JP2011234420A - 光信号フィールドの復元および修復 - Google Patents

Abstract

【課題】本発明は、光信号フィールドの復元および修復に関する。
【解決手段】ディジタル信号処理と共に直接差動検出を使用することにより、受け取ったオプティカルの振幅および位相の両方のディジタル・バージョンが展開される。信号は３つのコピーに分割される。従来と同様、これらのコピーのうちの１つを使用して強度プロファイルが得られる。位相情報は、対応する平衡強度検出器が後続する、直交位相オフセットを有する一対の光遅延干渉計のそれぞれ対応する１つに残りのコピーの各々を供給することによって得られる。平衡強度検出器の各々の出力および強度プロファイルは、それぞれ対応するディジタル表現に変換される。信号処理を使用して、平衡強度検出器が出力する出力のディジタル表現から位相情報が展開される。
【選択図】図１

Description

本発明は、光信号フィールドの復元および修復に関する。

線形効果および非線形効果は、光ファイバを介して送信される光信号をひずませている。このような効果には、色分散（ＣＤ）および自己位相変調（ＳＰＭ）がある。ＣＤの結果として生じる信号のひずみを小さくするために、一般的には光分散補償が使用されている。

最近、ＣＤによって誘導されるひずみを費用有効性の高い方法で柔軟に小さくすることができる技法として電子分散補償（ＥＤＣ）が出現した。M. S. O'Sullivan、K. RobertsおよびC. Bontuが、「Electronic dispersion compensation techniques for optical communication system,」ECOC'05、paper Tu3.2.1、2005の中で説明しているように、ＥＤＣを送信器で実行することができる。そのようにすることは、本明細書においては「事前ＥＤＣ」と呼ばれている。別法としては、S. Tsukamoto、K. KatohおよびK. Kikuchiが、「Unrepeated Transmission of 20-Gb/s Optical Quadrature Phase-Shift-Keying Signal Over 200-km Standard Single-Mode Fiber Based on Digital Processing of Homodyne-Detected Signal for Group-Velocity Dispersion Compensation,」IEEE Photonics Technology Letters、Volume 18、Issue 9、2006年5月1日、1016〜1018頁に記述しているように、ＥＤＣを受信器で実行することも可能であり、これは、本明細書においては「事後ＥＤＣ」と呼ばれている。

事後ＥＤＣは、受信器から送信器へ性能フィードバックを供給する必要がない点で、事前ＥＤＣに優る利点を有している。残念なことには、今日の光ファイバ通信システムの光検出技法に広く使用されている、２乗検出としても知られている直接強度検出、たとえばフォトダイオードによって実行される光−電子変換の場合、回復するのは光信号振幅のみであり、光信号位相情報を回復することはできないため、事後ＥＤＣの性能を事前ＥＤＣの性能よりはるかに劣ったものにしている。

この欠点を克服し、延いては事後ＥＤＣの性能を改善するために、Tsukamoto等の論文は、コヒーレント検出を使用して、光信号の複素フィールド、すなわち、振幅および位相の両方を完全に復元することを提案している。しかしながら、不利なことには、コヒーレント検出は、直接強度検出と比較するとよりはるかに精巧であり、したがってより高価で、かつ、実行が困難である。さらに不利なことには、コヒーレント検出には、光局部発振器（ＯＬＯ）を使用しなければならず、また、ＯＬＯと信号担体の間の位相および偏光を追跡しなければならない。

M. S. O'Sullivan、K. RobertsおよびC. Bontu、「Electronic dispersion compensation techniques for optical communication system,」ECOC'05、paper Tu3.2.1、2005 S. Tsukamoto、K. KatohおよびK. Kikuchi、「Unrepeated Transmission of 20-Gb/s Optical Quadrature Phase-Shift-Keying Signal Over 200-km Standard Single-Mode Fiber Based on Digital Processing of Homodyne-Detected Signal for Group-Velocity Dispersion Compensation,」IEEE Photonics Technology Letters、Volume 18、Issue 9、2006年5月1日、1016〜1018頁

本発明の原理によれば、ディジタル信号処理と共に直接差動検出を使用することにより、受け取ったオプティカルの複素オプティカル・フィールド、すなわち、たとえば基準点に対する振幅および位相の両方のディジタル・バージョンが受信器で展開される。

