JP3932957B2

JP3932957B2 - Clutter suppression device and clutter suppression method

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Publication number: JP3932957B2
Application number: JP2002104899A
Authority: JP
Inventors: 康弘原沢; 哲郎桐本; 高志関口
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2001-05-17
Filing date: 2002-04-08
Publication date: 2007-06-20
Anticipated expiration: 2022-04-08
Also published as: JP2003035767A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、例えばレーダにより受信された信号のうち目標信号以外のクラッタ等の不要反射エコーをフィルタを利用して除去するクラッタ抑圧装置およびクラッタ抑圧方法に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
レーダで移動目標（航空機など）を見ようとする場合、アンテナの形状や目標の位置によっては、どうしても同一ビームの中で、同一距離のところに固定目標が含まれることが多い。このような場合、固定目標からの反射波は、移動目標からの反射波に比べ、はるかに大きいことがある。従って、反射波の強度だけから移動目標と固定目標を区別することは困難である。そこで、パルスレーダの機能を損なうことなく、移動目標の反射波のみをドプラ効果を利用して取り出すことが考えられる。このような方式を移動目標識別（ＭｏｖｉｎｇＴａｒｇｅｔＩｎｄｉｃａｔｉｏｎ；ＭＴＩ）処理という。すなわち、レーダ送信機からの送信パルスが移動目標から反射されると、その反射波の周波数はドプラ効果によって変化するが、固定目標からの反射波は周波数変位を受けない。従って、ドプラ効果による周波数変位あるいはこれに対応する位相変位だけを検出するかあるいはそれに伴う振幅変化を検出すれば移動目標だけを検出することができる。これを実現するため、受信信号を中間周波数信号に変換した後、この中間周波数信号を基準信号発生器からの基準信号で位相検波してビデオ信号を生成する。さらに、このビデオ信号を１周期遅らせた信号と次の受信信号から生成したビデオ信号との差をとる。これによりクラッタなどの固定目標をキャンセルすることができる。
【０００３】
このようにＭＴＩ処理ではビデオ信号を１周期前のビデオ信号との差をとることにより固定目標と移動目標が混在している状態から移動目標のみを抽出することができる。しかしながら、差をとることにより、得られる信号の振幅は正弦成分を含んでいるため、ドプラ周波数がパルス繰り返し周波数の整数倍となる場合には、速度レスポンスが零となるいわゆるブラインド速度を生じ、その速度の目標の検出が不可能となるという問題がある。そこで、ＭＴＩ処理において、ブラインド速度領域を狭くするために周期的な不等間隔パルスを送信するスタガトリガ方式が用いられる。これは、２種以上のパルス繰り返し周期を連続的に切り替えることにより、常にはブラインド速度の条件が成立しないようにするものである。
【０００４】
従来、スタガトリガ方式を用いたパルスレーダにより受信されたクラッタを除去するためのクラッタ抑圧装置として、電子情報通信学会信学技報ＳＡＮＥ９９−１１５ｐｐ．５７−６２（２０００年２月）の関口らによる「スタガトリガ方式において２つの周波数に零点を持つ単一フィルタによる複峰性クラッタの抑圧」に示されたものが知られている。
なお、一般に、レーダの受信信号は、パルス繰り返し間隔の受信信号を当該間隔よりかなり短い所定の時間で標本化したときの１標本化時間に対応する電波伝播距離を示すレンジビンと、送信パルスに対して受信されるパルスを示すパルスヒットの２次元データとして扱われるが、ここでは特に断りがない限り、任意の一レンジビン、或いは同一の処理を行う複数レンジビン単位の処理について記述することにする。
【０００５】
図２８は、従来のクラッタ抑圧装置を示すブロック図である。図において、６は受信信号から受信信号中のクラッタ中心周波数を推定するクラッタ中心周波数推定手段、６２はフィルタ係数を算出するフィルタ係数計算手段、６３はフィルタ係数計算手段６２からのフィルタ係数を用いてクラッタ抑圧処理を行うフィルタ手段である。
【０００６】
次に、図２８に従って、動作について説明する。例えば捜索レーダのように離散フーリエ変換等による周波数解析が行えないほどパルスヒット数が少ないレーダにおいて、受信するクラッタ数を推定する方法としては、以下で説明するクラッタ中心周波数推定手段６で計算されるＡＲ（Auto Regressive）モデルの係数a_ijを利用する方法等が考えられるが、ここではクラッタ数は既知であるものとする。
まず、クラッタ中心周波数推定手段６において、受信信号からクラッタの中心周波数を推定する。クラッタ中心周波数は、パルスヒット数を十分確保することができれば、離散フーリエ変換等を利用して周波数解析を行い、ピーク検出処理をすることで推定できる。しかしながら、スタガトリガ方式を用いる必要があるようなパルス繰り返し周波数が高くないレーダでは、離散フーリエ変換によって十分な周波数解析を実行できるほどのパルスヒット数を確保することができない。そこで、従来のクラッタ抑圧装置では、少ないデータ数でもスペクトル推定を行う際に有効な最大エントロピー法を使用して、クラッタ中心周波数の推定を行っている。この最大エントロピー法については、S.Haykin,"Nonlinear Methods of Spectral Analysis ",Springer-Verlag(1983)に説明されている。
【０００７】
クラッタスペクトルピークが１つの単峰性クラッタの場合、１次のＡＲモデルで近似でき、このＡＲモデルの係数をａ_１１とすれば、１次の極を計算で求めることにより、式（１）でクラッタ中心周波数（パルス繰り返し周波数で規格化された値）f₀を推定することができる。
【０００８】
【数１】

【０００９】
クラッタスペクトルピークが２つの双峰性クラッタの場合は、２次のＡＲモデルで近似でき、このＡＲモデルの係数をａ_ｉｉ（ｉ＝１，２）、０次前向き予測誤差をe₀(n)、０次後向き予測誤差をb₀(n)、i次前向き予測誤差をe_i(n)、i次後向き予測誤差をb_i(n)とすれば、２次の極を計算で求めることにより、式（３）でクラッタ中心周波数f₀₁、f₀₂を推定することができる。
【００１０】
【数２】

【００１１】
次に、以上の式によって推定されたクラッタ中心周波数は、フィルタ係数計算手段６２に送られる。フィルタ係数計算手段６２では、スタガトリガ方式の場合においてもフィルタの深いノッチが形成できるように、フィルタの係数が時変になる。すなわち、パルス間隔ごとにフィルタの係数が変わることになる。なお、フィルタはＦＩＲ（ＦｉｎｉｔｅＩｍｐｕｌｓｅＲｅｓｐｏｎｓｅ）形とするので、インパルス応答がフィルタ係数に対応する。
クラッタが単峰性の場合は双峰性の場合に含まれるので、ここではクラッタがスペクトルピークを２つ有する双峰性であると仮定する。スタガトリガ方式の等価振幅２乗特性を次式のように定義する。
【００１２】
【数３】

【００１３】
ここで、Nはフィルタのインパルス応答長、h_lnはフィルタのインパルス応答、Ｌはスタガ数、τ_i（i=1,2,…,L）はパルス間隔である。
次式のように時間δTを定義し、遅延演算子ｚ^-1をδTだけの遅延を与える素子とする。このとき、δTはスタガ比１を示すため、スタガ比Ｒの遅延に対する遅延演算子はｚ^- ^Ｒと表される。従って、伝達関数C_l(z)（ｌ＝０，１，…，Ｌ−１）は式（１２）のように表される。
【００１４】
【数４】

【００１５】
推定した２つのクラッタ中心周波数f₀₁、f₀₂に、それぞれk₁重零点、k₂重零点を持つフィルタの係数を生成するものとする。lを固定して考えて、C_l(z)、及びそのｚに関する１階から（k₁-1）階導関数に対して、z₁=exp[j2πf₀₁δT]のときに０となるようにする。
【００１６】
【数５】

【００１７】
かつ、C_l(z)、及びそのｚに関する１階から（k₂-1）階導関数に対して、z₂=exp[j2πf₀₂δT]のときに０となるようにする。
【００１８】
【数６】

【００１９】
以上より、k₁+ k₂=(N-1)個の方程式ができる。係数に対して方程式が１つ少ないが、h_l0を任意に決めれば良い。このようにしてできた(N-1)元1次連立方程式を解けば、特定のlに対するフィルタ係数が得られる。これをl =0,1,…,L-1に対して繰り返して実行すれば、全てのフィルタ係数を求めることができる。
【００２０】
フィルタ係数計算手段６２で生成されたフィルタ係数h_lnは、フィルタ手段６３へ送られる。フィルタ手段６３では、次式に示す畳込み演算が行われて、出力信号y(t_k)では、受信信号x(t_k)中のクラッタが抑圧される。
【００２１】
【数７】

