JP2011259571A - モータ駆動装置 - Google Patents

Abstract

【課題】永久磁石付きの部品等を使用することなく、少なくとも高トルク（大電流）域の駆動時にステータの巻線のインダクタンスの飽和を防止してスイッチトリラクタンスモータ（ＳＲモータ）等のモータの駆動電流の脈動を低減することを目的とする。
【解決手段】ＳＲモータ１の高トルク域の駆動中に、制御部４Ａにより、駆動相のステータ磁極が対向の状態に近づくと、力行の電流を複数の電源の電圧差分の電流により形成し、ステータ磁極の巻線の駆動電圧（電源電圧）を電圧差分に小さくし、そのインダクタンスを大きくして電流挙動を抑制し、永久磁石付きの部品等を使用することなく駆動電流の脈動を防止する。
【選択図】図１

Description

本発明は、インバータの各相の上下アームのスイッチング素子のスイッチングにより、モータの駆動相の突極構造のステータ磁極の巻線への力行の給電をくり返し、駆動相のステータ磁極をロータ磁極に非対向の状態から対向の状態に変化させてモータを回転するモータ駆動装置に関し、詳しくは、電流の脈動（リップル）の低減に関する。

従来、電気自動車やハイブリッド車の駆動モータとして、ロータに永久磁石や巻線が不要で安価かつ構造が簡単なスイッチトリラクタンスモータ（以下、ＳＲモータという）が注目されている。

図１７はラジアルギャップ型のＳＲモータの一例の概略の構造を示し、図１７のＳＲモータ１００は、モータ軸１０１に取り付けられたロータ２００と、その外側に同軸状に設けれたステータ３００とを備える。そして、ロータ２００は外周面側に複数の突極構造のロータ磁極２０１が等間隔に配設される。ステータ３００は内周面側に突極構造の各相Ｕ、Ｖ、Ｗのステータ磁極３０１がロータ磁極２０１に対向する向きに等間隔に相順に配設され、さらに、各ステータ磁極３０１には各相の巻線３０２が集中巻される。なお、ロータ磁極２０１の個数（図１７では４極）と、ステータ磁極３０１の個数（図１７では６極）とは異なる。

そして、ＳＲモータ１００は、モータ駆動装置のインバータにより、磁極非対向の駆動相の巻線３０２が切り替えて順に通電され、この通電によるロータ２００とステータ３００の電磁作用でロータ２００が回転して駆動相のステータ磁極３０１がロータ磁極２０１に対向状態になると駆動相が切り替わり、このくり返しでモータ軸１０１が回転してＳＲモータ１００が駆動される。

図１８は上記モータ駆動装置のインバータ４００の構成を示し、Ｕ、Ｖ、Ｗの３相駆動の場合、インバータ４００は、車載のバッテリ等の二次電池構成の電源Ｅの正負の電源端子ｐ、ｎ間に、Ｕ相の各巻線３０２を直列あるいは並列に接続したステータ巻線１００ｕを挟んでＵ相の上下アームのスイッチング素子Ｓｕａ、Ｓｕｂが直列に設けられ、同様に、Ｖ相の各巻線３０２を直列あるいは並列に接続したステータ巻線１００ｖを挟んでＶ相の上下アームのスイッチング素子Ｓｖａ、Ｓｖｂが直列に設けられ、Ｗ相の各巻線３０２を直列あるいは並列に接続したステータ巻線１００ｗを挟んでＷ相の上下アームのスイッチング素子Ｓｗａ、Ｓｗｂが直列に設けられる。各スイッチング素子Ｓｕａ〜Ｓｗｂは、ＩＧＢＴ、ＦＥＴ等で形成され、図１８ではＩＧＢＴからなる。また、正の電源端子ｐと、各相のステータ巻線１００ｕ、１００ｖ、１００ｗの下アーム側の端部との間に、カソードが電源端子ｐに接続された還流用のダイオードＤｕａ、Ｄｖａ、Ｄｗａが設けられ、負の電源端子ｎと各相のステータ巻線１００ｕ、１００ｖ、１００ｗの上アーム側の端部との間に、アノードが電源端子ｎに接続された還流用のダイオードＤｕｂ、Ｄｖｂ、Ｄｗｂが設けられる。

そして、図示省略した制御部のＰＷＭの駆動制御により、各相の上下アームのスイッチング素子Ｓｕａ〜Ｓｗｂの制御端子（図ではゲート）に駆動信号が与えられ、各相のステータ巻線１００ｕ〜１００ｗがロータ２００の回転にしたがって順に通電する。すなわち、図示省略した位置センサのロータ位置の検出および電流センサの駆動電流Ｉの検出に基づき、例えばＵ相のステータ磁極３０１が非対向状態になるＵ相駆動においては、Ｕ相のスイッチング素子Ｓｕａ、Ｓｕｂが力行モード、還流モードに交互に制御されてスイッチングし、Ｕ相の巻線３０２が通電される。この通電によるロータ２００とステータ３００の電磁作用でロータ２００が回転してＵ相のステータ磁極３０１が対向状態になると、Ｕ相のスイッチング素子Ｓｕａ、Ｓｕｂがオフして回生モードに制御される。つぎに、ロータ２００が回転して隣のＶ相のステータ磁極３０１が非対向の状態になると、Ｖ相が駆動相になり、Ｖ相のスイッチング素子Ｓｖａ、Ｓｖｂが力行モード、還流モードに交互に制御されてスイッチングし、Ｖ相の巻線３０２が通電される。この通電によるロータ２００とステータ３００の電磁作用でロータ２００が回転してＶ相のステータ磁極３０１が対向状態になると、Ｖ相のスイッチング素子Ｓｖａ、Ｓｖｂがオフして回生モードに制御される。つぎに、ロータ２００がさらに回転して隣のＷ相のステータ磁極３０１が非対向の状態になると、Ｗ相が駆動相になり、Ｗ相のスイッチング素子Ｓｖａ、Ｓｖｂが力行モード、還流モードに交互に制御されてスイッチングし、Ｗ相の巻線３０２が通電される。この通電によるロータ２００とステータ３００の電磁作用でロータ２００が回転してＷ相のステータ磁極３０１が対向状態になると、Ｗ相のスイッチング素子Ｓｗａ、Ｓｗｂがオフして回生モードに制御され、ロータ２００がさらに回転して再びＵ相のステータ磁極３０１が非対向の状態になる。このくり返しの制御でＳＲモータ１００が回転する。