より詳細には、良く知られているように、あらゆる信号の複素オプティカル・フィールドは、その強度プロファイルおよび位相プロファイルを知ることによって復元することができる。強度プロファイルは、従来の直接強度検出によって得ることができる。本発明の一態様によれば、位相を得るために、直交位相オフセット、すなわち、位相オフセット間の差がπ／２である一対の光遅延干渉計、およびその後段に２つの平衡強度検出器を使用することにより、最初に、受け取った信号中の所定の時間差ΔＴで分離された隣接する位置と位置の間の位相差に関する情報を含んだ複素波形の電子アナログ表現が獲得される。平衡強度検出の後の第１の干渉計の出力は複素波形の実部であり、一方、平衡強度検出の後の第２の干渉計の出力は複素波形の虚部である。直接強度検出によって得られる場合、平衡強度検出器の各々の出力および強度プロファイルは、アナログ−ディジタル変換を使用してディジタル表現に変換される。アナログ−ディジタル変換のためのサンプル周期はΔＴより短くすることができるため、ΔＴの周期内に複数のサンプルを存在させることができる。複素波形のディジタル表現から、ΔＴで分離された隣接する位置と位置の間の位相差を得ることができる。次に、得られた位相差に基づいて、かつ、任意選択で、ΔＴの周期内の複数のサンプルの中から初期位相オフセットが探索され、すべてのサンプル間の位相関係が獲得される。したがって、受け取った信号の絶対位相プロファイルは、本質的には、何ら重要ではない一定の位相シフトの不確実性である不確実性のみを使用して引き出される。

必要なハードウェアを単純にするために、任意選択で、直接強度検出によって強度プロファイルを得るのではなく、複素波形の絶対値から強度プロファイルを近似することができる。さらに、任意選択で、受け取った光信号の強度プロファイルおよび位相プロファイルが回復されると、ディジタル信号処理を使用して、受け取った信号のひずみ、たとえば、色分散およびＳＰＭによる信号ひずみを補償することができ、延いては最初に送信された光信号波形の正確な表現を電子的に復元することができる。

本発明の技法は、差動２進位相シフト・キーイング（ＤＢＰＳＫ）信号および差動直角位相シフト・キーイング（ＤＱＰＳＫ）信号などの様々なタイプの光差動位相シフト・キーイング（ＤＰＳＫ）信号との使用に適している。また、それらは、振幅シフト・キーイング（ＡＳＫ）、組合せＤＰＳＫ／ＡＳＫおよび直角振幅変調（ＱＡＭ）と共に使用することも可能である。

本発明の原理による、光信号フィールドを復元し、かつ、修復するための一例示的装置を示す図である。 強度プロファイルが、近似された強度プロファイルであり、受け取った光信号から直接回復されたものではない、図１に示されている実施形態と同様の本発明の一実施形態を示す図である。

以下の説明は、単に本発明の原理を示したものにすぎない。したがって、当業者は、本明細書においては明確に記述または図示されていないが、本発明の原理を具体化する様々な構造を工夫することができることは理解されよう。これらはすべて本発明の精神および範囲の範疇である。さらに、本明細書において記載されているすべての実施例および条件付き言語には、主として、当分野をさらに発展させるべく、読者による本発明の原理および本発明者（等）による寄与の概念の理解を補助するための教育を目的としたものにすぎないことが明確に意図されており、また、これらの実施例および条件付き言語は、記載されているこのような特定の実施例および条件に限定されるものとして解釈してはならない。さらに、本明細書における、本発明の原理、態様および実施形態ならびにそれらの特定の実施例を記述しているあらゆる供述には、それらの構造的および機能的等価物の両方が包含されることが意図されている。また、このような等価物には、現在知られている等価物ならびに将来的に開発される等価物の両方、つまり、開発される、構造には無関係に同じ機能を実行するあらゆる構成要素が含まれることが意図されている。

したがって、たとえば、本明細書におけるすべてのブロック図は、本発明の原理を具体化している実例回路の概念図を示したものであることは当業者には理解されよう。同様に、すべての流れ図、工程系統図、状態移行線図、擬似コード、等々は、コンピュータ可読媒体の中で実質的に表現することができ、したがって、コンピュータまたはプロセッサが明確に示されている、いないにかかわらず、このようなコンピュータまたはプロセッサによって実行することができる様々なプロセスを示したものであることは理解されよう。

