JP2006148592A - Ｃｏｆｄｍ変調信号受信機 - Google Patents

Abstract

【課題】復調部へのアナログ・ベースバンド信号レベル及び各受信機内のミキサへの入力レベルを常に最適にして受信信号の情報品質を常に良好に保持すること。
【解決手段】復調部６０でデジタル復調される際に検出される相互変調妨害レベルをＡＧＣ制御信号として、Ｈｉ−ＢＡＮＤ段、ＲＦ段、ＩＦ段の各段でアナログ検波信号によってＡＧＣ制御を行うゲイン可変ＲＦアンプ２５、ゲイン可変ＲＦアンプ４、アッテネータ１７にフィードバックする。これにより、相互変調妨害レベルが低くなるようにアナログ・ベースバンド信号の復調部６０への入力所定値と各段のミキサへの入力レベルを変化させるＡＧＣ制御を加えることができ、受信感度と受信機内での歪低減を両立し、受信信号の情報品質を常に良好に保持することができる。
【選択図】図１

Description

本発明は、ＣＯＦＤＭ変調信号受信機に係り、特に受信したＣＯＦＤＭ変調信号を変換して得たアナログ・ベースバンド信号の復調部への入力レベルを所定値に保持するＡＧＣ（Automatic Gain Control）に関する。

従来のＣＯＦＤＭ変調信号受信機の例として、ＣＯＦＤＭで最も早くから国際標準化されたＤＡＢの移動体受信機について説明する。図３は、自動車等の移動体にも搭載されている既存（旧社会主義圏を除く欧州、カナダ、オーストラリアにて本放送開始済み）のＣＯＦＤＭ変調方式放送であるＤＡＢ（“ＥＴＳ３００４０１”）の受信機のチューナー部の構成を示したブロック図である（例えば特許文献１参照）。この例はＣＯＦＤＭ変調方式を使用したデジタル音声ラジオの分類に属するが、チューナー部としては従来のアマチュア無線機やアナログのＮＴＳＣ／ＰＡＬ／ＳＥＣＡＭ方式のテレビ、ＦＭ、ＡＭラジオと大きく変わることは無く、アンテナで受波した希望信号のＣ／Ｎをなるべく失わずに増幅し、後段の信号処理部となる復調部へ送出することを目的にすることには変わりはない。

図３にて、まず、ＲＦ入力端子４５から図示されないアンテナエレメントに誘起した電力を取り込み、デュプレクサ１により、既存のＤＡＢで使用されているＬ−Ｂａｎｄ（１４５２から１４９２ＭＨｚ）、Ｂａｎｄ３（１７５〜２４０ｏｒ２５０ＭＨｚ）の二つのバンドを抽出し、各々Ｌ−Ｂａｎｄゲイン可変ＲＦアンプ２５、コンバイナ２へ送出する。また、この時、アンテナ用ＤＣサプライ端子３５からはローパスフィルタ３７を介してＤＣ電流がアンテナエレメントに供給されている。

Ｌ−Ｂａｎｄゲイン可変ＲＦアンプ２５へ送られた信号はここで増幅された後、Ｌ−Ｂａｎｄミキサー２６にて、Ｌ−Ｂａｎｄ用ＰＬＬブロック３０により制御されたＬ−Ｂａｎｄ用局部発振器２７からの出力と混合され、Ｂａｎｄ３の周波数帯のＲＦ信号となり、さらにコンバイナ２を経由して第１のトラッキングフィルタ３へ送出される。一方、Ｌ−Ｂａｎｄミキサー２６からの出力信号はＡＧＣブロック３１にて包絡線検波され、そのＤＣ化された信号がＬ−Ｂａｎｄゲイン可変ＲＦアンプ２５のゲインをコントロールし、Ｂａｎｄ３の周波数帯のＲＦ信号の入力レベルが最適になるように制御するＡＧＣループが形成されている。

コンバイナ２へ送出されたＢａｎｄ３のＲＦ信号は、第１のトラッキングフィルタ３ （多くは単同調型が用いられている）に送出されて帯域制限を受けてからＢａｎｄ３ゲイン可変アンプ４で増幅された後、第２のトラッキングフィルタ５で再度帯域制限を受けて第１のミキサー６へ送出される。