【００２２】
以上の説明では双峰性クラッタの場合を示したが、単峰性クラッタの場合は、C_l(z)の導関数に関する条件を、例えば式（１３）についてのみ考慮すればよい。
【００２３】
【発明が解決しようとする課題】
従来のスタガトリガ方式によるレーダにおけるクラッタ抑圧装置は、推定したクラッタ中心周波数に対してフィルタのノッチを形成するようにフィルタ係数を調整するが、クラッタを抑圧するための時変ノッチフィルタの次数を予め決めておく必要があるため、受信するクラッタの状況によってはフィルタ次数の過不足が発生して、クラッタの消え残りが生じたり、フィルタのノッチの阻止域がクラッタに対して過剰になって目標信号の減衰を誘発する、という問題点があった。
【００２４】
この発明は上記のような問題点を解決するためになされたもので、クラッタ抑圧フィルタを複数のフィルタの縦続接続構成にして、各フィルタの入出力信号の電力比を用いてクラッタ抑圧に必要なフィルタ次数を推定することで、自動的に最適なフィルタ次数で抑圧処理を実施することが可能なクラッタ抑圧装置を得ることを目的とする。
【００２５】
【課題を解決するための手段】
第１の発明に係るクラッタ抑圧装置は、スタガトリガ方式のパルスレーダにおける受信信号中に含まれる不要反射エコーである単峰性クラッタを抑圧するクラッタ抑圧装置において、上記クラッタの中心周波数を推定するクラッタ中心周波数推定手段と、
複数Ｎ個の時変係数フィルタを縦続接続して成るフィルタ群の一部を構成し、上記クラッタ中心周波数推定手段により推定された推定値に対して、上記フィルタ群全体の周波数特性の零点を形成するようにフィルタ係数を計算する第一のフィルタ係数計算手段と、
上記縦続接続されたフィルタ群の一部を構成し、上記クラッタ中心周波数推定手段により推定された上記クラッタの中心周波数の推定値に対して、オフセット周波数を持たせて自フィルタの零点を割り当てるようにフィルタ係数を計算する第二〜第Ｎのフィルタ係数計算手段と、
該第二〜第Ｎのフィルタ係数計算手段へ送られるオフセット周波数を記憶するオフセット周波数記憶手段と、
上記スタガトリガ方式によって異なるパルス間隔ごとに上記第一〜第Ｎのフィルタ係数計算手段から出力されるフィルタ係数を用いて上記受信信号中のクラッタを抑圧する第一〜第Ｎのフィルタ手段と、
上記受信信号及び上記第一〜第Ｎのフィルタ手段の出力信号から、上記第一〜第Ｎのフィルタ手段の入出力信号電力比を計算して電力比変化に基づいてフィルタ全体の次数を決定するフィルタ次数選定手段と、
該フィルタ次数選定手段から出力される選定結果に基づいて出力信号を切り替える出力信号選択手段と、を備えたものである。
【００２６】
また、第２の発明に係るクラッタ抑圧装置は、スタガトリガ方式のパルスレーダにおける受信信号中に含まれる不要反射エコーである単峰性クラッタを抑圧するクラッタ抑圧装置において、
上記クラッタの中心周波数を推定するクラッタ中心周波数推定手段と、
該クラッタ中心周波数推定手段により推定された推定値に対して、オフセット周波数を加えてフィルタ周波数特性の零点を形成するようにフィルタ係数を計算するフィルタ係数計算手段と、
該フィルタ係数計算手段へ送られるオフセット周波数を記憶するオフセット周波数記憶手段と、
上記スタガトリガ方式によって異なるパルス間隔ごとに上記フィルタ係数計算手段から送られるフィルタ係数を用いて上記受信信号中のクラッタを抑圧するフィルタ手段と、
上記受信信号、又は上記フィルタ手段の出力信号を、上記フィルタ係数計算手段及び上記フィルタ手段へ出力する切替手段と、
該切替手段へ送られる上記フィルタ手段の出力信号を記憶しておく出力信号記憶手段と、
上記受信信号及び上記フィルタ手段の出力信号から、上記フィルタ手段の入出力信号電力比を計算して電力比変化に基づいてフィルタ全体の次数を決定するフィルタ次数選定手段と、
該フィルタ次数選定手段から出力される選定結果に基づいて出力信号を切り替える出力信号選択手段と、を備えたものである。
【００２７】
また、第３の発明に係るクラッタ抑圧装置は、スタガトリガ方式のパルスレーダにおける受信信号中に含まれる不要反射エコーである単峰性クラッタを抑圧するクラッタ抑圧装置において、
上記クラッタの中心周波数を推定するクラッタ中心周波数推定手段と、
該クラッタ中心周波数推定手段により推定された推定値に対して、オフセット周波数を加えてフィルタ周波数特性の零点を形成するようにフィルタ係数を計算するフィルタ係数計算手段と、
該フィルタ係数計算手段へ送られるオフセット周波数を記憶するオフセット周波数記憶手段と、
上記スタガトリガ方式によって異なるパルス間隔ごとに上記フィルタ係数計算手段から出力されるフィルタ係数を用いて上記受信信号中のクラッタを抑圧する第１のフィルタ手段と、
上記受信信号、又は上記第１のフィルタ手段の出力信号を、上記フィルタ係数計算手段及び上記第１のフィルタ手段へ出力する切替手段と、
上記フィルタ係数計算手段から出力されるフィルタ係数を記憶しておくフィルタ係数記憶手段と、
上記受信信号及び上記第１のフィルタ手段の出力信号から、上記第１のフィルタ手段の入出力信号電力比を計算して電力比変化に基づいてフィルタ全体の次数を決定するフィルタ次数選定手段と、
該フィルタ次数選定手段から出力される選定結果に基づいて、選定されたフィルタ係数を使用してクラッタ抑圧処理を行う第２のフィルタ手段と、を備えたものである。
【００２８】
また、第４の発明に係るクラッタ抑圧装置は、スタガトリガ方式のパルスレーダにおける受信信号中に含まれる不要反射エコーである双峰性クラッタを抑圧するクラッタ抑圧装置において、
上記クラッタの中心周波数を推定するクラッタ中心周波数推定手段と、
複数Ｎ個の時変係数フィルタを縦続接続して成るフィルタ群の一部を構成し、上記クラッタ中心周波数推定手段により推定された推定値に対して、上記フィルタ群全体の周波数特性の零点を形成するようにフィルタ係数を計算する第一のフィルタ係数計算手段と、
上記縦続接続されたフィルタ群の一部を構成し、上記クラッタ中心周波数推定手段により推定された上記クラッタの中心周波数の推定値に対して、オフセット周波数を持たせて自フィルタの零点を割り当てるようにフィルタ係数を計算する第二〜第Ｎのフィルタ係数計算手段と、
該第二〜第Ｎのフィルタ係数計算手段へ送られるオフセット周波数を記憶するオフセット周波数記憶手段と、
上記受信信号中の複数のクラッタに対してフィルタのノッチが形成され、上記クラッタ中心周波数に対してフィルタの零点を交互に設定するように、上記オフセット周波数に記憶されているオフセット周波数を設定するオフセット周波数選択手段と、
上記スタガトリガ方式によって異なるパルス間隔ごとに上記第一〜第Ｎのフィルタ係数計算手段から出力されるフィルタ係数を用いて上記受信信号中のクラッタを抑圧する第一〜第Ｎのフィルタ手段と、
上記受信信号及び上記第一〜第Ｎのフィルタ手段の出力信号から、上記第一〜第Ｎのフィルタ手段の入出力信号電力比を計算して電力比変化に基づいてフィルタ全体の次数を決定するフィルタ次数選定手段と、
該フィルタ次数選定手段から出力される選定結果に基づいて出力信号を切り替える出力信号選択手段と、を備えたものである。
【００２９】
また、第５の発明に係るクラッタ抑圧装置は、スタガトリガ方式のパルスレーダにおける受信信号中に含まれる不要反射エコーである双峰性クラッタを抑圧するクラッタ抑圧装置において、
上記クラッタの中心周波数を推定するクラッタ中心周波数推定手段と、
該クラッタ中心周波数推定手段により推定された推定値に対して、オフセット周波数を加えてフィルタ周波数特性の零点を形成するようにフィルタ係数を計算するフィルタ係数計算手段と、
上記受信信号中のクラッタ数に応じて、上記クラッタ中心周波数に対してフィルタの零点を交互に設定するように、上記フィルタ係数計算手段へ送られるオフセット周波数を選択するオフセット周波数設定手段と、
上記スタガトリガ方式によって異なるパルス間隔ごとに上記フィルタ係数計算手段から出力されるフィルタ係数を用いて上記受信信号中のクラッタを抑圧するフィルタ手段と、上記受信信号、又は上記フィルタ手段の出力信号を、上記フィルタ係数計算手段及び上記フィルタ手段へ出力する切替手段と、
該切替手段に送られる上記フィルタ手段の出力信号を記憶しておく出力信号記憶手段と、
上記受信信号及び上記フィルタ手段の出力信号から、上記フィルタ手段の入出力信号電力比を計算して電力比変化に基づいてフィルタ全体の次数を決定するフィルタ次数選定手段と、
該フィルタ次数選定手段から出力される選定結果に基づいて出力信号を切り替える出力信号選択手段と、を備えたものである。
【００３０】
また、第６の発明に係るクラッタ抑圧装置は、スタガトリガ方式のパルスレーダにおける受信信号中に含まれる不要反射エコーである双峰性クラッタを抑圧するクラッタ抑圧装置において、
上記クラッタの中心周波数を推定するクラッタ中心周波数推定手段と、
該クラッタ中心周波数推定手段により推定された推定値に対して、オフセット周波数を加えてフィルタ周波数特性の零点を形成するようにフィルタ係数を計算するフィルタ係数計算手段と、
上記受信信号中のクラッタ数に応じて、上記クラッタ中心周波数に対してフィルタの零点を交互に設定するように、上記フィルタ係数計算手段へ送られるオフセット周波数を選択するオフセット周波数設定手段と、
上記スタガトリガ方式によって異なるパルス間隔ごとに上記フィルタ係数計算手段から出力されるフィルタ係数を用いて上記受信信号中のクラッタを抑圧する第１のフィルタ手段と、
上記受信信号、又は上記第１のフィルタ手段の出力信号を、上記フィルタ係数計算手段及び上記第１のフィルタ手段へ出力する切替手段と、
上記フィルタ係数計算手段から出力されるフィルタ係数を記憶しておくフィルタ係数記憶手段と、
上記受信信号及び上記第１のフィルタ手段の出力信号から、上記第１のフィルタ手段の入出力信号電力比を計算して電力比変化に基づいてフィルタ全体の次数を決定するフィルタ次数選定手段と、
該フィルタ次数選定手段から出力される選定結果に基づいて、選定されたフィルタ係数を使用してクラッタ抑圧処理を行う第２のフィルタ手段と、を備えたものである。
【００３１】
また、第７の発明に係るクラッタ抑圧装置は、スタガトリガ方式のパルスレーダにおける受信信号中に含まれる不要反射エコーである双峰性クラッタを抑圧するクラッタ抑圧装置において、
上記クラッタの中心周波数を推定するクラッタ中心周波数推定手段と、
該クラッタ中心周波数推定手段により推定された一つの推定値に対して、二次以上の次数の時変係数フィルタである多次フィルタの周波数特性の零点を形成するように上記多次フィルタの係数を計算する多次フィルタ係数計算手段と、
上記スタガトリガ方式によって異なるパルス間隔ごとに上記多次フィルタ係数計算手段から出力されるフィルタ係数を用いて上記受信信号中のクラッタを抑圧する多次フィルタ手段と、
複数Ｎ個の時変係数フィルタを縦続接続して成るフィルタ群の一部を構成し、上記クラッタ中心周波数推定手段により推定されたクラッタ中心周波数の推定値のうち、上記多次フィルタ係数計算手段へ送られた以外の推定値に対して、上記フィルタ群全体の周波数特性の零点を形成するようにフィルタ係数を計算する第一のフィルタ係数計算手段と、
上記縦続接続されたフィルタ群の一部を構成し、上記クラッタ中心周波数推定手段により推定されたクラッタ中心周波数の推定値うち、上記多次フィルタ係数計算手段へ送られた以外の推定値に対して、オフセット周波数を持たせて自フィルタの零点を割り当てるようにフィルタ係数を計算する第二〜第Ｎのフィルタ係数計算手段と、
該第二〜第Ｎのフィルタ係数計算手段へ送られるオフセット周波数を記憶するオフセット周波数記憶手段と、
上記スタガトリガ方式によって異なるパルス間隔ごとに上記第一〜第Ｎのフィルタ係数計算手段から出力されるフィルタ係数を用いて上記受信信号中のクラッタを抑圧する第一〜第Ｎのフィルタ手段と、
上記受信信号及び上記第一〜第Ｎのフィルタ手段の出力信号から、上記第一〜第Ｎのフィルタ手段の入出力信号電力比を計算して電力比変化に基づいてフィルタ全体の次数を決定するフィルタ次数選定手段と、
上記フィルタ次数選定手段から出力される選定結果に基づいて出力信号を切り替える出力信号選択手段と、を備えたものである。
【００３２】
また、第８の発明に係るクラッタ抑圧装置は、スタガトリガ方式のパルスレーダにおける受信信号中に含まれる不要反射エコーである双峰性クラッタを抑圧するクラッタ抑圧装置において、
上記クラッタの中心周波数を推定するクラッタ中心周波数推定手段と、
該クラッタ中心周波数推定手段により推定された一つの推定値に対して、二次以上の次数の時変係数フィルタである多次フィルタの周波数特性の零点を形成するように上記多次フィルタの係数を計算する多次フィルタ係数計算手段と、
上記スタガトリガ方式によって異なるパルス間隔ごとに上記多次フィルタ係数計算手段から出力されるフィルタ係数を用いて上記受信信号中のクラッタを抑圧する第一のフィルタ手段と、
上記クラッタ中心周波数推定手段により推定されたクラッタ中心周波数の推定値のうち、上記多次フィルタ係数計算手段へ送られた以外の推定値に対して、オフセット周波数を持たせて自フィルタの零点を割り当てるようにフィルタ係数を計算するフィルタ係数計算手段と、
該フィルタ係数計算手段へ送られるオフセット周波数を記憶するオフセット周波数記憶手段と、
上記スタガトリガ方式によって異なるパルス間隔ごとに上記フィルタ係数計算手段から出力されるフィルタ係数を用いて切替手段から出力される信号中のクラッタを抑圧する第二のフィルタ手段と、
上記第一のフィルタ手段の出力信号、又は上記第二のフィルタ手段の出力信号を、上記フィルタ係数計算手段及び上記第二のフィルタ手段へ出力する切替手段と、
該切替手段へ送られる上記第二のフィルタ手段の出力信号を記憶しておく出力信号記憶手段と、
上記第一及び第二のフィルタ手段の出力信号から、フィルタ手段の入出力信号電力比を計算して電力比変化に基づいてフィルタ全体の次数を決定するフィルタ次数選定手段と、該フィルタ次数選定手段から出力される選定結果に基づいて出力信号を切り替える出力信号選択手段と、を備えたものである。
【００３３】
また、第９の発明に係るクラッタ抑圧装置は、スタガトリガ方式のパルスレーダにおける受信信号中に含まれる不要反射エコーである双峰性クラッタを抑圧するクラッタ抑圧装置において、
上記クラッタの中心周波数を推定するクラッタ中心周波数推定手段と、
該クラッタ中心周波数推定手段により推定された一つの推定値に対して、二次以上の次数の時変係数フィルタである多次フィルタの周波数特性の零点を形成するように上記多次フィルタの係数を計算する多次フィルタ係数計算手段と、
上記スタガトリガ方式によって異なるパルス間隔ごとに上記多次フィルタ係数計算手段から出力されるフィルタ係数を用いて上記受信信号中のクラッタを抑圧する第一のフィルタ手段と、
上記クラッタ中心周波数推定手段により推定された推定値のうち、上記多次フィルタ係数計算手段へ送られた推定値以外の推定値に対して、オフセット周波数を持たせて自フィルタの零点を割り当てるようにフィルタ係数を計算するフィルタ係数計算手段と、
該フィルタ係数計算手段へ送られるオフセット周波数を記憶するオフセット周波数記憶手段と、
上記スタガトリガ方式によって異なるパルス間隔ごとに上記フィルタ係数計算手段から出力されるフィルタ係数を用いて切替手段から出力される信号中のクラッタを抑圧する第二のフィルタ手段と、
上記第一のフィルタ手段の出力信号、又は上記第二のフィルタ手段の出力信号を、上記フィルタ係数計算手段及び上記第二のフィルタ手段へ出力する切替手段と、
上記フィルタ係数計算手段から出力されるフィルタ係数を記憶しておくフィルタ係数記憶手段と、
上記第一及び第二のフィルタ手段の出力信号から、フィルタ手段の入出力信号電力比を計算して電力比変化に基づいてフィルタ全体の次数を決定するフィルタ次数選定手段と、該フィルタ次数選定手段から出力される選定結果に基づいて、選定されたフィルタ係数を使用してクラッタ抑圧処理を行うフィルタ手段と、を備えたものである。
【００３４】
また、第１０の発明に係るクラッタ抑圧方法は、スタガトリガ方式のパルスレーダにおける受信信号中に含まれる不要反射エコーである単峰性クラッタを抑圧するクラッタ抑圧方法において、
上記クラッタの中心周波数を推定するクラッタ中心周波数推定ステップと、
上記クラッタ中心周波数推定ステップにより推定された推定値に対して、複数Ｎ個の時変係数フィルタを縦続接続して成るフィルタ群全体の周波数特性の零点を形成するようにフィルタ係数を計算する第一のフィルタ係数計算ステップと、
上記クラッタ中心周波数推定ステップにより推定された上記クラッタの中心周波数の推定値に対して、オフセット周波数を持たせて上記フィルタ群の零点を割り当てるようにフィルタ係数を計算する第二〜第Ｎのフィルタ係数計算ステップと、
該第二〜第Ｎのフィルタ係数計算ステップにおいて使用されるオフセット周波数を記憶するオフセット周波数記憶ステップと、
上記スタガトリガ方式によって異なるパルス間隔ごとに上記第一〜第Ｎのフィルタ係数計算ステップにより出力されるフィルタ係数を用いて上記受信信号中のクラッタを抑圧する第一〜第Ｎのフィルタステップと、
上記受信信号及び上記第一〜第Ｎのフィルタステップの出力信号から、上記第一〜第Ｎのフィルタステップにおいて入出力信号電力比を計算して電力比変化に基づいてフィルタ全体の次数を決定するフィルタ次数選定ステップと、
該フィルタ次数選定ステップにより出力される選定結果に基づいて出力信号を切り替える出力信号選択ステップと、を備えたものである。
【００３５】
また、第１１の発明に係るクラッタ抑圧装置は、スタガトリガ方式のパルスレーダにおける受信信号中に含まれる不要反射エコーである単峰性クラッタを抑圧するクラッタ抑圧方法において、
上記クラッタの中心周波数を推定するクラッタ中心周波数推定ステップと、
該クラッタ中心周波数推定ステップにより推定された推定値に対して、オフセット周波数を加えてフィルタ周波数特性の零点を形成するようにフィルタ係数を計算するフィルタ係数計算ステップと、
該フィルタ係数計算ステップで使用されるオフセット周波数を記憶するオフセット周波数記憶ステップと、
スタガトリガ方式によって異なるパルス間隔ごとに上記フィルタ係数計算ステップにより出力されるフィルタ係数を用いて受信信号中のクラッタを抑圧するフィルタステップと、
上記受信信号、又は上記フィルタステップの出力信号を、上記フィルタ係数計算ステップ及び上記フィルタステップへ出力する切替ステップと、
上記切替ステップにおいて使用される上記フィルタステップの出力信号を記憶しておく出力信号記憶ステップと、
上記受信信号及び上記フィルタステップの出力信号から、上記フィルタステップの入出力信号電力比を計算して電力比変化に基づいてフィルタ全体の次数を決定するフィルタ次数選定ステップと、
該フィルタ次数選定ステップにより出力される選定結果に基づいて出力信号を切り替える出力信号選択ステップと、を備えたものである。
【００３６】
また、第１２の発明に係るクラッタ抑圧方法は、スタガトリガ方式のパルスレーダにおける受信信号中に含まれる不要反射エコーである単峰性クラッタを抑圧するクラッタ抑圧方法において、
上記クラッタの中心周波数を推定するクラッタ中心周波数推定ステップと、
該クラッタ中心周波数推定ステップにより推定された推定値に対して、オフセット周波数を加えてフィルタ周波数特性の零点を形成するようにフィルタ係数を計算するフィルタ係数計算ステップと、
該フィルタ係数計算ステップにおいて使用されるオフセット周波数を記憶するオフセット周波数記憶ステップと、
上記スタガトリガ方式によって異なるパルス間隔ごとに上記フィルタ係数計算ステップにより出力されるフィルタ係数を用いて上記受信信号中のクラッタを抑圧する第１のフィルタステップと、
上記受信信号、又は上記第１のフィルタステップの出力信号を、上記フィルタ係数計算ステップ及び上記フィルタステップへ出力する切替ステップと、上記フィルタ係数計算ステップにより出力されるフィルタ係数を記憶しておくフィルタ係数記憶ステップと、
