JP2012060847A - インバーター制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】各相の電流値を検出する周期を短くするとともに、負荷側の駆動に影響を与えてしまうことを抑制する補正をして、負荷側を高効率に駆動する制御を実現したインバーター制御装置を提供することを目的としている。
【解決手段】指令補正部１１は、指令信号の大きさの順番に並べた相間の電圧差が所定値より小さいとき、１／２ＰＷＭ周期ごとに、該電圧差が所定値より小さい２つの補正前指令信号の内少なくとも一方と、他方との電圧差が、所定値以上になるようにオフセット補正を行うとともに、オフセット補正のオフセット方向を、オフセット補正前の指令信号を基準としたオフセット補正後の指令信号の積分値のうちオフセット補正より前まで積算した値が、０に近づくように演算して決定する。
【選択図】図１

Description

本発明は、インバーター制御装置に関するものである。

３相モーターを駆動するにあたり、例えば電流制御のＰＷＭインバーター制御を採用したものが、各種提案されている。このような技術の中には、該３相モーターに接続されている各相の電流値を検出し、その検出結果に基づいて負荷トルクや回転子の位置等の情報を算出し、制御するものがある（例えば、特許文献１）。
特許文献１に記載の技術は、各相の電流値を検出する電流検出器が、直流母線に配置されており、ＰＷＭ周期内のスイッチングタイミングに応じて各相の電流値を検出し、その検出結果に基づいて、３相モーターを制御するものである（以下、直流母線電流による相電流検出法とも呼ぶ）。

直流母線電流による相電流検出法を採用し、さらに、ＰＷＭ周期の前半に各相の電流値を検出するための補正を行い、その後半に該補正をオフセットするものがある（例えば、特許文献２）。
特許文献２に記載の技術は、該補正により、生成される各相のＰＷＭパルスのスイッチングタイミング間隔を広げることで、１ＰＷＭ周期を最小周期として各相の電流値を検出するとともに、ＰＷＭ周期の後半と前半で、補正前の電圧値を基準としてオフセットする方向を逆にしているので、該補正によって負荷側の駆動に影響を与えてしまうことを抑制しているものである。

特開平８−１９２６３号公報（例えば、図３参照） 特許３６６４０４０号公報（例えば、５頁〜８頁、図１、図４参照）

特許文献１に記載の技術では、各相の出力電圧が０近傍であったり、各相の出力電圧の差が充分なものでなかったりして、電流値を検出しにくくなってしまっていた。つまり、各相の電流値に基づいて、負荷側を高効率に駆動する制御を実現できなかった。

特許文献２に記載の技術では、上記記載の制御を採用しており、各相の電流値をより確実に検出することができる周期がＰＷＭ周期より大きいので、負荷側を高効率に駆動する制御を実現できなかった。

本発明は、以上のような課題を解決するためになされたもので、各相の電流値を検出する周期を短くするとともに、負荷側の駆動に影響を与えてしまうことを抑制する補正をして、負荷側を高効率に駆動する制御を実現したインバーター制御装置を提供することを目的としている。

本発明に係るインバーター制御装置は、複数相からなる誘導負荷に供給される相電流を制御するための逐次更新される指令信号に基づいて駆動するインバーター主回路と、インバーター主回路の直流母線電流を所定周期で検出する電流検出手段とを有するインバーターを制御するインバーター制御装置において、指令信号を補正して出力する指令補正部と、指令補正部から出力された補正後の指令信号に基づいてＰＷＭ信号を生成し、インバーター主回路に出力するＰＷＭ信号生成手段と、を有し、指令補正部は、指令信号の大きさの順番に並べた相間の電圧差が所定値より小さいとき、１／２ＰＷＭ周期ごとに、該電圧差が所定値より小さい２つの補正前指令信号の内少なくとも一方と、他方との電圧差が、所定値以上になるようにオフセット補正を行うとともに、オフセット補正のオフセット方向を、オフセット補正前の指令信号を基準としたオフセット補正後の指令信号の積分値のうちオフセット補正より前まで積算した値が、０に近づくように演算して決定する。