第２のトラッキングフィルタ５で帯域制限されたＲＦ信号は、ＰＬＬブロック１０、ローパスフィルタ１５、ＲＦ段局部発振器７、バッファアンプ９により生成されたＤＣ信号と第１のミキサー６にて混合された後、第１のＩＦ信号となって第１のＩＦアンプ１２に送出される。また、ＲＦ段局部発振器７の発振周波数を制御するために生成されたＤＣ信号は、ＲＦ段の第１のトラッキングフィルタ３、第２のトラッキングフィルタ５へも印加され、通過帯域の中心周波数を制御するために兼用される。

第１のＩＦ周波数にダウンコンバートされた信号は、第１のＩＦアンプ１２にて増幅された後、第１のＩＦバンドパスフィルタ（固定型）１３によりＲＦ段での処理に比して狭帯域な帯域制限を受ける。帯域制限を受けた第１のＩＦ周波数信号は、再度第２のＩＦアンプ１４にて増幅されてからアッテネータ１６を通過後、第２のミキサー１７へ送出される。

一方、第１のミキサー６でダウンコンバートされた信号はＲＦ段ＡＧＣブロック１１で抽出され、ここで包絡線検波を施されてＤＣ化された信号に成り、その信号がゲイン可変ＲＦアンプ４に印加されることでＡＧＣループを築き、ＲＦ信号のゲインが調整される。

更に、第２のミキサー１７では、入力されるＲＦ信号と、水晶２０と局部発振器３２の組み合わせより発生する固定の周波数信号とが混合され、一定の周波数分のダウンコンバートが行われて、第２のＩＦ信号に変換され、第２のＩＦ段ＡＧＣブロック１８、ＲＳＳＩブロック１９及び第２のＩＦアンプ２２に入力される。ＩＦ信号はＩＦ段ＡＧＣブロック１８で抽出されて包絡線検波を施されることによりＤＣ化された信号と成り、その信号がアッテネータ１６に印加されることで、もう一つのＡＧＣループを築き、第２のＩＦ信号のゲインが調整される。

第２のＩＦアンプ２２へ送出された信号は増幅された後、次段の第２のＩＦバンドパスフィルタ（固定型）２３で最後の狭帯域制限を受け、第２のＩＦアンプ２４にて図示されない復調部の入力レンジに適した信号レベルまで増幅され、これが受信機のアナログ・ベースバンド信号として、ＩＦ出力端子４０から復調部へ送出される。

一方、第２のミキサー１７から送出された第２のＩＦ信号は、ＲＳＳＩ（受信信号強度検出器）ブロック１９にも印加され、時定数の小さな包絡線検波を施された後、ローパスフィルタ４１によって高周波成分が除去され、それがバッファアンプ２１を経由して後続の復調部がシンクロナイゼーション初期（バースト信号に対するタイミング同期）の段階で必要とするＲＳＳＩ信号として、ＲＳＳＩ出力端子４２から出力される。

尚、外部システムコントローラとの通信端子は、例えばＩ２Ｃ（アイスクエアラー）バスではＰＬＬブロック１０のＮ値の制御やＰＬＬのロックを認識するための３端子（ＤＡＴＡ３６、ＣＬＯＣＫ３７、ＬＯＣＫ３８）が有り、また、後続の復調部からの微細な周波数チューニングを行うための、ＡＦＣ端子３９が設けられている。
特開平１１−４６１５４号公報 （第５−６頁、第１図）

しかしながら、上記した従来のＣＯＦＤＭ変調信号受信機におけるＨｉ−Ｂａｎｄ、ＲＦ段、第１のＩＦ段に設けられている各ＡＧＣ制御ループでは、ＡＧＣブロック３１、１１、１８によりアナログ検波（包絡線検波）したレベルによってのみＡＧＣ制御が行われ、それによりＣＯＦＤＭ変調信号のトータル電力の制御がなされているため、マルチキャリア同士の相互変調妨害が受信モジュールの内部の非線形性によって生じていても、復調部には端子４０から決まったレベルのトータルの信号しか入力されず、復調部の初段であるＡＤＣブロックへの入力レベルが必ずしも歪成分の発生に対して最適に保持されることがなく、状況によっては受信信号の情報品質の指標であるＢＥＲ（Bit Error Rate）が悪化するという問題がある。

本発明は前記事情に鑑み案出されたものであって、本発明の目的は、復調部へのアナログ・ベースバンド信号レベルを常に最適にして受信信号の情報品質を常に良好に保持することができるＣＯＦＤＭ変調信号受信機を提供することにある。