上記受信信号及び上記第１のフィルタステップの出力信号から、上記第１のフィルタステップの入出力信号電力比を計算して電力比変化に基づいてフィルタ全体の次数を決定するフィルタ次数選定ステップと、
該フィルタ次数選定ステップにより出力される選定結果に基づいて、選定されたフィルタ係数を使用してクラッタ抑圧処理を行う第２のフィルタステップと、を備えたものである。
【００３７】
また、第１３の発明に係るクラッタ抑圧方法は、スタガトリガ方式のパルスレーダにおける受信信号中に含まれる不要反射エコーである双峰性クラッタを抑圧するクラッタ抑圧方法において、
上記クラッタの中心周波数を推定するクラッタ中心周波数推定ステップと、
上記クラッタ中心周波数推定ステップにより推定された推定値に対して、複数Ｎ個の時変係数フィルタを縦続接続して成るフィルタ群全体の周波数特性の零点を形成するようにフィルタ係数を計算する第一のフィルタ係数計算ステップと、
上記クラッタ中心周波数推定ステップにより推定された上記クラッタの中心周波数の推定値に対して、オフセット周波数を持たせて上記フィルタ群の零点を割り当てるようにフィルタ係数を計算する第二〜第Ｎのフィルタ係数計算ステップと、
該第二〜第Ｎのフィルタ係数計算ステップにおいて使用されるオフセット周波数を記憶するオフセット周波数記憶ステップと、
上記受信信号中の複数のクラッタに対してフィルタのノッチが形成され、上記クラッタ中心周波数に対してフィルタの零点を交互に設定するように、上記オフセット周波数に記憶されているオフセット周波数を設定するオフセット周波数選択ステップと、
上記スタガトリガ方式によって異なるパルス間隔ごとに上記第一〜第Ｎのフィルタ係数計算ステップにより出力されるフィルタ係数を用いて上記受信信号中のクラッタを抑圧する第一〜第Ｎのフィルタステップと、
上記受信信号及び上記第一〜第Ｎのフィルタステップの出力信号から、上記第一〜第Ｎのフィルタステップの入出力信号電力比を計算して電力比変化に基づいてフィルタ全体の次数を決定するフィルタ次数選定ステップと、
該フィルタ次数選定ステップにより出力される選定結果に基づいて出力信号を切り替える出力信号選択ステップと、を備えたものである。
【００３８】
また、第１４の発明に係るクラッタ抑圧方法は、スタガトリガ方式のパルスレーダにおける受信信号中に含まれる不要反射エコーである双峰性クラッタを抑圧するクラッタ抑圧方法において、
上記クラッタの中心周波数を推定するクラッタ中心周波数推定ステップと、
該クラッタ中心周波数推定ステップにより推定された推定値に対して、オフセット周波数を加えてフィルタ周波数特性の零点を形成するようにフィルタ係数を計算するフィルタ係数計算ステップと、
上記受信信号中のクラッタ数に応じて、上記クラッタ中心周波数に対してフィルタの零点を交互に設定するように、上記フィルタ係数計算ステップにおいて使用されるオフセット周波数を選択するオフセット周波数設定ステップと、
上記スタガトリガ方式によって異なるパルス間隔ごとに上記フィルタ係数計算ステップにより出力されるフィルタ係数を用いて上記受信信号中のクラッタを抑圧するフィルタステップと、
上記受信信号、又は上記フィルタステップの出力信号を、上記フィルタ係数計算ステップ及び上記フィルタステップへ出力する切替ステップと、
該切替ステップにおいて使用される上記フィルタステップの出力信号を記憶しておく出力信号記憶ステップと、
上記受信信号及び上記フィルタステップによる出力信号から、上記フィルタステップの入出力信号電力比を計算して電力比変化に基づいてフィルタ全体の次数を決定するフィルタ次数選定ステップと、
該フィルタ次数選定ステップにより出力される選定結果に基づいて出力信号を切り替える出力信号選択ステップと、を備えたものである。
【００３９】
また、第１５の発明に係るクラッタ抑圧方法は、スタガトリガ方式のパルスレーダにおける受信信号中に含まれる不要反射エコーである双峰性クラッタを抑圧するクラッタ抑圧方法において、
上記クラッタの中心周波数を推定するクラッタ中心周波数推定ステップと、
該クラッタ中心周波数推定ステップにより推定された推定値に対して、オフセット周波数を加えてフィルタ周波数特性の零点を形成するようにフィルタ係数を計算するフィルタ係数計算ステップと、
上記受信信号中のクラッタ数に応じて、上記クラッタ中心周波数に対してフィルタの零点を交互に設定するように、上記フィルタ係数計算ステップにおいて使用されるオフセット周波数を選択するオフセット周波数設定ステップと、
上記スタガトリガ方式によって異なるパルス間隔ごとに上記フィルタ係数計算ステップにより出力されるフィルタ係数を用いて上記受信信号中のクラッタを抑圧する第１のフィルタステップと、
上記受信信号、又は上記第１のフィルタステップの出力信号を、上記フィルタ係数計算ステップ及び上記第１のフィルタステップへ出力する切替ステップと、
上記フィルタ係数計算ステップにより出力されるフィルタ係数を記憶しておくフィルタ係数記憶ステップと、
上記受信信号及び上記第１のフィルタステップの出力信号から、上記第１のフィルタステップの入出力信号電力比を計算して電力比変化に基づいてフィルタ全体の次数を決定するフィルタ次数選定ステップと、
該フィルタ次数選定ステップにより出力される選定結果に基づいて、選定されたフィルタ係数を使用してクラッタ抑圧処理を行う第２のフィルタステップと、を備えたものである。
【００４０】
また、第１６の発明に係るクラッタ抑圧方法は、スタガトリガ方式のパルスレーダにおける受信信号中に含まれる不要反射エコーである双峰性クラッタを抑圧するクラッタ抑圧方法において、
上記クラッタの中心周波数を推定するクラッタ中心周波数推定ステップと、
該クラッタ中心周波数推定ステップにより推定された一つの推定値に対して、二次以上の次数の時変係数フィルタである多次フィルタの周波数特性の零点を形成するように上記多次フィルタの係数を計算する多次フィルタ係数計算ステップと、
上記スタガトリガ方式によって異なるパルス間隔ごとに上記多次フィルタ係数計算ステップにより出力されるフィルタ係数を用いて上記受信信号中のクラッタを抑圧する多次フィルタステップと、
上記クラッタ中心周波数推定ステップにより推定された推定値のうち、上記多次フィルタ係数計算ステップにおいて使用された以外の推定値に対して、複数Ｎ個の時変係数フィルタを縦続接続して成るフィルタ群全体の周波数特性の零点を形成するようにフィルタ係数を計算する第一のフィルタ係数計算ステップと、
上記クラッタ中心周波数推定ステップにより推定された上記クラッタの中心周波数の推定値のうち、上記多次フィルタ係数計算ステップにおいて使用された以外の推定値に対して、オフセット周波数を持たせて上記フィルタ群の零点を割り当てるようにフィルタ係数を計算する第二〜第Ｎのフィルタ係数計算ステップと、
該第二〜第Ｎのフィルタ係数計算ステップにおいて使用されるオフセット周波数を記憶するオフセット周波数記憶ステップと、
上記スタガトリガ方式によって異なるパルス間隔ごとに上記第一〜第Ｎのフィルタ係数計算ステップにより出力されるフィルタ係数を用いて上記受信信号中のクラッタを抑圧する第一〜第Ｎのフィルタステップと、
上記受信信号及び上記第一〜第Ｎのフィルタステップの出力信号から、上記第一〜第Ｎのフィルタステップの入出力信号電力比を計算して電力比変化に基づいてフィルタ全体の次数を決定するフィルタ次数選定ステップと、
上記フィルタ次数選定ステップにより出力される選定結果に基づいて出力信号を切り替える出力信号選択ステップと、を備えたものである。
【００４１】
また、第１７の発明に係るクラッタ抑圧方法は、スタガトリガ方式のパルスレーダにおける受信信号中に含まれる不要反射エコーである双峰性クラッタを抑圧するクラッタ抑圧方法において、
上記クラッタの中心周波数を推定するクラッタ中心周波数推定ステップと、
該クラッタ中心周波数推定ステップにより推定された一つの推定値に対して、二次以上の次数の時変係数フィルタである多次フィルタの周波数特性の零点を形成するように上記多次フィルタの係数を計算する多次フィルタ係数計算ステップと、
上記スタガトリガ方式によって異なるパルス間隔ごとに上記多次フィルタ係数計算ステップにより出力されるフィルタ係数を用いて上記受信信号中のクラッタを抑圧する第１のフィルタステップと、
上記クラッタ中心周波数推定ステップにより推定されたクラッタ中心周波数の推定値のうち、上記多次フィルタ係数計算ステップにおいて使用された以外の推定値に対して、オフセット周波数を持たせて縦続接続されたフィルタ群の零点を割り当てるようにフィルタ係数を計算するフィルタ係数計算ステップと、
該フィルタ係数計算ステップにおいて使用されるオフセット周波数を記憶するオフセット周波数記憶ステップと、
上記スタガトリガ方式によって異なるパルス間隔ごとに上記フィルタ係数計算ステップにより出力されるフィルタ係数を用いて切替ステップにより出力される信号中のクラッタを抑圧する第二のフィルタステップと、
上記第一のフィルタステップの出力信号、又は上記第二のフィルタステップの出力信号を、上記フィルタ係数計算ステップ及び上記第二のフィルタステップへ出力する切替ステップと、
該切替ステップにおいて使用される上記第二のフィルタステップの出力信号を記憶しておく出力信号記憶ステップと、
上記第一及び第二のフィルタステップによる出力信号から、フィルタステップの入出力信号電力比を計算して電力比変化に基づいてフィルタ全体の次数を決定するフィルタ次数選定ステップと、
該フィルタ次数選定ステップにより出力される選定結果に基づいて出力信号を切り替える出力信号選択ステップと、を備えたものである。
【００４２】
また、第１８の発明に係るクラッタ抑圧方法は、スタガトリガ方式のパルスレーダにおける受信信号中に含まれる不要反射エコーである双峰性クラッタを抑圧するクラッタ抑圧方法において、
上記クラッタの中心周波数を推定するクラッタ中心周波数推定ステップと、
該クラッタ中心周波数推定ステップにより推定された一つの推定値に対して、二次以上の次数の時変係数フィルタである多次フィルタの周波数特性の零点を形成するように上記多次フィルタの係数を計算する多次フィルタ係数計算ステップと、
上記スタガトリガ方式によって異なるパルス間隔ごとに上記多次フィルタ係数計算ステップにより出力されるフィルタ係数を用いて上記受信信号中のクラッタを抑圧する第１のフィルタステップと、
上記クラッタ中心周波数推定ステップにより推定された推定値のうち、上記多次フィルタ係数計算ステップにおいて使用された推定値以外の推定値に対して、オフセット周波数を持たせて縦続接続されたフィルタ群の零点を割り当てるようにフィルタ係数を計算するフィルタ係数計算ステップと、
該フィルタ係数計算ステップにおいて使用されるオフセット周波数を記憶するオフセット周波数記憶ステップと、
上記スタガトリガ方式によって異なるパルス間隔ごとに上記フィルタ係数計算ステップにより出力されるフィルタ係数を用いて切替ステップにより出力される信号中のクラッタを抑圧する第二のフィルタステップと、
上記第一のフィルタステップの出力信号、又は上記第二のフィルタステップの出力信号を、上記フィルタ係数計算ステップ及び上記第二のフィルタステップへ出力する切替ステップと、
上記フィルタ係数計算ステップにより出力されるフィルタ係数を記憶しておくフィルタ係数記憶ステップと、
上記第一及び第二のフィルタステップの出力信号から、フィルタステップの入出力信号電力比を計算して電力比変化に基づいてフィルタ全体の次数を決定するフィルタ次数選定ステップと、
該フィルタ次数選定ステップにより出力される選定結果に基づいて、選定されたフィルタ係数を使用してクラッタ抑圧処理を行うフィルタステップと、を備えたものである。
【００４３】
また、第１９の発明に係るクラッタ抑圧装置は、スタガトリガ方式のパルスレーダにおける受信信号中に含まれる不要反射エコーである単峰性クラッタを抑圧するクラッタ抑圧装置において、
上記クラッタの中心周波数を推定するクラッタ中心周波数推定手段と、
複数Ｎ個の時変係数フィルタを縦続接続して成るフィルタ群の一部を構成し、上記クラッタ中心周波数推定手段により推定された推定値に対して、上記フィルタ群全体の周波数特性の零点を形成するようにフィルタ係数を計算するフィルタ係数計算手段と、
上記縦続接続されたフィルタ群の一部を構成し、上記クラッタ中心周波数推定手段により推定された上記クラッタの中心周波数の推定値が、上記フィルタ係数計算手段に送られたクラッタ中心周波数推定値と同じであれば、多重零点を形成できるようにフィルタ伝達関数の高階導関数を用いてフィルタ係数を計算する第一〜第Ｎ-1の多重零点処理手段と、
上記スタガトリガ方式によって異なるパルス間隔ごとに上記フィルタ係数計算手段及び上記第一〜第Ｎ-1の多重零点処理手段から出力されるフィルタ係数を用いて上記受信信号中のクラッタを抑圧する第一〜第Ｎのフィルタ手段と、
上記受信信号及び上記第一〜第Ｎのフィルタ手段の出力信号から、上記第一〜第Ｎのフィルタ手段の入出力信号電力比を計算して電力比変化に基づいてフィルタ全体の次数を決定するフィルタ次数選定手段と、
該フィルタ次数選定手段から出力される選定結果に基づいて出力信号を切り替える出力信号選択手段と、を備えたものである。
【００４４】
また、第２０の発明に係るクラッタ抑圧装置は、スタガトリガ方式のパルスレーダにおける受信信号中に含まれる不要反射エコーである単峰性クラッタを抑圧するクラッタ抑圧装置において、
上記クラッタの中心周波数を推定するクラッタ中心周波数推定手段と、
該クラッタ中心周波数推定手段により推定された推定値に対して、フィルタ周波数特性の零点を形成するようにフィルタ係数を計算するフィルタ係数計算手段と、
２回以上同じ周波数に対して零点を形成する場合に、多重零点を形成できるようにフィルタ伝達関数の高階導関数を用いてフィルタ係数を計算する多重零点処理手段と、
上記スタガトリガ方式によって異なるパルス間隔ごとに上記フィルタ係数計算手段及び上記多重零点処理手段から送られるフィルタ係数を用いて上記受信信号中のクラッタを抑圧するフィルタ手段と、
上記受信信号、又は上記フィルタ手段の出力信号を、上記フィルタ係数計算手段及び上記フィルタ手段へ出力する切替手段と、
該切替手段へ送られる上記フィルタ手段の出力信号を記憶しておく出力信号記憶手段と、
上記受信信号及び上記フィルタ手段の出力信号から、上記フィルタ手段の入出力信号電力比を計算して電力比変化に基づいてフィルタ全体の次数を決定するフィルタ次数選定手段と、
該フィルタ次数選定手段から出力される選定結果に基づいて出力信号を切り替える出力信号選択手段と、を備えたものである。
【００４５】
また、第２１の発明に係るクラッタ抑圧装置は、スタガトリガ方式のパルスレーダにおける受信信号中に含まれる不要反射エコーである単峰性クラッタを抑圧するクラッタ抑圧装置において、
上記クラッタの中心周波数を推定するクラッタ中心周波数推定手段と、
該クラッタ中心周波数推定手段により推定された推定値に対して、フィルタ周波数特性の零点を形成するようにフィルタ係数を計算するフィルタ係数計算手段と、
２回以上同じ周波数に対して零点を形成する場合に，多重零点を形成できるようにフィルタ伝達関数の高階導関数を用いてフィルタ係数を計算する多重零点処理手段と
上記スタガトリガ方式によって異なるパルス間隔ごとに上記フィルタ係数計算手段及び上記多重零点処理手段から出力されるフィルタ係数を用いて上記受信信号中のクラッタを抑圧する第１のフィルタ手段と、
上記受信信号、又は上記第１のフィルタ手段の出力信号を、上記フィルタ係数計算手段及び上記第１のフィルタ手段へ出力する切替手段と、
上記フィルタ係数計算手段及び上記多重零点処理手段から出力されるフィルタ係数を記憶しておくフィルタ係数記憶手段と、
上記受信信号及び上記第１のフィルタ手段の出力信号から、上記第１のフィルタ手段の入出力信号電力比を計算して電力比変化に基づいてフィルタ全体の次数を決定するフィルタ次数選定手段と、
該フィルタ次数選定手段から出力される選定結果に基づいて、選定されたフィルタ係数を使用してクラッタ抑圧処理を行う第２のフィルタ手段と、を備えたものである。
【００４６】
また、第２２の発明に係るクラッタ抑圧装置は、スタガトリガ方式のパルスレーダにおける受信信号中に含まれる不要反射エコーである双峰性クラッタを抑圧するクラッタ抑圧装置において、
上記クラッタの中心周波数を推定するクラッタ中心周波数推定手段と、
該クラッタ中心周波数推定手段により推定された一つの推定値に対して、二次以上の次数の時変係数フィルタである多次フィルタの周波数特性の零点を形成するように上記多次フィルタの係数を計算する多次フィルタ係数計算手段と、
上記スタガトリガ方式によって異なるパルス間隔ごとに上記多次フィルタ係数計算手段から出力されるフィルタ係数を用いて上記受信信号中のクラッタを抑圧する多次フィルタ手段と、
複数Ｎ個の時変係数フィルタを縦続接続して成るフィルタ群の一部を構成し、上記クラッタ中心周波数推定手段により推定されたクラッタ中心周波数の推定値のうち、上記多次フィルタ係数計算手段へ送られた以外の推定値に対して、上記フィルタ群全体の周波数特性の多重零点を形成できるようにフィルタ伝達関数の高階導関数を用いてフィルタ係数を計算する第一〜第Ｎ-1の多重零点処理手段と、
受信信号中のクラッタ数に応じて、上記クラッタ中心周波数に対してフィルタの零点を交互に設定するように、上記第一〜第Ｎ -1 の多重零点処理手段へ送られる零点周波数を選択する多重零点割当選択手段と、
上記スタガトリガ方式によって異なるパルス間隔ごとに上記第一〜第Ｎ−１の多重零点処理手段から出力されるフィルタ係数を用いて上記受信信号中のクラッタを抑圧する第一〜第Ｎ−１のフィルタ手段と、
上記受信信号及び上記多次フィルタ手段及び上記第一〜第Ｎ−１のフィルタ手段の出力信号から、上記多次フィルタ手段及び上記第一〜第Ｎ−１のフィルタ手段の入出力信号電力比を計算して電力比変化に基づいてフィルタ全体の次数を決定するフィルタ次数選定手段と、
該フィルタ次数選定手段から出力される選定結果に基づいて出力信号を切り替える出力信号選択手段と、を備えたものである。
【００４７】
また、第２３の発明に係るクラッタ抑圧装置は、スタガトリガ方式のパルスレーダにおける受信信号中に含まれる不要反射エコーである双峰性クラッタを抑圧するクラッタ抑圧装置において、
上記クラッタの中心周波数を推定するクラッタ中心周波数推定手段と、
該クラッタ中心周波数推定手段により推定された一つの推定値に対して、二次以上の次数の時変係数フィルタである多次フィルタの周波数特性の零点を形成するように上記多次フィルタの係数を計算する多次フィルタ係数計算手段と、
上記スタガトリガ方式によって異なるパルス間隔ごとに上記多次フィルタ係数計算手段から出力されるフィルタ係数を用いて上記受信信号中のクラッタを抑圧する第一のフィルタ手段と、
上記クラッタ中心周波数推定手段により推定されたクラッタ中心周波数の推定値のうち、上記多次フィルタ係数計算手段へ送られた以外の推定値に対して、２回以上同じ周波数に対して零点を形成する場合に，多重零点を形成できるようにフィルタ伝達関数の高階導関数を用いてフィルタ係数を計算する多重零点処理手段と、
上記スタガトリガ方式によって異なるパルス間隔ごとに上記多重零点処理手段から出力されるフィルタ係数を用いて切替手段から出力される信号中のクラッタを抑圧する第二のフィルタ手段と、
上記第一のフィルタ手段の出力信号、又は上記第二のフィルタ手段の出力信号を、上記フィルタ係数計算手段及び上記第二のフィルタ手段へ出力する切替手段と、
該切替手段へ送られる上記第二のフィルタ手段の出力信号を記憶しておく出力信号記憶手段と、
上記第一及び第二のフィルタ手段の出力信号から、該第二のフィルタ手段の入出力信号電力比を計算して電力比変化に基づいてフィルタ全体の次数を決定するフィルタ次数選定手段と、
該フィルタ次数選定手段から出力される選定結果に基づいて出力信号を切り替える出力信号選択手段と、を備えたものである。
【００４８】