図に示されている、「プロセッサ」としてラベルが振られているすべての機能ブロックを含む様々な構成要素の機能は、専用ハードウェアの使用、ならびに適切なソフトウェアと連携してソフトウェアを実行することができるハードウェアの使用を介して提供することができる。プロセッサによって提供される場合、これらの機能は、単一の専用プロセッサによって提供することも、もしくは単一の共有プロセッサによって提供することも、あるいはそのうちのいくつかを共有することができる複数の個別のプロセッサによって提供することも可能である。さらに、「プロセッサ」または「コントローラ」という用語の明確な使用は、ソフトウェアを実行することができるハードウェアを排他的に意味するものと解釈してはならず、この用語は、それらに限定されないが、ディジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）ハードウェア、ネットワーク・プロセッサ、専用集積回路（ＡＳＩＣ）、書替え可能ゲート・アレイ（ＦＰＧＡ）、ソフトウェアを記憶するためのリード・オンリ・メモリ（ＲＯＭ）、ランダム・アクセス・メモリ（ＲＡＭ）および不揮発性記憶装置を暗に含むことも可能である。他のハードウェア、従来のハードウェアおよび／または特注のハードウェアを備えることも可能である。同様に、図に示されているスイッチは、すべて、その概念を示したものにすぎない。それらの機能は、プログラム論理の動作を介して、専用論理を介して、プログラム制御と専用論理の相互作用を介して、さらには手動で実行することができ、コンテキストからより詳細に理解されるように、実施者によって特定の技法を選択することができる。

本明細書における特許請求の範囲では、特定の機能を実行するための手段として表現されているすべて構成要素には、その機能を実行するためのあらゆる方法を包含することが意図されている。これには、たとえば、ａ）その機能を実行する電気的構成要素または機械的構成要素の組合せ、またはｂ）したがって、その機能を実行するためのそのソフトウェアを実行するための適切な回路と結合したファームウェア、マイクロコード等々を始めとするあらゆる形態のソフトウェア、ならびに存在していればソフトウェア制御回路に結合された機械的構成要素を含むことができる。このような特許請求の範囲によって定義されている本発明は、記載されている様々な手段によって提供される機能が特許請求の範囲が要求している方法で結合され、かつ、一体化されていることに帰している。したがって出願人は、本明細書において示されている機能と等価の機能を提供することができるすべての手段を考慮している。

ソフトウェア・モジュールまたは単純にソフトウェアであることを暗にほのめかしているモジュールは、本明細書においては、場合によっては、流れ図構成要素の任意の組合せ、あるいはプロセス・ステップおよび／またはテキスト記述の実行を表す他の構成要素の任意の組合せとして表現されている。このようなモジュールは、明確に、あるいは暗に示されているハードウェアによって実行することができる。

本明細書において特に明確に規定されていない限り、図面はスケール通りには描かれていない。

以下の説明では、すべての図を通して同じ番号が振られているコンポーネントは、同じコンポーネントを表している。

図１は、直接差動検出をディジタル信号処理と共に使用して、受け取った光信号の複素オプティカル・フィールド全体を展開し、かつ、光信号がその信号源から移動する際にその光信号に課される様々な減損を補償するための、本発明の原理に従って配置された、一般的には受信器内の一例示的装置を示したものである。図１には、ａ）１×３光スプリッタ１００１、ｂ）光遅延干渉計（ＯＤＩ）１００２および１００３、ｃ）平衡強度検出器１０１１および１０１３、ｄ）フォトダイオード１０１５、ｅ）増幅器１０２１、１０２２および１０２３、ｆ）任意選択の自動利得コントローラ（ＡＧＣ）１０３１、１０３２および１０３３、ｇ）アナログ−ディジタル変換器（ＡＤＣ）１０４１、１０４２および１０４３、およびｈ）ディジタル信号処理ユニット１０５０が示されている。

より詳細には、１×３光スプリッタ１００１は、入射する光信号を複製し、３つのコピーを生成している。最初に入力される光信号からのコピーの各々に割り当てられる光パワーは、実施者の自由である。本発明の一実施形態では、パワーは、入力パワーの約４０パーセントないし４５パーセントが出力としてＯＤＩ１００２および１００３の各々に供給され、また、残りのパワー、たとえば１０パーセントと２０パーセントの間のパワーがフォトダイオード１０１５に供給されるように分割される。

当業者には容易に認識されるように、光遅延干渉計（ＯＤＩ）１００２および１００３は、必要な特性を有する任意のタイプの干渉計でありうる。たとえば、ＯＤＩ１００２および１００３は、良く知られているいわゆるマッハ−ツェンダー干渉計に基づくことができる。別法としては、ＯＤＩ１００２および１００３は、良く知られているいわゆるマイケルソン干渉計に基づくこともできる。

