JP2012054685A - 広帯域増幅器 - Google Patents
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Abstract
【課題】RF(Radio Frequency)で動作する、シングルエンド出力であるフィードバック型の広帯域増幅器において、特に二次歪み耐性に優れたフィードバック型の広帯域増幅器を実現する。
【解決手段】入力信号を電圧−電流変換して出力するMOSトランジスタQ1の出力電流を第1の抵抗素子R1によって出力電圧に変換し、該出力電圧をMOSトランジスタQ1の入力に第2の抵抗素子R2によってフィードバックする。さらに、第1のバイアス回路(VG1+R3)からMOSトランジスタQ1の入力へバイアスを供給する。そして、このバイアス値を、MOSトランジスタQ1のドレイン電流が流れるように、且つ、MOSトランジスタQ1のドレイン電流をゲート電圧で二回微分した成分の絶対値が極小となるように設定する。
【選択図】 図3
【解決手段】入力信号を電圧−電流変換して出力するMOSトランジスタQ1の出力電流を第1の抵抗素子R1によって出力電圧に変換し、該出力電圧をMOSトランジスタQ1の入力に第2の抵抗素子R2によってフィードバックする。さらに、第1のバイアス回路(VG1+R3)からMOSトランジスタQ1の入力へバイアスを供給する。そして、このバイアス値を、MOSトランジスタQ1のドレイン電流が流れるように、且つ、MOSトランジスタQ1のドレイン電流をゲート電圧で二回微分した成分の絶対値が極小となるように設定する。
【選択図】 図3
Description
本発明は、広帯域増幅器に関する。
種々の周波数帯域に適用可能な広帯域増幅器が従来より種々提案されている。
図5は抵抗フィードバックを用いた従来の広帯域増幅器の例である(非特許文献1参照)。
この広帯域増幅器は、入力信号を電圧−電流変換して出力するMOSトランジスタQ1と、MOSトランジスタQ1から流れる電流を出力電圧に変換する第1の抵抗素子R1と、出力信号をMOSトランジスタQ1の入力にフィードバックする第2の抵抗素子R2と、フィードバックノード前後のバイアスをDCカットするための容量C1と、抵抗素子R3及び電圧源VG1を有しMOSトランジスタのゲートへのバイアスを可変設定するバイアス回路と、を備えている。
図5は抵抗フィードバックを用いた従来の広帯域増幅器の例である(非特許文献1参照)。
この広帯域増幅器は、入力信号を電圧−電流変換して出力するMOSトランジスタQ1と、MOSトランジスタQ1から流れる電流を出力電圧に変換する第1の抵抗素子R1と、出力信号をMOSトランジスタQ1の入力にフィードバックする第2の抵抗素子R2と、フィードバックノード前後のバイアスをDCカットするための容量C1と、抵抗素子R3及び電圧源VG1を有しMOSトランジスタのゲートへのバイアスを可変設定するバイアス回路と、を備えている。
図5において、入力された信号はMOSトランジスタQ1によって電圧−電流変換される。MOSトランジスタQ1から出力された電流信号は負荷抵抗R1によって電圧信号に変換されて出力される。また出力信号の一部はフィードバック抵抗R2とDCカットのための容量C1を介してトランジスタQ1の入力へフィードバックされる。
IEEE Transctions on microwave theory and techniques, vol.56,No.5,May 2008 "Resisitive−Feedback CMOS Low−Noise Amplifiers for Multiband Applications"
図5におけるフィードバック型の広帯域増幅器はシングルエンド出力である。
差動出力の回路の場合には二次歪で発生する不要な出力は同相成分として表れ、差動出力で見た場合に打ち消されるので二次歪み耐性は比較的良好である。
しかし、シングルエンド出力の場合は差動化による打ち消し作用がないので二次歪みに弱い。また、一般的に、MOSトランジスタQ1は、相互コンダクタンスgmの電流効率を重視してバイアスされる。即ち、できるだけ少ないドレイン電流で高いgmを得るようにしている。このため、図5のような回路の二次歪み耐性はよくない。
差動出力の回路の場合には二次歪で発生する不要な出力は同相成分として表れ、差動出力で見た場合に打ち消されるので二次歪み耐性は比較的良好である。
しかし、シングルエンド出力の場合は差動化による打ち消し作用がないので二次歪みに弱い。また、一般的に、MOSトランジスタQ1は、相互コンダクタンスgmの電流効率を重視してバイアスされる。即ち、できるだけ少ないドレイン電流で高いgmを得るようにしている。このため、図5のような回路の二次歪み耐性はよくない。