なお、例えばＵ相において、力行モードでは、スイッチング素子Ｓｕａ、Ｓｕｂはともにオンし、電源Ｅの正極からスイッチング素子Ｓｕａ、ステータ巻線１００ｕ、スイッチング素子Ｓｕａを介して電源Ｅの負極に電流が流れる。還流モードでは、スイッチング素子Ｓｕａ、Ｓｕｂのいずれか一方、例えばスイッチング素子Ｓｕｂのみがオンし、ステータ巻線１００ｕの起電力の電流がステータ巻線１００ｕ、スイッチング素子Ｓｕｂ、ダイオードＤｕｂ、ステータ巻線１００ｕのループを流れる。回生モードでは、スイッチング素子Ｓｕａ、Ｓｕｂがともにオフし、ステータ巻線１００ｕの蓄積エネルギの電流がステータ巻線１００ｕ、ダイオードＤｕａ、電源Ｅの正極、負極、ダイオードＤｕｂ、ステータ巻線１００ｕのループを流れて電源Ｅに回生される。Ｖ相、Ｗ相についても同様である。

そして、各相の力行給電時、ＳＲモータ１００は回転角θと駆動相の巻線３０２の電流（駆動電流）Ｉによって、巻線３０２のインダクタンスＬが変化する。このインダクタンスＬの変化によって電流の脈動（リップル）が生じ、とくにＳＲモータ１００が電気自動車やハイブリッド車の駆動モータのような大きなトルクが要求されるモータであって、巻線３０２に大電流（数十ないし数百アンペア）が通流する場合には影響が大きい。

図１９（ａ）、（ｂ）はＳＲモータ１００の磁極の非対向、対向の状態を示し、（ａ）の非対向の状態では、巻線３０２のインダクタンスＬは電流Ｉに依存せずほぼ一定（Ｌ≒Ｌａ）になるが、（ｂ）の対向の状態に近づくにしたがってインダクタンスＬが電流Ｉに大きく依存し、最大値Ｌａｍａｘから最小値Ｌａｍｉｎまで５０倍以上も変化する。なお、図１９（ａ）、（ｂ）の実線矢印は回転方向を示し、インダクタンスＬが大きいと電流脈動ｄＩ／ｄｔが小さく、インダクタンスＬが小さいと電流脈動ｄＩ／ｄｔが大きい。Ｌａｍａｘ、Ｌａｍｉｎの”ａ”は対向（Ａｌｉｇｎｅｄ）を示す添字である。

図２０（ａ）、（ｂ）はＳＲモータ１００の回転に伴うインダクタンスＬ、電流Ｉの変化を示し、図中の実線ｌａ、ｍａ、ｓａは大電流（高トルク）、中電流（中トルク）、小電流（低トルク）の場合の変化である。これらの変化からも明らかなように、低トルク（小電流）域では、前記の対向の状態に近づいてもインダクタンスＬが比較的大きいので、ｄＩ／ｄｔ（＝Ｖ／Ｌ、Ｖ：駆動電圧（巻線３０２の端子間の電源電圧））で示される電流Ｉの挙動変化（脈動）は小さいが、高トルク（大電流）域では、前記の対向の状態に近づくにしたがってインダクタンスＬが著しく小さくなるので、前記ｄＩ／ｄｔで示される電流Ｉの挙動変化が極めて大きくなり、その脈動（リップル）が大きくなる。なお、図２０（ｂ）のＬｕａの”ｕａ”は非対向（Ｕｎａｌｉｇｎｅｄ）を示す添字である。

そこで、ＳＲモータ１００の各相の巻線３０２に可変インダクタ（可変コイル）を直列接続し、高トルク（大電流）域では、駆動相のステータ磁極３０１が対向状態になり、巻線３０２のインダクタンスＬが飽和して小さくなるときに、可変インダクタのインダクタンスＬを大きくして電流挙動を抑制し、電流Ｉの脈動を低減することが提案されている（例えば、特許文献１（要約書、請求項１、段落［００１２］、［００２２］−［００２４］、図５等）参照）。

特開２００７−１６６６９２号公報

前記特許文献１に記載のように、ＳＲモータ１００の各相の巻線３０２に可変インダクタ（可変コイル）を直列接続し、電流挙動を抑制して電流Ｉの脈動を防止する場合、可変インダクタとして永久磁石を含むコイルを要し、ＳＲモータの特徴であるいわゆる「磁石レス」の利点が失われるとともに希少かつ高価な永久磁石を要しコストアップを招く。また、可変インダクタを常時通電することになるのでそれに伴う損失が生じ、ＳＲモータ１００の効率が低下する。