ＯＤＩ１００２は、その対応する２つのアーム間の光路内に約ΔＴの遅延、および位相差すなわちφ_０のオフセットを有している。ここで、

であり、Ｔ_Ｓは信号の記号周期、ｓｐｓは、アナログ−ディジタル変換器１０４１、１０４２および１０４３によって取られる１記号当たりのサンプル数、ｍは１とｓｐｓの間の整数、また、φ_０は任意に選択される数である。その場合、自由スペクトル・レンジ（ＦＳＲ）、すなわち、ＯＤＩ１００２および１００３の１／ΔＴは信号記号率（ＳＲ）に比例しており、

である。数値シミュレーションに基づいて、ｓｐｓは４の値に設定され、また、ｍは、１、２、３または４の値にすることができることが好ましいことが分かっていることに留意されたい。これは、ｓｐｓの値が４未満の場合、本明細書において以下で説明される手順が十分に施された信号波形を正確に表現するには十分ではない傾向があり、また、４より大きいｓｐｓでは、ほとんど改善が提供されないことによるものである。

遅延差は、本発明の一実施形態では、Ｃが真空中における光の速度であり、ｎがアームの媒体の屈折率であるΔＴ^＊Ｃ／ｎの正味の長さの差を有するように干渉計の一方のアームを調整し、次に、その長さをさらに調整して位相シフトがφ_０になるようにすることによって達成することができる。φ_０の位相シフトは、実際には極めて微小な長さの差に対応しているため、位相シフト部分は、実際には多少長くなるかあるいは短くなる可能性があり、したがって全体の長さは、φ_０に２πの倍数を加えた長さ、またはφ_０から２πの倍数を減じた長さであることに留意されたい。したがって、長さは正確にφ_０ではないが、位相変化は、事実上、φ_０である。

φ_０の実効長変化を達成するために使用される長さ全体の変化は、長さΔＴ・Ｃ／ｎの何割かであってもよい。最大２５パーセントまで動作させることは可能であるが、この割合は１０パーセント未満であることが好ましく、また、当然のことであるが、長さが正確であるほど、必要な実際の長さに整合させることができ、延いてはより良好な性能を得ることができる。本発明の他の実施形態では、必要な遅延および位相差が達成される限り、必要な遅延をアームとアームの間で分割することができる。ＯＤＩ１００２を実施するための適切な構造の開発方法については、当業者には容易に認識されよう。

任意の値を位相オフセットφ_０の値として使用することができるが、本明細書の以下の部分から分かるように、従来の受信器との互換性のために、φ_０の特定の値を有利に使用することができる。たとえば、ＤＱＰＳＫの場合、φ_０の良好な値はπ／４であり、また、ＤＢＰＳＫの場合、φ_０の良好な値は０である。

ＯＤＩ１００３は、その対応する２つのアーム間の光路内に約ΔＴの遅延を有している点でＯＤＩ１００２と類似しているが、そのアーム間に、φ_０−π／２の位相オフセットを有している。したがってＯＤＩ１００２の位相オフセットとＯＤＩ１００３の位相オフセットの差はπ／２であり、したがってＯＤＩ１００２および１００３は、直交位相オフセットを有していると言われている。

平衡強度検出器１０１１および１０１３は従来の平衡強度検出器である。これらの平衡強度検出器１０１１および１０１３の各々は、通常、良好に整合した一対のフォトダイオードでできている。平衡強度検出器１０１１および１０１３は、ＯＤＩ１００２および１００３のアームの各々の出力を電気表現に変換している。したがって平衡強度検出器１０１１および１０１３は、受け取った光信号中のΔＴで分離された２つの時間位置間の位相差に関する情報を含んだ複素波形の実部および虚部の電気バージョンを獲得している。

フォトダイオード１０１５は、従来の直接強度検出を実行しており、したがって受け取った光信号の強度プロファイルを電子形態で獲得している。

増幅器１０２１、１０２２および１０２３は、それぞれ平衡強度検出器１０１１、平衡強度検出器１０１３およびフォトダイオード１０１５による出力として供給される信号を増幅している。増幅器１０２１、１０２２および１０２３は、通常、平衡強度検出器１０１１、平衡強度検出器１０１３およびフォトダイオード１０１５の様々なフォトダイオードによって出力される電流をそれぞれ対応する電圧に変換している。そのためには、増幅器１０２１、１０２２および１０２３は、トランス−インピーダンス増幅器であってもよい。また、増幅器１０２１および１０２２は、差動増幅器であってもよい。通常、出力の各々は、増幅された後、シングル・エンドにされる。任意選択の自動利得コントローラ（ＡＧＣ）１０３１、１０３２および１０３３を使用して、ディジタル化に先立って電子波形を正規化することができる。

