件满足，结束迭代，并且在步骤415继续根据上一次迭代所产生的滤波器参数补偿I信号通道605a和Q信号通道605b之间的不平衡。

根据本发明的实施例，电子设备可包括正交接收机8和/或正交发射机600。这在图15中示意性示出，示出了电子设备700包括正交接收机8和正交发射机600。例如，电子设备可包括收发器（未示出），所述收发器转而包括正交接收机8和/或正交发射机600。电子设备可以例如是但不限于移动通信终端或无线基站。

本文所述的本发明的实施例的一个优点是能够实现与图1中所示的补偿电路1具有在图像衰减方面相同表现但以更低计算复杂性实现正交接收机或正交发射机的I和Q信号通道之间的不平衡的补偿。与图1中所示的补偿电路相比，更低的计算复杂性转而导致更少的所需计算资源量。与图1中所示的补偿电路相比，这可用于减少所需的电路面积和/或功率消耗。

在一些实施例中，信号处理装置30（图2-7和11）和/或信号处理装置610（图3-7和13）可被实施为专用特定应用硬件单元。可替换的，所述信号处理装置30或610或其部件可通过可编程和/或可设置的硬件单元实施，例如但不限于一个或多个现场可编程门阵列（FPGA）、处理器、或微控制器。因此，本发明的实施例可被嵌入在计算机程序产品中，所述计算机程序产品能够实施本文所述的方法和功能，例如，结合图8-10和12所述的方法的实施例。因此，根据本发明的实施例，提供了一种计算机程序产品，所述计算机程序产品包括被设置成使具有处理能力的可编程硬件单元例如前面提到的一个或多个处理器或微控制器执行所述方法的任一实施例的步骤的指令。所述计算机程序产品可包括存储在计算机可读介质720上的程序代码，如图16所示，所述可读介质可由具有处理能力的可编程硬件单元730加载和执行，以便使它执行所述方法的任一实施例的步骤。具有处理能力的可编程硬件单元730优选是通常被称为用于在信号处理装置30或610中集成的合适格式的嵌入***。

可通过计算机辅助制造的方式制备信号处理装置30（图2-7和11）和/或信号处理装置610（图3-7和13）。例如，在信号处理装置30或610或其部件被实施为IC中的特定应用硬件单元的情况，可以根据描述信号处理装置30或610的物理电路分布的硬件描述代码通过计算机辅助制造的方式制备用于制造信号处理装置30或610的光刻掩膜，所述代码例如但不限于常用的gdsII文件格式的硬件描述代码。描述物理电路分布的硬件描述代码可以例如通过合成和/或布局布线计算机程序工具的方式从另一硬件描述代码计算机生成，所述硬件描述代码例如但不限于寄存器传输级（RTL）上的硬件描述代码，或在例如VHDL（VHSIC（超高速集成电路）硬件描述语言）、Verilog、或SystemC中的硬件描述代码或其组合。所述硬件描述代码还可被合成以便设置可设置的硬件单元，例如但不限于FPGA，以执行信号处理装置30或610的功能。存在除上述所列的其它硬件描述语言并且所列的语言不应被解释为穷尽的或限制本发明。

因此，根据本发明的实施例，提供了一种硬件描述实体，所述硬件描述实体包括计算机可解释的硬件描述代码，所述硬件描述代码描述信号处理装置30或610和通过设置可设置的硬件单元或其组合使其计算机辅助制造实现为特定应用的硬件单元。

硬件描述实体可包括一文件或一组文件，所述文件包括硬件描述代码。所述文件或一组文件可以例如存储在计算机可读介质上，例如计算机可读介质720（图16）上。

已在上文结合具体实施例描述了本发明。不过，在本发明的范围内除上文所述外的其它实施例是可能的。在本发明的范围内可提供除上文所述外的不同的方法步骤，通过硬件或软件执行方法。实施例的不同的特征和步骤可被结合入除已经描述外的其它组合中。本发明的范围仅由所附权利要求书进行限定。

Claims (16)

1.一种用于补偿正交接收机（8）的同相I和正交Q信号通道（12a，12b）之间的不平衡的方法，所述正交接收机（8）适于生成实值未补偿数字I分量a(n)和实值未补偿数字Q分量b(n)，一起形成未补偿复数字信号x(n)=a(n)+jb(n)，其中j表示虚数单位而n是序列指数，并且所述方法包括：

－通过用具有复值脉冲响应的补偿滤波器（60）过滤a(n)和jb(n)中的一个生成复补偿信号；

－生成第一补偿复数字信号为x(n)和复补偿信号的总和；和

－自适应生成补偿滤波器（60）的滤波器参数；

其中自适应生成补偿滤波器(60)的滤波器参数包括：

对于多次迭代中的每一次，其中每次迭代通过迭代指数i识别：

－生成用于获得脉冲响应f⁽ⁱ⁾(n)的滤波器参数，其中f⁽ⁱ⁾(n)是用于第一次迭代的默认脉冲响应，其中i=1，并且f⁽ⁱ⁾(n)基于f^(i-1)(n)和△^(i-1)(n)，i>1，并且△^(i-1)(n)是在前迭代的估计脉冲响应误差；