ところで、力行の給電により駆動中のＳＲモータ１００の各相の巻線３０２には、給電される電源電圧とは逆の極性でＳＲモータ１００の回転速度に比例した誘起電圧が発生する。そのため、ＳＲモータ１００が高速回転するときには、大きな誘起電圧による電流の脈動が生じ、しかも、誘起電圧が前記駆動電圧より高くなると電流が通流せず、トルク不足が生じる問題もある。

本発明は、永久磁石付きの部品等を使用することなく、少なくとも高トルク（大電流）域の駆動時にステータの巻線のインダクタンスの低下による駆動電流の脈動を低減することを目的とする。

上記した目的を達成するために、本発明のモータ駆動装置は、モータの各相それぞれの突極構造のステータ磁極に巻回された巻線を挟んでインバータの各相の上下アームのスイッチング素子が接続され、駆動相の上下アームのスイッチング素子のスイッチングにより、駆動相の前記巻線への力行の給電をくり返し、駆動相のステータ磁極を突極構造のロータ磁極に非対向の状態から対向の状態に変化させて前記モータを回転するモータ駆動装置であって、高トルク駆動中に駆動相の前記ステータ磁極が対向の状態に近づくことにより、力行の電流を複数の電源の電圧差分の電流により形成して電流変動を抑制する通電制御手段を備えたことを特徴としている（請求項１）。

また、本発明のモータ駆動装置は、高電圧側の電源の電圧をモータの回転数に比例して可変することを特徴としている（請求項２）。

請求項１に係る本発明のモータ駆動装置の場合、突極構造のステータ磁極に巻回された巻線のインダクタンスが減少する高トルク域の駆動中は、駆動相のステータ磁極が対向の状態に近づいてその巻線のインダクタンスが小さくなると、通電制御手段により、力行の電流が複数の電源の電圧差分の電流で形成され、このとき、ステータ磁極の巻線の駆動電圧（電源電圧）が前記複数の電源の電圧の電圧差分に小さくなるので、駆動電流の電流挙動が抑制されて脈動が減少する。

したがって、永久磁石付きの部品等を使用することなく、とくに高トルク（大電流）域でのステータ巻線のインダクタンスが著しく小さくなる状況下においても、駆動電流の脈動を低減することができる。

請求項２に係る本発明のモータ駆動装置の場合、駆動中のモータの各相の巻線に電源電圧とは逆の極性でモータの回転速度に比例した誘起電圧が発生し、とくにモータが高速回転するときには、誘起電圧による電流の大きな脈動が生じ、誘起電圧が電源電圧より高くなるとトルク不足の状態になる可能性があるので、通電制御手段により、モータの回転数が高くなると、高電圧側の電源の電圧をモータの回転数に比例して高くし、モータの駆動電圧（電源電圧）を高くして高速回転時の電流の脈動を防止することができ、さらに、誘起電圧が駆動電圧を越えないようにすれば高速回転時にトルク不足が生じないようにすることも可能になる。

本発明の第１の実施形態のモータ駆動装置の回路構成の説明図である。 図１の一部の実用的な構成の説明図である。 図１の各動作モードの電流の説明図である。 図１のＳＲモータの高トルク域の駆動中の駆動電圧、動作モードの変化の説明図である。 図１のＳＲモータ１の回転に伴うインダクタンスの変化の説明図である。 本発明の第２の実施形態のモータ駆動装置の１相分の一部の回路構成の説明図である。 図６の昇圧コンバータの構成例の説明図である。 本発明の第２の実施形態の３相駆動の場合の一部の回路構成の説明図である。 本発明の第３の実施形態の３相駆動の場合の一部の回路構成の説明図である。 本発明の第４の実施形態のモータ駆動装置の回路構成の説明図である。 図１０のＳＲモータの回転数に比例した電圧変化の説明図である。 図１０のＳＲモータが低速回転、高トルクのときの駆動電圧、駆動電流の説明図である。 図１０のＳＲモータが高速回転、高トルクのときの駆動電圧、駆動電流の説明図である。 図１０のＳＲモータの回転数の高低と、トルクの高低との組み合わせの各駆動状態におけるインダクタンス、駆動電圧、駆動電流の概略の説明図である。 本発明の第５の実施形態のモータ駆動装置の１相分の一部の回路構成の説明図である。 本発明の第５の実施形態の３相駆動の場合の一部の回路構成の説明図である。 ＳＲモータの一例の説明図である。 図１８のＳＲモータの磁極の非対向、対向の説明図である。 図１７のＳＲモータの高速回転、高トルクのときの駆動電圧、駆動電流の説明図である。 図１７のＳＲモータの従来のモータ駆動装置によるインダクタンス、駆動電流の変化の説明図である。

つぎに、本発明をより詳細に説明するため、実施形態について、図１〜図１６を参照して詳述する。

（第１の実施形態）
第１の実施形態について、図１〜図５を参照して説明する。

図１は本実施形態のモータ駆動装置の回路構成を示し、この装置の駆動対象は、例えば電気自動車やハイブリッド車の駆動モータとしてのＳＲモータ１であり、ＳＲモータ１は例えば図１７のＳＲモータ１００と同じ構成である。