また、第２４の発明に係るクラッタ抑圧装置は、スタガトリガ方式のパルスレーダにおける受信信号中に含まれる不要反射エコーである双峰性クラッタを抑圧するクラッタ抑圧装置において、
上記クラッタの中心周波数を推定するクラッタ中心周波数推定手段と、
該クラッタ中心周波数推定手段により推定された一つの推定値に対して、二次以上の次数の時変係数フィルタである多次フィルタの周波数特性の零点を形成するように上記多次フィルタの係数を計算する多次フィルタ係数計算手段と、
上記スタガトリガ方式によって異なるパルス間隔ごとに上記多次フィルタ係数計算手段から出力されるフィルタ係数を用いて上記受信信号中のクラッタを抑圧する第一のフィルタ手段と、
上記クラッタ中心周波数推定手段により推定された推定値のうち、上記多次フィルタ係数計算手段へ送られた推定値以外の推定値に対して、２回以上同じ周波数に対して零点を形成する場合に、多重零点を形成できるようにフィルタ伝達関数の高階導関数を用いてフィルタ係数を計算する多重零点処理手段と、
上記スタガトリガ方式によって異なるパルス間隔ごとに上記多重零点処理手段から出力されるフィルタ係数を用いて切替手段から出力される信号中のクラッタを抑圧する第二のフィルタ手段と、
上記第一のフィルタ手段の出力信号、又は上記第二のフィルタ手段の出力信号を、上記フィルタ係数計算手段及び上記第二のフィルタ手段へ出力する切替手段と、
上記多重零点処理手段から出力されるフィルタ係数を記憶しておくフィルタ係数記憶手段と、
上記第一及び第二のフィルタ手段の出力信号から、該第二のフィルタ手段の入出力信号電力比を計算して電力比変化に基づいてフィルタ全体の次数を決定するフィルタ次数選定手段と、該フィルタ次数選定手段から出力される選定結果に基づいて、選定されたフィルタ係数を使用してクラッタ抑圧処理を行う第三のフィルタ手段と、を備えたものである。
【００４９】
また、第２５の発明に係るクラッタ抑圧方法は、スタガトリガ方式のパルスレーダにおける受信信号中に含まれる不要反射エコーである単峰性クラッタを抑圧するクラッタ抑圧方法において、
上記クラッタの中心周波数を推定するクラッタ中心周波数推定ステップと、
上記クラッタ中心周波数推定ステップにより推定された推定値に対して、複数Ｎ個の時変係数フィルタを縦続接続して成るフィルタ群全体の周波数特性の零点を形成するようにフィルタ係数を計算するフィルタ係数計算ステップと、
上記クラッタ中心周波数推定ステップにより推定された上記クラッタの中心周波数の推定値が、上記フィルタ係数計算ステップにおいて使用されたクラッタ中心周波数推定値と同じであれば、多重零点を形成できるようにフィルタ伝達関数の高階導関数を用いてフィルタ係数を計算する第一〜第Ｎ-1の多重零点処理ステップと、
上記スタガトリガ方式によって異なるパルス間隔ごとに上記フィルタ係数計算ステップ及び上記第一〜第Ｎ-1の多重零点処理ステップにより出力されるフィルタ係数を用いて上記受信信号中のクラッタを抑圧する第一〜第Ｎのフィルタステップと、
上記受信信号及び上記第一〜第Ｎのフィルタステップの出力信号から、上記第一〜第Ｎのフィルタステップの入出力信号電力比を計算して電力比変化に基づいてフィルタ全体の次数を決定するフィルタ次数選定ステップと、
該フィルタ次数選定ステップにより出力される選定結果に基づいて出力信号を切り替える出力信号選択ステップと、を備えたものである。
【００５０】
また、第２６の発明に係るクラッタ抑圧方法は、スタガトリガ方式のパルスレーダにおける受信信号中に含まれる不要反射エコーである単峰性クラッタを抑圧するクラッタ抑圧方法において、
上記クラッタの中心周波数を推定するクラッタ中心周波数推定ステップと、
該クラッタ中心周波数推定ステップにより推定された推定値に対して、フィルタ周波数特性の零点を形成するようにフィルタ係数を計算するフィルタ係数計算ステップと、
２回以上同じ周波数に対して零点を形成する場合に、多重零点を形成できるようにフィルタ伝達関数の高階導関数を用いてフィルタ係数を計算する多重零点処理ステップと、
上記スタガトリガ方式によって異なるパルス間隔ごとに上記フィルタ係数計算ステップ及び上記多重零点処理ステップにより出力されるフィルタ係数を用いて上記受信信号中のクラッタを抑圧するフィルタステップと、
上記受信信号、又は上記フィルタステップの出力信号を、上記フィルタ係数計算ステップ及び上記フィルタステップへ出力する切替ステップと、
該切替ステップにおいて使用される上記フィルタステップの出力信号を記憶しておく出力信号記憶ステップと、
上記受信信号及び上記フィルタステップの出力信号から、上記フィルタステップの入出力信号電力比を計算して電力比変化に基づいてフィルタ全体の次数を決定するフィルタ次数選定ステップと、
該フィルタ次数選定ステップにより出力される選定結果に基づいて出力信号を切り替える出力信号選択ステップと、を備えたものである。
【００５１】
また、第２７の発明に係るクラッタ抑圧方法は、スタガトリガ方式のパルスレーダにおける受信信号中に含まれる不要反射エコーである単峰性クラッタを抑圧するクラッタ抑圧方法において、
上記クラッタの中心周波数を推定するクラッタ中心周波数推定ステップと、
該クラッタ中心周波数推定ステップにより推定された推定値に対して、フィルタ周波数特性の零点を形成するようにフィルタ係数を計算するフィルタ係数計算ステップと、
２回以上同じ周波数に対して零点を形成する場合に，多重零点を形成できるようにフィルタ伝達関数の高階導関数を用いてフィルタ係数を計算する多重零点処理ステップと
上記スタガトリガ方式によって異なるパルス間隔ごとに上記フィルタ係数計算ステップ及び上記多重零点処理ステップにより出力されるフィルタ係数を用いて上記受信信号中のクラッタを抑圧する第１のフィルタステップと、
上記受信信号、又は上記第１のフィルタステップの出力信号を、上記フィルタ係数計算ステップ及び上記第１のフィルタステップへ出力する切替ステップと、
上記フィルタ係数計算ステップ及び上記多重零点処理ステップにより出力されるフィルタ係数を記憶しておくフィルタ係数記憶ステップと、
上記受信信号及び上記第１のフィルタステップの出力信号から、上記第１のフィルタステップの入出力信号電力比を計算して電力比変化に基づいてフィルタ全体の次数を決定するフィルタ次数選定ステップと、
該フィルタ次数選定ステップにより出力される選定結果に基づいて、選定されたフィルタ係数を使用してクラッタ抑圧処理を行う第２のフィルタステップと、を備えたものである。
【００５２】
また、第２８の発明に係るクラッタ抑圧方法は、スタガトリガ方式のパルスレーダにおける受信信号中に含まれる不要反射エコーである双峰性クラッタを抑圧するクラッタ抑圧方法において、
上記クラッタの中心周波数を推定するクラッタ中心周波数推定ステップと、
該クラッタ中心周波数推定ステップにより推定された一つの推定値に対して、二次以上の次数の時変係数フィルタである多次フィルタの周波数特性の零点を形成するように上記多次フィルタの係数を計算する多次フィルタ係数計算ステップと、
上記スタガトリガ方式によって異なるパルス間隔ごとに上記多次フィルタ係数計算ステップにより出力されるフィルタ係数を用いて上記受信信号中のクラッタを抑圧する多次フィルタステップと、
上記クラッタ中心周波数推定ステップにより推定されたクラッタ中心周波数の推定値のうち、上記多次フィルタ係数計算ステップへ送られた以外の推定値に対して、複数Ｎ個の時変係数フィルタを縦続接続して成るフィルタ群全体の周波数特性の多重零点を形成できるようにフィルタ伝達関数の高階導関数を用いてフィルタ係数を計算する第一〜第Ｎ-1の多重零点処理ステップと、
受信信号中のクラッタ数に応じて、上記クラッタ中心周波数に対してフィルタの零点を交互に設定するように、上記第一〜第Ｎ -1 の多重零点処理ステップへ送られる零点周波数を選択する多重零点割当選択ステップと、
上記スタガトリガ方式によって異なるパルス間隔ごとに上記第一〜第Ｎ−１の多重零点処理ステップにより出力されるフィルタ係数を用いて上記受信信号中のクラッタを抑圧する第一〜第Ｎ−１のフィルタステップと、
上記受信信号及び上記多次フィルタステップ及び上記第一〜第Ｎ−１のフィルタステップの出力信号から、上記多次フィルタステップ及び上記第一〜第Ｎ−１のフィルタステップの入出力信号電力比を計算して電力比変化に基づいてフィルタ全体の次数を決定するフィルタ次数選定ステップと、
該フィルタ次数選定ステップにより出力される選定結果に基づいて出力信号を切り替える出力信号選択ステップと、を備えたものである。
【００５３】
また、第２９の発明に係るクラッタ抑圧方法は、スタガトリガ方式のパルスレーダにおける受信信号中に含まれる不要反射エコーである双峰性クラッタを抑圧するクラッタ抑圧方法において、
上記クラッタの中心周波数を推定するクラッタ中心周波数推定ステップと、
該クラッタ中心周波数推定ステップにより推定された一つの推定値に対して、二次以上の次数の時変係数フィルタである多次フィルタの周波数特性の零点を形成するように上記多次フィルタの係数を計算する多次フィルタ係数計算ステップと、
上記スタガトリガ方式によって異なるパルス間隔ごとに上記多次フィルタ係数計算ステップにより出力されるフィルタ係数を用いて上記受信信号中のクラッタを抑圧する第一のフィルタステップと、
上記クラッタ中心周波数推定ステップにより推定されたクラッタ中心周波数の推定値のうち、上記多次フィルタ係数計算ステップにおいて使用された以外の推定値に対して、２回以上同じ周波数に対して零点を形成する場合に，多重零点を形成できるようにフィルタ伝達関数の高階導関数を用いてフィルタ係数を計算する多重零点処理ステップと、
上記スタガトリガ方式によって異なるパルス間隔ごとに上記多重零点処理ステップにより出力されるフィルタ係数を用いて切替ステップにより出力される信号中のクラッタを抑圧する第二のフィルタステップと、
上記第一のフィルタステップの出力信号、又は上記第二のフィルタステップの出力信号を、上記フィルタ係数計算ステップ及び上記第二のフィルタステップへ出力する切替ステップと、
上記切替ステップで利用される上記第二のフィルタステップの出力信号を記憶しておく出力信号記憶ステップと、
上記第一及び第二のフィルタステップの出力信号から、該第一及び第二のフィルタステップの入出力信号電力比を計算して電力比変化に基づいてフィルタ全体の次数を決定するフィルタ次数選定ステップと、
該フィルタ次数選定ステップにより出力される選定結果に基づいて出力信号を切り替える出力信号選択ステップと、を備えたものである。
【００５４】
また、第３０の発明に係るクラッタ抑圧方法は、スタガトリガ方式のパルスレーダにおける受信信号中に含まれる不要反射エコーである双峰性クラッタを抑圧するクラッタ抑圧方法において、
上記クラッタの中心周波数を推定するクラッタ中心周波数推定ステップと、
該クラッタ中心周波数推定ステップにより推定された一つの推定値に対して、二次以上の次数の時変係数フィルタである多次フィルタの周波数特性の零点を形成するように上記多次フィルタの係数を計算する多次フィルタ係数計算ステップと、
上記スタガトリガ方式によって異なるパルス間隔ごとに上記多次フィルタ係数計算ステップにより出力されるフィルタ係数を用いて上記受信信号中のクラッタを抑圧する第一のフィルタステップと、
上記クラッタ中心周波数推定ステップにより推定された推定値のうち、上記多次フィルタ係数計算ステップにおいて使用された推定値以外の推定値に対して、２回以上同じ周波数に対して零点を形成する場合に、多重零点を形成できるようにフィルタ伝達関数の高階導関数を用いてフィルタ係数を計算する多重零点処理ステップと、
上記スタガトリガ方式によって異なるパルス間隔ごとに上記多重零点処理ステップにより出力されるフィルタ係数を用いて切替ステップにより出力される信号中のクラッタを抑圧する第二のフィルタステップと、
上記第一のフィルタステップの出力信号、又は上記第二のフィルタステップの出力信号を、上記フィルタ係数計算ステップ及び上記第二のフィルタステップへ出力する切替ステップと、
上記多重零点処理ステップにより出力されるフィルタ係数を記憶しておくフィルタ係数記憶ステップと、
上記第一及び第二のフィルタステップの出力信号から、該第二のフィルタステップの入出力信号電力比を計算して電力比変化に基づいてフィルタ全体の次数を決定するフィルタ次数選定ステップと、
該フィルタ次数選定ステップにより出力される選定結果に基づいて、選定されたフィルタ係数を使用してクラッタ抑圧処理を行う第三のフィルタステップと、を備えたものである。
【００５５】
また、第３１の発明に係るクラッタ抑圧装置は、スタガトリガ方式のパルスレーダにおける受信信号中に含まれる不要反射エコーである双峰性クラッタを抑圧するクラッタ抑圧装置において、
上記クラッタの中心周波数を推定するクラッタ中心周波数推定手段と、
複数Ｎ個の時変係数フィルタを縦続接続して成るフィルタ群の一部を構成し、上記クラッタ中心周波数推定手段により推定された推定値に対して、多重零点を形成できるようにを形成するようにフィルタ係数を計算するフィルタ係数計算手段と、
上記縦続接続されたフィルタ群の一部を構成し、上記クラッタ中心周波数推定手段により推定された上記クラッタの中心周波数の推定値に対して、フィルタ伝達関数の高階導関数を用いてフィルタ係数を計算する第一〜第Ｎ -1 の多重零点処理手段と、
受信信号中のクラッタ数に応じて、上記クラッタ中心周波数に対してフィルタの零点を交互に設定するように、上記第一〜第Ｎ -1 の多重零点処理手段へ送られる零点周波数を選択する多重零点割当選択手段と、
上記スタガトリガ方式によって異なるパルス間隔ごとに上記フィルタ係数計算手段及び上記第一〜第Ｎ -1 の多重零点処理手段から出力されるフィルタ係数を用いて上記受信信号中のクラッタを抑圧する第一〜第Ｎのフィルタ手段と、
上記受信信号及び上記第一〜第Ｎのフィルタ手段の出力信号から、上記第一〜第Ｎのフィルタ手段の入出力信号電力比を計算して電力比変化に基づいてフィルタ全体の次数を決定するフィルタ次数選定手段と、
該フィルタ次数選定手段から出力される選定結果に基づいて出力信号を切り替える出力信号選択手段と、を備えたものである。
【００５６】
また、第３２の発明に係るクラッタ抑圧装置は、スタガトリガ方式のパルスレーダにおける受信信号中に含まれる不要反射エコーである双峰性クラッタを抑圧するクラッタ抑圧装置において、
上記クラッタの中心周波数を推定するクラッタ中心周波数推定手段と、
該クラッタ中心周波数推定手段により推定された推定値に対して、多重零点を形成できるようにフィルタ伝達関数の高階導関数を用いてフィルタ係数を計算する多重零点処理手段と、
受信信号中のクラッタ数に応じて、上記クラッタ中心周波数に対してフィルタの零点を交互に設定するように、上記多重零点処理手段へ送られる零点周波数を選択する多重零点割当選択手段と、
上記スタガトリガ方式によって異なるパルス間隔ごとに上記フィルタ係数計算手段及び上記多重零点処理手段から送られるフィルタ係数を用いて上記受信信号中のクラッタを抑圧するフィルタ手段と、
上記受信信号、又は上記フィルタ手段の出力信号を、上記多重零点処理手段及び上記フィルタ手段へ出力する切替手段と、
該切替手段へ送られる上記フィルタ手段の出力信号を記憶しておく出力信号記憶手段と、
上記受信信号及び上記フィルタ手段の出力信号から、上記フィルタ手段の入出力信号電力比を計算して電力比変化に基づいてフィルタ全体の次数を決定するフィルタ次数選定手段と、
該フィルタ次数選定手段から出力される選定結果に基づいて出力信号を切り替える出力信号選択手段と、を備えたものである。
【００５７】
【発明の実施の形態】
実施の形態１．
図１はこの発明に係るクラッタ抑圧装置の実施の形態１を示す構成図である。図において、６は受信信号から受信信号中のクラッタ中心周波数を推定するクラッタ中心周波数推定手段、１ａはこのクラッタ中心周波数推定手段６から出力される推定値に対して、フィルタのノッチを形成するようにフィルタ係数を調整する第一のフィルタ係数計算手段、２ａはこのフィルタ係数計算手段１ａで算出されたフィルタ係数を用いてクラッタ抑圧処理を行う第一のフィルタ手段、５はクラッタ中心周波数推定手段６の推定値に対して、クラッタ抑圧性能を確保するために若干の周波数オフセットを与えるためのオフセット周波数記憶手段、１ｂ〜１Ｎはクラッタ中心周波数推定手段６から出力される推定値に、オフセット周波数記憶手段５から出力されるオフセット周波数を加えた周波数値に対して、フィルタのノッチを形成するようにフィルタ係数を調整する第二〜第Ｎのフィルタ係数計算手段、２ｂ〜２Ｎはこのフィルタ係数計算手段１ｂ〜１Ｎで算出されたフィルタ係数を用いてクラッタ抑圧処理を行う第二〜第Ｎのフィルタ手段、３は受信信号及び第一〜第Ｎのフィルタ手段２ａ〜２Ｎの出力信号から各フィルタ手段の入出力信号電力比を計算し、その電力比を用いて最適なフィルタ次数を選定するフィルタ次数選定手段、４はフィルタ次数選定手段３から出力される選定結果に基づいて、クラッタ抑圧フィルタとしての出力信号を選択する出力信号選択手段である。
図１４はこの発明に係るクラッタ抑圧装置の実施の形態１の動作を説明するためのブロック図である。
図２はこの発明に係るクラッタ抑圧装置の実施の形態１の動作を説明するためのフローチャートである。
図３はこの発明に係るクラッタ抑圧装置の実施の形態１の動作を説明するための説明図である。
【００５８】
次に図１〜３及び図１４を参照して動作について説明する。離散フーリエ変換等による周波数解析が行えないほどパルスヒット数が少ないレーダにおいて、受信するクラッタ数を推定する方法としては、以下で説明するクラッタ中心周波数推定手段１で計算されるＡＲ係数a_ijを利用する方法等が考えられるが、本発明の実施の形態では、クラッタ数は既知であるものとする。本実施の形態１では、クラッタは単峰性であるとする。
まず、図１において受信信号がクラッタ中心周波数推定手段６に送られて、従来のクラッタ抑圧装置と同様な方法でクラッタ中心周波数が推定される。
【００５９】
次に、クラッタ中心周波数推定手段６から出力されるクラッタ中心周波数の推定値に従ってクラッタ抑圧フィルタの係数が計算される。従来のクラッタ抑圧装置と異なる点は、最適なフィルタ次数を自動的に設定するために、従来単一のフィルタで実施していたクラッタ抑圧処理を、複数の１次フィルタの縦続接続構成にし、且つ、同じ周波数に複数のフィルタでノッチを形成する場合に２段目以降のフィルタに入力されるべきクラッタ中心周波数の推定値にオフセット周波数を加えるようにしたことである。本実施の形態では縦続接続したフィルタの次数は１次としたが、２次以上に設定してもかまわない。
【００６０】
スタガトリガ方式では不等間隔パルスになるため、ノッチ周波数が０以外のフィルタを実現するには、フィルタ係数がパルス間隔に応じて変わる時変係数フィルタが必要である。このような時変係数フィルタを縦続接続した場合のインパルス応答は、２つのフィルタのインパルス応答の単純な畳み込みにはならない。縦続接続した後段のフィルタ処理では、後段のフィルタの入力信号における現時点でのサンプルとそれ以前のサンプルとでは、それらのサンプルを算出するために用いた前段のフィルタ係数が異なるからである。以下に、このような時変係数フィルタを縦続接続した場合のインパルス応答を示す。ここでは説明の都合上、図１４に示すように縦続接続するフィルタ数は２、すなわち図１の時変フィルタ＃１と時変フィルタ＃２について取り扱い、また、次数をそれぞれK₁、K₂とした一般的な場合について説明する。
パルスヒット番号に対応する時刻をt_kとする。第一のフィルタ手段２ａの入力信号をu(t_k)、第二のフィルタ手段２ｂの入力信号をx(t_k)、第二のフィルタ手段２ｂの出力信号をy(t_k)とする。今、スタガ数Lを３、第一のフィルタ係数計算手段１ａで計算されるフィルタ係数をh_k0、h_k1、h_k2、h_k3、第二の係数計算手段１ｂで計算されるフィルタ係数をg_k0、g_k1、g_k2とする。ある時刻の出力信号y(t_k)は次式で表すことができる。
【００６１】
【数８】

