JP2011229083A

JP2011229083A - 無線通信装置、無線受信方法及びプログラム

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Publication number: JP2011229083A
Application number: JP2010099087A
Authority: JP
Inventors: Norio Matsuno; 典朗松野
Original assignee: Renesas Electronics Corp
Current assignee: Renesas Electronics Corp
Priority date: 2010-04-22
Filing date: 2010-04-22
Publication date: 2011-11-10
Anticipated expiration: 2030-04-22
Also published as: JP5355484B2

Abstract

【課題】利得切り替えを有する無線通信装置において、その利得切り替えに伴い受信信号に位相差が生じてしまう。
【解決手段】入力信号の利得を変更する低雑音増幅器（ＬＮＡ）において、利得を切り替えた際に切り替え前と比較してＬＮＡから出力される信号に位相差が生じてしまう。ダウンコンバージョンミキサ部より後段に位相調整部を配置することにより、利得切り替えにより生じたこの位相差を打ち消すことにより、受信エラーの低減を実現する。
【選択図】図１

Description

本発明は、無線通信装置、その装置における受信方法及びプログラムに関し、特に、利得切り替えを有する無線通信装置、無線受信方法及びプログラムに関する。

携帯電話機などの無線通信装置は、受信信号を復調する復調部への入力信号の振幅を調整するための、利得調整部を有する。

非特許文献１ではバイパス機能付き低雑音増幅器（ＬｏｗＮｏｉｓｅＡｍｐｌｉｆｉｅｒ；以下、「ＬＮＡ」という）が利得調整機能の一手段として開示されている。バイパス機能付きＬＮＡとは増幅モードに加えて、バイパスモードを有するものである。

ここで、特許文献１においてはＬＮＡの利得をステップ的に変化させても、この利得切り替えの際に受信信号のビット誤り率を劣化させない技術が開示されている。本技術は受信回路の利得設定状態を変更した場合に発生する、信号成分の位相変化をＡＤ（ＡｎａｌｏｇＤｉｇｉｔａｌ）変換器の後のデジタル領域で補正している。

また、特許文献２乃至５において、利得制御による不連続な変動を補正する技術が知られている。

特開２００２−２９０２５４号公報特表２００８−５３５３９６号公報特表２００９−５２２９５３号公報特開２００５−２１７８８７号公報特開２００６−２７０１６４号公報

新日本無線、"プレスリリース NJG1129MD7バイパス機能付ワンセグ用広帯域低雑音増幅器GaAs MMIC"、２００８年１２月２９日、［online］、［平成22年3月30日検索］、インターネット〈URL：http://www.njr.co.jp/j04/jg1129.htm〉

以下の分析は、本発明の観点からなされたものである。

携帯電話機や放送受信チューナーなどの高周波を用いた無線通信装置は、受信信号を復調する復調部への入力信号の振幅を調整するために、利得調整機能を有している。その際、利得調整手段としてＬＮＡが使用されることは上述のとおりであり、なかでもバイパス機能付きＬＮＡが広く使用される。

ここで、図１７にバイパス機能付きＬＮＡを利得調整部に使用した無線通信装置の構成図を示す。

バイパス機能付きＬＮＡは、利得を大まかなステップでしか変えられないが、高利得時、低利得時とも低ノイズとすることが可能であり、かつ低利得時のＬＮＡの飽和という問題も発生しないことから広く使用されている。

このような構成において、ＬＮＡに反転増幅器を用いると、バイパスモードから増幅モードへ、或いはその逆への切り替えを行うと、切り替え前と比較し信号の位相が反転してしまう。その結果、バイパスモードと増幅モードの切り替え時に受信エラーが生じうる。

ここで、バイパスモードと増幅モードの切り替え時に生じる受信エラーについて詳細に説明する。無線通信装置として図１７の構成を採用し、ＬＮＡに反転増幅器を使用した場合、バイパスモードと増幅モードの切り替え時に位相が反転するのは上述のとおりである。

一方、例えば、ＯＦＤＭ（ＯｒｔｈｏｇｏｎａｌＦｒｅｑｕｅｎｃｙＤｉｖｉｓｉｏｎＭｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）方式が導入される以前のデジタル無線通信では、データは搬送波の位相と振幅の組み合わせに反映されており、かつ位相は１シンボル前の位相を基準としてマッピングされている。したがって、前記のモード切り替え時の位相反転により失われるデータは１シンボル分、つまり数ｂｉｔ程度と軽微であり、各種エラー訂正により容易に回復が可能である。

しかし、近年のデジタルテレビ放送などで採用されているＯＦＤＭ方式では、１シンボルは時間的に長いものとなっている。受信機ではこの１シンボル分の受信波形をＦＦＴ（ＦａｓｔＦｏｕｒｉｅｒＴｒａｎｓｆｏｒｍ）処理し、多くのｂｉｔを一括して復調している。