本実施形態のモータ駆動装置は、ＳＲモータ１を駆動するインバータ２Ａおよびその制御部３Ａを備える。

インバータ２Ａにおいて、インバータ２Ａが図１８のインバータ４００と異なる点は、各相の下アームのスイッチング素子Ｓｕｂ、Ｓｖｂ、Ｓｗｂそれぞれに並列に、電源Ｅに対して順方向のダイオードＤｕｃ、Ｄｖｃ、Ｄｗｃと逆バイアス方向の第２の電源Ｅｕ、Ｅｖ、Ｅｗの直列回路を接続し、図１８のダイオードＤｕａ〜Ｄｗａを省いた点である。なお、図１の１ｕ、１ｖ、１ｗは図１８のステータ巻線１００ｕ、１００ｖ、１００ｗに対応するＳＲモータ１のＵ相、Ｖ相、Ｗ相のステータ巻線である。

そして、電源Ｅは電圧Ｅ１の高電圧側の電源、第２の電源Ｅｕ〜Ｅｗは電圧Ｅ２の低電圧側の電源であり、電圧Ｅ１と電圧Ｅ２は例えばＥ１がＥ２×１．２５〜Ｅ２×２の範囲の電圧になるように設定される。

また、電源Ｅは例えば車載のバッテリ等の二次電池（あるいは燃料電池）である。電源Ｅｕ〜Ｅｗは例えば車載の燃料電池（あるいは二次電池）であり、実用的には、図２に示すように各相共通の１個の電源Ｅｘで形成される。

さらに、図１に破線で接続して示すように、必要に応じて、電源Ｅ、Ｅｕ〜Ｅｗそれぞれに並列にエネルギ蓄積ならびにリップル電流吸収用のコンデンサＣ、Ｃｕ、Ｃｖ、Ｃｗが接続され、第２の電源Ｅｕ〜Ｅｗが共通の１個の電源Ｅｘで形成される場合には、図２に破線で接続して示すように、必要に応じて、電源Ｅｘに並列にエネルギ蓄積ならびにリップル電流吸収用のコンデンサＣｘが接続される。

制御部３Ａは、マイクロコンピュータにより形成されて本発明の通電制御手段を形成し、図示省略した位置センサのロータ位置θから、ステータに対するロータ位置を認識するとともに、回転数ω（＝ｄθ／ｄｔ）を算出している。そして、アクセル操作やブレーキ操作に基づく上位装置からのトルク指令値Ｔ^＊ならびに、図示省略したＳＲモータ１のステータ巻線の電流検出値Ｉならびに、前述のθ、ωをもとに、目標電流Ｉ^＊、通電開始角θｏｎ^＊、通電終了角θｏｆｆ^＊、電流一定期間におけるＰＷＭ制御のデューティＤｕｔｙ^＊の各指令値をマップならびに演算式から算出し、インバータ２Ａの各相の上下アームのスイッチング素子Ｓｕａ〜Ｓｗｂをスイッチング制御し、各相の力行モード、還流モード、回生モードの制御を行う。

具体的には、ロータ磁極がＷ相のステータ磁極とＵ相のステータ磁極との中間の位置にあり、ロータ磁極がＵ相のステータ磁極に非対向の状態（例えば３０度ずれた状態）から近づいて対向するときにはＵ相の駆動制御（力行モード、還流モードの交互制御）を行い、ロータ磁極がＵ相のステータ磁極に対向すると回生モードの制御を行う。その間にＳＲモータ１が回転して、ロータ磁極がＶ相のステータ磁極に非対向の状態になり、ロータ磁極がＶ相のステータ磁極に非対向の状態から近づいて対向するときにはＶ相の駆動制御（力行モード、還流モードの交互制御）を行い、ロータ磁極がＶ相のステータ磁極に対向すると回生モードの制御を行う。その間にＳＲモータ１が回転して、ロータ磁極がＷ相のステータ磁極に非対向の状態になり、ロータ磁極がＷ相のステータ磁極に非対向の状態から近づいて対向するときにはＷ相の駆動制御（力行モード、還流モードの交互制御）を行い、ロータ磁極がＷ相のステータ磁極に対向すると回生モードの制御を行う。以降、同様にしてＵ相、Ｖ相、Ｗ相の制御を順にくり返す。

ところで、力行モードとして、本実施例の場合、つぎに説明する力行１のモードと力行２のモードが用意される。力行１のモードは、低トルク域の駆動中や高トルク域の非対向の状態中、すなわち、駆動相のステータ磁極の巻線のインダクタンスＬが所定値以上で駆動電流Ｉの脈動があまり大きくならないときの力行モードであり、力行２のモードは、高トルク域の駆動で対向の状態に近づき、駆動相のステータ磁極の巻線のインダクタンスＬが所定値より小さくなって駆動電流Ｉの脈動が所定値より大きくなるときの力行モードである。

そして、制御部３Ａは、通電制御手段の制御により、力行１のモードにおいては、駆動相の上下アームのスイッチング素子Ｓｕａ（Ｓｖａ、Ｓｗａ）、Ｓｕｂ（Ｓｖｂ、Ｓｗｂ）をともにオンする。力行２のモードにおいては、駆動相の上側のアームのスイッチング素子Ｓｕａ（Ｓｖａ、Ｓｗａ）のみをオンして、駆動相の下側のアームのスイッチング素子Ｓｕｂ（Ｓｖｂ、Ｓｗｂ）はオフする。還流モードにおいては、駆動相の上側のアームのスイッチング素子Ｓｕａ（Ｓｖａ、Ｓｗａ）をオフして、駆動相の下側のアームのスイッチング素子Ｓｕｂ（Ｓｖｂ、Ｓｗｂ）のみをオンする。回生モードにおいては、駆動相の上下のアームのスイッチング素子Ｓｕａ（Ｓｖａ、Ｓｗａ）、Ｓｕｂ（Ｓｖｂ、Ｓｗｂ）をともにオフする。