本発明は、上述のような状況に鑑みてなされたものであり、RF(Radio Frequency)で動作する、シングルエンド出力であるフィードバック型の広帯域増幅器において、特に二次歪み耐性に優れたフィードバック型の広帯域増幅器を実現することを目的としている。
上記目的を達成するべく、ここに、以下に列記するような技術を提案する。
(1)入力信号を電圧−電流変換して出力するMOSトランジスタと、
前記MOSトランジスタの出力電流を出力電圧に変換する第1の抵抗素子と
前記出力電圧を前記MOSトランジスタの入力にフィードバックする第2の抵抗素子と、
前記MOSトランジスタの入力へのバイアスを設定する第1のバイアス回路と、
を備え、
前記MOSトランジスタのドレイン電流が流れるように、且つ、前記MOSトランジスタのドレイン電流をゲート電圧で二回微分した成分の絶対値が極小となるように、前記第1のバイアス回路によるバイアス値が設定されていることを特徴とする広帯域増幅器。
(1)入力信号を電圧−電流変換して出力するMOSトランジスタと、
前記MOSトランジスタの出力電流を出力電圧に変換する第1の抵抗素子と
前記出力電圧を前記MOSトランジスタの入力にフィードバックする第2の抵抗素子と、
前記MOSトランジスタの入力へのバイアスを設定する第1のバイアス回路と、
を備え、
前記MOSトランジスタのドレイン電流が流れるように、且つ、前記MOSトランジスタのドレイン電流をゲート電圧で二回微分した成分の絶対値が極小となるように、前記第1のバイアス回路によるバイアス値が設定されていることを特徴とする広帯域増幅器。
上記(1)の広帯域増幅器では、ドレイン電流をバイアス電圧で二回微分した成分の絶対値が極小となるように、すなわち、絶対値が極めて小さく略ゼロとなるようにバイアスが設定されることによって、フィードバックによってゲインは変化しないまま、二次歪が大幅に低減される。
(2)前記MOSトランジスタと前記第1の抵抗素子との間に接続され、前記MOSトランジスタの出力電流をテール電流とするカスコードトランジスタと、
前記カスコードトランジスタの入力へのバイアスを設定する第2のバイアス回路と、
を更に備え、
前記第1の抵抗素子は、前記カスコードトランジスタに流れる電流を出力電圧に変換することを特徴とする(1)の広帯域増幅器。
前記カスコードトランジスタの入力へのバイアスを設定する第2のバイアス回路と、
を更に備え、
前記第1の抵抗素子は、前記カスコードトランジスタに流れる電流を出力電圧に変換することを特徴とする(1)の広帯域増幅器。
上記(2)の広帯域増幅器では、(1)の広帯域増幅器において特に、カスコードトランジスタによってMOSトランジスタに対する容量負荷への影響が抑制されるためゲインが補完され、更に、MOSトランジスタのVDSの変動が抑制されて動作点の確保が容易になる。
(3)前記第1のバイアス回路は当該バイアスを可変設定することを特徴とする(1)又は(2)の広帯域増幅器。
上記(3)の広帯域増幅器では、(1)又は(2)の広帯域増幅器において特に、バイアスを可変設定しつつ二次歪み耐性(iip2)の変化をモニタしながら該バイアスの最適値を選択することができる。
上記(3)の広帯域増幅器では、(1)又は(2)の広帯域増幅器において特に、バイアスを可変設定しつつ二次歪み耐性(iip2)の変化をモニタしながら該バイアスの最適値を選択することができる。
ドレイン電流をバイアス電圧で二回微分した成分がゼロとなるようにバイアスが設定されることによって、フィードバックによってゲインは変化しないまま、二次歪み耐性が大幅に改善された広帯域増幅器を実現することができる。
以下に図面を参照して本発明の実施の形態について詳述することにより本発明を明らかにする。
(第1の実施の形態)
本発明に係る広帯域増幅器は、MOSトランジスタの基本バイアス回路を用いて構成されている。そこで、以下に本発明の前提となるMOSトランジスタの基本バイアス回路について説明する。
(第1の実施の形態)
本発明に係る広帯域増幅器は、MOSトランジスタの基本バイアス回路を用いて構成されている。そこで、以下に本発明の前提となるMOSトランジスタの基本バイアス回路について説明する。
図1はMOSトランジスタの基本バイアス回路である。
MOSトランジスタへ任意のゲート電圧VGとドレイン電圧VDを与えている。
この回路では任意のVGに対してドレイン電流IDが流れる。
ID=aW/L(VG−Vp)2
ここで、aW/LはMOSトランジスタのチャネル幅及びチャネル長さ等により決まる定数、Vpはピンチオフ電圧である。
MOSトランジスタへ任意のゲート電圧VGとドレイン電圧VDを与えている。
この回路では任意のVGに対してドレイン電流IDが流れる。