－生成复补偿信号，由e⁽ⁱ⁾(n)表示为e⁽ⁱ⁾(n)=f⁽ⁱ⁾(n)*w(n)，其中*表示卷积算子并且w(n)表示所述a(n)和jb(n)中的一个；

－生成第一补偿复数字信号，由v⁽ⁱ⁾(n)表示为v⁽ⁱ⁾(n)=x(n)+e⁽ⁱ⁾(n)；和

－通过使基于u⁽ⁱ⁾(n)=v⁽ⁱ⁾(n)+△⁽ⁱ⁾(n)*w(n)的价值函数最小化生成确定△⁽ⁱ⁾(n)的滤波器参数。

2.根据权利要求1所述的方法，其中所述脉冲响应f⁽ⁱ⁾(n)是下述形式：

其中，δ(n)是单位脉冲，是实值参数，而h_△ ⁽ⁱ⁾(n)是实值序列。

3.根据权利要求2所述的方法，其中

△⁽ⁱ⁾(n)是下述形式：对于n属于整数的有限集，并且△⁽ⁱ⁾(n)=0，对于n在所述整数的有限集外；并且其中是实值参数而△_h ⁽ⁱ⁾(n)是实值序列；和，

生成确定△⁽ⁱ⁾(n)的滤波器参数包括生成实值参数其中i>1，和实值序列△_h ⁽ⁱ⁾(n)，其中h_△ ⁽ⁱ⁾(n)=h_△ ^(i-1)(n)+△_h ^(i-1)(n)，i>1。

4.根据权利要求1所述的方法，其中所述补偿滤波器（60）的脉冲响应是下述形式：其中δ(n)是单位脉冲，是实值参数，而h_△(n)是实值序列；和

其中自适应生成补偿滤波器（60）的滤波器参数包括自适应生成实值参数和实值序列h_△(n)。

5.一种用于补偿正交接收机（8）的同相I和正交Q信号通道（12a，12b）之间的不平衡的方法，所述正交接收机（8）适于生成实值未补偿数字I分量a(n)和实值未补偿数字Q分量b(n)，一起形成未补偿复数字信号x(n)=a(n)+jb(n)，其中j表示虚数单位而n是序列指数，并且所述方法包括：

对于多次迭代中的每一次，其中每次迭代通过迭代指数i识别：

－生成对于n在有限集K中可采用非零值的有限长度的实值脉冲响应g_△ ⁽ⁱ⁾(n)的采样值，其中g_△ ⁽ⁱ⁾(n)是用于第一次迭代的默认脉冲响应，其中i=1，并且g_△ ⁽ⁱ⁾(n)通过g_△ ⁽ⁱ⁾(n)=g_△ ^(i-1)(n)+△_g ^(i-1)(n)给出，i>1，并且△_g ^(i-1)(n)是在前迭代的估计脉冲响应误差；

－生成实值相位参数作为第一次迭代的默认值，其中i=1，并且 i>1，其中是在前迭代的估计相位参数误差；

－生成第一补偿复数字信号，由v⁽ⁱ⁾(n)表示为

其中*表示卷积算子，并且或者w₁(n)=ja(n)和w₂(n)=jb(n)或者w₁(n)=b(n)和w₂(n)=a(n)；和

－通过使基于的价值函数最小化生成估计脉冲响应误差△_g ⁽ⁱ⁾(n)和估计相位参数误差

6.一种用于补偿正交接收机（8）的同相I和正交Q信号通道(12a,12b)之间的不平衡的信号处理装置（30），其中所述正交接收机（8）适于生成实值未补偿数字I分量a(n)和实值未补偿数字Q分量b(n)，一起形成未补偿复数字信号x(n)=a(n)+jb(n)，其中j表示虚数单位而n是序列指数，其中所述信号处理装置（30）适于接收所述未补偿数字信号x(n)并且通过执行权利要求1-5中任一权利要求所述的方法补偿所述不平衡。

7.一种正交接收机（8），所述正交接收机包括：

同相I和正交Q信号通道（12a，12b），用于生成实值未补偿数字I分量a(n)和实值未补偿数字Q分量b(n)，一起形成未补偿复数字信号x(n)=a(n)+jb(n)，其中j表示虚数单位而n是序列指数；和