本発明に係るインバーター制御装置によれば、各相の電流値を検出する周期を短くするとともに、負荷側の駆動に影響を与えてしまうことを抑制する補正をして、負荷側を高効率に駆動する制御を実現することができる。

本発明の実施の形態１に係るインバーター制御装置の回路ブロック例図である。 図１に示すインバーター制御装置の指令補正部の補正フローチャートである。 図１に示すインバーター制御装置の各信号の波形チャートを説明するものである。 図１に示すインバーター制御装置のＰＷＭ周期と、指令信号と、電流検出周期の関係を説明するものである。

以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。
実施の形態１．
図１は、本発明の実施の形態１に係るインバーター制御装置の回路ブロック例図である。図３は、図１に示すインバーター制御装置の各信号の波形チャートを説明するものである。なお、図１を含め、以下の図面では各構成部材の大きさの関係が実際のものとは異なる場合がある。また、図１〜図４における、＊の記号はインバーター回路に「指令」をする信号であることを表すために便宜上つけられているものである。

［インバーター制御装置１の構成］
まず、インバーター制御装置１の構成について説明する。
図１に示すように、インバーター制御装置１は、負荷を駆動するための電力を供給する直流電源２、電流を整流する平滑コンデンサー６、直流電流を交流電流とするインバーター主回路３、インバーター主回路３に制御される誘導負荷５、電流を検出する電流検出手段１３、検出される電流に基づいて各相の電流値を演算する相電流演算部３０、相電流演算部３０で演算結果及び電流指令値に基づいてインバーター主回路３を制御する電流制御部１０、電流制御部１０の指令信号を補正する指令補正部１１、指令補正部１１で補正された信号からＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成手段１２と、から構成されている。
ここで、電流指令値とは、例えば誘導負荷５がモーターであった場合には、モーターの回転数を所定の値に制御するための信号をさす。また、指令信号とは、相電流演算部３０で演算された電流値及び電流指令値に基づいて、電流制御部１０が送信する信号である。さらに、誘導負荷５は、三相（Ｕ相、Ｖ相及びＷ相と呼ぶ）であるものとして説明する。また、この指令信号は、１／２ＰＷＭ周期で更新されるものである。

直流電源２は、誘導負荷５を駆動するための電力を供給するものである。平滑コンデンサー６は、直流電源２からインバーター主回路３を介して誘導負荷５に供給される電流を整流するものである。インバーター主回路３は、直流電源２から供給される直流電流を、電流、電圧及び周波数が制御された交流電流に変換するものである。インバーター主回路３は、６個のスイッチング素子６ａ〜６ｆが、三相ブリッジ回路を構成している。この三相ブリッジ回路の負荷側は、誘導負荷５のＵ相、Ｖ相及びＷ相に接続されている。これらの直流電源２、平滑コンデンサー６及びインバーター主回路３は、図１に示すように、並列に接続されている。ここで、これらＵ相、Ｖ相及びＷ相を流れる電流をそれぞれ相電流ＵＩ、相電流ＶＩ、相電流ＷＩと呼ぶ。電流検出手段１３は、直流母線Ｌを流れる電流Ｉｓを所定周期Ｔで検出するものである。なお、直流母線Ｌとは、平滑コンデンサー６の一端Ｐ１と、インバーター主回路３の直流電源２の正極側の間の配線のことである。

相電流演算部３０は、電流検出手段１３で検出された直流母線Ｌを流れる電流Ｉｓ及びＰＷＭ信号生成手段１２から出力される信号に基づいて、相電流ＵＩ、相電流ＶＩ及び相電流ＷＩの値を演算（推定）し、その演算結果を電流制御部１０に出力するものである。この相電流演算部３０は、電流検出手段１３、ＰＷＭ信号生成手段１２及び電流制御部１０に接続されている。

電流制御部１０は、相電流演算部３０の演算結果及び外部より与えられる電流指令値に基づいて、各相（Ｕ相、Ｖ相及びＷ相）を制御するための指令信号を、指令補正部１１に送信するものである。ここで、Ｕ相が指令信号ｖｕ１に、Ｖ相が指令信号ｖｖ１に、Ｗ相が指令信号ｖｗ１に対応している。この電流制御部１０は、相電流演算部３０と指令補正部１１に接続されている。また、インバーター制御装置１において、指令信号ｖｕ１〜指令信号ｖｖ１が、指令補正部１１に出力される最小の周期は、後述するＰＷＭ信号生成手段１２のキャリアの半周期となっている。

