JP6086429B2 - Ｓｒモータの駆動回路およびその制御方法 - Google Patents

Description

本発明は、ＳＲモータ（Switched Reluctance Motor）の駆動回路およびその制御方法に関する。

ＳＲモータは、回転子コアが突極構造で回転子には永久磁石や巻線がなく、機械的に堅牢で高温での運転が安定している等の利点があるため、近年は電気自動車やハイブリッド自動車のモータとして注目されつつある。

従来のＳＲモータ駆動システムにおける電力変換装置では、例えば、非特許文献１に記載されたような非対称ハーフブリッジ回路が適用されている。
図１に非対称ハーフブリッジ回路の構成を示す。この回路は、３相６極の固定子巻線に、トランジスタ対（Ｔ１，Ｔ２）、（Ｔ３，Ｔ４）、（Ｔ５，Ｔ６）を順次オンオフすることで固定子１の突極を順次励磁し、回転子２の突極を磁気吸引してモータを駆動する方式である。

この従来の非対称ハーフブリッジ回路の問題点として、ＳＲモータ駆動時に発生する回生電力を他相励磁に使用するのか、バッテリー３の充電に使用するのか、制御できない点が挙げられる。

非特許文献２では、従来方式を用いて、コイル電流を連続して流すことによって最大出力を向上できることを解析レベルで明らかにしている。この電流連続制御は、逆トルクを発生するが、電流最大付近で逆トルクを打ち消して上回るだけの正トルクを発生できるので、最大出力を向上できると述べている。この方式によると、最大出力は向上できるが、電流連続制御でのモータ効率は若干下がっている。

非特許文献３では、バッテリーにキャパシタを追加し、従来方式を前提として、回生・力行時の「キャパシタ＋バッテリー」の直列接続と力行時のバッテリーのみの接続を選択できる回路を提案している。モータ効率に関する記述はないが、力行時におけるキャパシタによるブースト電圧の効果でコイル電流が減少しているので、モータ効率は改善すると予想される。

この従来方式は、キャパシタとスイッチング素子３個の追加を必要とし、力行時のブースト電圧利用時は必ずスイッチング素子を電流が通過し、バッテリーのみの利用であってもダイオードを通過するため、それらのオン抵抗による電力損失が生じる。回生時はキャパシタを充電するときはダイオード、バッテリーを充電するときはスイッチング素子を電流が通過するため、それらのオン抵抗による電力損失が生じる。

TJE Miller：「Electric Control of Switched Reluctance Machines」、Newnes、pp.82-pp.84、2001年 清田恭平、千葉明：「電流連続制御用によるスイッチトリラクタンスモータの最大出力の向上」、電気学会回転機研究会、RM-11-114、2011年 Yujiro Kido 他５名：「Novel Switched Reluctance Motor Drive Circuit with Voltage Boost Function without Additional Reactor」、EPE2011、CD-ROM、2012年

ＳＲモータの動作原理上、力行運転時にも回生電力が発生する。モータ効率を改善するためには、力行時の回生電力はバッテリーの充電に使用しないで、他相励磁に使用することが望ましい。また回生時の回生電力はバッテリーやキャパシタの充電に使用することが望ましい。

そこで本発明の第１の目的は、ＳＲモータのモータ効率を向上できる駆動回路を提供することにあり、具体的には、ＳＲモータ力行時の回生電力を励磁に使用できる駆動回路を提供することにある。

本発明の第２の目的は、さらに、ＳＲモータ回生時の回生電力をバッテリーに充電できる機能を追加した駆動回路を提供することにある。

本発明の第３の目的は、さらに、回生時の回生電力をキャパシタにも充電し、力行時にブースト電圧として使用できる駆動回路を提供することにある。

前記課題を解決するため、本発明の第１の構成に係るＳＲモータの駆動回路は、
直流電源の＋ラインと−ライン間に、少なくともＵ相，Ｖ相，Ｗ相の３相の、前記＋ラインに出力端子の−側端子が接続された＋側スイッチング素子と、前記−ラインに出力端子の＋側端子が接続された−側スイッチング素子を設け、各相の＋側スイッチング素子の出力端子の＋側端子と前記−ライン間にそれぞれ第１逆流阻止ダイオードを接続し、各相の＋側スイッチング素子の出力端子の＋側端子と対応する相の−側スイッチング素子の出力端子の−側端子間に、ＳＲモータの固定子巻線の対応する相の巻線を接続したＳＲモータの駆動回路において、
前記各相の−側スイッチング素子の出力端子の−側端子と次相の＋側スイッチング素子の出力端子の＋側端子の間に、それぞれ第２逆流阻止ダイオードが接続され、
力行モードでは各相の＋側スイッチング素子と−側スイッチング素子が順次オンされ、
ソフトスイッチングモードでは各相の＋側スイッチング素子がオフされた状態で−側スイッチング素子が順次オンされ、
次相励磁モードでは、励磁終了相の次の励磁開始相の＋側スイッチング素子がオフされた状態で−側スイッチング素子がオンされることを特徴とする。