根据权利要求6所述的信号处理装置（30），用于补偿I和Q信号通道之间的不平衡。

8.一种通过生成具有提供给I信号通道（605a）的补偿数字I分量和提供给Q信号通道（605b）的补偿数字Q分量的补偿复值数字信号用于补偿正交发射机（600）的同相I和正交Q信号通道(605a,605b)之间的不平衡的方法，所述正交发射机（600）被设置成发射射频信号r_a(t)，表示未补偿复值数字信号z(n)=c(n)+jd(n)，其中j表示虚数单位，n是序列指数，c(n)是未补偿数字I分量，而d(n)是未补偿数字Q分量，其中所述方法包括：

－通过用具有复值脉冲响应的补偿滤波器（60）过滤c(n)和jd(n)中的一个生成复补偿信号；

－生成第一补偿复数字信号为z(n)和复补偿信号的总和；和

—自适应生成补偿滤波器（60）的滤波器参数；

其中自适应生成补偿滤波器(60)的滤波器参数包括：

对于多次迭代中的每一次，其中每次迭代通过迭代指数i识别：

－生成用于获得脉冲响应f⁽ⁱ⁾(n)的滤波器参数，其中f⁽ⁱ⁾(n)是用于第一次迭代的默认脉冲响应，其中i=1，并且f⁽ⁱ⁾(n)基于f^(i-1)(n)和△^(i-1)(n)，i>1，并且△^(i-1)(n)是在前迭代的估计脉冲响应误差；

－生成复补偿信号，由e⁽ⁱ⁾(n)表示为e⁽ⁱ⁾(n)=f⁽ⁱ⁾(n)*w(n)，其中*表示卷积算子并且w(n)表示所述c(n)和jd(n)中的一个；

－生成第一补偿复数字信号，由v⁽ⁱ⁾(n)表示为v⁽ⁱ⁾(n)=x(n)+e⁽ⁱ⁾(n)；和

－通过使基于实值信号r_BB(n)的价值函数最小化生成确定△⁽ⁱ⁾(n)的滤波器参数，其中所述实值信号r_BB(n)由信号r_a(t)的实降频转换获得。

9.根据权利要求8所述的方法，还包括生成信号q_BB(n)，所述信号q_BB(n)对应于由通过将信号z_a(t)输入至在I和Q信号通道之间没有不平衡的正交发射机所产生的射频信号的实降频转换得到的信号，其中z_a(t)是离散时间信号z(n)的对应的模拟表示，其中所述价值函数基于r_BB(n)和q_BB(n)之间的差。

10.根据权利要求9所述的方法，其中所述价值函数基于所述差的L²范数或L^∞范数。

11.根据权利要求8-10中任一权利要求所述的方法，其中所述脉冲响应f⁽ⁱ⁾(n)是下述形式：

其中，δ(n)是单位脉冲，是实值参数，而h_△ ⁽ⁱ⁾(n)是实值序列。

12.根据权利要求11所述的方法，其中△⁽ⁱ⁾(n)是下述形式： 对于n属于整数的有限集，并且△⁽ⁱ⁾(n)=0，对于n在所述整数的有限集外；并且其中是实值参数而△_h ⁽ⁱ⁾(n)是实值序列；并且其中生成确定△⁽ⁱ⁾(n)的滤波器参数包括生成实值参数其中i>1，和实值序列△_h ⁽ⁱ⁾(n)，其中h_△ ⁽ⁱ⁾(n)=h_△ ^(i-1)(n)+△_h ^(i-1)(n)，i>1。

13.根据权利要求8所述的方法，其中所述补偿滤波器（60）的脉冲响应是下述形式：其中δ(n)是单位脉冲，是实值参数而h_△(n)是实值序列；和，其中自适应生成补偿滤波器（60）的滤波器参数包括自适应生成实值参数和实值序列h_△(n)。

14.一种用于补偿正交发射机（600）的同相I和正交Q信号通道(605a,605b)之间的不平衡的信号处理装置（30），所述正交发射机（600）用于发射射频信号r_a(t)，表示未补偿复值数字信号z(n)=c(n)+jd(n)，其中j表示虚数单位，n是序列指数，c(n)是未补偿数字I分量，而d(n)是未补偿数字Q分量，其中所述信号处理装置（30）适于接收未补偿复值数字信号z(n)并且通过执行权利要求8-13中任一权利要求所述的用于补偿所述不平衡的方法生成提供给I信号通道（605a）的补偿数字I分量和提供给Q信号通道（605b）的补偿数字Q分量。

15.一种用于发射表示未补偿复值数字信号z(n)=c(n)+jd(n)的射频信号r_a(t)的正交发射机（600），所述正交发射机包括：

同相I和正交Q信号通道(605a,605b)，被设置成分别接收补偿数字I分量和补偿数字Q分量，用于生成射频信号r_a(t)；和

根据权利要求14所述的信号处理装置（30），用于补偿I和Q信号通道（605a，605b）之间的不平衡。

16.一种电子设备（700），包括根据权利要求7所述的正交接收机（8）和/或根据权利要求15所述的正交发射机（600）。