本発明は上記目的を達成するため、希望チャネルのＣＯＦＤＭ変調波を受信してアナログ・ベースバンド信号として復調部に入力する際に、Ｈｉ−ＢＡＮＤ段、ＲＦ段、ＩＦ段の各段のアナログ検波信号によって制御されるＡＧＣループを前記各段に備えることにより、復調部に入力される前記アナログ・ベースバンド信号レベルを所定値に保持するＣＯＦＤＭ変調信号受信機であって、前記アナログ・ベースバンド信号レベルを前記復調部でデジタル復調する際に相互変調妨害レベルを検出する検出手段と、前記検出された相互変調妨害レベルを前記各段のＡＧＣループにＡＧＣ制御信号としてフィードバックして前記アナログ・ベースバンド信号の前記復調部への前記入力所定値を可変するフィードバック手段とを具備することを特徴とする。

このように本発明のＣＯＦＤＭ変調信号受信機では、Ｈｉ−ＢＡＮＤ段、ＲＦ段、ＩＦ段の各段のアナログ検波信号によって各段のＡＧＣ制御を行うに加えて、復調部でデジタル復調する際に相互変調妨害レベルを検出し、これを各段のＡＧＣ制御ループにＡＧＣ制御信号としてフィードバックすることにより、相互変調妨害レベルが低くなるようにアナログ・ベースバンド信号の復調部への入力所定値を変化させるＡＧＣ制御を行うことによって、復調部へのアナログ・ベースバンド信号レベルを常に最適にして受信信号の情報品質を常に良好に保持することができる。

本発明によれば、Ｈｉ−ＢＡＮＤ段、ＲＦ段、ＩＦ段の各段のアナログ検波信号によって各段のＡＧＣ制御を行うに加えて、復調部でデジタル復調する際に検出される相互変調妨害レベルを各段のＡＧＣ制御ループにＡＧＣ制御信号としてフィードバックすることにより、復調部へのアナログ・ベースバンド信号レベルを常に最適にして受信信号の情報品質の指標であるＢＥＲの装置劣化を大幅に軽減でき、これにより受信信号の情報品質を常に良好に保持することができる。

復調部へのアナログ・ベースバンド信号レベルを常に最適にして受信信号の情報品質を常に良好に保持する目的を、ＢＡＮＤ段、ＲＦ段、ＩＦ段に各段のアナログ検波信号によって各段のＡＧＣ制御を行うに加えて、復調部でデジタル復調する際にマルチキャリアの存在しない周波数における相互変調妨害レベルを検出し、これを各段のＡＧＣ制御ループにＡＧＣ制御信号としてフィードバックすることにより、相互変調妨害レベルが低くなるようにアナログ・ベースバンド信号の復調部への入力所定値を変化させるＡＧＣ制御を行うことによって実現した。

図１は、本発明の一実施の形態に係るＣＯＦＤＭ変調信号受信機の構成例を示したブロック図である。但し、従来例と同様の部分には同一符号を付して説明する。ＣＯＦＤＭ変調信号受信機は、ダイプレクサ（分配器）１、コンバイナ２、第１のトラッキング・フィルタ３、ゲイン可変ＲＦアンプ４、第２のトラッキング・フィルタ５、第１のミキサー６、ＲＦ段局部発振器７、第１のバッファ８、第２のバッファ９、第２のＰＬＬブロック１０、ＲＦ段ＡＧＣブロック１１、第１のＩＦアンプ１２、第１のＩＦの固定バンドパス・フィルタ１３、第１のＩＦアンプ１４、第１のローパスフィルタ１５、アッテネータ１６、第２のミキサー１７、ＩＦ段ＡＧＣブロック１８、ＲＳＳＩブロック１９、水晶２０、第３のバッファ２１、第２のＩＦアンプ２２、第２のＩＦの固定バンドパス・フィルタ２３、第２のＩＦアンプ２４、Ｌ−Ｂａｎｄゲイン可変ＲＦアンプ２５、Ｌ−Ｂａｎｄミキサー２６、Ｌ−Ｂａｎｄ局部発振器２７、第２のローパスフィルタ２８、第３のローパスフィルタ２９、第１のＰＬＬブロック３０、Ｌ−ＢａｎｄＡＧＣブロック３１、ＩＦ局部発振器３２、第１のバンドパスフィルタ３３、基準局部発振器３４、アンテナ電源端子３５、ＤＡＴＡ３６、ＣＬＯＣＫ３７、ＬＯＣＫ３８、ＡＦＣ制御端子３９、ＩＦ出力端子４０、第４のローパスフィルタ４１、ＲＳＳＩ出力端子４２、ＲＦ入力端子４５、復調部６０を有して構成され、特に、復調部６０から中心周波数のＤＦＴ処理での検出値の出力（例えばＤＡＣ出力）がＬ−Ｂａｎｄゲイン可変ＲＦアンプ２５、ゲイン可変ＲＦアンプ４、アッテネータ１６に供給されるＡＧＣループが設けられている点が従来と異なるところである。また、各段のＡＧＣ制御は受信感度、言い換えれば高Ｃ／Ｎ維持の観点より、後段より順に、時定数をもって効くように構成されると共に、各段のＡＧＣループ内の増幅器 （２５，４，１６）は、各段の信号レベルをアナログ検波（包絡線検波）された信号と、復調部６０からのＤＦＴ処理後にＤＡＣから出力された信号との２信号からの制御を可能とするために、増幅素子としては例えばデュアルゲートＦＥＴ等により構成されている。

