JP5460487B2 - Ｏｆｄｍ信号受信装置および中継装置 - Google Patents

Description

本発明は、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing：直交周波数分割多重）方式を用いるデジタル放送またはデジタル伝送のＯＦＤＭ信号受信装置に関し、特に、デジタル放送、無線ＬＡＮなどにおいて、遅延時間がＧＩ（Guard Interval：ガードインターバル）長を越えるマルチパスを受信する環境であっても、ＯＦＤＭ信号を正しく受信するＯＦＤＭ信号受信装置に関する。

図８は、従来技術における通常のＯＦＤＭ信号受信装置の構成を示すブロック図である。このＯＦＤＭ信号受信装置２００は、周波数変換部２１１、Ａ／Ｄ（Analog／Digital）変換部２１２、直交復調部２１３、ＧＩ除去部２１４、ＦＦＴ（Fast Fourier Transform：高速フーリエ変換）部２１５、チャネル推定部２１６、チャネル等化部２１７、デマッピング部２１８およびパラレルシリアル変換部２１９を備えている。ＯＦＤＭ信号受信装置２００は、送信元から受信点までの伝送路の遅延広がりがＧＩ長以内の場合、受信したＯＦＤＭ信号のチャネル等化を行うことができる。これに対し、伝送路の遅延広がりがＧＩ長を越える場合には、シンボル間干渉およびキャリヤ間干渉により、受信特性が著しく損なわれてしまう。

図９は、従来技術における、遅延時間がＧＩ長を越えるマルチパスをキャンセル可能なＯＦＤＭ信号受信装置の構成を示すブロック図である。このＯＦＤＭ信号受信装置２０１は、周波数変換部２１１、Ａ／Ｄ変換部２１２、直交復調部２１３、減算器２２０、適応フィルタ部２２１、ＦＦＴ部２１５、チャネル推定部２１６、チャネル等化部２１７、デマッピング部２１８、パラレルシリアル変換部２１９、マッピング部２２２、除算器２２３およびフィルタ係数制御部２２４を備えている。フィルタ係数制御部２２４は、送信元から受信点までの伝送路のチャネル応答のうち、主波成分を除いたインパルス応答を適応フィルタ２２１に与え、減算器２２０は、受信したＯＦＤＭ信号から適応フィルタ部２２１の出力信号を減じることによりマルチパスをキャンセルする。これにより、遅延時間がＧＩ長を越えるマルチパスをキャンセルすることができる。しかし、このＯＦＤＭ信号受信装置２０１では、より長い遅延時間のマルチパスをキャンセルするために、適応フィルタ部２２１の次数を大きくしなければならないという問題がある。また、主波よりも早く到来するマルチパス（先行波）をキャンセルするためには、図９に示した構成に加えて、さらに、先行波をキャンセルするための適応フィルタ部が必要となるという問題がある。

図９に示したＯＦＤＭ信号受信装置２０１は、時間領域においてマルチパスをキャンセルするものであるが、周波数領域においてマルチパスを等化するＯＦＤＭ信号受信装置も知られている（特許文献１を参照）。

特許文献１のＯＦＤＭ信号受信装置は、窓処理手段が、復調する有効シンボルよりも時間的に前および後の有効シンボルも時間窓に含まれるように通常よりも長い窓処理を行い、ＦＦＴ手段が、窓処理後の時間領域の信号をＦＦＴして周波数領域の信号に変換し、周波数特性等化手段が、時間的に遅れて到着するマルチパスおよび時間的に早く到着するマルチパスを等化する。これにより、ＧＩ長を越えるマルチパスによる歪みを等化することができる。

特開２００４−３４３５４６号公報

前述のとおり、特許文献１のＯＦＤＭ信号受信装置は、図８に示したＯＦＤＭ信号受信装置２００では受信不能となってしまう大きさのＧＩ長を越えるマルチパスを等化することができる。しかしながら、特許文献１のＯＦＤＭ信号受信装置では、遅延プロファイル上で、雑音成分やキャリヤ間干渉およびシンボル間干渉による干渉成分に埋もれてしまうような、低レベルであるものの遅延時間がＧＩ長を越える遅延波が存在する場合、受信したＯＦＤＭ信号の周波数特性歪みを等化することが困難であった。

本発明は、かかる問題を解決するためになされたものであり、その目的は、低レベルであるものの遅延時間がＧＩ長を越えるため、受信特性を著しく劣化させる遅延波を等化可能なＯＦＤＭ信号受信装置、および前記ＯＦＤＭ信号受信装置を用いて上位局波を良好かつ安定に中継する中継装置を提供することにある。

前記目的を達成するために、本発明によるＯＦＤＭ信号受信装置は、ＯＦＤＭ信号を受信して復調し、ビット列を出力するＯＦＤＭ信号受信装置であって、前記ＯＦＤＭ信号を直交復調して算出された等価ベースバンド信号をＦＦＴし、等化係数を用いてキャリヤ間隔の２のべき乗分の１の周波数間隔で等化し、ＩＦＦＴして時間領域の等価ベースバンド信号を出力する周波数領域等化部と、前記周波数領域等化部により出力された時間領域の等価ベースバンド信号からＧＩを除去した後にＦＦＴしてキャリヤシンボルを生成し、前記キャリヤシンボルに基づいてチャネル推定を行ってチャネル応答を生成し、前記キャリヤシンボルおよびチャネル応答からチャネル等化後のキャリヤシンボルを生成し、ＯＦＤＭ復調によりビット列を出力するＯＦＤＭ復調部と、前記周波数領域等化部にて用いる等化係数を算出する等化係数算出部と、を備え、前記等化係数算出部が、周波数特性算出部、等化誤差算出部、遅延プロファイル算出部および領域変換部を有し、前記周波数特性算出部が、前記チャネル等化後のキャリヤシンボルからシンボル再生後のキャリヤシンボルを生成し、前記ＦＦＴにより生成されたキャリヤシンボルを前記シンボル再生後のキャリヤシンボルで除算して第１の周波数特性を求め、前記第１の周波数特性を前記チャネル応答で除算して第２の周波数特性を求め、前記等化誤差算出部が、前記第２の周波数特性から主波成分を除去して等化誤差を求め、前記遅延プロファイル算出部が、前記等化誤差に基づいて遅延プロファイルを算出し、前記領域変換部が、前記遅延プロファイルをＦＦＴし、前記周波数領域等化部にて用いる等化係数を求め、前記遅延プロファイル算出部が、前記等化誤差を時間領域の等化誤差に変換するＩＦＦＴ部、前記時間領域の等化誤差に適応係数を乗算する乗算部、単位更新時間前の遅延プロファイルを入力し、前記遅延プロファイルに、前記乗算部により乗算された等化誤差を加算して遅延プロファイルを更新する加算部、前記更新された遅延プロファイルを、前記単位更新時間遅延させて出力する第１の遅延部、前記第１の遅延部の出力する遅延プロファイルに対し、その素波ごとの分散を算出する分散算出部、および、前記遅延プロファイルの素波ごとの分散に基づいて、前記第１の遅延部の出力する遅延プロファイルに対し、その振幅を小さくするリーク処理を施し、前記リーク処理後の遅延プロファイルを、前記単位更新時間前の遅延プロファイルとして前記加算部に出力するリーク処理部を有することを特徴とする。