したがって、シンボルの途中で前記のモード切り替えに伴う位相反転が発生した場合、失われるｂｉｔ数も多くなる。例えば、ＩＳＤＢ−Ｔ（ＩｎｔｅｇｒａｔｅｄＳｅｒｖｉｃｅｓＤｉｇｉｔａｌＢｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ−Ｔｅｒｒｅｓｔｒｉａｌ）方式の場合、１シンボル長は約１ｍｓ、１シンボルに含まれるデータ量は約３０ｋｂｉｔｓである。このため、１シンボル分のデータが失われた場合には、そのデータをエラー訂正により回復させることは困難である。

以上のとおり、従来技術には、解決すべき問題点が存在する。

本発明の一側面において、利得の切り替えを有する無線通信装置において、その利得切り替えに伴う受信信号の位相差を考慮した、無線通信装置、無線受信方法及びプログラムが、望まれる。

本発明の第１の視点によれば、少なくとも一つの反転増幅器を経由して出力するか否かを選択することにより、入力信号の利得を変更する利得調整部と、前記利得調整部からの出力の周波数のダウンコンバージョンをするダウンコンバージョンミキサ部と、前記ダウンコンバージョンミキサ部からの出力の位相を変更する位相調整部と、前記利得調整部の利得の変更と前記位相調整部における位相の変更を同期して制御する制御部と、を備える無線通信装置が提供される。

本発明の第２の視点によれば、少なくとも一つの反転増幅器を経由して出力するか否かを選択することにより、入力信号の利得を変更する利得調整工程と、前記利得調整工程からの出力の周波数のダウンコンバージョンをするダウンコンバージョンミキサ工程と、前記利得調整工程における利得の変更と同期して、前記ダウンコンバージョンミキサ工程からの出力の位相を変更する位相調整工程と、を含む無線通信方法が提供される。

本発明の第３の視点によれば、少なくとも一つの反転増幅器を経由して出力するか否かを選択することにより、入力信号の利得を変更する利得調整部と、前記利得調整部からの出力の周波数のダウンコンバージョンをするダウンコンバージョンミキサ部と、前記ダウンコンバージョンミキサ部からの出力の位相を変更する位相調整部と、を備える無線通信装置を構成するコンピュータに実行させるプログラムであって、前記利得調整部における利得の変更と同期して、前記ダウンコンバージョンミキサ処理からの出力の位相を変更する位相調整処理を実行させるプログラムが提供される。

本発明の各視点によれば、利得調整部における利得切り替えにより生じた位相差が打ち消されることにより、利得の切り替えに伴う受信エラーの発生を軽減することができる。

本発明に係る無線通信装置の構成を示すブロック図である。図１で使用しているマトリクススイッチ４０の内部構成図である。マトリクススイッチ４０の切り替えによる波形の変化を示すものである。第１の実施形態における、各種信号のタイミングチャートである。全体が単相構成時の本発明に係る無線通信装置の構成を示すブロック図である。ダウンコンバージョンミキサ以降の構成を直交構成とした場合における、本発明に係る無線通信装置の構成を示すブロック図である。図６における２つのマトリクススイッチ４０を一つのスイッチブロック９０とした場合における、本発明に係る無線通信装置の構成を示すブロック図である。図７におけるスイッチブロック９０の説明図である。図７におけるスイッチブロック９０の説明図である。スイッチブロック９０の切り替えによる波形の変化を示すものである。本発明に使用することが可能な利得調整部の一例である。本発明に使用することが可能な利得調整部の一例である。本発明に使用することが可能な利得調整部の一例である。本発明に使用することが可能な利得調整部の一例である。本発明に使用することが可能な利得調整部の一例である。図７におけるスイッチブロック９０の説明図である。ＬＮＡを用いた無線通信装置を説明するための参考図である。

続いて、本発明のとりうる好適な実施形態について図面を参照して詳細に説明する。

［第１の実施形態］
以下、本発明の一実施形態に係る無線通信装置のＲＦ（ＲａｄｉｏＦｒｅｑｕｅｎｃｙ）／アナログ部の構成の一例を図１に基づいて説明する。

図１に示すＲＦ／アナログ部は、入力端子の後にバイパスモードを有する利得調整部１０を備え、利得調整部１０の出力は可変利得増幅器２０に接続される。可変利得増幅器２０の出力はダウンコンバージョンミキサ３０に接続される。ダウンコンバージョンミキサ３０の出力はマトリクススイッチ４０に接続される。マトリクススイッチ４０以降は、チャネル選択フィルタ５０、可変利得増幅器６０が接続されている。可変利得増幅器６０の出力が無線通信装置におけるＲＦ／アナログ部の出力となっている。このＲＦ／アナログ部の出力はＡＤ変換器を含む復調器への接続が想定される。

また、利得調整部１０の利得切り替え及びマトリクススイッチ４０の切り替えを行うための制御部７０を備えている。この制御部７０から利得調整部１０とマトリクススイッチ４０への接続は１本の一点鎖線で描いているが、このことは物理的に１本の制御線で結ばれていることを示している訳ではない。制御が連動していることを示すためであり、物理的な制御線自体はそれぞれ独立とする構成もありうる。このことは、以下の実施形態全てにおいて同じである。