【００６２】
これより、＊を[ ]で囲んだ２つのベクトルの畳み込み演算とすると、２つの時変フィルタを縦続接続した場合のインパルス応答は、次式のようになる。なお、同式中、＋は畳み込みの結果得られた数列をベクトルとみなしたときのベクトル加算である。
【００６３】
【数９】

【００６４】
第一のフィルタ係数計算手段１ａの次数をK₁、第二のフィルタ係数計算手段１ｂの次数をK₂として、上式を一般形に拡張する。得られる畳み込み演算の結果をe_lk（l=0,1,…,L-1、k=0,1,…,K₁+ K₂）とすると、次式のように表すことができる。
【００６５】
【数１０】

【００６６】
上式において、パルス間隔はスタガ数Ｌで周期的に変化するため、時刻t₀,t_L,t_2L,…には、g₀₀,g₀₁,…,g_0,K2が対応し、時刻t₁,t_L+1,t_2L+1,…には、g₁₀,g₁₁,…,g_1,K2が対応し、時刻t₂,t_L+2,t_2L+2,…には、g₂₀,g₂₁,…,g_2,K2が対応する（以降繰り返し）。
このときの等価振幅２乗特性E(f)は、次式のようになる。
【００６７】
【数１１】

【００６８】
ノッチ周波数が０のフィルタのノッチ周波数を任意の周波数に移動させる場合、第一のフィルタ係数計算手段１ａで使用される、ノッチ周波数０のフィルタ係数をh_lk'、移動先のノッチ周波数をf₀₁とする。また、仮に第二のフィルタ係数計算手段１ｂで使用される、ノッチ周波数０のフィルタ係数をg_lk'、移動先のノッチ周波数をf₀₂とする。このとき、フィルタ単体で考えると、h_lk、g_lkは次式のように再計算される。
【００６９】
【数１２】

【００７０】
しかし、時変フィルタの縦続接続構成の場合、第二のフィルタ係数計算手段１ｂで再計算される係数g_lkは、上式のような単純なノッチフィルタのノッチ周波数の移動にはならない。第二のフィルタ係数計算手段１ｂで計算される係数が、第一のフィルタ係数計算手段１ａで計算される係数に依存するからである。
以下に、第二のフィルタ係数計算手段１ｂにおいて実施される、フィルタ係数計算方法について示す。式（１０）に示したように時間δTを定義し、遅延演算子z^-1をδTだけの遅延を与える素子とする。このとき、時変フィルタ縦続接続時の伝達関数は、次式のように表すことができる。
【００７１】
【数１３】

【００７２】
式（２４）の指数部分を式（２６）のように置き換えると、式（２５）のようになる。
【００７３】
【数１４】

【００７４】
式（２５）に式（１９）を代入して整理すると、式（２７）のようになる。
【００７５】
【数１５】

【００７６】
上記伝達関数E_l(z)において、zに関する導関数を求め、式（２８）のときに０となる、すなわち、式（２９）が成り立つようにすると、f=f₀₂にK₂重零点を持たせることができる。
【００７７】
【数１６】

【００７８】
上式におけるE_l(z)の導関数は、式（３０）で求めることができる。
【００７９】
【数１７】

【００８０】
このようにして、フィルタ係数の数より１つ少ないK₂個の方程式ができるが、g_l0を任意に決めればよい。また、縦続接続された２つのフィルタにより、フィルタ入出力前後の受信機雑音電力が変化しないようにするためには、式（３１）の定数c_lをg_l0，g_l1，…，g_l,K2に乗じてやればよい。
【００８１】
【数１８】