また、本発明によるＯＦＤＭ信号受信装置は、前記リーク処理部が、前記遅延プロファイルの素波ごとの分散と予め定められたしきい値とを比較し、前記分散が前記しきい値よりも大きい場合に、前記第１の遅延部の出力する遅延プロファイルに対し、その振幅を小さくするリーク処理を施し、リーク処理後の遅延プロファイルを前記加算部に出力し、前記分散が前記しきい値以下の場合に、前記第１の遅延部の出力する遅延プロファイルに対しリーク処理を施すことなく、前記遅延プロファイルを前記加算部に出力することを特徴とする。

また、本発明によるＯＦＤＭ信号受信装置は、前記分散算出部が、前記第１の遅延部の出力する遅延プロファイルを、前記単位更新時間遅延させて出力する第２の遅延部、前記第２の遅延部の出力する遅延プロファイルの振幅、および前記第１の遅延部の出力する遅延プロファイルの振幅を算出する振幅算出部、前記振幅の小さい方の遅延プロファイルを、前記振幅の大きい方の遅延プロファイルで除算する除算器、前記除算結果を同期加算する同期加算部、定数１から前記同期加算結果を減じる減算器、および、前記減算結果の振幅を、前記遅延プロファイルの素波ごとの分散として算出する振幅算出部を有することを特徴とする。

さらに、本発明による中継装置は、前記ＯＦＤＭ信号受信装置を用いることを特徴とする。

以上のように、本発明のＯＦＤＭ信号受信装置によれば、低レベルであるものの遅延時間がＧＩ長を越えるため、受信特性を著しく劣化させる遅延波を受信した場合であっても、この遅延波による周波数特性歪みを等化することができる。また、本発明の中継装置によれば、前記ＯＦＤＭ信号受信装置を用いるようにしたから、上位局波を良好かつ安定に中継することができる。

本発明の実施形態によるＯＦＤＭ信号受信装置の構成を示すブロック図である。 分散算出部の第１の構成を示すブロック図である。 分散算出部の第２の構成を示すブロック図である。 リーク処理部の構成を示すブロック図である。 リーク処理部の処理を説明する図である。 リーク処理部の処理を説明する図である。 本発明の実施形態によるＯＦＤＭ信号受信装置を用いた中継装置の構成を示すブロック図である。 従来技術における通常のＯＦＤＭ信号受信装置の構成を示すブロック図である。 従来技術における、遅延時間がＧＩ長を越えるマルチパスをキャンセル可能なＯＦＤＭ信号受信装置の構成を示すブロック図である。 低レベルなＧＩ越えマルチパス波が多数存在する受信環境における遅延プロファイルを示す図である。 （ａ）は、図８のＯＦＤＭ信号受信装置による等化後の受信信号のコンスタレーションを示す図である。（ｂ）は、図９のＯＦＤＭ信号受信装置による等化後の受信信号のコンスタレーションを示す図である。（ｃ）は、図１のＯＦＤＭ信号受信装置による等化後の受信信号のコンスタレーションを示す図である。

以下、本発明を実施するための形態について、図面を参照して説明する。本発明は、遅延プロファイルの素波ごとの分散を求め、この素波ごとの分散に基づいて遅延プロファイルに含まれる雑音成分等（雑音成分、キャリヤ間干渉およびシンボル間干渉による干渉成分）と遅延波（雑音成分等に埋もれてしまう低レベル、かつ遅延時間がＧＩ長を越える遅延波）とを区別し、雑音成分等に対し振幅を小さくするためのリーク処理を施し、遅延波に対しリーク処理を施さないようにすることにより、雑音成分等が抑制され、かつ遅延波成分が出現する遅延プロファイルを生成し、この遅延プロファイルから算出した等化係数を用いて、受信したＯＦＤＭ信号の周波数特性を等化することを特徴とする。これにより、低レベルであるものの遅延時間がＧＩ長を越えるため、受信特性を著しく劣化させる遅延波を受信した場合であっても、この遅延波による周波数特性歪みを等化することができる。

〔ＯＦＤＭ信号受信装置の構成〕
まず、本発明の実施形態によるＯＦＤＭ信号受信装置の構成について説明する。図１は、本発明の実施形態によるＯＦＤＭ信号受信装置の構成を示すブロック図である。このＯＦＤＭ信号受信装置１は、周波数領域等化部１０、ＯＦＤＭ復調部２０および等化係数算出部３０を備えている。なお、周波数領域等化部１０の前段に、図示しないＢＰＦ（Band Pass Filter：バンドパスフィルタ）、周波数変換部、Ａ／Ｄ変換部および直交復調部を備えている。

図示しない周波数変換部は、ＯＦＤＭ信号受信装置１が受信したＯＦＤＭ信号を、ＢＰＦを介して入力し、入力信号をＩＦ信号に周波数変換する。周波数変換部の出力するＩＦ信号はＡ／Ｄ変換部へ入力される。図示しないＡ／Ｄ変換部は、周波数変換部から入力されるＩＦ信号をデジタルＩＦ信号にＡ／Ｄ変換する。Ａ／Ｄ変換部の出力するデジタルＩＦ信号は直交復調部に入力される。図示しない直交復調部は、Ａ／Ｄ変換部から入力されるデジタルＩＦ信号を直交復調し、等価ベースバンド信号を出力する。直交復調部の出力する等価ベースバンド信号は周波数領域等化部１０へ入力される。

周波数領域等化部１０は、等化係数算出部３０から入力される等化係数を用いて、直交復調部から入力される等価ベースバンド信号を周波数領域において等化し、時間領域の等価ベースバンド信号を出力する。周波数領域等化部１０の出力する時間領域の等価ベースバンド信号はＯＦＤＭ復調部２０へ入力される。

ＯＦＤＭ復調部２０は、周波数領域等化部１０から入力される時間領域の等化ベースバンド信号をＯＦＤＭ復調し、ビット列を外部へ出力すると共に、ＦＦＴ後のキャリヤシンボル、チャネル推定により算出されたチャネル応答、およびデマッピング後のパラレル信号を等化係数算出部３０へ出力する。

等化係数算出部３０は、ＯＦＤＭ復調部２０から入力されるキャリヤシンボル、チャネル応答およびパラレル信号を用いて、雑音成分等が抑制され、かつ遅延波成分が出現する遅延プロファイルを生成し、この遅延プロファイルから等化係数を算出し、周波数領域等化部１０へ出力する。

〔周波数領域等化部〕
次に、周波数領域等化部１０について詳細に説明する。図１に示すように、周波数領域等化部１０は、ＦＦＴ部１１、等化部１２およびＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transform：逆高速フーリエ変換）部１３を備えている。

ＦＦＴ部１１は、直交復調部から入力される等価ベースバンド信号を、ＯＦＤＭ信号のＦＦＴサイズに対し２のべき乗倍のサイズのポイント数でＦＦＴし、周波数領域信号に変換する。ＦＦＴ部１１の出力する周波数領域信号は等化部１２へ入力される。