ID=aW/L(VG−Vp)2
ここで、aW/LはMOSトランジスタのチャネル幅及びチャネル長さ等により決まる定数、Vpはピンチオフ電圧である。
図2は、図1においてゲートに供給するバイアス電圧VGを変化させたときのドレイン電流IDと、ドレイン電流IDの一回微分成分gmおよび二回微分成分gm2の変化を示した図である。
gm≡dID/dVG
gm2≡d2ID/dVG2
gmはドレイン電流IDの一回微分成分、gm2はドレイン電流IDの二回微分成分である。これらの係数を使うと、ドレイン電流IDは以下のようにあらわされる。
ID≡gm(VG)+gm2(VG)2+gm3(VG)3+・・・
gm≡dID/dVG
gm2≡d2ID/dVG2
gmはドレイン電流IDの一回微分成分、gm2はドレイン電流IDの二回微分成分である。これらの係数を使うと、ドレイン電流IDは以下のようにあらわされる。
ID≡gm(VG)+gm2(VG)2+gm3(VG)3+・・・
ここで図2を見ると、ゲート電圧VGを徐々に増加させたとき、ドレイン電流が流れ始め徐々に増加していくが、gm2はあるピークを過ぎると速やかに低下していき、遂にはゼロとなるポイントがあらわれる。このゲート電圧VGでMOSトランジスタをバイアスすればIDに二次の項がなくなり、結果として二次歪みが出ない、または極小となることが期待できる。gm2が0であると最も効果的であるが、gm2の絶対値が極めて小さく、略ゼロであれば、十分に二次歪みを抑制することができる。
ただし一般的には、gmの電流効率の方がより重視される、即ち、できるだけ少ないドレイン電流で高いgmを得るようにしているため、ゲート電圧VGは、gm2が大きくなってしまう、より低い値でバイアスされる。
図3は本発明のフィードバック型の広帯域増幅器である。入力信号を電圧−電流変換して出力するMOSトランジスタQ1と、MOSトランジスタQ1の出力電流をテール電流とするカスコードトランジスタQ2と、カスコードトランジスタQ2に流れる電流を出力電圧に変換する第1の抵抗素子R1と、出力信号をMOSトランジスタQ1の入力にフィードバックする第2の抵抗素子R2と、フィードバックノード前後のバイアスをDCカットするための容量C1と、抵抗素子R3及び可変電圧源VG1を有しMOSトランジスタQ1へのバイアスを可変設定する第1のバイアス回路と、可変電圧源VG2を有しカスコードトランジスタQ2へのバイアスを可変設定する第2のバイアス回路と、を備えている。
図3において、入力された信号はMOSトランジスタQ1によって電圧−電流変換される。MOSトランジスタQ1から出力された電流信号はこのMOSトランジスタQ1にカスコードに接続されるMOSトランジスタQ2のテール電流となって負荷抵抗R1を流れる。出力された電流信号は負荷抵抗R1によって電圧信号に変換されて出力される。また出力信号の一部はフィードバック抵抗R2とDCカットのための容量C1を介してMOSトランジスタQ1の入力へフィードバックされる。
ここでMOSトランジスタQ1のゲート電圧VGをあらかじめgm2≒0付近、すなわちgm2の絶対値が極小となるようにし、かつ微調整が効くようにしておき、出力の二次歪み耐性(iip2)の変化をモニタしながらゲート電圧VGを調整することで、従来よりはるかに良い二次歪み耐性(iip2)を得ることができる。
ただし、gm2≒0付近のVGでバイアスすることは、VGが比較的高くなるため回路の動作点の設定には注意を要する。また、
ID=aW/L(VG−Vp)2
GM≡dID/dVG=2aW/L(VG−Vp)
∴GM≡2ID/(VG−Vp)
となることから、ドレイン電流ID一定の下で高いVGを実現するためにはトランジスタサイズのW/Lを小さくしなければならす、得られるgmも減少してしまう。
ID=aW/L(VG−Vp)2
GM≡dID/dVG=2aW/L(VG−Vp)
∴GM≡2ID/(VG−Vp)
となることから、ドレイン電流ID一定の下で高いVGを実現するためにはトランジスタサイズのW/Lを小さくしなければならす、得られるgmも減少してしまう。
そこで、本実施の形態では、カスコードトランジスタQ2を設置してMOSトランジスタQ1に対する容量負荷への影響を抑制してゲインを補完し、更に、MOSトランジスタQ1のVDSが大きく変動しないようにして動作点の確保を容易にしている。
図4は、図3および図5において、バイアス電圧VGを変化させたときの二次歪み耐性(iip2)の変化を示した図である。
図4は、図3および図5において、バイアス電圧VGを変化させたときの二次歪み耐性(iip2)の変化を示した図である。