指令補正部１１は、電流制御部１０から受信した指令信号（ｖｕ１、ｖｖ１及びｖｗ１）を、補正後指令信号（ｖｕ２、ｖｖ２及びｖｗ２）に補正し、この補正後指令信号（ｖｕ２、ｖｖ２及びｖｗ２）をＰＷＭ信号生成手段１２に送信するものである。ここで、補正前指令信号ｖｕ１が補正後指令信号ｖｕ２に、補正前指令信号ｖｖ１が補正後指令信号ｖｖ２に、補正前指令信号ｖｗ１が補正後指令信号ｖｗ２に対応している。なお、どのように指令信号（ｖｕ１、ｖｖ１及びｖｗ１）を補正後指令信号（ｖｕ２、ｖｖ２及びｖｗ２）に補正するかについては、図２の説明にて後述するものとする。この指令補正部１１は、電流制御部１０とＰＷＭ信号生成手段１２に接続されている。

ＰＷＭ信号生成手段１２は、指令補正部１１から受信した補正後指令信号（ｖｕ２、ｖｖ２及びｖｗ２）とキャリア（図４の三角波を参照）に基づいて、スイッチング素子６ａ〜スイッチング素子６ｆをオン／オフするためのＰＷＭ信号を、スイッチング素子６ａ〜スイッチング素子６ｆに送信するものである。また、ＰＷＭ信号生成手段１２は、相電流演算部３０にもＰＷＭ信号に関するデータを送信している。このＰＷＭ信号生成手段１２は、指令補正部１１とスイッチング素子６ａ〜スイッチング素子６ｆに接続されている。

［指令補正部１１の補正について］
指令補正部１１は、直流母線Ｌで検出される電流Ｉｓから各相電流ＵＩ、相電流ＶＩ及び相電流ＷＩを演算することが困難になるほど、インバーター主回路３のスイッチングタイミング間隔が短くなった場合に、該スイッチングタイミング間隔を長くするようにオフセット補正をかける。該スイッチングタイミング間隔が短くなることは、指令信号（ｖｕ１、ｖｖ１及びｖｗ１）の電圧差が小さくなることに対応している。そこで、指令補正部１１は、指令信号（ｖｕ１、ｖｖ１及びｖｗ１）の電圧差が、所定電圧差Ｄｍｉｎより小さい場合に、電圧差を大きくするように所定のタイミング（後述して説明する）でオフセット補正をかけるようになっている。なお、該オフセット補正をかける周期は、１／２ＰＷＭ周期である。つまり、指令補正部１１は、１／２ＰＷＭ周期ごとに送信された指令信号ｖｕ１〜指令信号ＵＷ１に該オフセット補正をかけて、１／２ＰＷＭ周期ごとに該オフセット補正をかけたｖｕ２〜指令信号ＵＷ２をインバーター主回路３に出力している。

図２は、図１に示すインバーター制御装置１の指令補正部１１の補正フローチャートである。図２に基づいて、指令補正部１１の補正について説明する。ここで、図２のＳ１〜Ｓ１５は、以下に説明するステップ１〜ステップ１５に対応している。
（ステップ１）
電流制御部１０から受信した指令信号ｖｕ１〜指令信号ｖｗ１の大きさを演算し、一番大きいものから順番に、最大相電圧指令値ｖｍａｘ１、第２相電圧指令値ｖｍｉｄ１、最小相電圧指令値ｖｍiｎ１とする。