本実施形態において、利得調整部１０に用いる増幅器は単相の反転増幅器１０１１とする。可変利得増幅器２０では、信号の増幅だけではなく、信号を単相から差動への変換もおこなう。ダウンコンバージョンミキサ３０では、受信信号を周波数の低いベースバンド信号に変換する（周波数のダウンコンバージョンを行う）。マトリクススイッチ４０は２入力、２出力の端子を備える。このマトリクススイッチ４０の構成の詳細を図２に示す。

このマトリクススイッチ４０は、ダウンコンバージョンミキサ３０から出力される差動信号の正信号及び補信号をそのまま出力するか、正信号と補信号を交換して出力するかの２状態を選択することができる。すなわち、図２において入力１の信号を出力１に出力、入力２の信号を出力２に出力する状態と、入力１の信号を出力２に出力、入力２の信号を出力１に出力する状態を選択することができる。

上記マトリクススイッチ４０の状態を入れ替えることによって、入れ替え前と比較して１８０°の位相差を持った信号がマトリクススイッチ４０から出力されることになる。マトリクススイッチ４０の切り替えと、利得調整部１０のバイパスモードと増幅モードの切り替えは連動しており、その制御信号は制御部７０から与えられる。この際の入力波形と出力波形の関係を示したものが、図３である。図３において、出力波形１が時間ｔ１においてマトリクススイッチ４０の切り替えを行わなかった場合の波形であり、ｔ１において利得調整部１０のバイパスモードと増幅モードが切り替わっているため切り替え前後で位相が反転している。出力波形２は時間ｔ１の利得調整部１０のモード切り替えと同時にマトリクススイッチ４０の切り替えを行った場合の波形である。この波形から時間ｔ１において反転した位相が補正されていることが分かる。なお、図３においてｔ１の切り替え前後における波形の大きさは便宜上同一とした。

次に、図４を用いてバイパスモードと増幅モードの切り替え時の動作の説明をする。説明にあたっては、ＯＦＤＭ方式を用いた無線通信装置を想定している。図４は図１における構成の利得調整部１０における利得切り替えとマトリクススイッチ４０の制御を示したタイミングチャートである。

図４の最上段はＯＦＤＭシンボルの時間的な長さを示しており、２段目は本発明による無線受信装置に入力されるＲＦ信号の強度を示す。３段目は利得調整部１０の利得状態を示し、４段目はマトリクススイッチ４０の状態を示している。さらに、５段目は復調器への信号の入力レベルを示している。

図４から、妨害波の影響で時間と共にＲＦ入力信号の強度が強くなり、ＲＦ入力信号の強度がしきい値を時間ｔ１において超えたため、時間ｔ１において増幅モードからバイパスモードへの切り替えが生じていることが分かる。

時間ｔ１において、利得調整部１０では増幅モードからバイパスモードへの切り替えが起きているため利得調整部１０から出力される信号においては、切り替え前と比較して位相が反転している。マトリクススイッチ４０においては、利得調整部１０の増幅モードからバイパスモードへの切り替えと同期して、制御部７０により非反転状態から反転状態へと切り替えられる。

その結果、利得調整部１０の増幅モードからバイパスモードへの切り替えに伴う位相の反転が打ち消される。

一方、利得調整部１０の増幅モードからバイパスモードへの切り替えにより、復調器への入力信号の振幅は一時的に小さくなってしまう。

この振幅の不連続な変化は、スイッチの切り替えでは補正することはできないが、この不連続な変化は以下に述べる理由により問題にはならない。

図１に示す様に、無線通信装置には、ダウンコンバージョンミキサ３０より前に設けられる可変利得増幅器２０と、ダウンコンバージョンミキサ３０より後に設けられる可変利得増幅器６０とを備えるのが通常である。ＩＳＤＢ−Ｔ方式のように１シンボル長の長いＯＦＤＭ方式では、これら可変利得増幅器の制御を行うＡＧＣ(ＡｕｔｏＧａｉｎＣｏｎｔｒｏｌ）機構の時定数は、ＯＦＤＭの１シンボル長よりも１桁以上短い。このＡＧＣ機構の働きにより、利得調整部の切り替えにより小さくなった振幅は、ＯＦＤＭの１シンボルよりも充分短い時間内に回復する。

したがって、受信信号としては、ＯＦＤＭ１シンボル分の情報のうち、図４に示した欠落部分の情報のみが欠けることになる。その後の復調作業においてエラー訂正が行われ、この欠落部分に該当するデータの一部、もしくは全ては訂正される。

以上のとおり、ＯＦＤＭシンボルの途中で位相が反転するために、ＯＦＤＭ１シンボル分の情報が全てエラーになることは避けることが可能であり、エラーは確実に軽減される。

一方、増幅モードとバイパスモードの切り替えに伴う位相の変化が、反転増幅器１０１１の遅延時間分だけ１８０°からずれることも、利得調整部１０の回路構成や扱うＲＦ周波数帯によっては生じえる。