等化部１２は、ＦＦＴ部１１から入力される周波数領域信号を、等化係数算出部３０から入力される等化係数で除算し、周波数特性歪みを等化する。すなわち、等化部１２は、キャリヤ間隔の２のべき乗分の１の周波数間隔で等化する。等化部１２の出力する、周波数特性歪みが等化された周波数領域信号はＩＦＦＴ部１３へ入力される。

ＩＦＦＴ部１３は、等化部１２から入力される、周波数特性歪みが等化された周波数領域信号を、ＦＦＴ部１１と同じサイズ（ＯＦＤＭ信号のＦＦＴサイズに対し２のべき乗倍のサイズ）のポイント数でＩＦＦＴし、時間領域信号（時間領域の等価ベースバンド信号）に変換する。ＩＦＦＴ部１３の出力する時間領域の等価ベースバンド信号はＯＦＤＭ復調部２０へ入力される。

〔ＯＦＤＭ復調部〕
次に、ＯＦＤＭ復調部２０について詳細に説明する。ＯＦＤＭ復調部２０は、図１に示すように、ＧＩ除去部２１、ＦＦＴ部２２、チャネル推定部２３、チャネル等化部２４、デマッピング部２５およびパラレルシリアル変換部（Ｐ／Ｓ変換部）２６を備えている。

ＧＩ除去部２１は、周波数領域等化部１０から入力される時間領域の等価ベースバンド信号からＧＩを除去し、ＯＦＤＭ信号の有効シンボル期間に相当する時間幅の等価ベースバンド信号を出力する。ＧＩ除去部２１の出力する有効シンボル期間の等価ベースバンド信号はＦＦＴ部２２へ入力される。ＦＦＴ部２２は、ＧＩ除去部２１から入力される有効シンボル期間の等価ベースバンド信号をＯＦＤＭ信号のＦＦＴサイズでＦＦＴし、キャリヤシンボルに変換する。ＦＦＴ部２２の出力するキャリヤシンボルは３分配され、チャネル等化部２４、チャネル推定部２３および等化係数算出部３０へ入力される。

チャネル推定部２３は、ＦＦＴ部２２から入力されるキャリヤシンボルに基づいて、チャネル応答を推定する。チャネル推定部２３の出力するチャネル応答は２分配され、一方がチャネル等化部２４へ、他方が等化係数算出部３０へ出力される。具体的には、チャネル推定部２３は、キャリヤシンボルのうちの予め決められたシンボル番号およびサブキャリヤ番号のキャリヤシンボルとして伝送されたパイロット信号（受信パイロット信号）を抽出し、この受信パイロット信号を、予め決められた振幅および位相を持つパイロット信号（送信パイロット信号）で除算し、パイロット信号が伝送されるシンボルおよびサブキャリヤにおけるチャネル応答を求める。そして、チャネル推定部２３は、このチャネル応答をシンボル方向およびサブキャリヤ方向に補間し、ＯＦＤＭ信号の全サブキャリヤにおけるチャネル応答を算出して出力する。

チャネル等化部２４は、ＦＦＴ部２２から入力されるキャリヤシンボルを、チャネル推定部２３から入力されるチャネル応答で除算し、チャネル等化を行う。チャネル等化部２４の出力する等化後のキャリヤシンボルはデマッピング部２５へ入力される。

デマッピング部２５は、チャネル等化部２４から入力される等化後のキャリヤシンボルをデマッピングし、送信されたキャリヤシンボルを推定して複数ビットからなるパラレル信号を生成する。デマッピング部２５の出力するパラレル信号は２分配され、一方がパラレルシリアル変換部２６へ、他方が等化係数算出部３０へ出力される。パラレルシリアル変換部２６は、デマッピング部２５から入力されるパラレル信号をシリアル信号に変換し、ビット列を外部へ出力する。

〔等化係数算出部〕
次に、等化係数算出部３０について詳細に説明する。等化係数算出部３０は、図１に示すように、周波数特性算出部４０、等化誤差算出部３１、遅延プロファイル算出部５０および領域変換部６０を備えている。

周波数特性算出部４０は、ＯＦＤＭ復調部２０から入力されるキャリヤシンボル、チャネル応答およびパラレル信号に基づいて、等化後の周波数特性を算出する。周波数特性算出部４０の出力する等化後の周波数特性は等化誤差算出部３１へ入力される。

等化誤差算出部３１は、周波数特性算出部４０から入力される等化後の周波数特性から１を減じ、すなわち、等化後の周波数特性から主波に相当するＤＣ成分を除去し、等化誤差（マルチパスによる歪みの残差を示す周波数特性）を求める。ここで、周波数特性算出部４０から入力される等化後の周波数特性は、主波の振幅および位相が正規化されているから、等化誤差算出部３１による等化後の周波数特性から主波成分を除去する処理は、全てのキャリヤシンボルにおける複素の周波数特性から単純にＤＣ成分を減算するだけでよい。つまり、等化誤差算出部３１は、任意の複素信号（Ｉ，Ｑ）から、主波成分（１，０）を減算することにより、等化誤差を求めることができる。等化誤差算出部３１の出力する等化誤差は遅延プロファイル算出部５０へ入力される。

遅延プロファイル算出部５０は、等化誤差算出部３１から入力される等化誤差を用いて、雑音成分等が抑制され、かつ遅延波成分が出現する遅延プロファイルを算出する。遅延プロファイル算出部５０の出力する遅延プロファイルは領域変換部６０へ入力される。

領域変換部６０はＦＦＴ部６１を備えており、ＦＦＴ部６１は、遅延プロファイル算出部５０から入力される遅延プロファイルを、ＦＦＴ部１１と同じサイズ（ＯＦＤＭ信号のＦＦＴサイズに対し２のべき乗倍のサイズ）のポイント数でＦＦＴし、時間領域の遅延プロファイルを周波数領域の等化係数に変換する。領域変換部６０の出力する等化係数は周波数領域等化部１０へ入力される。

具体的には、遅延プロファイル算出部５０は、等化誤差をＩＦＦＴして時間領域に変換し、これを単位更新前の遅延プロファイルに加算していくことにより、遅延プロファイルを更新していく。この際、単位更新前の遅延プロファイルに含まれる雑音成分等（雑音成分、キャリヤ間干渉およびシンボル間干渉による成分）と遅延波（雑音成分等に埋もれてしまう低レベル、かつ遅延時間がＧＩ長を越える遅延波）とを分散によって区別し、雑音成分等に対し振幅を小さくするためのリーク処理を施し、遅延波に対してはリーク処理を施さない。これにより、雑音成分等が抑制され、かつ実際に伝搬路に存在する遅延波が出現する遅延プロファイルが算出されるようになる。そして、周波数領域等化部１０により遅延波の周波数特性歪みが徐々に等化され、等化誤差算出部３１により算出される等化誤差は徐々に小さくなる。したがって、このような処理が繰り返し行われることにより、遅延プロファイル算出部５０により、雑音成分等が除去された正確な遅延プロファイルが算出され、周波数領域等化部１０において、遅延波による周波数特性歪みが確実に等化されるようになる。