図３（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）は、駆動相がＵ相の場合の力行１のモード、力行２のモード、還流モード、回生モードの電流を矢印線で示す。なお、駆動相がＶ相、Ｗ相の場合も同様である。

図３（ａ）の力行１のモードでは、電源Ｅの正極からスイッチング素子Ｓｕａ、ステータ巻線１ｕ、スイッチング素子Ｓｕａを介して電源Ｅの負極に電流が流れ、ＳＲモータ１が電源Ｅで駆動されて駆動電流Ｉの脈動は電源Ｅの電圧Ｅ１に応じた大きさの電流になる。

図３（ｂ）の力行２のモードでは、ＳＲモータ１が低速の高トルク域で駆動され、ＳＲモータ１のステータ磁極の巻線のインダクタンスＬが低く、電源Ｅで駆動すると駆動電流Ｉの脈動が大きくなるので、電源Ｅの正極からスイッチング素子Ｓｕａ、ステータ巻線１ｕ、ダイオードＤｕｃ、第２の電源Ｅｕの正極、負極を介して電源Ｅの負極に電流が流れ、ＳＲモータ１が電源Ｅ、Ｅｕの電圧差（Ｅ１−Ｅ２）で駆動され、駆動電流Ｉの脈動は電圧差（Ｅ１−Ｅ２）に応じた大きさの電流に抑制されて電圧Ｅ１に応じた脈動より小さく抑えられる。

図３（ｃ）の還流モードでは、ステータ巻線１ｕの起電力の電流がステータ巻線１ｕ、ダイオードＤｕ、スイッチング素子Ｓｕｂ、ダイオードＤｕｂを介してステータ巻線１ｕに戻る還流路を流れる。

図３（ｄ）の回生モードでは、ステータ巻線１ｕの蓄積エネルギの電流がステータ巻線１ｕ、ダイオードＤｕ、第２の電源Ｅｕの正極、負極、ダイオードＤｕｂ、ステータ巻線１ｕのループを流れ、ステータ巻線１ｕの前記蓄積エネルギが電源Ｅｕに回生される。

そして、制御部３Ａの通電制御手段の制御により、インバータ２Ａの各スイッチング素子Ｓｕａ〜Ｓｗｂのスイッチングを上記のように制御することにより、とくにＳＲモータ１の低速の高トルク域の駆動中において、駆動相のステータ磁極が対向の状態に近づき、その巻線のインダクタンスＬが著しく小さくなるときに、力行モードが力行１のモードから力行２のモードに切り替わり、ステータ巻線１ｕ〜１ｗで代表される駆動相のステータ磁極の巻線の電流が、電源Ｅの電流から、電源Ｅ、Ｅｕ（Ｅｖ、Ｅｗ）の電圧差分（Ｅ１−Ｅ２）による電流に切り替わり、前記巻線の駆動電圧（電源電圧）Ｖが低下してｄｉ／ｄｔが抑制され、その結果、電流挙動が抑制されて電流の脈動を減少することができる。

図４（ａ）、（ｂ）は上記制御に基づく高トルク域の駆動中のＳＲモータ１の例えばＵ相の前記巻線の駆動電圧（電源電圧）Ｖ、動作モードの変化例を示し、同図（ｂ）の＃１の斜線部が力行１のモード、＃２の斜線部が力行２のモード、＃３の空白部が還流モード、＃４の斜線部が回生部である。なお、力行２から還流、その逆のパターン切り替えに際しては、スイッチング素子Ｓｕａのオフとスイッチング素子Ｓｕｂのオン（あるいは、スイッチング素子Ｓｕａのオンとスイッチング素子Ｓｕｂのオフ）を同時に実施してもよいし、瞬時的に、スイッチング素子Ｓｕａオン、スイッチング素子Ｓｕｂオンを介して切り替えてもよい。

図５は本実施形態の場合のＳＲモータ１の回転に伴うインダクタンスＬの変化を示し、図中の実線ｌｂ、ｍｂ、ｓｂは大電流（高トルク）、中電流（中トルク）、小電流（低トルク）の場合の変化である。

なお、電圧差分（Ｅ１−Ｅ２）による駆動期間は、インダクタンスＬが非対向時のインダクタンスＬａよりも低くなる期間内で適当に設定すればよい。

また、高トルク域の対向状態付近の電流挙動ｄｉ／ｄｔが非対向状態での電流挙動ｄｉ／ｄｔとほぼ同様になる最適な駆動状態に設定する場合、非対向状態でのインダクタンスＬｕａ、最小値ａＬｍｉｎを既知として、ｄｉ／ｄｔについてのつぎの数１の（１）式を満足するように、電圧Ｅ１、Ｅ２を設定する。

そして、ＳＲモータ１が電気自動車等の駆動モータの場合、一般的に、Ｌｕａ／Ｌａｍｉｎ＝２〜５になるので、電圧Ｅ１、Ｅ２は、Ｅ１／Ｅ２＝１．２５〜２を満足するように設定すればよい。

