JP4984495B2 - モータ駆動用インバータ制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、小容量リアクタおよび小容量コンデンサを用いたモータ駆動用インバータ制御装置に関するものである。

汎用インバータなどで用いられている一般的なモータ駆動用インバータ制御装置として、図１３に示すようなモータ駆動用インバータ制御装置がよく知られている。

図１３において、主回路は直流電源装置１１３と、インバータ３とモータ４とから構成されており、直流電源装置１１３については、交流電源１と、整流回路２と、インバータ３の直流電圧源のために電気エネルギーを蓄積する平滑コンデンサ１１２と、交流電源１の力率改善用リアクタ１１１から構成されている。
一方、制御演算部では、外部から与えられたモータ４の速度指令に基づいてモータ４の各相電圧指令値を作成するモータ電圧作成手段１４と、モータ電圧作成手段１４から作成された各相電圧指令値に基づいてインバータ３のＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ制御手段１８から構成されている。
ここで、交流電源１が２２０Ｖ（交流電源周波数５０Ｈｚ）、インバータ３の入力が１．５ｋＷ、平滑コンデンサ１１２が１５００μＦのとき、力率改善用リアクタ１１１が５ｍＨおよび２０ｍＨの場合における交流電源電流の高調波成分と交流電源周波数に対する次数との関係を図１４に示す。図１４はＩＥＣ（国際電気標準会議）規格と併せて示したもので、力率改善用リアクタ１１１が５ｍＨの場合には特に第３高調波成分がＩＥＣ規格のそれを大きく上回っているが、２０ｍＨの場合には４０次までの高調波成分においてＩＥＣ規格をクリアしていることがわかる。

そのため特に高負荷時においてもＩＥＣ規格をクリアするためには力率改善用リアクタ１１１のインダクタンス値をさらに大きくするなどの対策を取る必要があり、インバータ装置の大型化や重量増加、さらにはコストＵＰを招くという不都合があった。

そこで、力率改善用リアクタ１１１のインダクタンス値の増加を抑え、電源高調波成分の低減と高力率化を達成する直流電源装置として、図１５に示すような直流電源装置が提案されている（例えば、特許文献１参照）。

図１５において、交流電源１の交流電源電圧を、ダイオードＤ１〜Ｄ４をブリッジ接続してなる全波整流回路の交流入力端子に印加し、その出力をリアクトルＬｉｎを介して中間コンデンサＣに充電し、この中間コンデンサＣの電荷を平滑コンデンサＣＤに放電して、負荷抵抗ＲＬに直流電圧を供給する。この場合、リアクトルＬｉｎの負荷側と中間コンデンサＣを接続する正負の直流電流経路にトランジスタＱ１を接続し、このトランジスタＱ１をベース駆動回路Ｇ１で駆動する構成となっている。

また、ベース駆動回路Ｇ１にパルス電圧を印加するパルス発生回路Ｉ１、Ｉ２と、ダミー抵抗Ｒｄｍとをさらに備えており、パルス発生回路Ｉ１、Ｉ２は、それぞれ交流電源電圧のゼロクロス点を検出する回路と、ゼロクロス点の検出から交流電源電圧の瞬時値が中間コンデンサＣの両端電圧と等しくなるまでダミー抵抗Ｒｄｍにパルス電流を流すパルス電流回路とで構成されている。

ここで、パルス発生回路Ｉ１は交流電源電圧の半サイクルの前半にてパルス電圧を発生させ、パルス発生Ｉ２は交流電源電圧の半サイクルの後半にてパルス電圧を発生させるよ
うになっている。

なお、トランジスタＱ１をオン状態にしてリアクトルＬｉｎに強制的に電流を流す場合、中間コンデンサＣの電荷がトランジスタＱ１を通して放電することのないように逆流防止用ダイオードＤ５が接続され、さらに、中間コンデンサＣの電荷を平滑コンデンサＣＤに放電する経路に、逆流防止用ダイオードＤ６と、平滑効果を高めるリアクトルＬｄｃが直列に接続されている。