本発明の第２の構成は、前記各相の−側スイッチング素子の出力端子の−側端子と前記＋ラインの間に、さらに別の回生用＋側スイッチング素子を直流電源に対して逆方向に接続したことを特徴とする。

本発明の第３の構成は、前記直流電源の＋ラインと−ライン間に、前記直流電源に対してキャパシタを直列接続または並列接続を切替制御する回生制御回路を設けたことを特徴とする。

前記第１の構成のＳＲモータの駆動回路では、回生電力を他相の励磁に直接使用することにより、従来方式である非対称ハーフブリッジ回路において発生する電源回生時の電力損失を無くすことで、モータ効率を改善できる。また励磁相を切り替えるときに、昇圧回路を形成し高電圧を発生できるので電流応答が早くなる効果により、更にモータ効率を改善できる。

この第１の構成の駆動回路は、従来方式とスイッチング素子とダイオードの数量が変わらないためコスト的には良いが、バッテリーへの電力回生が行えないという問題点がある。そこで回生電力をバッテリーに還せる機能を有するのが、第２の構成の駆動回路である。この第２の構成は、従来方式において還流ダイオードが接続されていた箇所にスイッチング素子を配置し、バッテリーに回生するときに導通させる。この第２の構成の回路では、回生電力を他相励磁に使用するのか、またはバッテリー充電に使用するのかを選択できる。

この第２の構成の回路において、回生電力でバッテリーを充電する際に、バッテリーの充電電流の制限があるため、制限を超えた回生電力は機械ブレーキで消費しなくてはならない。そこでキャパシタンスを併用する第３の構成の駆動回路を提案する。キャパシタンスはバッテリーと比較すると電流応答が早く、回生電力を素早く吸収できる。また第３の構成の駆動回路は、キャパシタンスに蓄えた電気エネルギーを力行時の供給電圧を上げるために使用したり、停車後のバッテリー充電に使用できたりする。

本発明では、電気自動車用ＳＲモータ駆動システムにおいて、ＳＲモータ特有の力行運転時に発生する回生電力とブレーキングによる回生運転時の回生電力を分離でき、それぞれの回生電力を有効利用できる。要求される仕様に応じて、第１の構成〜第３の構成の駆動回路が選択でき、かけたコストに応じてモータ効率の改善が望める。

本発明によれば、一般に電気自動車用ブラシレスＤＣモータと比較して低いと考えられているＳＲモータのモータ効率を改善し、元々持っているレアアースフリーで堅牢である特徴を活かして、電気自動車用ＳＲモータ駆動システムの実用化と普及に寄与することができる。

従来技術である非対称ハーフブリッジ回路の構成を示す回路図である。 本発明の実施の形態に係る駆動回路の主回路Ｉを示す回路図である。 本発明の実施の形態に係る駆動回路の主回路IIを示す回路図である。 本発明の実施の形態に係る駆動回路の主回路IIIを示す回路図である。 本発明の実施の形態に係る駆動回路の主回路IVを示す回路図である。 本発明の実施の形態に係る駆動回路の主回路Ｉにおける力行モードを示す回路図である。 本発明の実施の形態に係る駆動回路の主回路Ｉにおけるソフトスイッチングモードを示す回路図である。 本発明の実施の形態に係る駆動回路の主回路Ｉにおける次相励磁モードを示す回路図である。 本発明の実施の形態に係る駆動回路の主回路IIにおけるバッテリー充電モードを示す回路図である。 本発明の実施の形態に係る駆動回路の主回路IIIにおけるバッテリー充電モードを示す回路図である。 本発明の実施の形態に係る駆動回路の主回路IIIにおけるキャパシタ充電モードを示す回路図である。 本発明の実施の形態に係る駆動回路の主回路IIIにおけるバッテリー・キャパシタ並列接続での充電モードを示す回路図である。 本発明の実施の形態に係る駆動回路の主回路IIIにおけるバッテリー・キャパシタ直列接続での充電モードを示す回路図である。 本発明の実施の形態に係る駆動回路の主回路IIIにおけるバッテリー・キャパシタ直列接続での力行モードを示す回路図である。 本発明の実施の形態に係る駆動回路の主回路IIIにおけるバッテリー・キャパシタ並列接続での力行モードを示す回路図である。 本発明の実施の形態に係る駆動回路の主回路IIIにおけるキャパシタからバッテリーへの充電モードを示す回路図である。 本発明の実施の形態に係る駆動回路の主回路IVにおけるキャパシタ充電モードを示す回路図である。 本発明の実施の形態に係る駆動回路の主回路Ｉと従来回路のコイル電流を示す波形図である。 本発明の実施の形態に係る駆動回路の主回路Ｉと従来方式により駆動した時のシミュレーションによるモータ効率の比較を示すグラフである。 本発明の実施の形態に係る駆動回路の主回路Ｉと従来方式により駆動した時のモータ効率を示すグラフである。