（ステップ２）
最大相電圧指令値ｖｍａｘ１から第２相電圧指令値ｖｍｉｄ１を引いた値を、Δｖ１２’とする。

（ステップ３）
積分値Δｖ１２（ｔ−１）に差Δｖ１２’を加えた値を、更新積分値Δｖ１２として更新する。ここで、積分値について説明する。指令補正部１１は、本フローチャートで説明する補正を、キャリアの半周期（１／２ＰＷＭ周期）で逐次している。この指令補正部１１は、電流検出手段１３が電流を検出する周期（所定周期Ｔ）の間において、更新時の指令信号ｖｕ１〜ＵＷ１の電圧値を正負の基準として、所定周期の始めから補正前までの指令信号の基準に対する積分値を演算しており、この積分値が、Δｖ１２（ｔ−１）に相当するものである。従って、更新積分値Δｖ１２は、厳密には更新積分値Δｖ１２（ｔ）と表記することになるがこの（ｔ）は、省略している。再び、図２に基づいて、指令補正部１１の補正フローチャートの説明に戻る。

（ステップ４）
更新積分値Δｖ１２の絶対値が、所定電圧差Ｄｍｉｎ以上であるかを演算する。ここで、更新積分値Δｖ１２の絶対値が、所定電圧差Ｄｍｉｎ以上ならばステップ６Ａに進み、所定電圧差Ｄｍｉｎより小さければステップ５に進む。なお、所定電圧差Ｄｍｉｎとは直流母線Ｌを流れる電流Ｉｓの検出可能である時間間隔に相当する値として、予め設定されているものである。

（ステップ５）
更新された積分値Δｖ１２の値が、０以上であるならばステップ６Ｂに進み、０より小さいならばステップ６Ｃに進む。

（ステップ６Ａ）
更新された積分値Δｖ１２の絶対値が、所定電圧差Ｄｍｉｎ以上であるので、補正する電圧値であるｖｃｍｐ１２の値を０とし、ステップ７へ進む。
（ステップ６Ｂ）
更新された積分値Δｖ１２の絶対値が、所定電圧差Ｄｍｉｎより小さく、さらに、更新された積分値Δｖ１２の値が０以上であるので、ｖｃｍｐ１２の値をＤｍｉｎ−Δｖ１２と設定してステップ７へ進む。
（ステップ６Ｃ）
更新された積分値Δｖ１２の絶対値が、所定電圧差Ｄｍｉｎより小さく、さらに、更新された積分値Δｖ１２の値が０より小さいので、ｖｃｍｐ１２の値を−Ｄｍｉｎ−Δｖ１２と設定してステップ７へ進む。

（ステップ７）
最大相電圧指令値ｖｍａｘ１にｖｃｍｐ１２を加えた値を、最大相電圧指令値ｖｍａｘ２として更新する。また、更新された積分値Δｖ１２にｖｃｍｐ１２を加えた値を新たな積分値Δｖ１２として更新する。

（ステップ８）
第２相電圧指令値ｖｍｉｄ１から最小相電圧指令値ｖｍiｎ１を引いた値を、Δｖ２３’とする。

（ステップ９）
積分値Δｖ２３（ｔ−１）に差Δｖ２３’を加えた値を、更新積分値Δｖ２３として更新する。

（ステップ１０）
更新積分値Δｖ２３の絶対値が、所定電圧差Ｄｍｉｎ以上であるかを演算する。ここで、更新積分値Δｖ２３の絶対値が、所定電圧差Ｄｍｉｎ以上ならばステップ１２Ａに進み、所定電圧差Ｄｍｉｎより小さければステップ１１に進む。なお、所定電圧差Ｄｍｉｎとは直流母線Ｌを流れる電流Ｉｓの検出可能である時間間隔に相当する値として、予め設定されているものである。

（ステップ１１）
更新された積分値Δｖ２３の値が、０以上であるならばステップ１２Ｂに進み、０より小さいならばステップ１２Ｃに進む。

（ステップ１２Ａ）
更新された積分値Δｖ２３の絶対値が、所定電圧差Ｄｍｉｎ以上であるので、補正する電圧値であるｖｃｍｐ２３の値を０とし、ステップ１３へ進む。
（ステップ１２Ｂ）
更新された積分値Δｖ２３の絶対値が、所定電圧差Ｄｍｉｎより小さく、さらに、更新された積分値Δｖ２３の値が０以上であるので、ｖｃｍｐ２３の値をＤｍｉｎ−Δｖ２３と設定してステップ１３へ進む。
（ステップ１２Ｃ）
更新された積分値Δｖ２３の絶対値が、所定電圧差Ｄｍｉｎより小さく、さらに、更新された積分値Δｖ２３の値が０より小さいので、ｖｃｍｐ２３の値を−Ｄｍｉｎ−Δｖ２３と設定してステップ１３へ進む。