以上説明したように、本実施形態の場合、永久磁石付きの部品等を使用することなく、とくに高トルク（大電流）域でのＳＲモータ１のステータの巻線のインダクタンスＬの飽和時における駆動電流Ｉの脈動を低減することができ、高トルク域の電流制御特性を向上できる。

（第２の実施形態）
第２の実施形態について、図６〜図８を参照して説明する。

図６は本実施形態のモータ駆動装置の１相分（Ｕ相）の基本回路構成を示す。

図６において、図１と同一の符号は同一もしくは相当するものを示し、２Ｂは図１のインバータ２Ａに代わるインバータであり、このインバータ２Ｂは、第２の電源Ｅｕを入力とする昇圧コンバータ４Ａを備え、この昇圧コンバータ４Ａを常時駆動して第２の電源Ｅｕの電圧Ｅ２を電源Ｅの電圧Ｅ１に昇圧し、その昇圧出力で電源Ｅを充電する。

図７は昇圧コンバータ４Ａの構成例を示し、昇圧コンバータ４Ａはどのような構成であってもよいが、簡単には、昇圧コイル４１の一端をスイッチング素子４２のコレクタおよび整流用のダイオード４３のアノードに接続して形成することができる。

そして、基本的には、相毎に昇圧コンバータ４Ａを備えてもよいが、昇圧コンバータ４Ａは全相に共通としてもよい。

図８は３相駆動の場合のインバータ２Ｂの回路構成を示し、この場合、図１の各相の第２の電源Ｅｕ〜Ｅｗに代えて、図２の共通の電源Ｅｘを備え、昇圧コンバータ４Ａにより電源Ｅｘの電圧Ｅ２を電源Ｅの電圧Ｅ１に昇圧し、その昇圧出力で電源Ｅを充電する。なお、その他の動作は第１の実施形態のインバータ２Ａと同様である。

したがって、本実施形態の場合、第１の実施形態と同様の効果を奏するのは勿論、さらに、回生モードで充電される図６の第２の電源Ｅｕ、図８の電源Ｅｘの蓄積エネルギで高電圧側の電源Ｅの充電が行なえる。そのため、高電圧側の電源Ｅは例えば大容量キャパシタや平滑コンデンサで形成し、低電圧側の電源Ｅｕ、Ｅｘは例えば二次電池又は二次電池と燃料電池の組み合わせで形成することができる利点がある。

（第３の実施形態）
第２の実施形態の変形例である第３の実施形態について、図９を参照して説明する。

図９は図８と同様の３相駆動の場合のインバータ２Ｃの回路構成を示し、図９において、図８と同一の符号は同一のものを示す。

そして、本実施形態のインバータ２Ｃが、図８のインバータ２Ｂと異なる点は、図８の各相の下側アームのスイッチ素子Ｓｕｂ、Ｓｖｂ、Ｓｗｂを共通の１個のスイッチング素子Ｓｂで形成するとともに、相毎のダイオードＤｕｃ、Ｄｖｃ、Ｄｗｃを共通の１個のダイオードＤｘで形成し、部品数の一層の削減を図った点である。

このように構成した場合においても、複数ステータ巻線に同時に通電するニ相励磁は実施できないため、モータ出力は若干低下するが、モータ駆動の上では特に問題はない。

したがって、本実施形態の場合、一層の小型化、コストダウンを図って第１、２の実施形態の場合と同様の効果を奏する。

（第４の実施形態）
第４の実施形態について、図１０〜図１４を参照して説明する。

図１０は本実施形態のモータ駆動装置の回路構成を示し、同図において、図８と同一の符号は同一もしくは相当するものを示し、本実施形態においては、図８のインバータ２Ｃに代えてインバータ２Ｄを備える。インバータ２Ｄは図８の昇圧コンバータ４Ａに代えて昇圧出力の電圧が可変制御される昇圧コンバータ４Ｂを有し、電源Ｅは例えば大容量キャパシタや電解コンデンサで形成され、その電圧Ｅ１が昇圧コンバータ４Ｂの昇圧出力の電圧に制御される。

さらに、本実施形態においては、図８の構成の場合にも備える図１の制御部３Ａに代えて、制御部３Ｂを備える。マイクロコンピュータ構成の制御部３Ｂは、制御部３Ａの構成のインバータ制御部３１とコンバータ制御部３２を有し、本発明の通電制御手段を形成する。

そして、インバータ制御部３１は制御部３Ａと同様にして各相の上下アームのスイッチング素子Ｓｕａ（Ｓｖａ、Ｓｗａ）、Ｓｕｂ（Ｓｖｂ、Ｓｗｂ）のスイッチングを制御する。一方、コンバータ制御部３２は、昇圧コンバータ４Ｂの駆動を制御し、その出力の昇圧出力で電源Ｅを充電する。その際、力行駆動中のＳＲモータ１の各相の巻線に駆動電圧（電源電圧）Ｖとは逆の極性でＳＲモータ１の回転速度ωに比例した誘起電圧ｅが発生し、とくにモータが高速回転するときに、誘起電圧ｅによってＳＲモータ１の電流が制限されて大きな脈動が生じ、誘起電圧ｅが駆動電圧Ｖとしての電源Ｅの電圧Ｅ１または電圧差分（Ｅ１−Ｅ２）を超えると、電流が流せなくなってトルク不足の状態に陥る可能性があるため、例えば、前記モータ位置の検出に基づいてＳＲモータ１の回転数ωを検出監視し、この回転数ωに比例して昇圧コンバータ４Ｂの昇圧出力の電圧を高くし、その昇圧出力で充電される高電圧側の電源Ｅの電圧Ｅ１をＳＲモータ１の回転数ωに比例して可変する。