以下、本発明の実施の形態を、図面を参照しながら具体的に説明する。
図２に本発明の実施の形態に係る駆動回路の主回路Ｉを示す。図中、１は固定子、２は回転子、３はバッテリーを示す。この主回路Ｉは従来方式（図１参照）のＵ相上ダイオードＤ１をＶ相スイッチング素子Ｔ３下（エミッタ）に接続し、Ｖ相上ダイオードＤ３をＷ相スイッチング素子Ｔ５下に接続し、Ｗ相上ダイオードＤ５をＵ相スイッチング素子Ｔ１下に接続している。これらの接続方法により回生電力を強制的に次相励磁に使用できる。ただし相順を入れ替えて次相励磁するときは回生電力を次相励磁に使用できない。回生電力を他相励磁に使用しないときは、スイッチング素子Ｔ２、Ｔ４、Ｔ６を使用してソフトスイッチングを行うことで効率的な回生電力の運用が可能である。主回路Ｉは従来方式と部品点数が変わらない。

図３に本発明の実施の形態に係る駆動回路の主回路IIを示す。この回路は、主回路Ｉに対して、従来回路でダイオードＤ１、Ｄ３、Ｄ５が接続されている箇所にスイッチング素子Ｔ７〜Ｔ９を電源ラインに対して逆方向に配置し、スイッチング素子Ｔ７〜Ｔ９により回生電力をバッテリー３に還すことができる。回生電力を他相励磁に使用するのか、バッテリー３に還すのかは、スイッチング素子Ｔ７〜Ｔ９をオフにしたままにするか、順にオンにするかにより制御できる。主回路IIは、１つの励磁区間内で発生する回生電力ではなく、比較的長い期間に発生する回生電力を効率的に運用することを狙いとしている。この回路は従来方式に対して、スイッチング素子数が３つ増加する。

図４に本発明の実施の形態に係る駆動回路の主回路IIIを示す。この回路は主回路IIにキャパシタ４を追加し、バッテリー３との連携によって、回生電力を効率的に運用できるようにしている。キャパシタ４は素早く充電ができるが、充電できる容量が小さい。一方バッテリー３は充電電流に制限があるが、充電できる容量が大きい。主回路IIIは、このような相補的な性質を活かす効率的な運用が行える。

またキャパシタ４とバッテリー３の接続を直列・並列に自由に変えられる。この回路は、従来方式に対して、スイッチング素子が７つ増加し、ダイオードが４つ増加する。

図５に本発明の実施の形態に係る駆動回路の主回路IVを示す。主回路IIIに対してスイッチング素子Ｔ１５を追加し、バッテリー３を、完全にキャパシタ４及びＳＲモータと切り離すことができるようにしている。主回路IIIでは回生電力でキャパシタ４充電時にバッテリー電圧以上の電圧が必要となるが、バッテリー３を切り離すことでバッテリー電圧以下でも回生電力でキャパシタ４を充電できる。この回路は、従来方式に対して、スイッチング素子が８つ増加し、ダイオードが５つ増加する。

図６に主回路Ｉの力行モードを示す。この力行モードは、従来方式と全く同じであり、バッテリー３を直接励磁相に接続している。

図７に主回路Ｉのソフトスイッチングモードを示す。このソフトスイッチングモードは、従来方式と全く同じであり、励磁相をバッテリーと切り離し、励磁コイルに貯まった励磁エネルギーを維持しているモードである。