アナログ−ディジタル変換器（ＡＤＣ）１０４１、１０４２および１０４３は、増幅信号のディジタル表現を展開するために、増幅信号の「ディジタル・サンプリング」を実行している。ＡＤＣ１０４１、１０４２および１０４３は、通常、同じ分解能を有しており、たとえば８ビットの分解能を有している。

本発明の一態様によれば、ディジタル信号処理ユニット１０５０は、増幅信号のディジタル表現を受け取り、受け取った光信号の振幅プロファイルおよび位相プロファイルのディジタル表現を展開している。詳細には、復元ユニット１０５１がこのような展開を実行している。さらに、本発明の他の態様によれば、ディジタル信号処理ユニット１０５０が、光信号が遭遇する伝送減損、たとえば色分散および／または自己位相変調などの様々な減損をディジタル的に補償することにより、送信された光信号の元の波形のディジタル表現、つまり通過するチャネル内で光信号が減損する前の波形のディジタル表現を展開することができる。修復ユニット１０５２は、このような修復を実行している。最後に、復調およびデータ回復ユニット１０５３が、実際のビットへの復調および変換を実行する。

次に、図１の構造を使用して、本発明の原理による、直接差動検出とディジタル信号処理を結合することによって複素光信号フィールド全体を回復するための一例示的プロセスについて説明する。最初に、受け取ったオプティカル・フィールドの強度プロファイルがフォトダイオード１０１５を使用した直接強度検出によって獲得される。Ｉ（ｔ）で表される強度プロファイルは、
Ｉ（ｔ）＝ｙ（ｔ）ｙ（ｔ）^＊ （２）
として計算される。ｙ（ｔ）は、結合器１００１に入射する受信複素オプティカル・フィールドであり、^＊は複素共役を表している。

平衡検出器１０１１および１０１３の出力は、それぞれ、ΔＴで分離された２つの時間位置間の位相差に関する情報を含んだ次の複素波形の実部ｕ_ｒｅａｌ（ｔ）および虚部ｕ_ｉｍａｇ（ｔ）のアナログ表現である。
ｕ（ｔ）＝ｕ_ｒｅａｌ（ｔ）＋ｊ・ｕ_ｉｍａｇ（ｔ）
＝ｙ（ｔ）・ｙ（ｔ−ΔＴ）^＊・ｅｘｐ［ｊφ_０］ （３）
＝｜ｙ（ｔ）ｙ（ｔ−ΔＴ）｜ｅｘｐ｛ｊ［φ（ｔ）−φ（ｔ−ΔＴ）＋φ_０］｝
次の定義を使用すると、
ｙ（ｔ）＝｜ｙ（ｔ）｜ｅｘｐ［ｊφ（ｔ）］
ｙ（ｔ−ΔＴ）＝｜ｙ（ｔ−ΔＴ）｜ｅｘｐ［ｊφ（ｔ−ΔＴ）］ （４）

複素波形ｕ（ｔ）の実部および虚部のアナログ表現が増幅されると、次に、たとえばＡＤＣ１０４１および１０４２によるサンプリングによってディジタル表現に変換される。同様に、強度プロファイルも、増幅された後、たとえばＡＤＣ１０４３によるサンプリングによって同じくディジタル表現に変換される。ＡＤＣ１０４１および１０４２は、ＡＤＣ１０４３を含むこともできるＡＤＣユニットと見なすことができる。複素波形および強度プロファイルのサンプリングは、次の時間位置（ｔ_ｓ）で実行される。

ｔ_１は、任意の初期時間位置であり、ｎは、式を任意のビット位置に対して一般化する方法を示すために使用される任意の選択数である。

たとえばｓｐｓ＝４の場合、サンプリング時間位置は次の通りである。

複素波形の実部および虚部のディジタル表現ｕ_ｒｅａｌ（ｔ_ｓ）およびｕ_ｉｍａｇ（ｔ_ｓ）が得られると、次に、ディジタル信号処理ユニット１０５０に供給される。同様に、強度波形のディジタル表現Ｉ（ｔ_ｓ）が得られると、同じくディジタル信号処理ユニット１０５０に供給される。

最初に、復元ユニット１０５１によって、ディジタル・サンプルを使用して、受け取った光信号の振幅プロファイルおよび位相プロファイルが復元される。この復元ステップは、以下の手順を含むことができる。