ＳＲモータ１の回転数ωに比例して電源Ｅの電圧Ｅ１が変化することにより、電源Ｅｘの電圧Ｅ２（定電圧）に基づき、電圧差分（Ｅ１−Ｅ２）も回転数ωに比例して変化する。

図１１は電圧Ｅ１、電圧差分（Ｅ１−Ｅ２）の回転数ωに比例した変化例を示す。

そして、ＳＲモータ１の回転数ωが高くなると、コンバータ制御部３２により、高電圧側の電源Ｅの電圧Ｅ１が回転数ωに比例して高くなり、ＳＲモータ１の駆動電圧（電源電圧）Ｖである電圧Ｅ１（または電圧差分（Ｅ１−Ｅ２））が高くなって誘起電圧ｅによる電流の脈動が抑制される。このとき、駆動電圧（駆動電圧）Ｖとしての電圧Ｅ１（または電圧差分（Ｅ１−Ｅ２）が誘起電圧ｅより必ず高くなるように、昇圧コンバータ４Ｂの回転数ωに対する昇圧出力の電圧変化勾配を設定することにより、ＳＲモータ１の高速回転時にトルク不足が生じないようにすることができる。

図１２（ａ）、（ｂ）は駆動電圧（電源電圧）Ｖとしての電圧Ｅ１（または電圧差分（Ｅ１−Ｅ２）が誘起電圧ｅより必ず高くなるように設定した場合の低速回転、高トルクのときのＳＲモータ１の前記駆動電圧、駆動電流Ｉの回転角θに対する変化例を示し、（ａ）の白抜きの部分の輪郭線が誘起電圧ｅを示し、（ｂ）の＃１〜＃４は図４（ｂ）の場合と同様、力行１、力行２、還流、回生の各モードの期間である。

図１３（ａ）、（ｂ）は駆動電圧（電源電圧）Ｖとしての電圧Ｅ１（または電圧差分（Ｅ１−Ｅ２）が誘起電圧ｅより必ず高くなるように設定した場合の高速回転、高トルクのときのＳＲモータ１の前記駆動電圧、駆動電流Ｉの回転角θに対する変化例を示し、（ａ）の白抜きの部分の輪郭線が誘起電圧ｅを示し、（ｂ）の＃１、＃２、＃４は力行１、力行２、回生の各モードの期間である。なお、高速回転の場合には回転角に対して電流の増加量が低下し、目標とする電流値に到達するまでに時間を要するため、還流モード期間を特に設ける必要はない。

図１４はＳＲモータ１の回転数の高低と、トルクの高低との組み合わせの各駆動状態におけるインダクタンスＬ、駆動電圧Ｖ、駆動電流Ｉの回転角θに対する概略の変化例を示し、駆動電圧の波形中の空白部の輪郭線が誘起電圧ｅを示す。

したがって、本実施形態の場合、ＳＲモータ１の回転数ωが高くなると、高電圧側の電源Ｅの電圧Ｅ１をＳＲモータ１の回転数ωに比例して高くし、高速回転時のＳＲモータ１の通電期間において、駆動電圧Ｖを高くしてステータ磁極の巻線の端子間の有効な印加電（駆動電圧Ｖ−誘起電圧ｅ）＞０とし、駆動電流Ｉの脈動（低下変動）を抑制することができる。さらに、対向状態付近の巻線のインダクタンスＬが低下する領域において、駆動電圧Ｖを電圧Ｅ１から電圧（Ｅ１−Ｅ２）に切り換えることにより、電流挙動を抑制して脈動を防止できる。

そして、昇圧コンバータ４Ｂの昇圧出力で駆動電圧Ｖとしての電圧Ｅ１、電圧差分（Ｅ１−Ｅ２）をともに可変することにより、ＳＲモータの回転速度、トルクによらず、最適な駆動電圧Ｖで安定た制御を行うことができる。

（第５の実施形態）
第５の実施形態について、図１５、図１６を参照して説明する。

図１５は本実施形態のモータ駆動装置の１相分（Ｕ相）の基本回路構成を示し、同図において、図６と同一符号は同一又は相当するものを示し、異なる点は、昇圧コンバータ４Ａの代わりに第４の実施形態の昇圧コンバータ４Ｂを備え、ダイオードＤｕｃに代えてスイッチング素子Ｓｕｃを設け、さらに、図１８のインバータ４００のダイオードＤｕａを設けた点である。

そして、第４の実施形態の制御部３Ｂと同様の制御部により、インバータ２Ｅの制御および昇圧コンバータ４Ｂの制御を行うとともに、電源Ｅの電圧Ｅ１の監視およびスイッチング素子Ｓｕｃのオン、オフ制御を行い、回生モードの際に、破線矢印線に示すステータ巻線１ｕの蓄積エネルギの電源Ｅへの回生（スイッチング素子Ｓｕｃのオフ）、実線矢印線に示すステータ巻線１ｕの蓄積エネルギの電源Ｅｕへの回生（スイッチング素子Ｓｕｃのオン）を選択的に行う。