この遅延時間分についても、本発明では補正することができない。しかしながらＯＦＤＭ方式では、復調時の基準位相は、復調しようとしているシンボルに含まれるパイロットキャリアの位相であり、かつシンボル途中の位相変化は情報伝送キャリアにもパイロットキャリアにも等しく生じる。よって反転増幅器１０１１の遅延時間がある程度以下であれば、この遅延時間によるエラーはエラー訂正できる範囲に収めることが出来る。どの程度の遅延まで許容されるかは、通信に求められる品質と、エラー訂正の強度に依存するので一概には言えないが、少なくとも増幅モードとバイパスモードの切り替えに伴う位相反転を放置する場合に比べれば、エラーは軽減する。

以上のように、ダウンコンバージョンミキサ３０より後のマトリクススイッチ４０を切り替えることにより、バイパスモードと増幅モードの切り替えに伴う位相の反転が打ち消されるため、モード切り替えに伴う復調エラーの発生が軽減される。

一方で、利得調整部１０の反転増幅器１０１１の代わりに非反転増幅器を使用すれば位相の補正は必要ないことになる。しかし、無線通信装置において必要とされる利得が、反転増幅器でも非反転増幅器でも実現できるものであれば一般に反転増幅器のほうがより少ない素子数で実現できるため、雑音、コストなどの面で有利となる。加えて、非反転増幅器を使用すると受信装置のトータルの設計に制約が加わることにもなる。具体的には、ＬＮＡとして最も一般的で、かつ特性的にも優れた点の多い、ＦＥＴ（ＦｉｅｌｄＥｆｆｅｃｔＴｒａｎｓｉｓｔｏｒ）のソース接地の１段アンプ、バイポーラトランジスタのエミッタ接地の１段アンプを用いることが出来なくなる。すなわち、これらの反転アンプを必ず偶数段重ねて使用する、或いは、ゲート接地１段アンプやベース接地１段アンプ等の１段構成の非反転アンプを用いる必要がある。以上のように、非反転増幅器を使用するには様々な制約が発生する。もちろん、この制約下でも必要な利得や雑音、最大入力パワー、消費電力、回路面積などの要求条件を満足できるのであれば、この制約はなんら問題にはならない。しかしながら要求条件に対してＦＥＴのソース接地の１段アンプや、バイポーラトランジスタのエミッタ接地の１段アンプが最適である、といった場合には、これらの反転増幅器を用いた構成が使えないことによる不利益、例えば特性の劣化や消費電力の増加、回路面積の増加等が発生することになる。

また、本実施形態では、位相を切り替える手段であるマトリクススイッチ４０をダウンコンバージョンミキサ３０より後に設けていることから、位相反転を低周波回路で実現することができる。このことは、位相を切り替える手段の実現が容易であることを意味する。

さらに、本実施形態を採用することで、無線通信装置全体の構成を平易にすることができる。例えば、特許文献１の図１のような構成により、利得調整により生じた位相差を補正することも考えられる。特許文献１で開示された構成では、受信回路の利得設定状態を変更した場合に発生する信号成分の位相変化を、ＡＤ変換器の後に置かれた複素乗算部によりデジタル領域で補正している。

しかし、このような構成では無線通信装置の末尾の側にあるＡＤ変換後のブロックと、受信装置の一番入力端子側にある利得調整部の間で信号のやり取りが必要となることから、受信装置のＲＦ／アナログ部とＡＤ変換以降の復調器を同時に設計しなければならないという制約が生じる。

本実施形態においては、受信装置のアナログ部と復調部の組み合わせに制約を受けることがない。それは、特許文献１に記載の構成とは異なり、増幅モードとバイパスモードの切り替えによる位相の反転への対応をダウンコンバージョンミキサ３０より後のアナログ部で行っているためである。つまり、位相差への対応をＡＤ変換以降の復調器において行っていないため、受信装置のＲＦ／アナログ部と、ＡＤ変換以降の復調器を同時に設計する必要はなく、既存の復調回路などと組み合わせることが前提のＲＦ／アナログ部にも適用できる。

なお、上記第１の実施形態の全体を単相構成としてもよい。その場合の構成を図５に示す。図５において図１と同一構成要素には、同一の符号を表し、その説明を省略する。

本実施形態は全体が単相構成であるため、マトリクススイッチ４０の代わりに位相調整部８０を使用することで同様の効果を得ることができる。また、全体を単相構成としたため可変利得増幅器、ダウンコンバージョンミキサ、チャンネル選択フィルタにはそれぞれ単相信号に対応した可変利得増幅器２０ａ、６０ａ、ダウンコンバージョンミキサ３０ａ、チャンネル選択フィルタ５０ａを使用している。位相調整部８０は、反転増幅モードとバイパスモードを適宜選択することで、位相の反転・非反転を実現する。この場合においても、位相調整部８０の状態の切り替えと、利得調整部１０のバイパスモードと増幅モードの切り替えは連動して制御する。

本構成によっても、バイパスモードと増幅モードの切り替えに伴う位相の反転が、ダウンコンバージョンミキサ３０ａより後にある位相調整部８０により打ち消されるため、モード切り替えに伴う復調エラーの発生が軽減される。また、位相調整部８０に入力される信号は、ダウンコンバージョンミキサ３０ａでダウンコンバージョンされた信号であることから、位相調整部８０の構成要素である利得１の反転アンプや、バイパスと反転状態を切り替えるスイッチ素子は、低周波向けのものでよい。従って小型で高性能なものを、比較的容易に実現することができるという利点がある。