（周波数特性算出部）
次に、等化係数算出部３０の周波数特性算出部４０について詳細に説明する。周波数特性算出部４０は、図１に示すように、マッピング部４１、除算器４２および除算器４３を備えている。

マッピング部４１は、ＯＦＤＭ復調部２０から入力されるパラレル信号をマッピングしてキャリヤ変調し、キャリヤシンボルを再生する。マッピング部４１の出力するシンボル再生後のキャリヤシンボルは除算器４２へ出力される。除算器４２は、ＯＦＤＭ復調部２０から入力されるキャリヤシンボルを、マッピング部４１から入力されるシンボル再生後のキャリヤシンボルで除算し、等化後の周波数特性を算出する。除算器４２の出力する等化後の周波数特性は除算器４３へ入力される。除算器４３は、除算器４２から入力される等化後の周波数特性を、ＯＦＤＭ復調部２０から入力されるチャネル応答で除算し、ＧＩ内マルチパスによる歪みが分離された周波数特性を出力する。除算器４３の出力する、ＧＩ内マルチパスによる歪みが分離された周波数特性（等化後の周波数特性）は等化誤差算出部３１へ入力される。なお、ＯＦＤＭ復調部２０のデマッピング部２５および周波数特性算出部４０のマッピング部４１の処理は、デマッピング部２５が入力するキャリヤシンボルを、当該キャリヤシンボルに最も近い既知の送信シンボルに置き換える処理であり、等化誤差および白色雑音を除去するという利点がある。しかしながら、周波数特性算出部４０は、必ずしもマッピング部４１を備える必要はなく、デマッピング部２５からパラレル信号を入力する代わりに、チャネル等化部２４からチャネル等化後のキャリヤシンボルを入力するようにしてもよい。この場合、除算器４２は、ＯＦＤＭ復調部２０のＦＦＴ部２２から入力したキャリヤシンボルを、チャネル等化後のキャリヤシンボルで除算し、等化後の周波数特性を算出する。

（遅延プロファイル算出部）
次に、等化係数算出部３０の遅延プロファイル算出部５０について詳細に説明する。遅延プロファイル算出部５０は、図１に示すように、ＩＦＦＴ部５１、適応係数乗算器５２、加算器５３、遅延部５４、分散算出部５５およびリーク処理部５６を備えている。

ＩＦＦＴ部５１は、等化誤差算出部３１から入力される等化誤差をＩＦＦＴし、時間領域の等化誤差に変換する。ＩＦＦＴ部５１の出力する時間領域の等化誤差は適応係数乗算器５２へ入力される。適応係数乗算器５２は、ＩＦＦＴ部５１から入力される時間領域の等化誤差に所定の適応係数を乗算する。適応係数乗算器５２の出力する時間領域の等化誤差は加算器５３へ入力される。

加算器５３は、適応係数乗算器５２から入力される時間領域の等化誤差に、リーク処理部５６から入力される遅延プロファイルを加算し、遅延プロファイルを更新して出力する。加算器５３の出力する遅延プロファイルは２分配され、一方が領域変換部６０へ、他方が遅延部５４へ入力される。遅延部５４は、加算器５３から入力される遅延プロファイルを、単位更新時間遅延させて出力する。遅延部５４の出力する遅延プロファイルは２分配され、一方がリーク処理部５６へ、他方が分散算出部５５へ入力される。

分散算出部５５は、遅延部５４から入力される遅延プロファイルについて、素波ごとの分散を算出する。分散算出部５５の出力する素波ごとの分散はリーク処理部５６へ入力される。リーク処理部５６は、遅延部５４から入力される遅延プロファイルに対して、分散算出部５５から入力される素波ごとの分散に基づいてリーク処理を施す。リーク処理部５６の出力する遅延プロファイルは加算器５３へ入力される。

（分散算出部）
次に、等化係数算出部３０の遅延プロファイル算出部５０に備えた分散算出部５５について詳細に説明する。前述のとおり、分散算出部５５は、遅延部５４から入力される遅延プロファイルについて、遅延プロファイルｐ（ｎ）の素波ごとの分散ｖ（ｎ）を、以下の式により算出する。

ここで、ｎは、ＦＦＴサイズＮ未満の離散時間を示す整数であり、以下を満たす。

また、ｐ（ｎ，ｔ）は、時刻ｔにおける遅延プロファイルｐ（ｎ）を示し、以下、明示する必要のない場合ｔは省略する。また、

は、遅延プロファイルｐ（ｎ）の平均値を示し、以下の式により算出される。Ｔは、分散を算出するための時間幅を示す。

分散算出部５５により算出される分散ｖ（ｎ）は、雑音成分等の場合は大きい値になり、遅延波成分の場合は小さい値になる。これは、雑音成分等は、ランダム成分であって時間方向には無相関であり、遅延波成分は、所定の時間位置に出現するからである。このように、分散ｖ（ｎ）に基づいて、雑音成分等と遅延波成分とを区別することができる。

図２は、分散算出部５５の第１の構成を示すブロック図である。この分散算出部５５−１は、バッファ１０１、平均値算出部１０２、減算器１０３、振幅算出部１０４および平均値算出部１０５を備えている。

バッファ１０１は、遅延プロファイル算出部５０の遅延部５４から入力される遅延プロファイルｐ（ｎ，ｔ）を時刻幅Ｔの期間バッファリングし、出力する。バッファ１０１の出力する複数時刻における遅延プロファイルｐ（ｎ，ｔ）は２分配され、一方が減算器１０３へ、他方が平均値算出部１０２へ出力される。平均値算出部１０２は、バッファ１０１から入力される遅延プロファイルｐ（ｎ，ｔ）の平均値を、前記式（）により求める。平均値算出部１０２の出力する遅延プロファイルｐ（ｎ，ｔ）の平均値は減算器１０３へ入力される。

減算器１０３は、バッファ１０１から入力される複数時刻における遅延プロファイルｐ（ｎ，ｔ）から、平均値算出部１０２から入力される遅延プロファイルｐ（ｎ，ｔ）の平均値を減算する。減算器１０３の出力する減算結果（複数時刻における遅延プロファイルの平均値からの差分）は振幅算出部１０４へ入力される。

振幅算出部１０４は、減算器１０３から入力される複数時刻における遅延プロファイルｐ（ｎ，ｔ）の平均値からの差分について、その振幅を算出する。振幅算出部１０４の出力する差分の振幅は平均値算出部１０５へ入力される。平均値算出部１０５は、振幅算出部１０４から入力される差分の振幅の平均値を、前記式（１）に示した分散ｖ（ｎ）として求める。平均値算出部１０５の出力する遅延プロファイルｐ（ｎ，ｔ）の素波ごとの分散ｖ（ｎ）はリーク処理部５６へ入力される。

図３は、分散算出部５５の第２の構成を示すブロック図である。この分散算出部５５−２は、複素共役部１１１、遅延部１１２、乗算器１１３、振幅算出部１１４，１１５、比較器１１６、選択器１１７、除算器１１８、複素共役部１１９、選択器１２０、同期加算部１２１、減算器１２２および振幅算出部１２３を備えている。