すなわち、対向付近で巻線インダクタンス低下による大きな電流脈動が生じない状態（中・低トルク域）の場合は、回生モードの際にスイッチング素子Ｓｕｃをオフして、ステータ巻線１ｕの蓄積エネルギ（回生エネルギ）を前記破線矢印線のループで電源Ｅに回生する。一方、対向付近で巻線インダクタンス低下による大きな電流脈動が生じる場合（高トルク域）は、対向付近で差分電圧（Ｅ１−Ｅ２）で駆動することし、スイッチング素子Ｓｕｃをオンして回生時にステータ巻線１ｕの蓄積エネルギ（回生エネルギ）を実線矢印線のループで電源Ｅ２に回生する。

図１６は３相駆動の場合のインバータ２Ｅの回路構成を示し、この場合、インバータ２Ｅは各相の第２の電源Ｅｕ〜Ｅｗに代えて、共通の電源Ｅｘを備え、各相のダイオードＤｕｃ、Ｄｖｃ、Ｄｗｃに代えてスイッチング素子Ｓｕｃ、Ｓｖｃ、Ｓｗｃを設けて形成される。そして、図１５で説明した制御と同様の制御により、低・中トルク域での駆動時は、全てのスイッチング素子Ｓｕｃ〜Ｓｗｃをオフして駆動し、ステータ巻線１ｕの蓄積エネルギ（回生エネルギ）をダイオードＤｕａ〜Ｄｗａを介して電源Ｅに回生し、高トルク域での駆動時には、スイッチング素子Ｓｕｃ〜Ｓｗｃを全てオンして、対向時に差分電圧（Ｅ１−Ｅ２）で力行駆動できるようにしている。

したがって、本実施形態の場合、差分電圧での駆動が必要ない低・中トルク域では、回生モード時にステータ巻線１ｕの蓄積エネルギ（回生エネルギ）を昇圧コンバータ４Ｂを介さず、ダイオードＤｕａ〜Ｄｗａを介して直接に電源Ｅ２に回生することができ、昇圧コンバータ４Ｂを小容量、小型に形成することができ、しかも、ステータ巻線１ｕの蓄積エネルギ（回生エネルギ）を電源Ｅに少ない損失で効果的に回生することができる利点がある。なお、昇圧コンバータ４Ｂに代えて昇圧コンバータ４Ａを備えた場合にも同様の利点がある。

そして、本実施形態の場合、第４の実施形態の場合と同様、ＳＲモータ１を低速・高トルクで駆動する際に、対向状態付近の巻線のインダクタンスＬが低下する領域においてはＳＲモータ１の駆動電圧Ｖを電圧Ｅ１から電圧（Ｅ１−Ｅ２）に切り換えて低く設定し、ｄｉ／ｄｔを抑制して電流挙動を抑制して脈動を防止できる。また、ＳＲモータ１を高速・高トルクで駆動する際に、誘起電圧ｅに比例して、電圧Ｅ１、電圧差分（Ｅ１−Ｅ２）をともに上昇することで、駆動電圧Ｖを高くして常にステータ磁極の巻線の端子間の有効な印加電圧（駆動電圧Ｖ−誘起電圧ｅ）＞０にして駆動電圧Ｖを低く設定し、ｄｉ／ｄｔを抑制して駆動電流Ｉの脈動（低下変動）を抑制することができる。そのため、低回転から高回転までの高トルク域において安定した制御が行なえるのは勿論である。

そして、本発明は上記した実施形態に限定されるものではなく、その趣旨を逸脱しない限りにおいて上述したもの以外に種々の変更を行うことが可能であり、例えば、ＳＲモータ１のロータ、ステータの磁極数や昇圧コンバータ４Ａ、４Ｂの構成、電源の数等はどのようであってもよい。

また、（Ｅ１−Ｅ２）＜Ｅ２とすることも可能であるため、システムの都合により、低圧側バッテリＥ２を高く設定せざるを得なかった場合においても、対向付近における駆動電圧（Ｅ１−Ｅ２）を低く設定（原理的には零以上）することができ、電流脈動を低減したきめ細かい制御が可能となる。

また、ＳＲモータ１が４相以上の多相の場合にも、インバータ２Ａ〜２Ｅのアーム数、スイッチング素子数等が３相の場合より多くなるだけであり、本発明を同様に適用できる。

さらに、本発明は、例えばラジアルギャップ型のＳＲモータの駆動装置にも同様に適用することができ、さらには、ＳＲモータ以外のモータの駆動装置にも適用できる。

そして、本発明は、電気自動車、ハイブリッド車の駆動モータだけでなく、種々の用途のモータの駆動装置に適用することができる。

１ ＳＲモータ
２Ａ〜２Ｅ インバータ
３Ａ、３Ｂ 制御部
Ｓｕａ〜Ｓｕｂ スイッチング素子
１ｕ、１ｖ、１ｗ ステータ巻線

Claims (2)

1. モータの各相それぞれのステータ磁極に巻回されたステータ巻線を挟んでインバータの各相の上下アームのスイッチング素子が接続され、駆動相の上下アームのスイッチング素子のスイッチングにより、駆動相の前記ステータ巻線への力行の給電をくり返し、駆動相の前記ステータ磁極をロータ磁極に非対向の状態から対向の状態に変化させて前記モータを回転するモータ駆動装置であって、
   高トルク駆動中に駆動相の前記ステータ磁極が対向の状態に近づくことにより、力行の電流を複数の電源の電圧差分の電流により形成して電流変動を抑制する通電制御手段を備えたことを特徴とするモータ駆動装置。
2. 請求項１に記載のモータ駆動装置において、
   前記通電制御手段により、高電圧側の電源の電圧を前記モータの回転数に比例して可変することを特徴とするモータ駆動装置。

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