次に本実施の形態の動作について説明する。まず、ＲＦ入力端子４５から図示されないアンテナエレメントに誘起した電力を取り込み、デュプレクサ１により、既存のＤＡＢで使用されているＬ−Ｂａｎｄ（１４５２から１４９２ＭＨｚ）、Ｂａｎｄ３（１７５〜２４０ｏｒ２５０ＭＨｚ）の二つのバンドを抽出し、各々Ｌ−Ｂａｎｄゲイン可変ＲＦアンプ２５、コンバイナ２へ送出される。また、この時、アンテナ用ＤＣサプライ端子３５からはローパスフィルタ３７を介してＤＣ電流がアンテナエレメントに供給されている。

Ｌ−Ｂａｎｄゲイン可変ＲＦアンプ２５へ送られた信号はここで増幅された後、Ｌ−Ｂａｎｄミキサー２６にて、Ｌ−Ｂａｎｄ用ＰＬＬブロック３０により制御されたＬ−Ｂａｎｄ用局部発振器２７からの出力と混合され、Ｂａｎｄ３の周波数帯のＲＦ信号となり、さらにコンバイナ２を経由して第１のトラッキングフィルタ３へ送出される。一方、Ｌ−Ｂａｎｄミキサー２６からの出力信号はＡＧＣブロック３１にて包絡線検波され、そのＤＣ化された信号がＬ−Ｂａｎｄゲイン可変ＲＦアンプ２５の一方の制御端子に入力されている。これと同時に、Ｌ−Ｂａｎｄゲイン可変ＲＦアンプ２５の他方の制御端子には復調部６０からのＤＦＴ処理での検出値出力８０が入力されている。したがって、Ｌ−Ｂａｎｄゲイン可変ＲＦアンプ２５は、入力されるＢａｎｄ３の周波数帯のＲＦ信号のゲインを包絡線検波信号及びＤＦＴ処理検出値８０により決定される値にしてＬ−Ｂａｎｄミキサー２６に出力する。

コンバイナ２へ送出されたＢａｎｄ３のＲＦ信号は、第１のトラッキングフィルタ３ （多くは単同調型が用いられている）に送出されて帯域制限を受けてからＢａｎｄ３ゲイン可変アンプ４で増幅された後、第２のトラッキングフィルタ５で再度帯域制限を受けて第１のミキサー６へ送出される。

第２のトラッキングフィルタ５で帯域制限されたＲＦ信号は、ＰＬＬブロック１０、ローパスフィルタ１５、ＲＦ段局部発振器７、バッファアンプ９により生成されたＤＣ信号に発振周波数を制御されたＲＦ段局部発振器７の出力信号と第１のミキサー６にて混合された後、第１のＩＦ信号となって第１のＩＦアンプ１２に送出される。また、ＲＦ段局部発振器７の発振周波数を制御するために生成されたＤＣ信号は、ＲＦ段の第１のトラッキングフィルタ３、第２のトラッキングフィルタ５へも印加されて通過帯域の中心周波数を制御するために兼用される。