図８に主回路Ｉの次相励磁モードを示す。この次相励磁モードでは、励磁を終了する相の励磁コイルに貯まっている励磁エネルギーを、励磁を開始する相の励磁コイルに移動させる。励磁エネルギーがバッテリー３に還ることを防げるのでバッテリー充電に伴う損失を低減できる。また励磁相切り替え時に昇圧回路が形成されるので高電圧が発生し、この高電圧により励磁を開始する相の電流を早く立ち上げることができる。この高電圧の大きさは励磁終了相と励磁開始相の下アームトランジスタを制御することで調整できる。

図９に主回路IIのバッテリー充電モードを示す。このバッテリー充電モードは従来方式にもある。従来方式との違いは、回生電力をバッテリー３の充電に使用するのか、次相励磁に使用するのか、選択できる点にある。

図１０に主回路IIIのバッテリー充電モードを示す。このバッテリー充電モードは、図８に示す主回路IIのバッテリー充電モードと同じである。ただしスイッチング素子２個が直列に接続されるのでオン電圧降下により損失が発生する点は不利になる。またキャパシタ電圧がバッテリー電圧よりも大きければ、キャパシタ４からも充電される。

図１１に主回路IIIのキャパシタ充電モードを示す。このキャパシタ充電モードでは、回生電力をキャパシタ４の充電にのみ使用する。このキャパシタ充電モードでは、バッテリー電圧がキャパシタ電圧よりも高ければ、バッテリー３からも充電される。

図１２に主回路IIIのバッテリー・キャパシタ並列接続での充電モードを示す。このバッテリー・キャパシタ並列接続充電モードでは、バッテリー３とキャパシタ４の内部インピーダンスの大きさに反比例する形で回生電流が分流する。キャパシタ電圧がバッテリー電圧を超えたら、図１０のキャパシタ充電モードに移行することで、回生電力を全てキャパシタ充電に使用できる。

図１３にバッテリー・キャパシタ直列接続での充電モードを示す。このバッテリー・キャパシタ充電モードでは、キャパシタ４とバッテリー３を同じ電流が通過する。図１０のキャパシタ充電モードと併用することで、バッテリー３の充電電流値に配慮しつつ回生電力によるバッテリー充電が行える。

図１４に主回路IIIのバッテリー・キャパシタ直列接続での力行モードを示す。スイッチング素子Ｔ１２を導通することで、バッテリー３とキャパシタ４の直列回路を形成できる。図１０〜１３の充電モードで充電されるキャパシタ電圧をバッテリー電圧に上乗せして使用できる。コイル誘起電圧が高くなる高速回転時のコイルの電流立ち上げに有効である。

図１５に主回路IIIのバッテリー・キャパシタ並列接続時での力行モードを示す。このバッテリー・キャパシタ並列接続力行モードでは、バッテリー３とキャパシタ４の内部インピーダンスの大きさに反比例する形で電流を分担する。キャパシタ電圧がバッテリー電圧よりも小さくなるとキャパシタ４は回路から自然と切り離される。残ったキャパシタ電圧は、図１４のバッテリー・キャパシタ直列接続に切り替えることで、ゼロ電圧まで使用できる。

図１６に主回路IIIのキャパシタ４からバッテリー３への充電モードを示す。キャパシタ電圧がバッテリー電圧よりも大きい場合で、力行モードに入らない場合にキャパシタ電圧がバッテリー電圧と等しくなるまで、キャパシタ電圧によりバッテリー３が充電できる。充電電流はスイッチング素子Ｔ１０、Ｔ１１を制御することで調整できる。

図１７に主回路IVのキャパシタ充電モードを示す。バッテリー３を切り離すことができるので、図１１で示すようなバッテリー３からの充電を防ぐことができる。結果としてキャパシタ電圧０からでもキャパシタ４を充電できる。

図１８に主回路Ｉ（ａ）と従来方式（ｂ）により駆動した時のＵ相、Ｖ相、Ｗ相のコイル電流を示す。主回路Ｉでは次相励磁が行われ、コイル電流が流れ続けていることが確認できる。