第１に、サンプルされた波形の各々からのサンプルのグループ、Ｉ（ｔ_ｓ）、ｕ_ｒｅａｌ（ｔ_ｓ）およびｕ_ｉｍａｇ（ｔ_ｓ）が、まとめて処理すべき「フレーム」として選択される。フレームのサイズ、すなわち、サンプルが取られる記号の数が、光伝送の間、色分散の結果として、あるいは光伝送中の他の効果の結果として相互作用する光記号の最大数より多くなるように選択される。相互作用する、とは、ファイバの分散特性に起因するパルスの拡大のため、記号を構築しているパルスが互いに重畳することを意味していることに留意されたい。たとえば、１，０００ｋｍの標準単一モード・ファイバ（ＳＳＭＦ）によって生成されることになる同じ分散に対応する１７，０００ｐｓ／ｎｍの色分散に遭遇する２０Ｇｂ／ｓのＤＱＰＳＫ信号の場合、相互作用する光記号の最大数は約３０である。このような例示的状況の場合、適切なフレーム・サイズは、場合によっては６４記号、すなわち６４・ｓｐｓサンプルである。

第２に、ディジタル波形を逆フィルタリングすることにより、光検出器１０１１、１０１３および１０１５ならびにＡＤＣ１０４１、１０４２および１０４３の帯域幅限界によるフィルタリング効果を補償しなければならないことがある。つまり、光検出器の応答とＡＤＣの応答を重畳させることによって生じる逆フィルタ伝達関数がディジタル波形にディジタル的に適用される。

第３に、ΔＴの時間で分離されたサンプル間の光位相差を表す、式３で与えられる位相係数Δφ（ｔ_ｓ）＝φ（ｔ_ｓ）−φ（ｔ_ｓ−ΔＴ）が次の通りに得られる。

依然としてφ_０の値を知る必要はあるが、式５の計算は、事実上、位相係数を獲得する際のφ_０の影響を除去しており、したがってφ_０は、任意のあらゆる値にすることができることに留意されたい。φ_０の値は、リアル・ワールド・サーチによって見出すことができ、たとえば最適推測値が見出されるまでφ_０の値を変化させる自動探索によって見出すことができる。最小ビット誤り率をもたらす推測値が最適推測値として選択される。別法としては、本明細書において以下で説明されているようにして復元される信号の最良の光信号スペクトルを提供する推測値を最適推測値として選択することも可能である。もう１つの可能性は、探索を実行する代わりに、０から２πまでの範囲に及ぶφ_０の異なる値を使用したあらゆる結果を計算することができ、また、最良の結果を与えるφ_０の値が最適推測値として選択されることである。そうすることにより、φ_０の値へ直接移動させることができ、したがってより速やかに移動させることが可能である。たとえば、０．０５πおきに４０個の可能なφ_０の候補値に対する計算を実行することができる。

第４に、理論的には、１つのフレーム内のサンプルの個々の対応する「サブグループ」の信号位相プロファイル（個々のサブグループは、そのフレームのサンプルのうちのΔＴだけ間隔を隔てたサンプル、またはΔＴの倍数の整数だけ間隔を隔てたサンプルからなっている）を、

を決定することによって、そのサブグループ内の隣接するサンプルの光位相差に基づいて得ることができる。上式で、ｎは、サブグループ内の特定のサンプルの位置であり、ｎ＝０の場合、この加算は全く計算されない。

実際には、位相を直接得なくても、以下のように単に位相係数を得るだけでも十分である。

ｎは、サブグループ内の特定のサンプルの位置であり、ｎ＝０の場合、この掛算は全く計算されない。位相係数によって、個々のサブグループ内のサンプル間の位相相関が与えられる。しかしながら、サブグループ間の位相関係は未だ分かっていない。したがってｍ−１個の位相差を決定しなければならない。サブグループの同じように間隔を隔てたサンプル、たとえば第１のサンプル、すなわちｎ＝０のサンプル間の位相関係が分かると、すべてのサンプル間の位相関係が完全に特定される。たとえば、ｎ＝０の場合、式６の加算記号の前の隣接する個々の対の項と項の間の差、たとえば

を決定しなければならない。

これらのサブグループの同じように間隔を隔てたサンプル間の位相関係は、次のように予測することができる。フレーム内のすべてのサンプルの中から「試行位相関係」を得るために、これらのサンプルのうちの任意の２つの候補対のための候補位相差として、すべての可能位相オフセットから、０と２πの間の任意の値にすることができる初期位相差が選択される。初期位相差は、実際の位相差の範囲である０と２πの間にすることができる。良好な初期候補位相差は０．１πであることが分かっている。さらに、探索プロセスを使用して最良の位相オフセットを決定するために、様々な候補位相オフセットが試行されるため、選択される候補位相オフセットに対する分解能を選択する必要がある。分解能の良好な値は０．１πであることが分かっている。次に、試行復元光信号を生成するために、選択された位相差および既知の強度プロファイルＩ（ｔ_ｓ）に基づいて光信号フィールドが復元される。これは、