上記の構成によって、交流電源電圧の瞬時値が中間コンデンサＣの両端電圧を超えない位相区間の一部または全部においてトランジスタＱ１をオン状態にすることによって、装置の大型化を抑えたままで、高調波成分の低減と高力率化を達成することができる。
特開平９−２６６６７４号公報

しかしながら、上記従来の構成では、容量の大きな平滑用コンデンサＣＤとリアクトルＬｉｎ（特許文献１では１５００μＦ、６．２ｍＨ時のシミュレーション結果について記載されている）とを依然として有したままであり、さらに中間コンデンサＣとトランジスタＱ１とベース駆動回路Ｇ１とパルス発生回路Ｉ１、Ｉ２とダミー抵抗Ｒｄｍと逆流防止用ダイオードＤ５、Ｄ６と平滑効果を高めるリアクトルＬｄｃとを具備することで、装置の大型化や部品点数の増加に伴うコストＵＰを招くという課題を有していた。

本発明はこのような従来の課題を解決するものであり、交流電源電流の高調波成分を抑制した小型・軽量・低コストなモータ駆動用インバータ制御装置を提供することを目的とする。

上記課題を解決するために本発明は、交流電源を入力とする整流回路と、直流電力から交流電力に変換するインバータと、モータと、前記インバータに印加される電圧によってモータ指令電圧を補正しながら前記インバータの動作をコントロールする制御演算部とを備え、前記整流回路はダイオードブリッジと、前記インバータの直流電圧がゼロになり得るように容量が設定された、前記ダイオードブリッジの直流出力側に接続される極めて小容量のリアクタ及び前記インバータの直流母線間に接続される極めて小容量のコンデンサを設け、前記コンデンサの容量は、前記インバータの直流電圧が脈動によりゼロになり得る容量とし、前記制御演算部は、前記インバータの直流電圧値を検出するＰＮ電圧検出手段と、前記ＰＮ電圧を補正するＰＮ電圧補正手段と、モータ指令電圧補正手段と、波形改善電圧演算手段と、を備え、
前記制御演算部では前記モータに印加した電圧よりモータ印加電圧位相を導出するとともに前記インバータの電気周波数における奇数次周波数の交流成分とする波形改善電圧を前記モータ印加電圧位相に基づいて演算し、前記波形改善電圧が前記インバータに印加される電圧によって補正されたモータ指令電圧補正値に重畳されていることを特徴としたものである。そして、前記波形改善電圧を演算する波形改善電圧演算手段は、前記モータの出力に比例して交流成分の振幅量を大きくする振幅量を調整する振幅調整手段と、前記モータへ最終的に印加される電圧指令値に重畳する位相を調整する位相調整手段の少なくともどちらか一方を有する。

これによって、小容量コンデンサおよび小容量リアクタを用いることで小型・軽量・低コストなモータ駆動用インバータ制御装置を実現し、波形改善電圧を演算することで装置に供給される電流、すなわち、交流電源電流の高調波成分が抑制される。

本発明のモータ駆動用インバータ制御装置は、小容量リアクタおよび小容量コンデンサを用いることで小型・軽量・低コストなモータ駆動用インバータ制御装置を実現でき、さらに交流電源電流の高調波成分を抑制することができ、システムの信頼性向上が図れるという効果を奏する。

第１の発明は、交流電源を入力とする整流回路と、直流電力から交流電力に変換するインバータと、モータと、前記インバータに印加される電圧によってモータ指令電圧を補正しながら前記インバータの動作をコントロールする制御演算部とを備え、前記整流回路はダイオードブリッジと、前記インバータの直流電圧がゼロになり得るように容量が設定された、前記ダイオードブリッジの直流出力側に接続される極めて小容量のリアクタ及び前記インバータの直流母線間に接続される極めて小容量のコンデンサを設け、前記コンデンサの容量は、前記インバータの直流電圧が脈動によりゼロになり得る容量とし、前記制御演算部は、前記インバータの直流電圧値を検出するＰＮ電圧検出手段と、前記ＰＮ電圧を補正するＰＮ電圧補正手段と、モータ指令電圧補正手段と、波形改善電圧演算手段と、を備え、前記制御演算部では前記モータに印加した電圧よりモータ印加電圧位相を導出するとともに、前記インバータの電気周波数における奇数次周波数の交流成分とする波形改善電圧を前記モータ印加電圧位相に基づいて演算し、前記波形改善電圧が前記インバータに印加される電圧によって補正されたモータ指令電圧補正値に重畳されていることにより、モータ電流波形の歪みが軽減され、小型・軽量・低コストでありながら交流電源電流の高調波成分を抑制したモータ駆動用インバータ制御装置を実現するとともに、容易な演算処理によって波形改善電圧を決定することができる。