なお、通信方式、或いは求められる通信品質によっては、上記第１の実施の形態において、ダウンコンバージョンミキサ３０より前に設けられる可変利得増幅器２０、もしくはダウンコンバージョンミキサ３０より後に設けられる可変利得増幅器６０のどちらか、或いは両方を省略した構成とすることも可能である。これらの可変利得増幅器の使い方は、本発明の本質からは独立した、無線機全体の設計項目の一つである。なお、両方の可変利得増幅器を無くした構成では、復調における振幅調整は、復調器において、ＡＤ変換後に行われることになる。このことは、以下の実施形態全てにおいて同じである。

［第２の実施形態］
次に、ダウンコンバージョンミキサ３０以降の構成を同位相信号（Ｉ信号）と直交位相信号（Ｑ信号）を備える直交構成とした場合の実施形態を説明する。その場合の構成を図６に示す。図６において図１と同一構成要素には、同一の符号を表し、その説明を省略する。Ｉ信号及びＱ信号は、可変利得器２０の出力をダウンコンバージョンミキサ３０ｂに入力することで得られる。したがって、本実施形態は、ダウンコンバージョンミキサ３０ｂ以降の構成をＩ信号経路とＱ信号経路を備える直交構成とするものである。

本実施形態であっても、バイパス機能付き利得調整部１０の利得切り替えと、Ｉ信号経路、Ｑ信号経路のマトリクススイッチ４０の切り替えは、連動して制御する。

その結果、ダウンコンバージョンミキサ３０ｂより後にあるマトリクススイッチ４０の切り替えにより、バイパスモードと増幅モードの切り替えに伴う位相差が打ち消されるため、モード切り替えに伴う復調エラーの発生が軽減される。

［第３の実施形態］
入力信号のキャリア周波数が高く、利得調整部１０における遅延時間が無視できないような場合には利得調整部１０における、バイパスモードと増幅モードの切り替えに伴う位相差は１８０°ではなく、９０°に近い時がある。そのような場合にも、利得調整部１０におけるモード切り替えに伴う復調エラーの発生を低減できる。

図７に９０°に近い位相差を打ち消すことができる場合の構成を示す。図７において図６と同一構成要素には、同一の符号を表し、その説明を省略する。図６に示した構成との違いは、ダウンコンバージョンミキサの後に配置された２つのマトリクススイッチ４０の代わりに１個のスイッチブロック９０を有していることである。スイッチブロック９０は４入力、４出力を備えており、ダウンコンバージョンミキサ３０ｂからの出力のうち、Ｉ信号の正信号を第１の入力、Ｉ信号の補信号を第２の入力、Ｑ信号の正信号を第３の入力、Ｑ信号の補信号を第４の入力とする。そして、第１の入力から第４までの入力をそのまま第１の出力から第４の出力に接続するモード（図８）と、第１の入力は第３の出力へ、第２の入力は第４の出力へ、第３の入力は第２の出力へ、第４の入力は第１の出力へ接続するモード（図９）とを切り替え可能な構成となっている。

このマトリクススイッチ９０の状態を入れ替えることによって、入れ替え前と比較して９０°の位相差を持った信号がマトリクススイッチ９０から出力されることになる。先の実施形態と同様に利得調整部１０の利得切り替えと、スイッチブロック９０の切り替えは、連動して制御する。この際の入力波形と出力波形の関係を示したものが、図１０である。図１０において、出力波形１が時間ｔ１においてスイッチブロック９０の切り替えを行わなかった場合の波形であり、ｔ１において利得調整部のバイパスモードと増幅モードが切り替わっているため切り替え前後で位相が反転している。出力波形２は時間ｔ１の利得調整部のモード切り替えと同時にスイッチブロック９０の切り替えを行った場合の波形である。この波形から時間ｔ１の前後において９０°の位相差を持った波形が出力されていることが分かる。なお、図１０においても時間ｔ１の切り替え前後における波形の大きさは便宜上同一とした。

本実施形態では、バイパスモードと増幅モードの切り替えに伴う９０°の位相差が、ダウンコンバージョンミキサ３０ｂより後にあるスイッチブロック９０の切り替えにより打ち消されるため、利得の切り替えに伴う復調エラーの発生が軽減される。

［第４の実施形態］
無線通信装置における利得調整部には様々な形態が考えられる。第１〜第３の実施形態において説明したバイパス機能付き利得調整部１０とは異なる種類の利得調整部を有する場合の実施形態を説明する。

図１１に利得切り替え機構付き利得調整部の一例を示す。本利得調整部においては、入力の直後に第１の増幅器１０１２を有しており、第１の増幅器の出力には第２の増幅器１０１３が接続されている。第２の増幅器１０１３は反転増幅器である。さらに、スイッチを２個備えており、第１の増幅器１０１２の出力と、第２の増幅器１０１３の出力を選択して出力する構成になっている。

図１２に、別の利得切り替え機構付き利得調整部の一例を示す。この構成では利得の異なる２個の増幅器のうちの一方を選択して用いる構成になっている。第一の増幅器１０１４は反転増幅器、もう一方の増幅器１０１５は非反転増幅器になっている。