第１のミキサー６により第１のＩＦ周波数にダウンコンバートされた信号は、第１のＩＦアンプ１２にて増幅された後、第１のＩＦの固定バンドパス・フィルタ１３によりＲＦ段での処理に比して狭帯域な帯域制限を受ける。帯域制限を受けた第１のＩＦ周波数信号は、再度第２のＩＦアンプ１４にて増幅されてからアッテネータ１６を通過後、第２のミキサー１７へ送出される。

一方、第１のミキサー６でダウンコンバートされた信号はＲＦ段ＡＧＣブロック１１で抽出され、ここで包絡線検波を施されてＤＣ化された信号に成り、その信号がゲイン可変ＲＦアンプ４の一方の制御端子に入力されると共に、他方の制御端子には復調部６０から
のＤＦＴ処理での検出値出力８０が入力されている。したがって、ゲイン可変ＲＦアンプ４は、入力されるＲＦ信号のゲインを包絡線検波信号及びＤＦＴ処理検出値８０により決定される値にして第１のミキサー６に出力する。

更に、第２のミキサー１７では、入力されるＲＦ信号と水晶２０と局部発振器３２の組み合わせより発生する固定の周波数信号とが混合されることにより、一定の周波数分のダウンコンバートが行われて第２のＩＦ信号に変換される。この第２のＩＦ信号はＩＦ段ＡＧＣブロック１８、ＲＳＳＩブロック１９及び第２のＩＦアンプ２２に入力される。第２のＩＦ信号はＩＦ段ＡＧＣブロック１８で抽出されて包絡線検波を施されることによりＤＣ化された信号と成り、その信号がアッテネータ１６の一方の制御端子に印加されると共に、他方の制御端子には復調部６０からのＤＦＴ処理での検出値出力８０が入力される。したがって、アッテネータ１６は入力される第１のＩＦ信号のゲインを包絡線検波信号及びＤＦＴ処理検出値８０により決定される値に減衰して第２のミキサー１７に出力する。

第２のＩＦアンプ２２へ送出された信号は増幅された後、次段の第２のＩＦの固定バンドパス・フィルタ２３で最後の狭帯域制限を受け、第２のＩＦアンプ２４にて復調部６０の入力レンジに適した信号レベルまで増幅され、それが受信機のアナログ・ベースバンド信号としてＩＦ出力端子４０から復調部６０へ送出される。

一方、第２のミキサー１７から送出された第２のＩＦ信号は、ＲＳＳＩブロック１９にも印加され、時定数の小さな包絡線検波を施された後、ローパスフィルタ４１により高周波成分が除去され、それがバッファアンプ２１を経由して、後続の復調部６０がシンクロナイゼーション初期の段階で必要とするＲＳＳＩ信号としてＲＳＳＩ出力端子４２から復調部６０に出力される。

復調部６０では、ＩＦ出力端子４０から送出されるマルチキャリアの第２のＩＦ信号をＡＤコンバーターにてデジタル信号に変換した後、ＩＱ復調（直行成分の復調）、ＦＦＴ（時間軸−周波数展開）といった一連のＯＦＤＭ波の復調が行われ、その際のＦＥＴポイント数はＤＦＴ（離散フーリエ変換処理）を行うこと依り、２N （Ｎは整数）である。復調部６０ではＯＦＤＭ変調波のマルチキャリアの本数以上で且つ２N となるポイント数でＦＦＴ処理を行っている。この復調部６０でのＤＦＴ処理後のセンター周波数のＤＦＴポイントにおける相互変調歪妨害（ＩＭＤ）レベルが上記したＤＦＴ処理検出値８０として、Ｌ−Ｂａｎｄゲイン可変ＲＦアンプ２５、ゲイン可変ＲＦアンプ４、アッテネータ１６にフィードバクされることになる。なお、復調部６０からのフィードバック系による各ＡＧＣループへの制御の効き方は、ＩＦ段、ＲＦ段、Ｈｉ−ＢＡＮＤ段の各ＡＧＣループの順番になるように図示されない時定数回路にて調整されているものとする。