さらに波形改善電圧を演算する波形改善電圧演算手段は、前記モータの出力に比例して交流成分の振幅量を大きくする振幅調整手段と、前記モータへ最終的に印加される電圧指令値に重畳する位相を調整する位相調整手段の少なくともどちらか一方を有することにより、モータの種類や運転状況などが変化した場合においても交流電源電流の高調波成分を抑制することができる。

第２の発明は、特に、第１の発明のモータ駆動用インバータ制御装置において、小容量リアクタと、小容量コンデンサとの共振周波数を交流電源周波数の４０倍よりも大きくなるように、前記小容量リアクタおよび前記小容量コンデンサの組み合わせを決定するものであり、交流電源電流の高調波成分を抑制し、ＩＥＣ規格をクリアすることができる。

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、この実施の形態によって本発明が限定されるものではない。

（実施の形態１）
本発明の第１の実施の形態を示すモータ駆動用インバータ制御装置のシステム構成図を図１に示す。

図１において、主回路は交流電源１と、交流電力を直流電力に変換するダイオードブリッジ２と、２ｍＨ以下の小容量リアクタ１１と、１００μＦ以下の小容量コンデンサ１２と、直流電力を交流電力に変換するインバータ３と、インバータ３により変換された交流電力により駆動するモータ４から構成されている。

一方、制御演算部では、モータ４の速度指令ω*に基づいてモータ４の電圧指令値を作成するモータ電圧作成手段１４と、インバータ３の直流電圧値を検出するＰＮ電圧検出手段１５と、予め設定されたインバータ３の直流電圧基準値をＰＮ電圧検出手段１５から得られるインバータ３の直流電圧検出値で除算することによりＰＮ電圧補正係数を導出し、直流電圧検出値が０以下の場合には、ＰＮ電圧補正係数に予め設定されたＰＮ電圧補正係数の最大値を設定するＰＮ電圧補正手段１６と、モータ指令電圧作成手段１４から得られる電圧指令値とＰＮ電圧補正手段１６の出力値であるＰＮ電圧補正係数とを乗算することにより電圧指令値の補正を行なうモータ指令電圧補正手段１７と、モータ電流波形が歪のないものとするための波形改善電圧を演算する波形改善電圧演算手段１９と、モータ指令電圧補正手段１７の演算結果と波形改善電圧演算手段１９の演算結果を加算した電圧がモータ４に印加されるようなインバータ３のＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ制御手段１８から構成されている。

以下では、具体的な方法について説明する。

モータ指令電圧作成手段１４では式１で表される演算により電圧指令値ｖ_u*、ｖ_v*、ｖ_w*を作成する。

ここで、Ｖ_mはモータ電圧値であり、θ₁はモータ４のロータの位置情報として表される位相である。

また、図２は本発明に係るＰＮ電圧補正手段１６の第１の実施例を示した図で、ＰＮ電圧補正手段１６では予め設定されたインバータ３の直流電圧基準値Ｖ_pn0とＰＮ電圧検出手段１５から得られるインバータ３の直流電圧検出値ｖ_pnを用いて式２のようにＰＮ電圧補正係数ｋ_pnを導出する。

ここで、本発明では小容量コンデンサを用いているため、直流電圧検出値ｖ_pnが０となる場合が生じるので、０割防止のための微小項δ₀を設定しておく必要がある。

なお、式２の微小項δ₀の代わりに、直流電圧検出値ｖ_pnが０以下の場合においてＰＮ電圧補正係数ｋ_pnに予め設定されたＰＮ電圧補正係数の最大値を設定することでゼロ割防止を図ることができる。