図２に示した第１の分散算出部５５−１と図３に示す第２の分散算出部５５−２とを比較すると、図２に示した第１の分散算出部５５−１は、時刻幅Ｔの遅延プロファイルを保持するために大容量のメモリが必要であるのに対し、図３に示す分散算出部５５−２は、単位更新時間前の遅延プロファイルを保持すればよいから、必要なメモリ容量は少なくて済む。

遅延プロファイル算出部５０の遅延部５４から入力される遅延プロファイルｐ（ｎ，ｔ）は３分配され、複素共役部１１１、遅延部１１２および振幅算出部１１４へ入力される。複素共役部１１１は、遅延部５４から入力される遅延プロファイルｐ（ｎ，ｔ）の複素共役値を生成する。複素共役部１１１の出力する遅延プロファイルの複素共役値ｐ^＊（ｎ，ｔ）は乗算器１１３へ入力される。遅延部１１２は、遅延部５４から入力される遅延プロファイルｐ（ｎ，ｔ）を単位更新時間遅らせる。遅延部１１２の出力する単位更新時間遅れた遅延プロファイルｐ（ｎ，ｔ−１）は、一方が乗算器１１３へ、他方が振幅算出部１１５へ入力される。乗算器１１３は、複素共役部１１１から入力される遅延プロファイルの複素共役値ｐ^＊（ｎ，ｔ）と、遅延部１１２から入力される単位更新時間遅れた遅延プロファイルｐ（ｎ，ｔ−１）とを乗算する。乗算器１１３の出力する乗算結果は除算器１１８へ入力される。

振幅算出部１１４は、遅延部５４から入力される遅延プロファイルｐ（ｎ，ｔ）の振幅｜ｐ（ｎ，ｔ）｜^２を算出する。振幅算出部１１４の出力する遅延プロファイルｐ（ｎ，ｔ）の振幅｜ｐ（ｎ，ｔ）｜^２は２分配され、一方が比較器１１６へ入力され、他方が選択器１１７へ入力される。振幅算出部１１５は、遅延部１１２から入力される遅延プロファイルｐ（ｎ，ｔ−１）の振幅｜ｐ（ｎ，ｔ−１）｜^２を算出する。振幅算出部１１５の出力する遅延プロファイルｐ（ｎ，ｔ−１）の振幅｜ｐ（ｎ，ｔ−１）｜^２は２分配され、一方が比較器１１６へ入力され、他方が選択器１１７へ入力される。

比較器１１６は、振幅算出部１１４から入力される遅延プロファイルｐ（ｎ，ｔ）の振幅｜ｐ（ｎ，ｔ）｜^２と、振幅算出部１１５から入力される遅延プロファイルｐ（ｎ，ｔ−１）の振幅｜ｐ（ｎ，ｔ−１）｜^２とを大小比較し、前者が後者よりも大きいとき１（真）を示すブール値を生成し、後者が前者以上のとき０（偽）を示すブール値を生成する。比較器１１６の出力するブール値は、一方が選択器１１７へ、他方が選択器１２０へ入力される。

選択器１１７は、比較器１１６から入力されるブール値に基づいて、振幅算出部１１４から入力される遅延プロファイルｐ（ｎ，ｔ）の振幅｜ｐ（ｎ，ｔ）｜^２または振幅算出部１１５から入力される遅延プロファイルｐ（ｎ，ｔ−１）の振幅｜ｐ（ｎ，ｔ−１）｜^２を選択する。具体的には、ブール値が１（真）のとき、遅延プロファイルｐ（ｎ，ｔ）の振幅｜ｐ（ｎ，ｔ）｜^２を選択し、ブール値が０（偽）のとき、遅延プロファイルｐ（ｎ，ｔ−１）の振幅｜ｐ（ｎ，ｔ−１）｜^２を選択する。選択器１１７の出力する遅延プロファイルｐ（ｎ，ｔ）の振幅｜ｐ（ｎ，ｔ）｜^２または遅延プロファイルｐ（ｎ，ｔ−１）の振幅｜ｐ（ｎ，ｔ−１）｜^２のうちの大きい方の振幅は、除算器１１８へ入力される。

除算器１１８は、乗算器１１３から入力される乗算結果を、選択器１１７から入力される振幅で除算する。除算器１１８の出力する除算結果は２分配され、一方が選択器１２０へ、他方が複素共役部１１９へ入力される。複素共役部１１９は、除算器１１８から入力される除算結果の複素共役値を生成する。複素共役部１１９の出力する複素共役値は選択器１２０へ入力される。

選択器１２０は、比較器１１６から入力されるブール値に基づいて、除算器１１８から入力される除算結果または複素共役部１１９から入力される除算結果の複素共役値を選択する。具体的には、ブール値が１（真）のとき、除算器１１８から入力される除算結果を選択し、ブール値が０（偽）のとき、複素共役部１１９から入力される除算結果の複素共役値を選択する。選択器１２０の出力する、除算結果または除算結果の複素共役値は同期加算部１２１へ入力される。

すなわち、選択器１２０は、以下に示すｒ（ｎ）を出力する。

ここでｒ（ｎ）は、連続する２サンプル時間における遅延プロファイルの素波成分を、振幅の大きい方で小さい方を割ったものであるため、その振幅は１以下である。

同期加算部１２１は、選択器１２０から入力されるｒ（ｎ）を同期加算して出力する。

ここで、αは、同期加算のための係数を示し、以下の式のように１に近い正の定数である。

減算器１２２は、定数１から、同期加算部から入力されるｗ（ｎ，ｔ）を減じて振幅算出部１２３に出力する。振幅算出部１２３は、減算器１２２から入力される減算結果の振幅を求め、分散ｖ（ｎ）を出力する。

このように、分散算出部５５によれば、雑音成分等と遅延波とを区別可能な分散を算出するようにした。雑音成分等は、ランダム成分であって時間的に無相関であるから、ｒ（ｎ）も同様に時間的に無相関である。よって無相関信号ｒ（ｎ）の同期加算結果であるｗ（ｎ）は小さい値となり、また分散ｖ（ｎ）は１に近い値になる。一方、遅延波成分は、所定の時間位置に出現するから、ｗ（ｎ）は１に近い値となり、分散ｖ（ｎ）は小さい値になる。これにより、リーク処理部５６において、分散ｖ（ｎ）に基づいて、雑音成分等と遅延波とを区別することができる。

（リーク処理部）
次に、図１に示した等化係数算出部３０の遅延プロファイル算出部５０に備えたリーク処理部５６について詳細に説明する。リーク処理部５６は、遅延部５４から入力される遅延プロファイルｐ（ｎ）の実部および虚部ごとに、分散算出部５５から入力される遅延プロファイルｐ（ｎ）の素波ごとの分散ｖ（ｎ）に基づいて、リーク処理を施す。なお、実部に対する処理と虚部に対する処理は同じである。

具体的には、リーク処理部５６は、分散ｖ（ｎ）が予め定められたしきい値ｔｈよりも大きい場合、すなわち、雑音成分等の場合、入力した遅延プロファイルｐ（ｎ）の振幅を小さくするリーク処理を行い、新たな遅延プロファイルｓ（ｎ）を出力し、分散ｖ（ｎ）が予め定められたしきい値ｔｈよりも大きくない場合、すなわち、遅延波成分の場合、リーク処理を行うことなく、入力した遅延プロファイルｐ（ｎ）をそのまま出力する。