（ステップ１３）
最大相電圧指令値ｖｍａｘ１にｖｃｍｐ２３を加えた値を、最小相電圧指令値ｖｍiｎ２として更新する。また、更新された積分値Δｖ２３にｖｃｍｐ２３を加えた値を新たな積分値Δｖ２３として更新する。

（ステップ１４）
第２相電圧指令値ｖｍｉｄ１の値を第２相電圧指令値ｖｍｉｄ２として更新する。

（ステップ１５）
最大相電圧指令値ｖｍａｘ２、第２相電圧指令値ｖｍｉｄ２、最小相電圧指令値ｖｍiｎ２をＰＷＭ信号生成手段に送信する補正後電流指令値（ｖｕ２、ｖｖ２及びｖｗ２）に設定する。

［補正のタイミングの説明］
図３は、図１に示すインバーター制御装置１の指令補正部１１の補正タイミングを説明するものである。図２のフローチャートを参照しながら、図３の説明をする。図３では、指令信号ｖｖ１とｖｗ１の電圧値が近接している場合を例としている。指令補正部１１が受信した指令信号ｖｕ１〜指令信号ｖｗ１の電圧の大きさの順番に紙面の上からｖｕ１、ｖｖ１及びｖｗ１としている（ステップ１に相当）。図３の例の場合においては、指令信号ｖｖ１とｖｗ１の電圧値が近接しているので、ステップ２〜６の補正は行われないので説明を省略する。なお、ステップ６Ａ、ステップ６Ｂ及びステップ６Ｃをステップ６と総称している。

次に、ステップ８〜１２に基づいてＷ相に対応する指令信号ｖｗ１が補正される。指令信号ｖｖ１が第２相電圧指令値ｖｍｉｄ１、指令信号ｖｗ１が最小相指令信号ｖｍiｎ１に対応しており、第２相電圧指令値ｖｍｉｄ１ー最小相指令信号ｖｍiｎ１をしてΔｖ２３’を演算する（ステップ８）。ここで、図３のタイミングＡの以前までの積分値Δｖ２３（ｔー１）の値と、ｖｖ１とｖｗ１との差であるΔｖ２３’との和である、更新積分値Δｖ２３が負になっている（ステップ９）。従って、タイミングＡから１／２ＰＷＭ周期（キャリアの半周期）後のタイミングＢまでは、ｖｗ１に対して上側にオフセットがかかった指令信号ｖｖ２に補正されていることがわかる（ステップ１０〜１２）。引き続いて、図３の矢印Ｂのタイミングでは、矢印Ａから矢印Ｂまでのタイミングの正の値の積分値Δｖ１２が、積算されていることにより、タイミングＢからは、指令信号ｖｖ２（なお、指令信号ｖｖ２は、第２相電圧指令値なので補正はかからないのでｖｖ１と同じである）に対して電圧値が低くなるように下側にオフセットがかかっている。

ここで、タイミングＢの次にタイミングＣで上側にオフセットがかかるのではなく、タイミングＤで上側にオフセットがかかっていることについて説明する。タイミングＡからタイミングＢまでの間において、指令信号ｖｗ１を基準としたとき、上側にオフセットした量の方が、下側にオフセットした量より大きいためである。つまり、タイミングＢまでの正の積算値を相殺するために、下側にオフセット期間が１ＰＷＭ周期となっている。これは、該下側にオフセットする期間を１ＰＷＭ周期として（タイミングＣでの電圧値を変えない）おり、タイミングＢまでに積算された積分値を０に近づけるように指令補正部１１が演算して補正したことによる。

［所定周期Ｔ（電流検出周期）と積分区間Ｔ２について］
図４は、図１に示すインバーター制御装置１のＰＷＭ周期と、指令信号ｖｕ１〜指令信号ｖｗ１と、電流検出周期の関係を説明するものである。なお図４では、指令信号ｖｕ１だけオフセットが必要な期間Ｔ３、オフセット必要なし期間Ｔ４、指令信号ｖｕ１だけオフセットが必要な期間Ｔ５が続くものを説明の都合上、例としているが、指令信号更新周期（１／２ＰＷＭ周期）ごとにオフセットが必要になる場合もあることを述べておく。