この復調部６０からの各ＡＧＣループへのフィードバック系により、ＩＦ出力端子４０から送出されるアナログ・ベースバンド信号レベルを復調部６０初段のＡＤ変換部（図示せず）でのダイナミックレンジに対して常に最適になるように制御でき、一方、相互変調歪妨害が増加しないようにしてＢＥＲの悪化を防止することができる。なお、従来は受信電波の状況によらずアナログ・ベースバンド信号レベルがＡＤコンバーターのダイナミックレンジに対して一定になるように各ＡＧＣループが働いていたが、本実施の形態では各ＡＧＣループによる制御電圧目標であるアナログ・ベースバンド信号レベルを、復調部６０からの各ＡＧＣループへのフィードバック系により上記した相互変調歪妨害が増加しないように可変する構成を付加したということである。

図２はＣＯＦＤＭ変調された信号の周波数軸上の波形及び、３次、５次が成分としてはメインとなる上記した相互変調歪妨害の成分を示した図である。Δｆ＝０のＤＦＴポイントは本来変調信号成分は無いが、等周波数間隔で並んだ各マルチキャリアは受信機内の非線形性により相互変調妨害に因る歪成分を発生する。また変調帯域外の上下Δｆステップのポイントにも同成分が発生する。図中のｋはマルチキャリア数の１／２であり、例えばＤＡＢのモードＩではｋ＝７６８となる（※ＤＶＢ、ＩＥＥＥ８０２．１１．ａといった規格、またはその中の送信ＭＯＤＥによって異なる）。ｆｓｐはマルチキャリア周波数ステップでありＣＯＦＤＭ変調では各マルチキャリアのボーレートの逆数とされる、例えばＤＡＢのモードＩではｆｓｐ＝１［ｋＨｚ］となる（※ＤＶＢ、ＩＥＥＥ８０２．１１．ａといった規格、またはその中の送信ＭＯＤＥによって異なる）。

また、本実施の形態の拡張性としてＤＦＴポイント数は２のＮ乗であり、このポイント数は必ず、２×ｋを上回るように設定されているので、Δｆ＝ｆｓｐ×ｋ以上の上下の周波数帯にもＤＦＴ算出ポイントが存在し、このポイントの検出レベルは相互変調歪のみならずＡＣＳ（隣接チャンネル漏洩電力）の和を検出していることになる。この算出値も更に使って復調部６０からのデジタルＡＧＣ制御電圧を生成すれば、隣接チャンネルにＤＵ比の悪い非希望波信号が存在するときなど、より信号品質に忠実なＡＧＣ制御を実現することが可能である。

尚、外部システムコントローラとの通信端子は、ＰＬＬブロック１０のＮ値の制御やＰＬＬのロックを認識するためのバス（この場合Ｉ２Ｃバス：ＤＡＴＡ３６、ＣＬＯＣＫ３７、ＬＯＣＫ３８）が有り、また、後続の復調部６０からの微細な周波数チューニングを行うための、ＡＦＣ端子３９が設けられている。

本実施の形態によれば、復調部６０からＤＦＴ処理検出値（相互変調歪妨害レベルに対応）８０をＨｉ−ＢＡＮＤ段、ＲＦ段、ＩＦ段の各ＡＧＣループを構成するＬ−Ｂａｎｄゲイン可変ＲＦアンプ２５、ゲイン可変ＲＦアンプ４、アッテネータ１６にフィードバックするループを通して相互変調歪成分のレベルによるＡＧＣ制御を加えることにより、復調部６０の初段となるＡＤ変換部でのダイナミックレンジに対するアナログ・ベースバンド信号の入力レベルと各段のミキサへの入力レベルを常に最適に保つことができ、それ故、受信信号の情報品質の指標であるＢＥＲの装置劣化を大幅に軽減することができる。

また、復調部６０での復調時に必ず処理されるΔｆ＝０（中心周波数）でのＤＦＴポイントの検出レベルを上記ＡＧＣ制御に利用することにより、復調部６０のハード構成に新たに付加する部品ブロックを必要としないため、装置の小形化を損なったり、コストアップ抑制を損なうことなく上記効果を得ることができる。

また、逐次ボーレート以上の周波数でレベル検出を行うため、レイリーフェージングを浴びる移動体受信にも対応する追従性が期待できる。

尚、本発明は上記実施の形態に限定されることなく、その要旨を逸脱しない範囲において、具体的な構成、機能、作用、効果において、他の種々の形態によっても実施することができる。