を決定することによって達成することができる。上式で、Ｅ_ｒ（ｔ_ｓ）は、受け取った光信号の現在の予測である値の現在のセットに対する復元信号である。

次に、試行復元信号に対するフーリエ変換を実行することによって試行復元信号の光パワー・スペクトルが獲得される。試行復元信号のパワーのうち、信号の中心周波数の近辺の［−ＳＲ、＋ＳＲ］の周波数範囲の部分のパワーが獲得される。このプロセスは、新しい候補位相オフセットを選択することによって繰り返され、たとえば先行する候補位相を大きくすることによって繰り返される。信号の中心周波数の近辺の［−ＳＲ、＋ＳＲ］の範囲内に最大スペクトル・パワーを与えるこれらのサブグループの同じように間隔を隔てたサンプル間の「試行」位相オフセットのセットが最良の予測値として選択される。次に、この最良の予測値に基づいて、フレーム内のすべてのサンプル間の位相関係を決定することができる。

別法としては、信号の中心周波数の近辺の［−ＳＲ、＋ＳＲ］の範囲外に最小スペクトル・パワーを与えるこれらのサブグループの同じように間隔を隔てたサンプル間の試行位相オフセットのセットが最良の予測値として選択される。次に、この最良の予測値に基づいて、フレーム内のすべてのサンプル間の位相関係を決定することができる。

本発明の一実施形態では、場合によっては、ΔＴ＝Ｔ_Ｓ／ｓｐｓ
に設定することが望ましい。したがって遅延ΔＴは、サンプリング分解能であるｍ＝１に等しく、したがってフレーム内に存在しているのは１つのサブグループのみであり、そのためにすべてのサンプルがそれらの直ぐ隣のサンプルとの位相関係を有している。本発明のこのような一実施形態では、理論的には、
φ（ｔ_ｓ＝ｔ_１＋ｎ・ΔＴ）＝φ（ｔ_１）＋Δφ（ｔ１＋ΔＴ）＋Δφ（ｔ１＋２・ΔＴ）．．．＋Δφ（ｔ_ｓ） （９）
を決定することにより、フレーム内のすべてのサンプルの位相を容易に得ることができる。これは、唯一のサブグループである第１のサブグループのみが計算される、式６の特殊なケースである。

実際には、位相を直接得なくても、以下のように単に個々のサンプル毎に位相係数を得るだけでも十分である。

これは、唯一のサブグループである第１のサブグループのみが計算される、式７の特殊なケースである。

最後に、得られた位相係数および強度プロファイルＩ（ｔ_ｓ）に基づいて、

によって、受け取った光信号フィールドのディジタル表現、Ｅ_Ｒ（ｔ_ｓ）を得ることができる。

図２に示されている本発明の一実施形態では、記号周期Ｔ_ｓと比較してΔＴが十分に小さい場合、｜ｕ（ｔ_ｓ）｜によって強度プロファイルを近似することができ、したがって、

であるか、あるいは好ましくは、

である。ΔＴが最大でも記号周期の１／２、つまりΔＴ≦Ｔ_ｓ／２である場合、ΔＴは十分に小さいと見なすことができることに留意されたい。ｓｐｓ＝４の場合、ΔＴ＝Ｔ_ｓ／４であることが好ましい。

この近似の使用は、フォトダイオード１０１５、増幅器１０２３、任意選択の自動利得コントローラ１０３３およびアナログ−ディジタル変換器１０４３が不要であることを意味しており、したがって図２にはこれらは示されていない。また、強度を決定するための分岐が不要であり、したがって２つしかコピーを必要としないため、１×３光スプリッタ１００１は、より単純な１×２光スプリッタ２００１に置き換えられている。

受け取った光信号フィールドが復元ユニット１０５１によってディジタル領域に展開されると、次に、修復ユニット１０５２を使用して、送信器から最初に送信された光信号フィールドのディジタル表現Ｅ_Ｔ（Ｔｓ）を引き出すことができる。そのために、修復ユニット１０５２は、色分散によって生じるひずみなどの様々なひずみを電子的に補償しており、また、本発明の一態様によれば、送信される信号が受信器への移動の際に遭遇する、ａ）自己位相変調（ＳＰＭ）およびｂ）色分散とＳＰＭの組合せによって生じるひずみを電子的に補償している。