即ち、式３のようにＰＮ電圧補正係数ｋ_pnを導出しても良い。

ここで、ｋ_pn-maxは予め設定されたＰＮ電圧補正係数の最大値である。

また、モータ指令電圧補正手段１７では電圧指令値ｖ_u*、ｖ_v*、ｖ_w*とＰＮ電圧補正係数ｋ_pnを用いて式４のようにモータ指令電圧補正値ｖ_uh*、ｖ_vh*、ｖ_wh*を導出する。

以上により、小容量リアクタおよび小容量コンデンサを用いることで小型・軽量・低コストなモータ駆動用インバータ制御装置を実現でき、インバータ直流電圧が大幅に変動してモータの駆動が困難あるいは不可能となる場合でも、モータに印加する電圧がほぼ一定
となるようにインバータを動作させ、モータの駆動を維持することが可能となる。

図３は、本発明のモータ駆動用インバータ制御装置の第1の動作結果であるが、本発明におけるコンデンサ１２は、極めて容量の小さいものを用いているためインバータ直流電圧は交流電源周波数ｆｓ（＝５０Ｈｚ）の２倍の周波数で大きく脈動している様子がわかる。また交流電源電流に関しては、コンデンサ１２が小容量で充放電時間が極めて短いため電流休止期間がほとんどなく、高力率を実現している。

図４は、本発明のモータ駆動用インバータ制御装置の第２の動作結果であり、交流電源周波数が５０Ｈｚにおいて、６極の３相モータを４０００ｒｐｍで駆動したときの波形を示す。ここで交流電源電流に関してさらに詳しく観測すると、インバータ３のキャリア成分よりも大きい周期Ｔの脈動が現れており、この交流電源電流の脈動とモータ４の相電流との関係を見てみると、矢印で示すモータ相電流の歪み箇所と交流電源電流の落ち込みタイミングとが一致しているのが分かる。

このモータ相電流の歪みの主要因として、インバータ３の上下アームの短絡防止用に設けられたデッドタイム期間中に、スイッチング素子に逆並列接続された環流ダイオードの不完全ターンオンに起因するものがあげられ、これによってモータ相電流のゼロクロス点付近で出力電圧が不連続になり、モータ相電流の歪みとなって現れるものである。

本発明のモータ駆動用インバータ制御装置においては、極めて小容量のリアクタとコンデンサを用いていることから、上述したモータ相電流の歪みが交流電源電流の脈動として現れやすくなっているのである。

次に、交流電源電流の高調波規制について考える。

高調波電流とは、交流電源の正弦波波形の整数倍の周波数成分を持つ電流のことを示すが、エレクトロニクス機器においては、その高調波電流に対して規制値が設けられている。
これまで説明してきた交流電源電流の脈動が、交流電源の正弦波波形の整数倍の周波数となれば規制値を満足できない可能性がでてくる。
そこで、制御演算部に波形改善電圧演算手段１９を設け、各相における波形改善電圧ｖ_ud*、ｖ_vd*、ｖ_wd*を求め、モータ指令電圧補正手段１７で導出されたモータ指令電圧補正値ｖ_uh*、ｖ_vh*、ｖ_wh*に加算することによってモータ相電流のゼロクロス点付近における歪みを抑制し、交流電源電流の脈動を抑えるようにした。
インバータ３を介してモータ４へ最終的に印加される電圧指令値Ｖ_ｕ*、Ｖ_ｖ*、Ｖ_ｗ*は、式５で表される。

図５は、本発明のモータ駆動用インバータ制御装置の第３の動作結果である。波形については、中央が交流電源電流で下側がモータ相電流を示し、双方とも波形改善電圧ｖ_ud*、ｖ_vd*、ｖ_wd*が加算された結果で動作しているものである。

図４で示した動作結果と比較し、波形改善電圧演算手段１９を設け、モータ相電流のゼ
ロクロス点付近における歪みを緩和したことによって、交流電源電流の脈動、すなわち、高調波電流の発生を抑えられている。
制御演算部の波形改善電圧演算手段１９で求めた波形改善電圧ｖ_ud*、ｖ_vd*、ｖ_wd*は、式６で表される演算により求めている。