図４は、リーク処理部５６の構成を示すブロック図である。このリーク処理部５６は、選択器７１、比較器７２，７４，７７、加算器７３，８２、符号反転器７５，７９、乗算器７６，７８，８１および否定論理和演算器８０を備えている。なお、リークパラメータδｐは予め定められた正の微定数を示し、しきい値ｔｈは予め定められた正の定数を示す。以下、遅延プロファイルｐ（ｎ）の実部に対する処理を説明する。

遅延プロファイル算出部５０の遅延部５４から入力される遅延プロファイルｐ（ｎ）の実部は５分配され、それぞれ選択器７１、加算器７３、比較器７４、比較器７７および符号反転器７９へ入力される。比較器７４は、遅延部５４から入力される遅延プロファイルｐ（ｎ）の実部とリークパラメータδｐとを大小比較し、前者が後者よりも大きいとき１（真）を示すブール値を生成し、後者が前者以上のとき０（偽）を示すブール値を生成する。比較器７４の出力するブール値は２分配され、一方が乗算器７６へ、他方が否定論理和演算器８０へ入力される。

符号反転器７５は、リークパラメータδｐの符号を反転する。符号反転器７５の出力する、符号が反転したリークパラメータδｐは２分配され、一方が乗算器７６へ、他方が比較器７７へ入力される。比較器７７は、遅延部５４から入力される遅延プロファイルｐ（ｎ）の実部と符号反転器７５から入力される−δｐとを大小比較し、後者が前者よりも大きいとき１（真）を示すブール値を生成し、前者が後者以上のとき０（偽）を示すブール値を生成する。比較器７７の出力するブール値は２分配され、一方が乗算器７８へ、他方が否定論理和演算器８０へ入力される。

否定論理和演算器８０は、比較器７４および比較器７７から入力されるブール値の否定論理和を演算する。否定論理和演算器８０の出力する演算結果は乗算器８１へ入力される。符号反転器７９は、遅延部５４から入力される遅延プロファイルｐ（ｎ）の実部の符号を反転する。符号反転器７９の出力する、符号が反転した遅延プロファイルｐ（ｎ）の実部は乗算器８１へ入力される。

乗算器７６は、比較器７４から入力されるブール値に、符号反転器７５から入力される−δｐを乗算する。乗算器７６の出力する乗算結果（−δｐまたは０）は加算器８２へ入力される。乗算器７８は、比較器７７から入力されるブール値に、リークパラメータδｐを乗算する。乗算器７８の出力する乗算結果（δｐまたは０）は加算器８２へ入力される。乗算器８１は、否定論理和演算器８０から入力される演算結果に、符号反転器７９から入力される、符号が反転した遅延プロファイルｐ（ｎ）の実部（以下、−ｐ（ｎ）とする。）を乗算する。乗算器８１の出力する乗算結果（−ｐ（ｎ）または０）は加算器８２へ入力される。加算器８２は、乗算器７６，７８，８１から入力される乗算結果を加算する。加算器８２の出力する加算結果（−δｐ、−ｐ（ｎ）またはδｐ）は加算器７３へ入力される。

図５は、リーク処理部５６の処理のうち、加算器８２の加算結果を説明する図である。加算器８２は、遅延プロファイルｐ（ｎ）の実部がリークパラメータδｐよりも大きいときに、乗算器７６から入力される−δｐと、乗算器７８から入力される０と、乗算器８１から入力される０とを加算し、図５（ａ）に示すように、加算結果−δｐを出力する。また、遅延プロファイルｐ（ｎ）の実部が−δｐよりも小さいときに、乗算器７６から入力される０と、乗算器７８から入力されるδｐと、乗算器８１から入力される０とを加算し、図５（ｃ）に示すように、加算結果δｐを出力する。また、遅延プロファイルｐ（ｎ）の実部が−δｐ以上δｐ以下のときに、乗算器７６から入力される０と、乗算器７８から入力される０と、乗算器８１から入力される−ｐ（ｎ）とを加算し、図５（ｂ）に示すように、加算結果−ｐ（ｎ）を出力する。

図４に戻って、加算器７３は、遅延部５４から入力される遅延プロファイルｐ（ｎ）の実部に、加算器８２から入力される加算結果（−δｐ、−ｐ（ｎ）またはδｐ）を加算する。加算器７３の出力する加算結果ｓ（ｎ）の実部（以下、ｓ（ｎ）とする）は選択器７１へ入力される。

図６は、リーク処理部５６の処理のうち、加算器７３の加算結果ｓ（ｎ）を説明する図である。加算器７３は、遅延プロファイルｐ（ｎ）の実部がリークパラメータδｐよりも大きいときに、遅延プロファイルｐ（ｎ）の実部と加算器８２から入力される−δｐとを加算し、図６（ａ）に示すように、加算結果ｓ（ｎ）＝｛ｐ（ｎ）の実部｝−δｐを出力する。また、遅延プロファイルｐ（ｎ）の実部が−δｐよりも小さいときに、遅延プロファイルｐ（ｎ）の実部と加算器８２から入力されるδｐとを加算し、図６（ｃ）に示すように、加算結果ｓ（ｎ）＝｛ｐ（ｎ）の実部｝＋δｐを出力する。また、遅延プロファイルｐ（ｎ）の実部が−δｐ以上δｐ以下のときに、遅延プロファイルｐ（ｎ）の実部と加算器８２から入力される−ｐ（ｎ）とを加算し、図６（ｂ）に示すように、加算結果ｓ（ｎ）＝０を出力する。

図４に戻って、比較器７２は、分散算出部５５から入力される、遅延プロファイルｐ（ｎ）の素波ごとの分散ｖ（ｎ）としきい値ｔｈとを大小比較し、前者が後者よりも大きいとき１（真）を示すブール値を生成し、後者が前者以上のとき０（偽）を示すブール値を生成する。比較器７２の出力するブール値は選択器７１へ入力される。選択器７１は、比較器７２から入力されるブール値に基づいて、遅延部５４から入力される遅延プロファイルｐ（ｎ）の実部、または加算器７３から入力される加算結果ｓ（ｎ）の実部を選択する。具体的には、ブール値が１（真）のとき（分散ｖ（ｎ）がしきい値ｔｈよりも大きいとき、すなわち、雑音成分等のとき）、加算結果ｓ（ｎ）の実部を選択する。一方、ブール値が０（偽）のとき（分散ｖ（ｎ）がしきい値ｔｈ以下のとき、すなわち、遅延波成分のとき）、遅延プロファイルｐ（ｎ）の実部を選択する。選択器７１の出力する遅延プロファイルｐ（ｎ）または加算結果ｓ（ｎ）は、リーク処理後の遅延プロファイルｑ（ｎ）として加算器５３へ入力される。