図3のフィードバック型の広帯域増幅器について、予めgm2の絶対値が極小となるように、すなわち、gm2≒0付近で最適化を図っておき、二次歪み耐性(iip2)の変化をモニタしながら、さらに、ゲート電圧VGを微調整すれば、図4のように良好な二次歪み耐性(iip2)を得ることができる。
なお、このときのゲインはフィードバックによってほぼ一定に保たれている。
なお、このときのゲインはフィードバックによってほぼ一定に保たれている。
Q1…MOSトランジスタ
Q2…カスコードトランジスタ
Q2…カスコードトランジスタ
Claims (3)
- 入力信号を電圧−電流変換して出力するMOSトランジスタと、
前記MOSトランジスタの出力電流を出力電圧に変換する第1の抵抗素子と
前記出力電圧を前記MOSトランジスタの入力にフィードバックする第2の抵抗素子と、
前記MOSトランジスタの入力へのバイアスを設定する第1のバイアス回路と、
を備え、
前記MOSトランジスタのドレイン電流が流れるように、且つ、前記MOSトランジスタのドレイン電流をゲート電圧で二回微分した成分の絶対値が極小となるように、前記第1のバイアス回路によるバイアス値が設定されていることを特徴とする広帯域増幅器。 - 前記MOSトランジスタと前記第1の抵抗素子との間に接続され、前記MOSトランジスタの出力電流をテール電流とするカスコードトランジスタと、
前記カスコードトランジスタの入力へのバイアスを設定する第2のバイアス回路と、
を更に備え、
前記第1の抵抗素子は、前記カスコードトランジスタに流れる電流を出力電圧に変換することを特徴とする請求項1に記載の広帯域増幅器。 - 前記第1のバイアス回路は当該バイアスを可変設定することを特徴とする請求項1又は2に記載の広帯域増幅器。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2010194201A JP2012054685A (ja) | 2010-08-31 | 2010-08-31 | 広帯域増幅器 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2010194201A JP2012054685A (ja) | 2010-08-31 | 2010-08-31 | 広帯域増幅器 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2012054685A true JP2012054685A (ja) | 2012-03-15 |
Family
ID=45907582
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2010194201A Pending JP2012054685A (ja) | 2010-08-31 | 2010-08-31 | 広帯域増幅器 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP2012054685A (ja) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2016540449A (ja) * | 2013-12-19 | 2016-12-22 | クアルコム,インコーポレイテッド | 低雑音増幅器(lna)の非線形2次生成物に関するひずみ消去 |
Citations (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH02260705A (ja) * | 1989-03-30 | 1990-10-23 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 広帯域増幅装置 |
JPH03120904A (ja) * | 1989-10-03 | 1991-05-23 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 半導体増幅回路装置 |
JP2005175819A (ja) * | 2003-12-10 | 2005-06-30 | Sony Corp | 増幅器並びに通信装置 |
JP2008103889A (ja) * | 2006-10-18 | 2008-05-01 | Niigata Seimitsu Kk | 低雑音増幅器 |
-
2010
- 2010-08-31 JP JP2010194201A patent/JP2012054685A/ja active Pending
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A02 | Decision of refusal |
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