ここで、Ｖｍｄは波形改善電圧の振幅を示す。θ_２はモータ指令電圧位相を示し、式７で表されるようにモータ４へ最終的に印加される電圧指令値Ｖ_ｕ*、Ｖ_ｖ*、Ｖ_ｗ*の符号に応じた６パターンの演算により求めた。

式７におけるＶｄｃｍは式８に表すとおりである。

制御演算部における演算の様子を図６にて説明すると、（ａ）は実施の形態１で説明したモータ指令電圧補正手段１７から求まるＵ相におけるモータ指令電圧補正値ｖ_uh*を示す。
（ｂ）は波形改善電圧演算手段１９で求めたＵ相における波形改善電圧ｖ_ud*であり、（ａ）に示したモータ指令電圧補正値ｖ_uh*の５倍の周波数の交流成分としている。
（ｃ）は上記両者を加算したものであり、モータ４へ最終的に印加されるＵ相における電圧指令値Ｖ_ｕ*である。

もともと、波形改善電圧演算手段１９で求めた波形改善電圧ｖ_ud*をモータ指令電圧補正手段１７から求まるモータ指令電圧補正値ｖ_uh*に加算しなかった場合、（ｄ）に示すような歪んだ波形のモータ相電流となることから、この歪み分を補償するような波形、すなわち、モータ指令電圧補正値ｖ_uh*の５倍の周波数交流成分の波形を波形改善電圧ｖ_ud*とした。

これにより、比較的容易な演算処理にてモータ相電流の歪みを緩和、ひいては高調波電流の発生を抑えることが可能となった。
なお、上記説明では波形改善電圧ｖ_ud*をモータ指令電圧補正値ｖ_uh*の５倍の周波数成分
の波形、すなわち５次の交流成分としたが、５次と７次を組み合わせるといったように奇数次同士の組み合わせ波形とすると、さらにきめ細かい波形改善電圧を作成できる。

さらに、モータ指令電圧位相θ_２に関して図７と図８を用いて説明する。図７は、モータ４の減速時における最終的に印加される電圧指令値Ｖ_ｕ*、Ｖ_ｖ*、Ｖ_ｗ*であり、時間軸において振幅が小さくなるにつれて電圧変化の周期が長くなっていく様子を表している。

図８は、ロータの位相θ_１と、図７のモータ４へ最終的に印加される電圧指令値Ｖ_ｕ*、Ｖ_ｖ*、Ｖ_ｗ*における式７と式８から求めたモータ指令電圧位相θ_２との比較である。モータ４の最終的に印加される電圧指令値Ｖ_ｕ*、Ｖ_ｖ*、Ｖ_ｗ*の周期変化が、電気一周期内において徐々に長くなっているため、モータ指令電圧位相θ_２は実線のとおり、放物線上の変化となる一方、点線で示したロータの位相θ_１は、電気一周期のような短い期間においては機械的なイナーシャの影響によって直線的な変化を示す。
前述した交流電源電流の脈動は、モータ相電流の歪みによるものであり、インバータ３の出力に起因するものであるため、波形改善電圧演算手段１９で求める波形改善電圧ｖ_ud*、ｖ_vd*、ｖ_wd*は、ロータの位相θ_１ではなく、インバータ３の出力であるモータ４の最終的に印加される電圧指令値Ｖ_ｕ*、Ｖ_ｖ*、Ｖ_ｗ*から求めるモータ指令電圧位相θ_２とした。

これによって、モータ４が急速な加減速を行っているような過渡状態や、コンデンサ１２が極めて小容量であるがゆえのインバータ直流電圧の脈動状態などにおいても適正な波形改善電圧を算出することができた。