本発明の一実施の形態に係るＣＯＦＤＭ変調信号受信機の構成例を示したブロック図である。 ＣＯＦＤＭ変調された信号の周波数軸上の波形及び、３次、５次が成分としてはメインとなる相互変調歪妨害成分を示した図である。 従来のＣＯＦＤＭ変調方式放送であるＤＡＢの受信機のチューナー部の構成例を示したブロック図である

符号の説明

１……ダイプレクサ（分配器）、２……コンバイナ、３……第１のトラッキング・フィルタ、４……ゲイン可変ＲＦアンプ、５……第２のトラッキング・フィルタ、６……第１のミキサー、７……ＲＦ段局部発振器、８……第１のバッファ、９……第２のバッファ、１０……第２のＰＬＬブロック、１１……ＲＦ段ＡＧＣブロック、１２……第１のＩＦの第１ＩＦアンプ、１３……第１のＩＦの固定バンドパス・フィルタ、１４……第２のＩＦの第２ＩＦアンプ、１５……第１のローパスフィルタ、１６……アッテネータ、１７……第２のミキサー、１８……ＩＦ段ＡＧＣブロック、１９……ＲＳＳＩブロック、２０……水晶、２１……第３のバッファ、２２……第２のＩＦの第１ＩＦアンプ、２３……第２のＩＦの固定バンドパス・フィルタ、２４……第２のＩＦの第２ＩＦアンプ、２５……Ｌ−Ｂａｎｄゲイン可変ＲＦアンプ、２６……Ｌ−Ｂａｎｄミキサー、２７……Ｌ−Ｂａｎｄ局部発振器、２８……第２のローパスフィルタ、２９……第３のローパスフィルタ、３０……第１のＰＬＬブロック、３１……Ｌ−ＢａｎｄＡＧＣブロック、３２……ＩＦ局部発振器、３３……第１のバンドパスフィルタ、３４……基準局部発振器、３５……アンテナ電源端子、３６……ＤＡＴＡ、３７……ＣＬＯＣＫ、３８……ＬＯＣＫ、３９……ＡＦＣ制御端子、４０……ＩＦ出力端子、４１……第４のローパスフィルタ、４２……ＲＳＳＩ出力端子、４５……ＲＦ入力端子、６０……復調部。

Claims (6)

1. 希望チャネルのＣＯＦＤＭ変調波を受信してアナログ・ベースバンド信号として復調部に入力する際に、Ｈｉ−ＢＡＮＤ段、ＲＦ段、ＩＦ段の各段のアナログ検波信号によって制御されるＡＧＣループを前記各段に備えることにより、前記復調部に入力される前記アナログ・ベースバンド信号レベルを所定値に保持するＣＯＦＤＭ変調信号受信機であって、
   前記アナログ・ベースバンド信号レベルを前記復調部でデジタル復調する際に相互変調妨害レベルを検出する検出手段と、
   前記検出された相互変調妨害レベルを前記各段のＡＧＣループにＡＧＣ制御信号としてフィードバックして前記アナログ・ベースバンド信号の前記復調部への前記入力所定値を可変するフィードバック手段と、
   を具備することを特徴とするＣＯＦＤＭ変調信号受信機。
2. 前記検出手段は、前記復調部における離散フーリエ変換（ＤＦＴ）処理後のセンター周波数のＤＦＴポイントにおける相互変調妨害レベルを検出することを特徴とする請求項１記載のＣＯＦＤＭ変調信号受信機。
3. 前記フィードバック手段は、前記各段のＡＧＣループを構成する可変ゲイン増幅部のゲインを調整するべく、前記ＡＧＣ制御信号を前記可変ゲイン増幅部に印加することを特徴とする請求項１記載のＣＯＦＤＭ変調信号受信機。
4. 前記可変ゲイン増幅部の増幅素子としてデュアルゲートＦＥＴを用いることを特徴とする請求項３記載のＣＯＦＤＭ変調信号受信機。
5. 前記フィードバック手段による前記ＡＧＣ制御信号を時定数回路を通して前記各段のＡＧＣループへ印加して、前記各段のＡＧＣループへの前記ＡＧＣ制御信号の効き方に時差を設けることを特徴とする請求項４記載のＣＯＦＤＭ変調信号受信機。
6. 前記フィードバック手段は、前記復調部における相互変調歪成分が増加しないように前記ＡＧＣ制御信号を前記各段のＡＧＣループにフィードバックすることを特徴とする請求項１記載のＣＯＦＤＭ変調信号受信機。

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