図１３に、別の利得切り替え機構つき利得調整部に使用される増幅器の一例を示す。本増幅器を備える利得調整部は、利得の高い状態と低い状態で、出力信号の位相は互いに反転する機能を有する。本利得調整部は、ＮＭＯＳ（Ｎｅｇａｔｉｖｅ−ｃｈａｎｎｅｌＭｅｔａｌＯｘｉｄｅＳｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ）で構成された増幅段を有し、かつソース接地動作とソースフォロワ動作とをスイッチで切り替え可能な構成となっている。図１３において、スイッチ１０２１を選択した場合には、ソース接地動作となり、この増幅段は高利得・反転増幅動作となる。一方、スイッチ１０２２を選択した場合には、ソースフォロワ動作となり低利得・非反転増幅動作となる。

また、利得調整部はアッテネータを有するものであってもよい。図１４にアッテネータを有する利得調整部の一例を示す。この構成では、反転増幅動作をする増幅器１０１６と、非反転のアッテネータ１０３１とを切り替えて用いる。さらに、アッテネータ１０３１は減衰量をステップ的に変化させることのできる、ステップアッテネータとすることもできる。

以上のような利得調整部を第１の実施形態又は第２の実施形態のバイパス機能付き利得調整部の代わりに用いることができる。その場合には、利得調整部の利得切り替えとマトリクススイッチ４０若しくは位相調整部８０の切り替えを連動して行えば、第１の実施形態及び第２の実施形態と同様の効果を得ることができる。すなわち、利得切り替え機構付き利得調整部の利得切り替えに伴う位相の反転が、ダウンコンバージョンミキサ３０若しくは３０ａより後にある位相を切り替える手段により打ち消されるため、モード切り替えに伴う復調エラーの発生が軽減される。

さらに、第３の実施形態におけるバイパス機能付き利得調整部の代わりに上述の利得調整部を用いた場合であっても、利得調整部の利得切り替えと、Ｉ信号経路、Ｑ信号経路のスイッチブロック９０の切り替えを連動して行うことで、第３の実施形態と同様の効果を得ることができる。

［第５の実施形態］
第４の実施形態までは、主に高利得モードと低利得モードの２モードを備える利得調整部を使用した構成について説明したが、利得の切り替えは２モードに限定されるわけではない。

図１５は、入力信号をそのまま出力信号に出力するモード(低利得モード)、増幅器１０１７を通るモード(中利得モード）、さらに、増幅器１０１７と増幅器１０１８を通るモード(高利得モード)の３モードを備える利得調整部を示している。

この２個の増幅器のうちの少なくとも１個は反転増幅器であれば、低利得モードは非反転動作、中利得モードと高利得モードのうち少なくとも一つは反転動作となる。

以上のような利得調整部を第１の実施形態又は第２の実施形態のバイパス機能付き利得調整部の代わりに用いることができる。その場合にも、利得調整部の利得切り替えとマトリクススイッチ４０若しくは位相調整部８０の切り替えを連動して行えば、第１の実施形態及び第２の実施形態と同様の効果が得ることができる。例えば、低利得モード、中利得モード、高利得モードの出力位相が、それぞれ、非反転、反転、非反転の場合にはスイッチの制御も非反転、反転、非反転と連動させ制御する。本実施形態でも、利得切り替え機構付き利得調整部の利得切り替えに伴う位相の反転が、ダウンコンバージョンミキサ３０若しくは３０ａより後にある位相を切り替える手段による位相の切り替えと打ち消されるため、モード切り替えに伴う復調エラーの発生が軽減される。

さらに、第３の実施形態のバイパス機能付き利得調整部の代わりに上述の利得調整部を用いた場合であっても、利得調整部の利得切り替えと、Ｉ信号経路、Ｑ信号経路のスイッチブロック９０の切り替えを連動して行うことで、第３の実施形態と同様の効果を得ることができる。

また出力位相が、ある状態を基準、即ち０°と表記した場合に、９０°の他に１８０°という状態も取る場合には、スイッチブロック９０の動作モードとして図１６のモードを第３の実施形態におけるスイッチブロック９０に追加しておくことで、所望の効果が得られる。図１６に示す接続は、第１の入力は第２の出力へ、第２の入力は第１の出力へ、第３の入力は第４の出力へ、第４の入力は第３の出力へ接続するモードである。つまり、Ｉ信号及びＱ信号の正信号と補信号をそれぞれ入れ替えて出力することにより１８０°の位相差を作り出している。

本実施形態では、利得切り替え機構付き利得調整部の利得切り替え段数を３とした。しかしながら利得切り替え時の位相差が１８０°単位、もしくは９０°単位で発生する限り、この切り替え段数を任意の整数に拡張しても、同様の構成で所望の効果を得ることができる。

なお、上記の特許文献の各開示を、本書に引用をもって繰り込むものとする。本発明の全開示（請求の範囲を含む）の枠内において、さらにその基本的技術思想に基づいて、実施形態の変更・調整が可能である。また、本発明の請求の範囲の枠内において種々の開示要素の多様な組み合わせないし選択が可能である。すなわち、本発明は、請求の範囲を含む全開示、技術的思想にしたがって当業者であればなし得るであろう各種変形、修正を含むことは勿論である。