すなわち、リーク処理部５６は、以下の式に示すリーク処理を行い、遅延プロファイルｑ（ｎ）を出力する。

なお、加算器７３の加算結果ｓ（ｎ）は、図６に示したとおり、以下の式で表される。

以上、遅延プロファイルｐ（ｎ）の実部の処理について説明したが、虚部についても同様である。

このように、リーク処理部５６によれば、遅延プロファイルｐ（ｎ）の素波ごとの分散ｖ（ｎ）が予め定められたしきい値ｔｈよりも大きい場合、すなわち、雑音成分等の場合、入力した遅延プロファイルｐ（ｎ）の振幅を小さくするリーク処理を行い、新たな遅延プロファイルｓ（ｎ）を遅延プロファイルｑ（ｎ）として出力し、分散ｖ（ｎ）が予め定められたしきい値ｔｈ以下の場合、すなわち、遅延波成分の場合、リーク処理を行うことなく、入力した遅延プロファイルｐ（ｎ）をそのまま遅延プロファイルｑ（ｎ）として出力するようにした。これにより、繰り返し処理を行うことで、加算器５３において、等化誤差から算出された時間領域の等化誤差とリーク処理された遅延プロファイルｑ（ｎ）との加算結果である遅延プロファイル（遅延プロファイル算出部５０により算出される遅延プロファイル）は、雑音成分等が除去され、かつ遅延波が出現した特性となる。したがって、遅延プロファイル算出部５０により、雑音成分等が除去された正確な遅延プロファイルが算出されるから、このような遅延プロファイルをＦＦＴして算出された等化係数を用いることにより、周波数領域等化部１０は、遅延波による周波数特性歪みを確実に等化することができる。

〔ＯＦＤＭ受信装置を用いた中継装置〕
次に、図１に示したＯＦＤＭ信号受信装置１を用いた中継装置について説明する。図７は、中継装置の構成を示すブロック図である。この中継装置２は、受信アンテナ１３１、受信フィルタ１３２、周波数変換部１３３、Ａ／Ｄ変換部１３４、直交復調部１３５、周波数領域等化部１０、ＯＦＤＭ復調部２０、等化係数算出部３０、選択部１３６、ＩＦＦＴ部１３７、ＧＩ付加部１３８、直交変調部１３９、Ｄ／Ａ変換部１４０、周波数変換部１４１、送信フィルタ１４２および送信アンテナ１４３を備えている。受信アンテナ１３１、受信フィルタ１３２、周波数変換部１３３、Ａ／Ｄ変換部１３４、直交復調部１３５、周波数領域等化部１０、ＯＦＤＭ復調部２０および等化係数算出部３０は、図１に示したＯＦＤＭ信号受信装置１に相当する構成部である。なお、図１では、受信アンテナ１３１から直交復調部１３５までの構成を省略してある。

上位局から送信された希望波（ＯＦＤＭ波）は、図１に示したＯＦＤＭ信号受信装置１を備える放送波中継局の中継装置２において、受信アンテナ１３１を介して受信される。受信アンテナ１３１から出力された受信信号は、フィーダーケーブルを通して受信フィルタ１３２であるＢＰＦに入力され、希望波の周波数帯域外の不要な信号成分が除去される。受信フィルタ１３２の出力信号は、周波数変換部１３３に入力され、その出力レベルが一定になるようにＡＧＣ増幅された後、周波数変換され、Ａ／Ｄ変換部１３４および直交復調部１３５を介して等価ベースバンド信号として周波数領域等化部１０へ入力される。

周波数領域等化部１０、ＯＦＤＭ復調部２０および等化係数算出部３０は、前述したので説明を省略する。ＯＦＤＭ復調部２０に備えたチャネル等化部２４（図１を参照）の出力信号であるチャネル等化後のキャリヤシンボルは、選択部１３６へ入力される。また、等化係数算出部３０に備えたマッピング部４１（図１を参照）の出力信号であるマッピング（シンボル再生）後のキャリヤシンボルは、選択部１３６へ入力される。

選択部１３６は、ＯＦＤＭ復調部２０から入力されるチャネル等化後のキャリヤシンボルまたは等化係数算出部３０から入力されるマッピング後のキャリヤシンボルのうちのいずれか一方を、所定の設定に従って選択する。選択部１３６の出力するキャリヤシンボルはＩＦＦＴ部１３７へ入力される。ＩＦＦＴ部１３７は、選択部１３６から入力されるキャリヤシンボルをＩＦＦＴし、時間領域信号に変換する。ＩＦＦＴ部１３７の出力する時間領域信号はＧＩ付加部１３８へ入力される。

ＧＩ付加部１３８は、ＩＦＦＴ部１３７から入力される時間領域信号について、ＯＦＤＭシンボルの先頭にＧＩを付加する。ＧＩ付加部１３８の出力する時間領域信号は直交変調部１３９へ入力される。直交変調部１３９は、ＧＩ付加部１３８から入力される時間領域信号である等価ベースバンド信号に直交変調処理し、デジタルＩＦ信号に変換する。直交変調部１３９の出力するデジタルＩＦ信号はＤ／Ａ変換部１４０へ入力される。

Ｄ／Ａ変換部１４０は、直交変調部１３９から入力されるデジタルＩＦ信号をアナログＩＦ信号に変換する。Ｄ／Ａ変換部１４０の出力するアナログＩＦ信号は周波数変換部１４１へ入力される。周波数変換部１４１は、Ｄ／Ａ変換部１４０から入力されるアナログＩＦ信号をＲＦ帯の信号に周波数変換し、一定レベルになるように増幅する。周波数変換部１４１の出力するＲＦ信号は送信フィルタ１４２へ入力される。送信フィルタ１４２は、周波数変換部１４１から入力されるＲＦ信号について、帯域外の不要輻射成分を除去する。送信フィルタ１４２の出力する信号は、フィーダーケーブルを通して送信アンテナ１４３へ供給され、電波となって放射される。

〔実験結果〕
次に、実験結果について説明する。図１０は、低レベルなＧＩ越えマルチパス波が多数存在する受信環境における遅延プロファイルを示す図である。図１１（ａ）〜（ｃ）は、図１０に示す遅延プロファイルの受信環境における受信信号のコンスタレーションを示す図である。図１１（ａ）は、図８に示した従来技術における通常の（ＧＩ越えマルチパス等化機能を有さない）ＯＦＤＭ信号受信装置２００による、等化後の受信信号のコンスタレーションを示している。図１１（ｂ）は、図９に示した従来技術における、ＧＩ越えマルチパス等化機能を有するＯＦＤＭ信号受信装置２０１による、等化後の受信信号のコンスタレーションを示している。図１１（ｃ）は、図１に示した本発明の実施形態によるＯＦＤＭ信号受信装置１による等化後の受信信号のコンスタレーションを示している。

図１０に示すように、ＯＦＤＭ信号受信装置１，２００，２０１がＯＦＤＭ信号を受信する受信環境における遅延プロファイルは、雑音成分やキャリヤ間干渉およびシンボル間干渉による干渉成分に埋もれてしまうほどの低レベルであって、遅延時間がＧＩ長を越えるマルチパス波を有しているものとする。図１１（ａ）〜（ｃ）に示すコンスタレーションから、本発明の実施形態によるＯＦＤＭ信号受信装置１では、従来技術による通常のＯＦＤＭ信号受信装置２００およびＧＩ越えマルチパス等化機能を有するＯＦＤＭ信号受信装置２０１と比較して、コンスタレーションのばらつきが小さいことがわかる。