【００８２】
以上の関係を行列表現するために、ベクトルを式（３２）のように定義すると、式（３３）に示す連立方程式が得られる。
【００８３】
【数１９】

【００８４】
上式において、K₂×K₂行列のA_l 、ベクトルb_lは次式で表される。
【００８５】
【数２０】

【００８６】
なお、式（３５）は任意の値ｇ_ｌ０を１とおいて計算したものである。式（３３）を解くことで、特定のlに関する最適な係数を求めることができる。従って、式（３３）をl=0,1,…,L-1についてL回解くことにより、f=f₀₂にK₂重零点を持つ２段目のフィルタ係数を求めることができる。
このようにして、第一のフィルタ係数計算手段１ａで計算された係数を第一のフィルタ手段２ａに適用し、第二のフィルタ係数計算手段１ｂで計算された係数を第二のフィルタ手段２ｂに適用することで、フィルタ全体の特性としてf=f₀₁とf=f₀₂にノッチを形成することができる。
【００８７】
以上より、２つの時変フィルタを縦続接続しても、２個所の周波数にノッチを形成できることが示された。従って、縦続接続した時変フィルタ＃１と時変フィルタ＃２を一つのフィルタとみなして、上記フィルタ係数計算方法により、このフィルタと時変フィルタ＃３を縦続接続した時のフィルタ係数を第三のフィルタ係数計算手段１ｃで計算するようにすれば、縦続接続したフィルタの数に等しい数の周波数に対してノッチを形成するようなクラッタ抑圧フィルタを構成することが可能である。
本実施の形態１では、単峰性のクラッタを想定しているため、第一のフィルタ係数計算手段１ａに送られるクラッタ中心周波数推定値と、第二〜第のフィルタ係数計算手段１ｂ〜１Ｎに送られるクラッタ中心周波数推定値は同一の周波数になる。つまり、クラッタ中心周波数の推定値をf₀とすると、f₀₁=f₀₂=…=f₀として各フィルタ係数が計算される。
しかしながら、以上に記述した方法では、複数のフィルタで零点を割り当てる周波数を重複して設定する場合、後段のフィルタで割り当てた零点の多重度のみが支配的になり、縦続接続したフィルタ次数に相当するフィルタ特性が得られないことが経験的に知られている。具体的には、フィルタのノッチの帯域幅が狭くなるため、従来のクラッタ抑圧装置に比べてクラッタ抑圧性能が劣化してしまう。
【００８８】
そこで、本実施の形態１では、図１に示すようにオフセット周波数記憶手段５を設け、第一のフィルタ係数計算手段１ａで零点が割り当てられた、単峰性クラッタの中心周波数推定値f₀に対して、第二〜第Ｎのフィルタ係数計算手段１ｂ〜１Ｎで零点を割り当てる周波数がf₀に一致しないようにしている。第二〜第Ｎのフィルタ係数計算手段１ｂ〜１Ｎでは、クラッタ中心周波数推定手段６から出力される推定値f₀と、オフセット周波数計算手段５から出力されるオフセット周波数値δfとを次式に示すように加算している。
f_m+1=f₀+δf_m（m=1,2,…,N-1）（３６）
ただし、f_mは縦続接続されたm番目の時変フィルタで零点を設定する周波数、δf_mはm番目のオフセット周波数である。Ｎ個のフィルタを縦続接続した場合は、式（３６）に示したようにオフセット周波数δfがＮ−１種類必要になる。上式により計算された周波数f_mに対して零点を割り当てるようにし、かつf_m=f₀にはならないため、従来のクラッタ抑圧装置におけるフィルタと同等な等価振幅２乗特性を得ることができる。
【００８９】
図１のように、１次の時変係数フィルタを多数縦続接続すると、各フィルタの入力信号中のクラッタ電力が大きく、フィルタのノッチがクラッタの中心周波数近辺に形成されていれば、各フィルタ処理後の出力信号電力は入力信号電力よりも小さくなる。クラッタがある程度抑圧されてしまえば、新たにフィルタ処理をしても出力信号電力が大きく変化することはないので、この電力変化を検出してフィルタの次数を選定する。各フィルタの入出力信号電力比はフィルタの番号２ａ〜２Ｎに向かって大きくなるに連れて次第に小さくなり、その変化も次第に小さくなる。従って、フィルタの番号を横軸にし、入出力電力比を縦軸にすると、電力比の頂点は下に凸で遠方はほぼ平らになるなめらかな曲線上に乗る。従って、判定方法は、任意に設定できるしきい値と各フィルタの入出力信号電力比を比較し、電力比がしきい値を下回った状態はフィルタ次数が過剰と判断できるので、電力比がしきい値を初めて上回った時のフィルタの出力信号をクラッタ抑圧フィルタの出力信号にすることで、必要十分なフィルタ次数でクラッタ抑圧処理を実施することができる。
以上のフィルタ次数選定処理を、図２のフローチャートに従って説明する。まず、ステップ２０でフィルタ次数のカウンタを初期化する。ステップ２１では、フィルタ次数がフィルタ次数の上限値NFIL以下であればステップ２２へ処理が移行し、そうでなければステップ２５へ処理が移行する。ステップ２２、２３では、それぞれ各フィルタの入出力信号の平均電力、電力比を計算する。このとき、レンジビン毎の電力比のばらつきをおさえるため、複数のレンジビンで平均化処理を行う。以上の処理で各フィルタの入出力電力比が計算される。ステップ２５では仮のフィルタ次数Ｍに上限値NFILを代入する。ステップ２６ではフィルタ次数が１次と判定された時点で処理が終了するように判定する。ステップ２７ではステップ２３で計算した各フィルタの入出力信号電力比としきい値を比較して、電力比がしきい値を上回った時点で処理がステップ２９に移行する。そうでなければ、ステップ２８で仮のフィルタ次数Ｍを更新して、ステップ２６へ移る。即ち、電力比がしきい値を下回っている間は仮りのフィルタ次数Ｍを1つずつ減らし、電力比が初めてしきい値を上回ったときにステップ２９へ移る。ステップ２９では仮のフィルタ次数Ｍに基づいて、最適なフィルタ次数を選定して処理が終了する。
【００９０】
図３に計算例を示す。クラッタ抑圧フィルタへの入力信号（受信信号）は、疑似的に発生させた単峰性クラッタ、目標信号と受信機雑音を加算した複素信号とした。スタガトリガ数を3、パルス繰り返し周期を400,300,500μs（平均400μs）、目標信号のドップラ周波数を500Hz、目標信号が存在するレンジビンを210レンジビン、目標信号電力を35dB、単峰性クラッタの中心周波数を-600Hz、ガウス型のスペクトルを持つクラッタの帯域幅を平均50Hz、クラッタ電力を140-40log₁₀(100+r)dB（rはレンジビン番号）、受信機雑音電力を20dB（平均0の正規分布）、フィルタの最大数を４として、計算機シミュレーションを行った。(a)は受信信号及び各フィルタの出力信号の変化を示すグラフで、横軸がレンジビン、縦軸が平均電力を表す。フィルタ＃３以降のフィルタでは、出力信号電力がほとんど雑音電力付近であることがわかる。(b)は各フィルタの入出力信号電力比の変化を示すグラフで、横軸がレンジビン、縦軸がフィルタ入出力信号電力比を表す。ここでは２５レンジビン単位で電力比を平均しているので、階段状に電力比が変化している。フィルタ＃４では電力比が0dB付近であり、入力信号と出力信号がほとんど変化していないことがわかる。フィルタ次数選定のしきい値を1.0dBに設定して、この(b)の電力比と比較すると、フィルタ次数はレンジビン１〜５０までが３次、５０以降は２次と選定された。その時のクラッタ抑圧フィルタの出力信号が(c)であり、横軸がレンジビン、縦軸が平均電力を表す。受信信号中のクラッタが抑圧されて目標信号が検出可能になることがわかる。目標信号が存在するレンジビン付近以外のレンジビンでは、信号電力はほぼ受信機雑音電力程度であり、クラッタの消え残りはないことがわかる。
【００９１】
以上のように、１つのクラッタ中心周波数推定値に対して、複数の１次フィルタを縦続接続した構成にして、各フィルタの入出力信号電力比をパラメータにしてクラッタを抑圧するのに最低限必要なフィルタ次数を選定するようにしているので、クラッタの受信状況に応じて最適なフィルタ次数を自動的に設定することが可能になり、フィルタ次数が不足することによるクラッタの消え残りや過剰なフィルタ処理による目標信号の減衰等を防ぐことができる。
【００９２】
実施の形態２．
図４はこの発明に係るクラッタ抑圧装置の実施の形態２を示す構成図である。図において、６は受信信号から受信信号中のクラッタ中心周波数を推定するクラッタ中心周波数推定手段、８はこのクラッタ中心周波数推定手段６から出力されるクラッタ中心周波数の推定値に対して、フィルタのノッチを形成するようにフィルタ係数を調整するフィルタ係数計算手段、９はこのフィルタ係数計算手段８で算出されたフィルタ係数を用いてクラッタ抑圧処理を行うフィルタ手段、５はクラッタ中心周波数推定手段６から出力される推定値に対して、クラッタ抑圧性能を確保するために若干の周波数オフセットを与えるためのオフセット周波数を記憶するオフセット周波数記憶手段、７はフィルタ手段９の出力信号を記憶しておく出力信号記憶手段、１０は受信信号及びフィルタ手段９の出力信号を切り替えるサーキュレータ、３はフィルタ手段９の出力信号から各フィルタ手段の入出力信号電力比を計算し、その電力比を用いて最適なフィルタ次数を選定するフィルタ次数選定手段、４はフィルタ次数選定手段３から出力される選定結果に基づいて、出力信号記憶手段７からクラッタ抑圧フィルタとしての出力信号を選択する出力信号選択手段である。
【００９３】
次に図４を参照して動作について説明する。クラッタは単峰性であるとする。本実施の形態２は、基本的な動作は実施の形態１と同じであるので、動作が異なる点のみ説明する。
本実施の形態２では、サーキュレータ１０を設けてフィルタ係数計算手段８、及びフィルタ手段９への入力信号を切り替えることで、ハードウェア規模を小さくすることができる。サーキュレータ１０は、まず、受信信号をフィルタ係数計算手段８、及びフィルタ手段９へ出力する。受信信号のフィルタ処理が完了した時点で、フィルタ手段９の出力信号がサーキュレータ１０に送られるので、サーキュレータ１０は、フィルタ処理完了と同期させながらフィルタ手段９から出力される信号をフィルタ係数計算手段８、及びフィルタ手段９へ出力する。以降、フィルタ次数の上限値まで同様の処理を繰り返す。このとき、出力信号記憶手段７では、フィルタ手段９の出力信号を記憶しておく。フィルタ次数選定手段３で選定されたフィルタ次数は、出力信号選択手段４へ送られるので、出力信号選択手段４はこの結果に基づいて出力信号記憶手段７から該当する出力信号を選択して、クラッタ抑圧フィルタの出力信号として出力する。
また、フィルタ次数選定手段３の処理をフィルタ手段９の出力信号が得られる毎に実施すれば、フィルタ次数の上限値を設けることなくフィルタ次数の選定処理を行うことができる。
【００９４】
以上のように、１つのクラッタ中心周波数推定値に対して、１次フィルタでの処理を巡回的に実施する構成にして、フィルタ処理毎の入出力信号電力比をパラメータにしてクラッタを抑圧するのに最低限必要なフィルタ次数を選定するようにしているので、クラッタの受信状況に応じて最適なフィルタ次数を自動的に設定することが可能になり、フィルタ次数が不足することによるクラッタの消え残りや過剰なフィルタ処理による目標信号の減衰等を防ぐことができる。また、フィルタ処理を巡回的に実施することにより、ハードウェア規模を小さくすることができる。
【００９５】
実施の形態３．
図５はこの発明に係るクラッタ抑圧装置の実施の形態３を示す構成図である。図において、６は受信信号から受信信号中のクラッタ中心周波数を推定するクラッタ中心周波数推定手段、８はこのクラッタ中心周波数推定手段６から出力されるクラッタ中心周波数の推定値に対して、フィルタのノッチを形成するようにフィルタ係数を調整するフィルタ係数計算手段、９はこのフィルタ係数計算手段８で算出されたフィルタ係数を用いてクラッタ抑圧処理を行うフィルタ手段、５はクラッタ中心周波数推定手段６から出力される推定値に対して、クラッタ抑圧性能を確保するために若干の周波数オフセットを与えるためのオフセット周波数記憶手段、１１はフィルタ係数計算手段８で算出される係数を記憶しておくフィルタ係数記憶手段、１０は受信信号及びフィルタ手段９の出力信号を切り替えるサーキュレータ、３はフィルタ手段９の出力信号から各フィルタ手段の入出力信号電力比を計算し、その電力比を用いて最適なフィルタ次数を選定するフィルタ次数選定手段、
１２はフィルタ次数選定手段３から出力される選定結果に基づいて、フィルタ係数記憶手段１１が選択したフィルタ係数を用いてクラッタ抑圧処理を行う第２のフィルタ手段である。
【００９６】
次に図５を参照して動作について説明する。クラッタは単峰性であるとする。本実施の形態３は、基本的な動作は実施の形態１及び実施の形態２と同じであるので、動作が異なる点のみ説明する。
実施の形態２では、フィルタ処理を巡回的に実施する際、出力信号を記憶していたが、本実施の形態３では、フィルタ係数記憶手段１１において、使用したフィルタの係数を記憶するようにしている。フィルタ次数選定手段３で選定されたフィルタ次数に対応するフィルタ係数を第２のフィルタ手段１２へ出力し、フィルタ処理を実施することで出力信号を得る。
【００９７】
以上のように、１つのクラッタ中心周波数推定値に対して、１次フィルタでの処理を巡回的に実施する構成にして、フィルタ処理毎の入出力信号電力比をパラメータにしてクラッタを抑圧するのに最低限必要なフィルタ次数を選定するようにしているので、クラッタの受信状況に応じて最適なフィルタ次数を自動的に設定することが可能になり、フィルタ次数が不足することによるクラッタの消え残りや過剰なフィルタ処理による目標信号の減衰等を防ぐことができる。また、フィルタ処理を巡回的に実施することにより、ハードウェア規模を小さくすることができる。
【００９８】
実施の形態４．
図６はこの発明に係るクラッタ抑圧装置の実施の形態４を示す構成図である。図において、６は受信信号から受信信号中のクラッタ中心周波数を推定するクラッタ中心周波数推定手段、１ａはこのクラッタ中心周波数推定手段６から出力されるクラッタ中心周波数の推定値に対して、フィルタのノッチを形成するようにフィルタ係数を調整する第一のフィルタ係数計算手段、２ａはこのフィルタ係数計算手段１ａで算出されたフィルタ係数を用いてクラッタ抑圧処理を行う第一のフィルタ手段、５はクラッタ中心周波数推定手段６の推定値に対して、クラッタ抑圧性能を確保するために若干の周波数オフセットを与えるためのオフセット周波数を記憶するオフセット周波数記憶手段、１３はオフセット周波数を設定するフィルタ番号に応じて、オフセット周波数値をオフセット周波数記憶手段５から選択して出力するオフセット周波数選択手段、１４は、オフセット周波数記憶手段５およびオフセット周波数選択手段１３を含むオフセット周波数設定手段、１ｂ〜１Ｎはクラッタ中心周波数推定手段６から出力されるクラッタ中心周波数の推定値に、オフセット周波数記憶手段５から出力されるオフセット周波数を加えた周波数値に対して、フィルタのノッチを形成するようにフィルタ係数を調整する第二〜第Ｎのフィルタ係数計算手段、２ｂ〜２Ｎはこのフィルタ係数計算手段１ｂ〜１Ｎで算出されたフィルタ係数を用いてクラッタ抑圧処理を行う第二〜第Ｎのフィルタ手段、１９は受信信号及び第一〜第Ｎのフィルタ手段２ａ〜２Ｎの出力信号から各フィルタ手段の入出力信号電力比を計算し、その電力比を用いて最適なフィルタ次数を選定するフィルタ次数選定手段、４はフィルタ次数選定手段３から出力される選定結果に基づいて、クラッタ抑圧フィルタとしての出力信号を選択する出力信号選択手段である。