インバーター制御装置１は、図１で説明したように、電流検出手段１３が、所定周期（電流検出周期）で、直流母線の電流を検出している。ここで、インバーター制御装置１は、所定周期の最小値が１／２ＰＷＭ周期としても各相の電流を検出することができるようになっている。つまり、確実に各相の電流を検出できる周期が、ＰＷＭ周期よりさらに短いので、負荷側を高効率に駆動する制御を実現できるようになっている。なお、この所定周期は、１／２ＰＷＭと設定されていてもよいし（図４のＰＡ１参照）、１／２ＰＷＭ周期より長い周期に設定されていてもよいし、１／２ＰＷＭ周期と１／２ＰＷＭ周期より長い周期を組み合わせていてもよい（図４のＰＡ２参照）。

インバーター制御装置１は、所定の期間の積分区間Ｔ２で、ステップ３〜ステップ７及びステップ９〜ステップ１３（図２参照）に相当する演算を行っており、該演算の値が０に近づくように、指令信号ＶＵ２〜指令信号ＶＷ２のタイミングをとっている。ここで、この積分区間Ｔ２の最小値は、１ＰＷＭ周期で、最大値は、特に、限定されるものではない。インバーター制御装置１は、積分区間Ｔ２ごとに、ステップ３〜ステップ７及びステップ９〜ステップ１３に相当する演算（積算）をして、その演算結果が０に近づくようにしているので、指令信号ｖｕ１〜指令信号ｖｗ１に、上記のような電圧信号を検出できるようにする補正をしても、誘導負荷５の駆動に与える影響が低減されるようになっている。

[インバーター制御装置１の有する効果]
インバーター制御装置１は、指令信号ｖｕ１〜指令信号ｖｗ１の電圧の大きさの順番に並べた相間の電圧差が所定値より小さいとき、１／２ＰＷＭ周期ごとに、該電圧差が所定値より小さい２つの補正前指令信号の内少なくとも一方の電圧を、他方に対する電圧差が所定値以上にする補正をしているので、負荷側を高効率に駆動する制御を実現できるようになっている。
また、上記積分区間Ｔ２内において、指令信号ｖｕ１〜指令信号ｖｗ１の更新時から補正前までの指令信号ｖｕ１〜指令信号ｖｗ１の基準に対する積分値を演算し、該積分値に補正後指令信号の基準に対する積分値を加えた値が、０に近づくように、補正のタイミングを決定しているので、上記補正をしても誘導負荷５の駆動に与える影響が低減されるようになっている。

［その他］
インバーター制御装置１は、指令信号ｖｕ１〜指令信号ｖｗ１の代わりに、指令信号ｖｕ１〜指令信号ｖｗ１のそれぞれと、直流母線を流れる電流値を割った値であるＰＷＭデューティー比に基づいたものを指令信号として採用してもよいことは言うまでもない。

インバーター制御装置１は、相電流演算部、電流制御部、指令補正部及びＰＷＭ信号生成手段は、１つのマイクロコンピューターに設けられていてもよいことは言うまでもない。これにより、インバーター制御装置１を、安価、小型にすることができる。

このマイクロコンピューターは、Ａ／Ｄ変換器を有し、該Ａ／Ｄ変換器によって相電流演算部が、誘導負荷の各相の相電流を演算するような構成としてもよいことは言うまでもない。これにより、相電流演算部だけのためのＡ／Ｄ変換器を設ける必要がなくなり、インバーター制御装置１を、安価、小型にすることができる。

インバーター主回路３は、３相６素子が１パッケージに封止されたものであってもよいことは言うまでもない。これにより、インバーター制御装置１を小型にすることができる。

また、インバーター制御装置１は、例えば永久磁石を有するブラシレスＤＣモーターに採用することができる。その他に、空気調和機の圧縮機やファン、冷凍機、洗濯乾燥機、冷蔵庫、除湿器、ヒートポンプ式給湯機、ショーケース、掃除機等、インバーターと、モーター（誘導負荷５に相当）を用いる家電製品全般、さらには換気扇、手乾燥機などへ採用することができる。