１０利得調整部（ＬＮＡ）
２０、２０ａ可変利得増幅器
３０、３０ａ、３０ｂダウンコンバージョンミキサ
４０マトリクススイッチ
５０、５０ａチャネル選択フィルタ
６０、６０ａ可変利得増幅器
７０制御部
８０位相調整部
９０スイッチブロック
１０１１〜１０１８増幅器
１０２１、１０２２スイッチ
１０３１アッテネータ

Claims

少なくとも一つの反転増幅器を経由して出力するか否かを選択することにより、入力信号の利得を変更する利得調整部と、
前記利得調整部からの出力の周波数のダウンコンバージョンをするダウンコンバージョンミキサ部と、
前記ダウンコンバージョンミキサ部からの出力の位相を変更する位相調整部と、
前記利得調整部の利得の変更と前記位相調整部における位相の変更を同期して制御する制御部と、
を備えることを特徴とする無線通信装置。
前記位相調整部は、差動信号が入力される第１の入力と第２の入力と、差動信号が出力される第１の出力と第２の出力を備え、第１の入力を第１の出力に、第２の入力を第２の出力に出力する第１の状態と、第１の入力を第２の出力に、第２の入力を第１の出力に出力する第２の状態と、を切り替え可能であり、
前記制御部は、前記利得調整部による利得の変更と同時に、前記位相調整部において前記第１の状態又は第２の状態いずれかに切り替える請求項１記載の無線通信装置。
前記位相調整部は、
入力信号を反転して出力する第１の状態と、入力信号をそのまま出力する第２の状態と、を切り替え可能であり、
前記制御部は、前記利得調整部による利得の変更と同時に、前記位相調整部を前記第１の状態又は第２の状態いずれかに切り替える請求項１記載の無線通信装置。
請求項１の無線通信装置において、
前記ダウンコンバージョンミキサ部は、同位相信号と直交位相信号とを出力する直交ミキサによって構成され、
前記位相調整部は、
前記ダウンコンバージョンミキサ部からの同位相信号の正信号及び補信号を入力とし、第１の入力と第２の入力と第１の出力と第２の出力を備え、第１の入力を第１の出力に、第２の入力を第２の出力に出力する第１の状態と、第１の入力を第２の出力に、第２の入力を第１の出力に出力する第２の状態と、を切り替え可能である、第１の位相調整部と、
前記ダウンコンバージョンミキサ部からの直交位相信号の正信号と補信号を入力とし、第１の入力と第２の入力と第１の出力と第２の出力を備え、第１の入力を第１の出力に、第２の入力を第２の出力に出力する第１の状態と、第１の入力を第２の出力に、第２の入力を第１の出力に出力する第２の状態と、を切り替え可能である、第２の位相調整部と、によって構成され、
前記制御部は、前記利得調整部による利得の変更と同時に、前記第１の位相調整部及び前記第２の位相調整部をそれぞれ前記第１の状態又は第２の状態いずれかに切り替える無線通信装置。
請求項１の無線通信装置において、
前記ダウンコンバージョンミキサ部は、同位相信号と直交位相信号とを出力する直交ミキサによって構成され、
前記位相調整部は、第１の入力乃至第４の入力と第１の出力乃至第４の出力を備え、同位相信号の正信号を第１の入力、同位相信号の補信号を第２の入力、直交位相信号の正信号を第３の入力、直交位相信号の補信号を第４の入力、とした場合に、
第１の入力を第１の出力に、第２の入力を第２の出力に、第３の入力を第３の出力に、第４の入力を第４の出力に、出力する第１の状態と、
第１の入力を第３の出力に、第２の入力を第４の出力に、第３の入力を第２の出力に、第４の入力を第１の出力に、出力する第２の状態と、
を切り替え可能であり、
前記制御部は、前記利得調整部による利得の変更と同時に、前記位相調整部において前記第１の状態又は第２の状態いずれかに切り替える無線通信装置。
前記利得調整部は、入力信号の位相を反転させる利得調整モードと、入力信号の位相を維持する利得調整モードと、入力信号の位相を９０°変更する利得調整モードと、のいずれかに切り替え可能であり、
前記位相調整部は、第１の入力を第１の出力に、第２の入力を第２の出力に、第３の入力を第３の出力に、第４の入力を第４の出力に、出力する第１の状態と、
第１の入力を第３の出力に、第２の入力を第４の出力に、第３の入力を第２の出力に、第４の入力を第１の出力に、出力する第２の状態と、
第１の入力を第２の出力に、第２の入力を第１の出力に、第３の入力を第４の出力に、第４の入力を第３の出力に、出力する第３の状態と、
を切り替え可能であり、
前記制御部は、前記利得調整部の利得調整モードの切り替えと同時に、前記位相調整部において前記第１の状態乃至第３の状態いずれか一の状態に切り替える請求項５記載の無線通信装置。
前記利得調整部は、反転増幅器を経由して出力することにより入力信号の位相を反転させる利得調整モードと、入力信号の大きさのまま出力する利得調整モードと、
を備える請求項１乃至６いずれか一に記載の無線通信装置。