信号が主として色分散によってひずんでいる場合、修復ユニット１０５２は、

を決定することによって元の光信号フィールドを修復することができる。上式で、Ｆ（ｘ）および

は、それぞれ信号ｘおよびｙのフーリエ変換および逆フーリエ変換であり、ｆ（Ｄ_{ｔｏｔａｌ}）は、値がＤの分散によってもたらされる分散効果による信号の光位相の周波数依存変調を表している。また、「−」符号は、分散効果の除去を表している。より単純には、これは、有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタを使用した従来の技法を使用して近似することができる。

信号が本質的にＳＰＭによってのみひずんでいる場合、このようなＳＰＭは、修復ユニット１０５２が、

を決定する本発明の一実施形態によって補償することができる。上式で、Ｆ（ｘ）および

は、この場合も、それぞれ信号ｘおよびｙのフーリエ変換および逆フーリエ変換であり、ΔΦ_ＮＬはＳＰＭによる総非線形位相を表している。また、マイナス符号は、分散効果の除去を表している。

信号が色分散とＳＰＭの両方によってひずんでいる場合、色分散およびＳＰＭのこのような組合せは、それぞれ同じ分散効果およびＳＰＭ効果を有するＮ個のセグメントで構築されているため、送信器と受信器を接続しているファイバ・リンクを修復ユニット１０５２が処理する本発明の一実施形態によって補償することができ、送信器に最も近いセグメントは第１のセグメントと見なされ、また、受信器に最も近いセグメントは、Ｎ番目のセグメントと見なされる。次に、修復ユニット１０５２は、以下の擬似コードによって具体化される相互作用プロセスを実行することによって元のオプティカル・フィールドのディジタル表現を獲得する。
Ｅ（ｔ_ｓ、Ｎ＋１）＝Ｅ_Ｒ（ｔ_ｓ）
ｎ＝Ｎないし１の場合、

Ｅ_Ｔ（ｔ_ｓ）＝Ｅ（ｔ_ｓ、１）
Ｅ（ｔ_ｓ、Ｎ）は、Ｎ番目のセグメントの開始時における修復されたオプティカル・フィールドであり、ΔΦ_ＮＬはＳＰＭによる総非線形位相を表している。

元のオプティカル・フィールドがディジタル領域で修復されると、復調およびデータ回復ユニット１０５３によってさらに処理される。たとえば、光信号がＤＱＰＳＫフォーマットによって変調されている場合、

を決定することにより、従来の光ＤＱＰＳＫ復調プロセスによって、同相（Ｉ）データ従属および直角位相（Ｑ）データ従属のための決定変数が獲得される。決定変数が獲得されると、

を介して、送信された元のデータＩ従属およびＱ従属を送信器で回復するための決定を実行することができる。上式で、ｔ_ｄは決定時間であり、また、ｖ_ｔｈは決定閾値であり、通常はほぼゼロである。

当業者には容易に理解されるように、任意選択の受信器性能モニタリングを使用して、復元および修復プロセスが元の光信号を如何に良好に回復しているかに関する情報を提供することができる。さらに、フィードバック制御を適用して、復元および修復プロセスにおける個々のステップを最適化することも可能である。たとえば、φ_０が、たとえば送信器における光信号搬送波の周波数変動によって、あるいはＯＤＩの経路長の温度誘導変化によって時間と共に徐々に変化する場合、フィードバック制御を使用して式（５）を動的に調整することができ、したがって時間によって変化するφ_０に対する最良の推測値を常に見出すことができ、延いては正確な位相係数を得ることができる。

当業者には容易に理解されるように、ＤＰＳＫ検出には１つまたは複数のＯＤＩおよび平衡検出が広く使用されているため、本発明は、差動２進位相シフト・キーイング（ＤＢＰＳＫ）および差動直角位相シフト・キーイング（ＤＱＰＳＫ）信号などの光差動位相シフト・キーイング（ＤＰＳＫ）信号に適用することができる。さらに、本発明は、振幅シフト・キーイング（ＡＳＫ）、組合せＤＰＳＫ／ＡＳＫおよび差動ＱＡＭに適用することも可能である。

Claims (1)

1. 入射する光信号を入力として受け取り、かつ、前記入射する光信号中の所定の量だけ間隔を隔てた複数の時間位置間の位相差に関する情報を含んだ複素波形の実部および虚部のアナログ表現を出力として供給する直接差動検出受信器と、
   前記直接差動検出受信器に結合された、前記入射する光信号を表す強度プロファイルおよび位相プロファイルのディジタル表現を展開するための信号プロセッサと
   を備えた光受信器。

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