１ インバーター制御装置、２ 直流電源、３ インバーター主回路、３Ａ 三相ブリッジ回路、５ 誘導負荷、６ 平滑コンデンサー、６ａ スイッチング素子、６ｂ スイッチング素子、６ｃ スイッチング素子、６ｄ スイッチング素子、６ｅ スイッチング素子、６ｆ スイッチング素子、１０ 電流制御部、１１ 指令補正部、１２ ＰＷＭ信号生成手段、１３ 電流検出手段、２０ 電流制御部、３０ 相電流演算部、Ｉｓ 電流、Ｌ 直流母線、Ｐ１ 一端、ＵＩ 相電流、ＶＩ 相電流、ＷＩ 相電流、Ｔ 所定周期、Ｔ２ 積分区間、Ｔ３ ｖｗ１*のみ補正が必要な期間、Ｔ４ 補正なし期間、Ｔ５ ｖｗ１*のみ補正が必要な期間。

Claims (9)

1. 複数相からなる誘導負荷に供給される相電流を制御するための逐次更新される指令信号に基づいて駆動するインバーター主回路と、前記インバーター主回路の直流母線電流を所定周期で検出する電流検出手段とを有するインバーターを制御するインバーター制御装置において、
   前記指令信号を補正して出力する指令補正部と、
   前記指令補正部から出力された補正後の指令信号に基づいてＰＷＭ信号を生成し、前記インバーター主回路に出力するＰＷＭ信号生成手段と、を有し、
   前記指令補正部は、
   前記指令信号の大きさの順番に並べた相間の電圧差が所定値より小さいとき、１／２ＰＷＭ周期ごとに、該電圧差が所定値より小さい２つの補正前指令信号の内少なくとも一方と、他方との電圧差が、所定値以上になるようにオフセット補正を行うとともに、
   前記オフセット補正のオフセット方向を、オフセット補正前の指令信号を基準としたオフセット補正後の指令信号の積分値のうち前記オフセット補正より前まで積算した値が、０に近づくように演算して決定する
   ことを特徴とするインバーター制御装置。
2. 前記指令信号を、ＰＷＭデューティー比に基づいた信号とした
   ことを特徴とする請求項１に記載のインバーター制御装置。
3. 前記電流検出手段は、前記所定周期を１／２ＰＷＭ周期とした
   ことを特徴とする請求項１又は２に記載のインバーター制御装置。
4. 前記電流検出手段の直流母線電流の検出結果及び前記ＰＷＭ信号生成手段のＰＷＭ信号に基づいて、前記誘導負荷の各相電流を演算し、該演算結果を出力する相電流演算部と、
   前記相電流演算部の各相電流の演算結果と、外部より与えられる電流指令値に基づき、前記指令信号を生成して、該指令信号を前記指令補正部に出力する電流制御部と、を有している
   ことを特徴とする請求項１〜３の何れか一項に記載のインバーター制御装置。
5. 前記相電流演算部、前記電流制御部、前記指令補正部及び前記ＰＷＭ信号生成手段は、１つのマイクロコンピューターに設けられている
   ことを特徴とする請求項４に記載のインバーター制御装置。
6. 前記マイクロコンピューターは、Ａ／Ｄ変換器を有し、該Ａ／Ｄ変換器によって前記相電流演算部が、前記誘導負荷の各相の相電流を演算する
   ことを特徴とする請求項５に記載のインバーター制御装置。
7. 前記インバーター主回路は、３相６素子が１パッケージに封止された
   ことを特徴とする請求項１〜６の何れか一項に記載のインバーター制御装置。
8. 前記誘導負荷は、永久磁石を有するブラシレスＤＣモーターである
   ことを特徴とする請求項１〜７の何れか一項に記載のインバーター制御装置。
9. 前記誘導負荷は、圧縮機を駆動するモーターである
   ことを特徴とする請求項１〜８の何れか一項に記載のインバーター制御装置。

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