前記利得調整部は、反転増幅器と減衰器を含み、前記反転増幅器を経由して出力することにより入力信号の位相を反転させる利得調整モードと、前記減衰器を経由して入力信号の位相を維持したまま減衰して出力する利得調整モードと、
を備える請求項１乃至６いずれか一に記載の無線通信装置。
前記利得調整部は、多段に反転増幅器を接続することにより、利得を段階的に変更可能である、請求項１乃至６いずれか一に記載の無線通信装置。
少なくとも一つの反転増幅器を経由して出力するか否かを選択することにより、入力信号の利得を変更する利得調整工程と、
前記利得調整工程からの出力の周波数のダウンコンバージョンをするダウンコンバージョンミキサ工程と、
前記利得調整工程における利得の変更と同期して、前記ダウンコンバージョンミキサ工程からの出力の位相を変更する位相調整工程と、
を含むことを特徴とする無線通信方法。
前記位相調整工程において、前記利得調整工程における利得の変更と同時に、差動信号が入力される第１の入力と第２の入力と、差動信号が出力される第１の出力と第２の出力に対し、第１の入力を第１の出力に、第２の入力を第２の出力に出力する第１の状態と、第１の入力を第２の出力に、第２の入力を第１の出力に出力する第２の状態と、のいずれかに切り替える請求項１０記載の無線通信方法。
前記位相調整工程は、前記利得調整工程における利得の変更と同時に、入力信号を反転して出力する第１の状態と、入力信号をそのまま出力する第２の状態と、のいずれかに切り替える請求項１０記載の無線通信方法。
請求項１０の無線通信方法において、
前記ダウンコンバージョンミキサ工程は、直交ミキサにより同位相信号と直交位相信号とを出力する工程を含み、
前記位相調整工程は、
前記利得調整工程における利得の変更と同時に、前記ダウンコンバージョンミキサ工程からの同位相信号の正信号及び補信号を入力とし、第１の入力と第２の入力と第１の出力と第２の出力に対し、第１の入力を第１の出力に、第２の入力を第２の出力に出力する第１の状態と、第１の入力を第２の出力に、第２の入力を第１の出力に出力する第２の状態と、のいずれかに切り替える第１の位相調整工程と、
前記利得調整工程における利得の変更と同時に、前記ダウンコンバージョンミキサ工程からの直交位相信号の正信号と補信号を入力とし、第１の入力と第２の入力と第１の出力と第２の出力に対し、第１の入力を第１の出力に、第２の入力を第２の出力に出力する第１の状態と、第１の入力を第２の出力に、第２の入力を第１の出力に出力する第２の状態と、のいずれかに切り替える第２の位相調整工程と、
を含む無線通信方法。
請求項１０の無線通信方法において、
前記ダウンコンバージョンミキサ工程は、直交ミキサにより同位相信号と直交位相信号とを出力する工程を含み、
前記位相調整工程は、
第１の入力乃至第４の入力と第１の出力乃至第４の出力に対し、同位相信号の正信号を第１の入力、同位相信号の補信号を第２の入力、直交位相信号の正信号を第３の入力、直交位相信号の補信号を第４の入力、とした場合に、
前記利得調整工程における利得の変更と同時に、第１の入力を第１の出力に、第２の入力を第２の出力に、第３の入力を第３の出力に、第４の入力を第４の出力に、出力する第１の状態と、第１の入力を第３の出力に、第２の入力を第４の出力に、第３の入力を第２の出力に、第４の入力を第１の出力に、出力する第２の状態と、のいずれかに切り替える無線通信方法。
前記利得調整工程において、入力信号の位相を反転させる利得調整モードと、入力信号の位相を維持する利得調整モードと、入力信号の位相を９０°変更する利得調整モードと、のいずれかへの切り替えを行い、
前記位相調整工程において、前記利得調整工程における利得調整モードの切り替えと同時に、第１の入力を第１の出力に、第２の入力を第２の出力に、第３の入力を第３の出力に、第４の入力を第４の出力に、出力する第１の状態と、
第１の入力を第３の出力に、第２の入力を第４の出力に、第３の入力を第２の出力に、第４の入力を第１の出力に、出力する第２の状態と、
第１の入力を第２の出力に、第２の入力を第１の出力に、第３の入力を第４の出力に、第４の入力を第３の出力に、出力する第３の状態と、のいずれかに切り替える請求項１４記載の無線通信方法。
少なくとも一つの反転増幅器を経由して出力するか否かを選択することにより、入力信号の利得を変更する利得調整部と、
前記利得調整部からの出力の周波数のダウンコンバージョンをするダウンコンバージョンミキサ部と、
前記ダウンコンバージョンミキサ部からの出力の位相を変更する位相調整部と、
を備える無線通信装置を構成するコンピュータに実行させるプログラムであって、
前記利得調整部における利得の変更と同期して、前記ダウンコンバージョンミキサ処理からの出力の位相を変更する位相調整処理を実行させるプログラム。