以上のように、本発明の実施形態によるＯＦＤＭ信号受信装置１によれば、遅延プロファイルに含まれる雑音成分等と遅延波とを分散によって区別し、雑音成分等に対して振幅を小さくするためのリーク処理を施し、遅延波に対してはリーク処理を施さないようにした。これにより、雑音成分等が除去され、遅延波が出現する遅延プロファイルが生成されるようになる。このような遅延プロファイルから算出された等化係数を用いることにより、周波数特性歪みを確実に等化することができる。したがって、低レベルであるものの遅延時間がＧＩ長を越えるため、受信特性を著しく劣化させる遅延波を受信した場合であっても、この遅延波による周波数特性歪みを等化することが可能となる。また、ＯＦＤＭ信号受信装置１を用いた中継装置２によれば、上位局波を良好かつ安定に中継することができる。

１，２００，２０１ ＯＦＤＭ信号受信装置
２ 中継装置
１０ 周波数領域等化部
１１，２２，６１，２１５ ＦＦＴ部
１２ 等化部
１３，５１，１３７ ＩＦＦＴ部
２０ ＯＦＤＭ復調部
２１，２１４ ＧＩ除去部
２３，２１６ チャネル推定部
２４，２１７ チャネル等化部
２５，２１８ デマッピング部
２６，２１９ パラレルシリアル変換部
３０ 等化係数算出部
３１ 等化誤差算出部
４０ 周波数特性算出部
４１，２２２ マッピング部
４２，４３，１１８，２２３ 除算器
５０ 遅延プロファイル算出部
５２ 適応係数乗算器
５３，７３，８２ 加算器
５４，１１２ 遅延部
５５ 分散算出部
５６ リーク処理部
６０ 領域変換部
７１，１１７，１２０ 選択器
７２，７４，７７，１１６ 比較器
７５，７９ 符号反転器
７６，７８，８１，１１３ 乗算器
８０ 否定論理和演算器
１０１ バッファ
１０２，１０５ 平均値算出部
１０３，２２０ 減算器
１０４，１１４，１１５ 振幅算出部
１１１，１１９ 複素共役部
１２１ 同期加算部
１２２ 減算器
１２３ 振幅算出部
１３１ 受信アンテナ
１３２ 受信フィルタ
１３３，１４１，２１１ 周波数変換部
１３４，２１２ Ａ／Ｄ変換部
１３５，２１３ 直交復調部
１３６ 選択部
１３８ ＧＩ付加部
１３９ 直交変調部
１４０ Ｄ／Ａ変換部
１４２ 送信フィルタ
１４３ 送信アンテナ
２２１ 適応フィルタ部
２２３ 除算器
２２４ フィルタ係数制御部

Claims (4)

1. ＯＦＤＭ信号を受信して復調し、ビット列を出力するＯＦＤＭ信号受信装置であって、
   前記ＯＦＤＭ信号を直交復調して算出された等価ベースバンド信号をＦＦＴし、等化係数を用いてキャリヤ間隔の２のべき乗分の１の周波数間隔で等化し、ＩＦＦＴして時間領域の等価ベースバンド信号を出力する周波数領域等化部と、
   前記周波数領域等化部により出力された時間領域の等価ベースバンド信号からＧＩを除去した後にＦＦＴしてキャリヤシンボルを生成し、前記キャリヤシンボルに基づいてチャネル推定を行ってチャネル応答を生成し、前記キャリヤシンボルおよびチャネル応答からチャネル等化後のキャリヤシンボルを生成し、ＯＦＤＭ復調によりビット列を出力するＯＦＤＭ復調部と、
   前記周波数領域等化部にて用いる等化係数を算出する等化係数算出部と、を備え、
   前記等化係数算出部は、周波数特性算出部、等化誤差算出部、遅延プロファイル算出部および領域変換部を有し、
   前記周波数特性算出部は、前記チャネル等化後のキャリヤシンボルからシンボル再生後のキャリヤシンボルを生成し、前記ＦＦＴにより生成されたキャリヤシンボルを前記シンボル再生後のキャリヤシンボルで除算して第１の周波数特性を求め、前記第１の周波数特性を前記チャネル応答で除算して第２の周波数特性を求め、
   前記等化誤差算出部は、前記第２の周波数特性から主波成分を除去して等化誤差を求め、
   前記遅延プロファイル算出部は、前記等化誤差に基づいて遅延プロファイルを算出し、
   前記領域変換部は、前記遅延プロファイルをＦＦＴし、前記周波数領域等化部にて用いる等化係数を求め、
   前記遅延プロファイル算出部は、
   前記等化誤差を時間領域の等化誤差に変換するＩＦＦＴ部、
   前記時間領域の等化誤差に適応係数を乗算する乗算部、
   単位更新時間前の遅延プロファイルを入力し、前記遅延プロファイルに、前記乗算部により乗算された等化誤差を加算して遅延プロファイルを更新する加算部、
   前記更新された遅延プロファイルを、前記単位更新時間遅延させて出力する第１の遅延部、
   前記第１の遅延部の出力する遅延プロファイルに対し、その素波ごとの分散を算出する分散算出部、および、
   前記遅延プロファイルの素波ごとの分散に基づいて、前記第１の遅延部の出力する遅延プロファイルに対し、その振幅を小さくするリーク処理を施し、前記リーク処理後の遅延プロファイルを、前記単位更新時間前の遅延プロファイルとして前記加算部に出力するリーク処理部を有することを特徴とするＯＦＤＭ信号受信装置。
2. 請求項１に記載のＯＦＤＭ信号受信装置において、
   前記リーク処理部は、前記遅延プロファイルの素波ごとの分散と予め定められたしきい値とを比較し、前記分散が前記しきい値よりも大きい場合に、前記第１の遅延部の出力する遅延プロファイルに対し、その振幅を小さくするリーク処理を施し、リーク処理後の遅延プロファイルを前記加算部に出力し、前記分散が前記しきい値以下の場合に、前記第１の遅延部の出力する遅延プロファイルに対しリーク処理を施すことなく、前記遅延プロファイルを前記加算部に出力することを特徴とするＯＦＤＭ信号受信装置。
3. 請求項２に記載のＯＦＤＭ信号受信装置において、
   前記分散算出部は、
   前記第１の遅延部の出力する遅延プロファイルを、前記単位更新時間遅延させて出力する第２の遅延部、
   前記第２の遅延部の出力する遅延プロファイルの振幅、および前記第１の遅延部の出力する遅延プロファイルの振幅を算出する振幅算出部、
   前記振幅の小さい方の遅延プロファイルを、前記振幅の大きい方の遅延プロファイルで除算する除算器、
   前記除算結果を同期加算する同期加算部、
   定数１から前記同期加算結果を減じる減算器、および、
   前記減算結果の振幅を、前記遅延プロファイルの素波ごとの分散として算出する振幅算出部を有することを特徴とするＯＦＤＭ信号受信装置。
4. 請求項１から３までのいずれか一項に記載のＯＦＤＭ信号受信装置を用いる中継装置。

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