（実施の形態２）
本発明の第２の実施の形態を示すモータ駆動用インバータ制御装置のシステム構成図を図９に示す。
本発明の実施の形態２では、実施の形態１のモータ駆動用インバータ制御装置において、波形改善電圧の交流成分の振幅量を調整する波形改善電圧振幅調整手段２０と位相を調整する波形改善電圧位相調整手段２１を付加した。
図１０と図１１は、本発明のモータ駆動用インバータ制御装置の第４と第５の動作結果で、波形改善電圧ｖ_ud*、ｖ_vd*、ｖ_wd*を加算していない状態での波形である。
図１０も図１１も同じ回転数３３００ｒｐｍでモータ４が動作して状態だが、図１０はモータ出力が６５０Ｗ、図１１はモータ出力が８５０Ｗのものであり、このようにモータ４が同じ回転数で動作していてもモータ出力が大きいほど交流電源電流の脈動（図中Ｉｐ）が大きくなる。
この差に対応すべく、波形改善電圧振幅調整手段２１における特性を図１２に示すように、モータ出力に比例して波形改善電圧の交流成分の振幅量を大きくするようなものとした。
これによって波形改善電圧ｖ_ud*、ｖ_vd*、ｖ_wd*の過不足がないようにすることができる。
また、波形改善電圧ｖ_ud*、ｖ_vd*、ｖ_wd*の位相に関しても運転回転数などによって波形改善電圧位相調整手段２１で調整可能にすることで、微小なタイミングのずれをなくし、波形改善の効果を減退させることなく最大限に引き出すことが可能となる。

本実施の形態においては、波形改善電圧演算手段１９で波形改善電圧ｖ_ud*、ｖ_vd*、ｖ_wd*を求めるにあたって、その振幅や位相をモータ４の種類や速度、負荷状態などによって調整できるようにすることによって、より高い信頼性を確保したモータ駆動用インバータ制御装置を実現している。

（実施の形態３）
本発明に係る小容量コンデンサおよび小容量リアクタの仕様決定に関する具体的な方法について以下に説明する。

本発明のモータ駆動用インバータ制御装置では、交流電源電流の高調波成分を抑制してＩＥＣ規格をクリアするために、小容量コンデンサと小容量リアクタとの共振周波数ｆ_LC（ＬＣ共振周波数）を交流電源周波数ｆｓの４０倍よりも大きくなるように小容量コンデンサと小容量リアクタの組み合わせを決定する。

ここで、小容量コンデンサの容量をＣ［Ｆ］、小容量リアクタのインダクタンス値をＬ［Ｈ］とすると、ＬＣ共振周波数ｆ_LCは式９のように表される。

即ち、ｆ_LC＞４０ｆｓを満たすように小容量コンデンサと小容量リアクタの組み合わせを決定するものである。（ＩＥＣ規格では交流電源電流の高調波成分において第４０次高調波まで規定されているため）
以上により、小容量コンデンサおよび小容量リアクタの組み合わせを決定することで、交流電源電流の高調波成分を抑制して、ＩＥＣ規格をクリアすることが可能となる。

なお、実施の形態１から実施の形態３で説明した本発明は、インバータ回路を使用してモータを駆動するモータ駆動用インバータ制御装置に適用できる。例えば、インバータ回路を搭載した空気調和機、冷蔵庫、電気洗濯機、電気乾燥機、電気掃除機、送風機、ヒートポンプ給湯器等である。いずれの製品についても、モータ駆動用インバータ装置を小型化、軽量化することで、製品の設計の自由度が向上し、安価な製品を提供することができる。

以上のように、本発明にかかるモータ駆動用インバータ制御装置は、小容量リアクタおよび小容量コンデンサを用いることで小型・軽量・低コストなモータ駆動用インバータ制御装置を実現でき、インバータ直流電圧が大幅に変動してモータの駆動が困難あるいは不可能となる場合でも、ＰＮ電圧補正手段によりモータに印加する電圧をほぼ一定にすることでモータの駆動を維持することが可能となり、さらに交流電源電流の高調波成分を抑制することができ、システムの信頼性向上が図れるため、空気調和機における圧縮機駆動モータなどのようにパルスジェネレータ等の速度センサを使用することができない場合に限らず、サーボドライブなどのように速度センサを具備することができる場合においても本発明は適用できる。