図７はこの発明の実施の形態４の動作を説明するためのフローチャートである。
図８はこの発明の実施の形態４の動作を説明するための図である。
【００９９】
次に図６〜８を参照して動作について説明する。クラッタは双峰性であるとする。本実施の形態４において、クラッタ中心周波数推定手段６、第一〜第Ｎのフィルタ係数計算手段１ａ〜１Ｎ、第一〜第Ｎのフィルタ手段２ａ〜２Ｎ、出力信号選択手段４の動作は実施の形態１と同様であるため、ここでは動作の異なるオフセット周波数設定手段１４、及びフィルタ次数選定手段１９の動作を中心に説明する。
【０１００】
スタガトリガ方式のレーダでは、各フィルタは時変係数フィルタになるので、実施の形態１と同様に前段のフィルタ係数を考慮しながら設計する必要がある。図６において、フィルタ＃1〜フィルタ＃Ｎは全て１次フィルタであるとする。ここでは受信クラッタとして、帯域幅の差が大きくない２つの異なるスペクトルピークを有する双峰性クラッタを想定する。本実施の形態４で実施するフィルタ次数選定方法は、各フィルタの出力信号電力を基準として用いるため、連続するフィルタで１種類のクラッタを集中的に抑圧しても電力変化を検出できない可能性がある。つまり、２つのクラッタが等電力で受信されたとすると、複数のフィルタの零点を１つのクラッタの中心周波数に集中して設定してこのクラッタを完全に抑圧しても、他方のクラッタは抑圧されずそのまま残るため、受信信号中のクラッタの総電力は高々半分にしかならないためである。そこで、第一〜第Ｎのフィルタ係数計算手段１ａ〜１Ｎでは、２つのクラッタの中心周波数付近に対して零点を交互に割り当てるように動作する。例えば、奇数番号のフィルタはクラッタ１の中心周波数fc1付近に対して零点を設定し、偶数番号のフィルタはクラッタ２の中心周波数fc2付近に対して零点を設定する。このようにすると、２つのクラッタの相対電力比によって多少の変化はあるものの、処理する信号中にクラッタ成分が存在していれば、フィルタ１つおきに入出力信号電力の変化が大きくなる。この変化を検出すれば良い。これに伴い、オフセット周波数設定手段１４は偶数番号フィルタ用のオフセット周波数と、奇数番号フィルタ用のオフセット周波数とを分けて管理する必要がある。オフセット周波数は１つのクラッタ中心周波数に対して重複しなければよいので、Ｎ個の時変フィルタが縦続接続されている場合、オフセット周波数はｍ＝（Ｎ−２）／２種類用意すればよい。具体的には、オフセット周波数をフィルタ＃３，＃５，…，フィルタ＃Ｎ−1に対して、それぞれδ1，δ2，…，δmを設定し，同様に、フィルタ＃４，＃６，…，フィルタ＃Ｎに対しても、それぞれδ1，δ2，…，δmを設定する。
【０１０１】
次にフィルタ次数選定手段１９の動作を図７のフローチャートに従って説明する。
まず、ステップ３０でフィルタ次数のカウンタを初期化する。ステップ３１では、フィルタ次数がフィルタ次数の上限値NFIL以下であればステップ３２へ処理が移行し、そうでなければステップ３５へ処理が移行する。ステップ３２〜３４では、それぞれ各フィルタの入出力信号の平均電力、電力比を計算する。このとき、レンジビン毎の電力比のばらつきをおさえるため、複数のレンジビンで平均化処理を行う。以上の処理で各フィルタの入出力電力比が計算される。ステップ３５では仮のフィルタ次数Ｍに初期値１を代入する。ステップ３６ではフィルタ次数がフィルタ次数上限値NFILになると、処理がステップ４０に移行するように判定する。そうでない場合、ステップ３７〜３９ではステップ３３で計算した各フィルタの入出力信号電力比と一つ目のしきい値THLD1を比較して、電力比がしきい値を上回る最大の次数をordに代入する。ステップ４０以降は、受信したクラッタの相対電力比が大きい場合に発生する可能性があるクラッタの消え残りを回避するための処理である。まず、ステップ４０で仮の追加次数Lに上限値２を代入し、現時点での選定次数ordをFordに代入する。ステップ４１〜４４では、追加次数を２、１と変化させた時のフィルタ入出力電力比と２つ目のしきい値THLD2を比較して、電力比がTHLD2を上回ることがないかどうかをチェックする。電力比がTHLD2を上回る場合には、ステップ４３で選定するフィルタ次数を追加してFordに代入する。ステップ４５では、Fordの結果から選定するフィルタ次数を決定して、出力信号選択手段４へ出力する。
出力信号選択手段４では、出力されたフィルタ次数を基に出力信号を選択して、クラッタ抑圧フィルタの出力信号として出力する。
【０１０２】
図８に計算例を示す。クラッタ抑圧フィルタへの入力信号（受信信号）は，疑似的に発生させた双峰性クラッタ，目標信号と受信機雑音を加算した複素信号とした。スタガトリガ数を3、パルス繰り返し周期を400,300,500μs（平均400μs）、目標信号のドップラ周波数を500Hz、目標信号が存在するレンジビンを210レンジビン、目標信号電力を15dB、双峰性クラッタの中心周波数をそれぞれ0Hz、-600Hz、ガウス型のスペクトルを持つクラッタの帯域幅を双方とも平均30Hz、クラッタ電力を双方とも140-40log₁₀(100+r)dB（rはレンジビン番号）、受信機雑音電力を0dB（平均0の正規分布）、フィルタの最大数を７として、計算機シミュレーションを行った。(a)は受信信号及び各フィルタの出力信号の変化を示すグラフで、横軸がレンジビン、縦軸が平均電力を表す。フィルタ＃５以降のフィルタでは、出力信号電力がほとんど雑音電力付近であることがわかる。(b)は各フィルタの入出力信号電力比の変化を示すグラフで、横軸がレンジビン、縦軸がフィルタ入出力信号電力比を表す。ここでは２５レンジビン単位で電力比を平均しているので、階段状に電力比が変化している。フィルタ＃５、６では電力比が0dB付近であり、入力信号と出力信号がほとんど変化していないことがわかる。フィルタ次数選定のしきい値を1.0dBに設定して、この(b)の電力比変化と比較すると、フィルタ次数はレンジビン１〜１５０までが６次、１５０以降は４次と選定された。その時のクラッタ抑圧フィルタの出力信号が(c)であり、横軸がレンジビン、縦軸が平均電力を表す。クラッタ抑圧処理により、受信信号中のクラッタが抑圧されて目標信号が検出可能になることがわかる。目標信号が存在するレンジビン付近以外のレンジビンでは、信号電力はほぼ受信機雑音電力程度であり、クラッタの消え残りはないことがわかる。
また、以上の説明では、本実施の形態４のクラッタ抑圧装置は双峰性クラッタに対して動作するように説明したが、Ｋ個のクラッタを受信した場合は、縦続接続したフィルタで設定する零点周波数をＫ個のクラッタ中心周波数推定値ごとに順番に割り振ること、及びオフセット周波数の組合せをＫ種類用意することで、３つ以上のクラッタにも対処することが可能である。
【０１０３】
以上のように、複数の１次フィルタを縦続接続した構成にして、縦続接続されたフィルタの零点を交互に２つのクラッタ中心周波数推定値に対して設定するようにし、各フィルタの入出力信号電力比をパラメータにしてクラッタを抑圧するのに最低限必要なフィルタ次数を選定するようにしているので、クラッタの受信状況に応じて最適なフィルタ次数を自動的に設定することが可能になり、フィルタ次数が不足することによるクラッタの消え残りや過剰なフィルタ処理による目標信号の減衰等を防ぐことができる。
【０１０４】
実施の形態５．
図９はこの発明に係るクラッタ抑圧装置の実施の形態５を示す構成図である。
図において、６は受信信号から受信信号中のクラッタ中心周波数を推定するクラッタ中心周波数推定手段、８はこのクラッタ中心周波数推定手段６から出力される２つのクラッタ中心周波数の推定値に対して、交互にフィルタの零点を設定するようにフィルタ係数を調整するフィルタ係数計算手段、９はこのフィルタ係数計算手段８で算出されたフィルタ係数を用いてクラッタ抑圧処理を行うフィルタ手段、１４はクラッタ中心周波数推定手段６から出力されるクラッタ中心周波数の推定値に対して、クラッタ抑圧性能を確保するようにフィルタ毎に若干の周波数オフセットを選択して与えるためのオフセット周波数設定手段、７はフィルタ手段９の出力信号を記憶しておく出力信号記憶手段、１０は受信信号及びフィルタ手段９の出力信号を切り替えるサーキュレータ、１９はフィルタ手段９の出力信号から各フィルタ手段の入出力信号電力比を計算し、その電力比を用いて最適なフィルタ次数を選定するフィルタ次数選定手段、４はフィルタ次数選定手段３から出力される選定結果に基づいて、出力信号記憶手段７からクラッタ抑圧フィルタとしての出力信号を選択する出力信号選択手段である。
【０１０５】
次に図９を参照して動作について説明する。クラッタは双峰性であるとする。本実施の形態５は、基本的な動作は実施の形態２及び４と同じであるため、動作が異なる点を中心に説明する。
本実施の形態５では、サーキュレータ１０を設けてフィルタ係数計算手段８、及びフィルタ手段９への入力信号を切り替えることで、ハードウェア規模を小さくすることができる。サーキュレータ１０は、まず、受信信号をフィルタ係数計算手段８、及びフィルタ手段９へ出力する。受信信号のフィルタ処理が完了した時点で、フィルタ手段９の出力信号がサーキュレータ１０に出力されるので、サーキュレータ１０は、フィルタ処理完了と同期させながらフィルタ手段９から出力される信号をフィルタ係数計算手段８、及びフィルタ手段９へ出力する。以降、フィルタ次数の上限値まで同様の処理を繰り返す。ただし、実施の形態４に示したように、双峰性クラッタを受信した場合を想定しているので、２つのクラッタ中心周波数に対してフィルタの零点を交互に設定する必要がある。出力信号記憶手段７では、フィルタ手段９の出力信号を記憶しておく。オフセット周波数設定手段１４は、実施の形態４と同様な動作を行い、適用するフィルタごとにオフセット周波数を適宜選択してフィルタ係数計算手段８へ出力する。フィルタ次数選定手段１９では、実施の形態４に示した方法と同様な方法でフィルタ次数が選定される。選定されたフィルタ次数は、出力信号選択手段４へ出力されるので、出力信号選択手段４はこの結果に基づいて出力信号記憶手段７から該当する出力信号を選択して、クラッタ抑圧フィルタの出力信号として出力する。
また、フィルタ次数選定手段１９の処理をフィルタ手段９の出力信号が得られる毎に実施すれば、フィルタ次数の上限値を設けることなくフィルタ次数の選定処理を行うことができる。
【０１０６】
以上のように、双峰性クラッタの２つの中心周波数推定値のうち、一方のクラッタ中心周波数推定値に対しては次数を固定したフィルタで抑圧処理を行い、その出力信号に対してサーキュレータと１個の１次フィルタにより複数の１次フィルタを縦続接続した構成と同等の構成を構築して、縦続接続されたフィルタの零点を交互に２つのクラッタ中心周波数推定値に対して設定するようにし、各フィルタの入出力信号電力比をパラメータにしてクラッタを抑圧するのに最低限必要なフィルタ次数を選定するようにしているので、クラッタの受信状況に応じて最適なフィルタ次数を自動的に設定することが可能になり、フィルタ次数が不足することによるクラッタの消え残りや過剰なフィルタ処理による目標信号の減衰等を防ぐことができる。また、フィルタ処理を巡回的に実施することにより、ハードウェア規模を小さくすることができる。
【０１０７】
実施の形態６．
図１０はこの発明に係るクラッタ抑圧装置の実施の形態６を示す構成図である。
図において、６は受信信号から受信信号中のクラッタ中心周波数を推定するクラッタ中心周波数推定手段、８はこのクラッタ中心周波数推定手段６から出力される２つのクラッタ中心周波数の推定値に対して、交互にフィルタの零点を設定するようにフィルタ係数を調整するフィルタ係数計算手段、９はこのフィルタ係数計算手段８で算出されたフィルタ係数を用いてクラッタ抑圧処理を行う第１のフィルタ手段、１４はクラッタ中心周波数推定手段６の推定値に対して、クラッタ抑圧性能を確保するようにフィルタ毎に若干の周波数オフセットを選択して与えるためのオフセット周波数設定手段、１１はフィルタ係数計算手段８で算出される係数を記憶しておくフィルタ係数記憶手段、１０は受信信号及び第１のフィルタ手段９の出力信号を切り替えるサーキュレータ、１９は第１のフィルタ手段９の出力信号から各フィルタ手段の入出力信号電力比を計算し、その電力比を用いて最適なフィルタ次数を選定するフィルタ次数選定手段、１２はフィルタ次数選定手段３から出力される選定結果に基づいて、フィルタ係数記憶手段１１から該当するフィルタ係数を選択し、その係数を用いてクラッタ抑圧処理を行う第２のフィルタ手段である。
【０１０８】
次に図１０を参照して動作について説明する。クラッタは双峰性であるとする。本実施の形態６は、基本的な動作は実施の形態５と同じであるため、動作が異なる点を中心に説明する。
実施の形態５では、フィルタ処理を巡回的に実施する際、出力信号を記憶していたが、本実施の形態６では、フィルタ係数記憶手段１１において、使用したフィルタの係数を記憶するようにしている。フィルタ次数選定手段１９で選定されたフィルタ次数に対応するフィルタ係数を第２のフィルタ手段１２へ出力し、フィルタ処理を実施することで出力信号を得る。
【０１０９】
以上のように、双峰性クラッタの２つの中心周波数推定値のうち、一方のクラッタ中心周波数推定値に対しては次数を固定したフィルタで抑圧処理を行い、その出力信号に対してサーキュレータと１個の１次フィルタにより複数の１次フィルタを縦続接続した構成と同等の構成を構築して、縦続接続されたフィルタの零点を交互に２つのクラッタ中心周波数推定値に対して設定するようにし、各フィルタの入出力信号電力比をパラメータにしてクラッタを抑圧するのに最低限必要なフィルタ次数を選定するようにしているので、クラッタの受信状況に応じて最適なフィルタ次数を自動的に設定することが可能になり、フィルタ次数が不足することによるクラッタの消え残りや過剰なフィルタ処理による目標信号の減衰等を防ぐことができる。また、フィルタ処理を巡回的に実施することにより、ハードウェア規模を小さくすることができる。
【０１１０】
実施の形態７．
図１１はこの発明に係るクラッタ抑圧装置の実施の形態７を示す構成図である。
図において、６は受信信号から受信信号中のクラッタ中心周波数を推定するクラッタ中心周波数推定手段、５０はクラッタ中心周波数推定手段から出力されるクラッタ中心周波数推定値の中の一つの周波数に対して、多重零点を設定するようにフィルタ係数を計算する多次フィルタ係数計算手段、５１は多次フィルタ係数計算手段５０で算出されたフィルタ係数を用いてクラッタ抑圧処理を行うフィルタ手段、１ａはこのクラッタ中心周波数推定手段６から出力される推定値のうち、多次フィルタ係数計算手段５０へ出力された推定値以外の推定値に対して、フィルタのノッチを形成するようにフィルタ係数を調整する第一のフィルタ係数計算手段、２ａはこのフィルタ係数計算手段１ａで算出されたフィルタ係数を用いてクラッタ抑圧処理を行う第一のフィルタ手段、５はクラッタ中心周波数推定手段６の推定値に対して、クラッタ抑圧性能を確保するために若干の周波数オフセットを与えるためのオフセット周波数記憶手段、１ｂ〜１Ｎはクラッタ中心周波数推定手段６から出力される推定値に、オフセット周波数記憶手段５から出力されるオフセット周波数を加えた周波数値に対して、フィルタのノッチを形成するようにフィルタ係数を調整する第二〜第Ｎのフィルタ係数計算手段、２ｂ〜２Ｎはこのフィルタ係数計算手段１ｂ〜１Ｎで算出されたフィルタ係数を用いてクラッタ抑圧処理を行う第二〜第Ｎのフィルタ手段、３は受信信号及び第一〜第Ｎのフィルタ手段２ａ〜２Ｎの出力信号から各フィルタ手段の入出力信号電力比を計算し、その電力比を用いて最適なフィルタ次数を選定するフィルタ次数選定手段、４はフィルタ次数選定手段３から出力される選定結果に基づいて、クラッタ抑圧フィルタとしての出力信号を選択する出力信号選択手段である。