図１９に主回路Ｉと従来方式により駆動した時のシミュレーションによるモータ効率の比較を示す。主回路Ｉによりモータ効率が改善していることが分かる。

図２０に主回路Ｉと従来方式により駆動した時のモータ効率の比較を示す。主回路Ｉによりモータ効率が改善していることが分かる。

本発明は、電気自動車用ＳＲモータ駆動システムにおける電力変換装置に適用でき、さらに、電気自動車に限らず、ＳＲモータを利用する駆動システムに適用できる。

１ 固定子
２ 回転子
３ バッテリー（直流電源）
４ キャパシタ

Claims (6)

1. 直流電源の＋ラインと−ライン間に、少なくともＵ相，Ｖ相，Ｗ相の３相の、前記＋ラインに出力端子の−側端子が接続された＋側スイッチング素子と、前記−ラインに出力端子の＋側端子が接続された−側スイッチング素子を設け、各相の＋側スイッチング素子の出力端子の＋側端子と前記−ライン間にそれぞれ第１逆流阻止ダイオードを接続し、各相の＋側スイッチング素子の出力端子の＋側端子と対応する相の−側スイッチング素子の出力端子の−側端子間に、ＳＲモータの固定子巻線の対応する相の巻線を接続したＳＲモータの駆動回路において、
   前記各相の−側スイッチング素子の出力端子の−側端子と次相の＋側スイッチング素子の出力端子の＋側端子の間に、それぞれ第２逆流阻止ダイオードが接続され、
   力行モードでは各相の＋側スイッチング素子と−側スイッチング素子が順次オンされ、
   ソフトスイッチングモードでは各相の＋側スイッチング素子がオフされた状態で−側スイッチング素子が順次オンされ、
   次相励磁モードでは、励磁終了相の次の励磁開始相の＋側スイッチング素子がオフされた状態で−側スイッチング素子がオンされることを特徴とするＳＲモータの駆動回路。
2. 前記各相の−側スイッチング素子の出力端子の−側端子と前記＋ラインの間に、さらに別の回生用＋側スイッチング素子を直流電源に対して逆方向に接続したことを特徴とする請求項１記載のＳＲモータの駆動回路。
3. 前記直流電源の＋ラインと−ライン間に、前記直流電源に対してキャパシタを直列接続または並列接続を切替制御する回生制御回路を設けたことを特徴とする請求項２記載のＳＲモータの駆動回路。
4. 直流電源の＋ラインと−ライン間に、少なくともＵ相，Ｖ相，Ｗ相の３相の、前記＋ラインに出力端子の−側端子が接続された＋側スイッチング素子と、前記−ラインに出力端子の＋側端子が接続された−側スイッチング素子を設け、各相の＋側スイッチング素子の出力端子の＋側端子と前記−ライン間にそれぞれ第１逆流阻止ダイオードを接続し、各相の＋側スイッチング素子の出力端子の＋側端子と対応する相の−側スイッチング素子の出力端子の−側端子間に、ＳＲモータの固定子巻線の対応する相の巻線を接続したＳＲモータの駆動回路であり、前記各相の−側スイッチング素子の出力端子の−側端子と次相の＋側スイッチング素子の出力端子の＋側端子の間に、それぞれ第２逆流阻止ダイオードを接続したＳＲモータの駆動回路を用いたＳＲモータの制御方法であって、
   力行モードでは各相の＋側スイッチング素子と−側スイッチング素子を順次オンする制御を行い、
   ソフトスイッチングモードでは各相の＋側スイッチング素子はオフにした状態で−側スイッチング素子を順次オンする制御を行い、
   次相励磁モードでは、励磁終了相の次の励磁開始相の＋側スイッチング素子をオフとした状態で−側スイッチング素子をオンにする制御を行うこと
   を特徴とするＳＲモータの制御方法。
5. 前記各相の−側スイッチング素子の出力端子の−側端子と前記＋ラインの間に、さらに別の回生用＋側スイッチング素子が直流電源に対して逆方向に接続されたＳＲモータの駆動回路のバッテリー充電モードでは、励磁終了相の回生用＋側スイッチング素子をオンにして回生電力を直流電源として用いられるバッテリーの充電に使用することを特徴とする請求項４記載のＳＲモータの制御方法。
6. 前記直流電源の＋ラインと−ライン間に、前記直流電源に対してキャパシタを直列接続または並列接続を切替制御する回生制御回路により、直流電源として用いられるバッテリーの充電モード、キャパシタの充電モード、バッテリーとキャパシタの並列接続での充電モード、バッテリーとキャパシタの直列接続での充電モードの各モードを切り替え制御することを特徴とする請求項５記載のＳＲモータの制御方法。