本発明の第1の実施形態を示すモータ駆動用インバータ制御装置のシステム構成図 本発明の第１の実施形態におけるＰＮ電圧補正係数の導出方法を示す図 本発明の第１の実施形態における第１の動作結果を示す図 本発明の第１の実施形態における第２の動作結果を示す図 本発明の第１の実施形態における第３の動作結果を示す図 本発明の第１の実施形態における各種演算値のタイミングチャート 本発明の第１の実施形態における電圧指令値の時間的変化の様子を示す図 本発明の第１の実施形態における位相の時間的変化の様子を示す図 本発明の第２の実施形態を示すモータ駆動用インバータ制御装置のシステム構成図 本発明の第２の実施形態における第４の動作結果を示す図 本発明の第２の実施形態における第５の動作結果を示す図 本発明の第２の実施形態における波形改善電圧振幅調整手段の特性図 一般的なモータ駆動用インバータ制御装置のシステム構成図 図１３のモータ駆動用インバータ装置における交流電源電流の高調波成分と交流電源周波数に対する次数との関係を示した線図 装置の大型化を抑制したままで高調波成分の低減と高力率化を達成することのできる従来の直流電源装置のシステム構成図

符号の説明

１ 交流電源
２ 整流回路
３ インバータ
４ モータ
１１ 小容量リアクタ
１２ 小容量コンデンサ
１４ モータ指令電圧作成手段
１５ ＰＮ電圧検出手段
１６ ＰＮ電圧補正手段
１７ モータ指令電圧補正手段
１８ ＰＷＭ制御手段
１９ 波形改善電圧演算手段
２０ 波形改善電圧振幅調整手段
２１ 波形改善電圧位相調整手段
１１１ リアクタ
１１２ 平滑コンデンサ
１１３ 直流電源装置
Ｌｉｎ、Ｌｄｃ リアクトル
Ｄ１〜Ｄ６ ダイオード
Ｑ１ トランジスタ
Ｇ１ ベース駆動回路
Ｉ１、Ｉ２ パルス発生回路
Ｃ 中間コンデンサ
ＣＤ 平滑コンデンサ
ＲＬ 負荷抵抗
Ｒｄｍ ダミー抵抗

Claims (2)

1. 交流電源を入力とする整流回路と、直流電力から交流電力に変換するインバータと、モータと、前記インバータに印加される電圧によってモータ指令電圧を補正しながら前記インバータの動作をコントロールする制御演算部とを備え、前記整流回路はダイオードブリッジと、前記インバータの直流電圧がゼロになり得るように容量が設定された、前記ダイオードブリッジの直流出力側に接続される極めて小容量のリアクタ及び前記インバータの直流母線間に接続される極めて小容量のコンデンサを設け、
   前記コンデンサの容量は、前記インバータの直流電圧が脈動によりゼロになり得る容量とし、
   前記制御演算部は、前記インバータの直流電圧値を検出するＰＮ電圧検出手段と、前記ＰＮ電圧を補正するＰＮ電圧補正手段と、モータ指令電圧補正手段と、波形改善電圧演算手段と、を備え、
   前記制御演算部では前記モータに印加した電圧よりモータ印加電圧位相を導出するとともに前記インバータの電気周波数における奇数次周波数の交流成分とする波形改善電圧を前記モータ印加電圧位相に基づいて演算し、前記波形改善電圧が前記インバータに印加される電圧によって補正されたモータ指令電圧補正値に重畳され、かつ、
   前記波形改善電圧を演算する波形改善電圧演算手段は、前記モータの出力に比例して交流成分の振幅量を大きくする振幅調整手段と、前記モータへ最終的に印加される電圧指令値に重畳する位相を調整する位相調整手段の少なくともどちらか一方を有することを特徴とするモータ駆動用インバータ制御装置。
2. 小容量リアクタと、小容量コンデンサとの共振周波数を交流電源周波数の４０倍よりも大きくなるように、前記小容量リアクタおよび前記小容量コンデンサの組み合わせを決定することを特徴とする請求項１に記載のモータ駆動用インバータ制御装置。

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