【０１１１】
次に図１１を参照して動作について説明する。クラッタは双峰性であるとする。
まず、図１１において他の実施例と同様に受信信号がクラッタ中心周波数推定手段６へ出力されて、従来のクラッタ抑圧装置と同様な方法でクラッタ中心周波数が推定される。
【０１１２】
クラッタ中心周波数推定手段６から出力される２つのクラッタ中心周波数の推定値のうち、一方が多次フィルタ係数計算手段５０へ出力される。双峰性クラッタの場合、海面からの不要反射エコーであるシークラッタか、地面からの不要反射エコーであるグランドクラッタと雲や雨からの不要反射エコーであるウェザクラッタが受信されることが多い。この中で、シークラッタとグランドクラッタに関しては、送信ビームの放射角度や気象情報等からその電力や帯域幅を経験的に概ね推定可能である場合が多く、これらを抑圧するフィルタの次数を予め見積もっておくことが可能である。本実施の形態７では、双峰性クラッタを受信した場合、このタイプのクラッタに対する抑圧処理はフィルタの次数が固定のフィルタで行い、残ったクラッタに対しては次数選定処理を行う。一般に、グランドクラッタやシークラッタはほとんどドップラ周波数が発生しないため、クラッタ中心周波数推定手段６で推定される周波数のうち、零に近い推定値を多次フィルタ係数計算手段５０へ出力する。
多次フィルタ係数計算手段５０では、クラッタ中心周波数推定手段６から出力された推定値に多重ノッチを形成するように時変フィルタ係数を計算する。算出された係数はフィルタ手段５１へ出力され、クラッタ抑圧処理が実施される。この処理により双峰性クラッタのうち一方が抑圧されるので、フィルタ手段５１の出力信号中のクラッタは、単峰性クラッタとして扱うことができる。
【０１１３】
クラッタ中心周波数推定手段６から第一〜第Ｎのフィルタ係数計算手段１ａ〜１Ｎへ送られる推定値が、多次フィルタ係数計算手段へ出力された推定値以外の推定値である点が異なるだけで、以降の動作は、実施の形態１と同様である。
【０１１４】
以上のように、双峰性クラッタの２つの中心周波数推定値のうち、一方のクラッタ中心周波数推定値に対しては次数を固定したフィルタで抑圧処理を行い、その出力信号に対して複数の１次フィルタを縦続接続した構成にして、各フィルタの入出力信号電力比をパラメータにしてクラッタを抑圧するのに最低限必要なフィルタ次数を選定するようにしているので、双峰性クラッタを受信した場合でも、単峰性クラッタ受信時と同等な処理でクラッタの受信状況に応じて最適なフィルタ次数を自動的に設定することが可能になり、フィルタ次数が不足することによるクラッタの消え残りや過剰なフィルタ処理による目標信号の減衰等を防ぐことができる。
【０１１５】
実施の形態８．
図１２はこの発明に係るクラッタ抑圧装置の実施の形態８を示す構成図である。
図において、６は受信信号から受信信号中のクラッタ中心周波数を推定するクラッタ中心周波数推定手段、５０はクラッタ中心周波数推定手段から出力されるクラッタ中心周波数の推定値の中の一つの周波数に対して、多重零点を設定するようにフィルタ係数を計算する多次フィルタ係数計算手段、５１は多次フィルタ係数計算手段５０で算出されたフィルタ係数を用いてクラッタ抑圧処理を行うフィルタ手段、８はクラッタ中心周波数推定手段６から出力される他のクラッタ中心周波数の推定値に対して、フィルタのノッチを形成するようにフィルタ係数を調整するフィルタ係数計算手段、９はこのフィルタ係数計算手段８で算出されたフィルタ係数を用いてクラッタ抑圧処理を行うフィルタ手段、５はクラッタ中心周波数推定手段６から出力されるクラッタ中心周波数の推定値に対して、クラッタ抑圧性能を確保するために若干の周波数オフセットを与えるためのオフセット周波数を記憶するオフセット周波数記憶手段、７はフィルタ手段９の出力信号を記憶しておく出力信号記憶手段、１０はフィルタ手段５１の出力信号及びフィルタ手段９の出力信号を切り替えるサーキュレータ、３はフィルタ手段９の出力信号から各フィルタ手段の入出力信号電力比を計算し、その入出力信号電力比を用いて最適なフィルタ次数を選定するフィルタ次数選定手段、４はフィルタ次数選定手段３から出力される選定結果に基づいて、出力信号記憶手段７からクラッタ抑圧フィルタとしての出力信号を選択する出力信号選択手段である。
【０１１６】
次に図１２を参照して動作について説明する。クラッタは双峰性であるとする。本実施の形態８は、基本的な動作は実施の形態２及び７と同等であるため、動作が異なる点を中心に説明する。
クラッタ中心周波数推定手段６から出力される２つの推定値のうち、一方が多次フィルタ係数計算手段５０に入力される。多次フィルタ係数計算手段５０では、入力された推定値に多重ノッチを形成するように時変フィルタ係数を計算する。算出されたフィルタ係数はフィルタ手段５１に入力され、クラッタ抑圧処理が実施される。この処理により双峰性クラッタのうち一方が抑圧されるので、フィルタ手段５１の出力信号中のクラッタは、単峰性クラッタとして扱うことができる。
【０１１７】
クラッタ中心周波数推定手段６からフィルタ係数計算手段８へ送出されるクラッタ中心周波数の推定値が、多次フィルタ係数計算手段へ送出されたクラッタ中心周波数の推定値以外の推定値である点、及びサーキュレータ１０の入力信号の一つが受信信号ではなく、フィルタ手段５１からの出力信号である点が異なるだけで、以降の動作は、実施の形態２と同様である。
【０１１８】
以上のように、双峰性クラッタの２つの中心周波数推定値のうち、一方のクラッタ中心周波数推定値に対しては次数を固定したフィルタで抑圧処理を確実に行い、この一方のクラッタ中心周波数が抑圧された出力信号に対してサーキュレータと１個の１次フィルタにより複数の１次フィルタを縦続接続した構成と同等の構成を構築して、各フィルタの入出力信号電力比をパラメータにしてクラッタを抑圧するのに最低限必要なフィルタ次数を選定するようにしているので、双峰性クラッタを受信した場合でも、単峰性クラッタ受信時と同等な処理でクラッタの受信状況に応じて最適なフィルタ次数を自動的に設定することが可能になり、フィルタ次数が不足することによるクラッタの消え残りや過剰なフィルタ処理による目標信号の減衰等を防ぐことができる。また、フィルタ処理を巡回的に実施することにより、ハードウェア規模を小さくすることができる。
【０１１９】
実施の形態９．
図１３はこの発明に係るクラッタ抑圧装置の実施の形態９を示す構成図である。
図において、６は受信信号から受信信号中のクラッタ中心周波数を推定するクラッタ中心周波数推定手段、５０はクラッタ中心周波数推定手段６から出力されるクラッタ中心周波数推定値の中の一つの周波数に対して、多重零点を設定するようにフィルタ係数を計算する多次フィルタ係数計算手段、５１は多次フィルタ係数計算手段５０で算出されたフィルタ係数を用いてクラッタ抑圧処理を行うフィルタ手段、８はこのクラッタ中心周波数推定手段６から出力される推定値に対して、フィルタのノッチを形成するようにフィルタ係数を調整するフィルタ係数計算手段、９はこのフィルタ係数計算手段８で算出されたフィルタ係数を用いてクラッタ抑圧処理を行う第一のフィルタ手段、５はクラッタ中心周波数推定手段６の推定値に対して、クラッタ抑圧性能を確保するために若干の周波数オフセットを与えるためのオフセット周波数記憶手段、１１はフィルタ係数計算手段８で算出される係数を記憶しておくフィルタ係数記憶手段、１０はフィルタ手段５１の出力信号及び第一のフィルタ手段９の出力信号を切り替えるサーキュレータ、３は第一のフィルタ手段９の出力信号から各フィルタ手段の入出力信号電力比を計算し、その電力比を用いて最適なフィルタ次数を選定するフィルタ次数選定手段、１２はフィルタ次数選定手段３から出力される選定結果に基づいて、フィルタ係数記憶手段１１から該当するフィルタ係数を選択し、その係数を用いてクラッタ抑圧処理を行う第２のフィルタ手段である。
【０１２０】
次に図１３を参照して動作について説明する。クラッタは双峰性であるとする。本実施の形態９は、基本的な動作は実施の形態３及び７と同等であるため、動作が異なる点を中心に説明する。
クラッタ中心周波数推定手段６から出力される２つのクラッタ中心周波数の推定値のうち、一方が多次フィルタ係数計算手段５０に入力される。多次フィルタ係数計算手段５０では、入力されたクラッタ中心周波数の推定値に多重ノッチを形成するように時変フィルタ係数を計算する。算出された係数はフィルタ手段５１に入力され、クラッタ抑圧処理が実施される。この処理により双峰性クラッタのうち一方が抑圧されるので、フィルタ手段５１の出力信号中のクラッタは、単峰性クラッタとして扱うことができる。
クラッタ中心周波数推定手段６からフィルタ係数計算手段８へ送られるクラッタ中心周波数の推定値が、多次フィルタ係数計算手段へ出力されたクラッタ中心周波数の推定値以外の推定値である点、及びサーキュレータ１０の入力信号の一つが受信信号ではなく、フィルタ手段５１の出力信号である点が異なるだけで、以降の動作は、実施の形態３と同様である。
【０１２１】
以上のように、双峰性クラッタの２つの中心周波数の推定値のうち、一方のクラッタ中心周波数の推定値に対しては次数を固定したフィルタで抑圧処理を確実に行い、この一方のクラッタ中心周波数が抑圧された出力信号に対してサーキュレータと１個の１次フィルタにより複数の１次フィルタを縦続接続した構成と同等の構成を構築して、各フィルタの入出力信号電力比をパラメータにしてクラッタを抑圧するのに最低限必要なフィルタ次数を選定するようにしているので、双峰性クラッタを受信した場合でも、単峰性クラッタ受信時と同等な処理でクラッタの受信状況に応じて最適なフィルタ次数を自動的に設定することが可能になり、フィルタ次数が不足することによるクラッタの消え残りや過剰なフィルタ処理による目標信号の減衰等を防ぐことができる。また、フィルタ処理を巡回的に実施することにより、ハードウェア規模を小さくすることができる。
実施の形態１０．
図１５はこの発明に係るクラッタ抑圧装置の実施の形態１０を示す構成図である。
図において、６は受信信号から受信信号中のクラッタ中心周波数を推定するクラッタ中心周波数推定手段、１ａはこのクラッタ中心周波数推定手段６から出力される推定値に対して、フィルタのノッチを形成するようにフィルタ係数を調整する第一のフィルタ係数計算手段、２ａはこのフィルタ係数計算手段１ａで算出されたフィルタ係数を用いてクラッタ抑圧処理を行う第一のフィルタ手段、７１〜７０＋Ｎ−１はクラッタ中心周波数推定手段６の推定値に対して、クラッタ抑圧性能を確保するために多重零点が形成されるようにフィルタ係数を計算する第１〜第Ｎ−１の多重零点処理手段、２ｂ〜２Ｎは上記第１〜第Ｎ−１の多重零点処理手段で算出されたフィルタ係数を用いてクラッタ抑圧処理を行う第二〜第Ｎのフィルタ手段、３は受信信号及び第一〜第Ｎのフィルタ手段２ａ〜２Ｎの出力信号から各フィルタ手段の入出力信号電力比を計算し、その電力比を用いて最適なフィルタ次数を選定するフィルタ次数選定手段、４はフィルタ次数選定手段３から出力される選定結果に基づいて、クラッタ抑圧フィルタとしての出力信号を選択する出力信号選択手段である。
図１６はこの発明に係るクラッタ抑圧装置の実施の形態１０の動作を説明するためのフローチャートである。
図１７はこの発明に係るクラッタ抑圧装置の実施の形態１０の動作を説明するための説明図である。
【０１２２】
次に図１５〜１７を参照して動作について説明する。離散フーリエ変換等による周波数解析が行えないほどパルスヒット数が少ないレーダにおいて、受信するクラッタ数を推定する方法としては、以下で説明するクラッタ中心周波数推定手段６で計算されるＡＲ係数a_ijを利用する方法等が考えられるが、本実施の形態１０では、クラッタ数は既知であるものとする。また、本実施の形態１０では、クラッタは単峰性であるとする。
まず、図１５において受信信号がクラッタ中心周波数推定手段６に送られて、従来のクラッタ抑圧装置と同様な方法でクラッタ中心周波数が推定される。
【０１２３】
次に、クラッタ中心周波数推定手段６から出力されるクラッタ中心周波数の推定値に従ってクラッタ抑圧フィルタの係数が計算される。従来のクラッタ抑圧装置と異なる点は、最適なフィルタ次数を自動的に設定するために、従来単一のフィルタで実施していたクラッタ抑圧処理を、複数の１次フィルタの縦続接続構成にし、且つ、同じ周波数に複数のフィルタでノッチを形成する場合に２段目以降のフィルタ計算時に零点多重度が確保できるようにしたことである。本実施の形態１０では縦続接続したフィルタの次数は１次としたが、２次以上に設定してもかまわない。
【０１２４】
スタガトリガ方式では不等間隔パルスになるため、ノッチ周波数が０以外のフィルタを実現するには、フィルタ係数がパルス間隔に応じて変わる時変係数フィルタが必要である。このような時変係数フィルタを縦続接続した場合のインパルス応答は、２つのフィルタのインパルス応答の単純な畳み込みにはならない。縦続接続した後段のフィルタ処理では、後段のフィルタの入力信号における現時点でのサンプルとそれ以前のサンプルとでは、それらのサンプルを算出するために用いた前段のフィルタ係数が異なるからである。
本実施の形態１０では実施の形態１と同様に縦続接続したフィルタの数に等しい数の周波数に対してノッチを形成するようなクラッタ抑圧フィルタを構成することが可能である。
本実施の形態１０では、単峰性のクラッタを想定しているため、フィルタ係数計算手段１ａに送られるクラッタ中心周波数推定値と、第１〜第Ｎ−１の多重零点処理手段７１〜７０＋Ｎ−１に送られるクラッタ中心周波数推定値は同一の周波数になる。つまり、クラッタ中心周波数の推定値をf₀とすると、f₀₁=f₀₂=…=f₀として各フィルタ係数が計算される。
しかしながら、以上に記述した方法では、複数のフィルタで零点を割り当てる周波数を重複して設定する場合、後段のフィルタで割り当てた零点の多重度のみが支配的になり、縦続接続したフィルタ次数に相当するフィルタ特性が得られないことが経験的に知られている。具体的には、フィルタのノッチの帯域幅が狭くなるため、従来のクラッタ抑圧装置に比べてクラッタ抑圧性能が劣化してしまう。
【０１２５】
そこで、本実施の形態１０では、図１５に示すように多重零点処理手段７１〜７０＋Ｎ−１を設け、フィルタ係数計算手段１ａで零点が割り当てられた、単峰性クラッタの中心周波数推定値f₀に対して、後段の第一の多重零点処理手段７１以降において零点多重度が確保できるように、フィルタ係数を計算するようにしている。
以下に零点多重度を確保する手順を具体的に示す。
時変フィルタでは、同一の零点周波数を持つフィルタを縦続接続すると零点多重度が保存されない。フィルタの零点多重度は、設計時に式（２８）〜（２９）に示したフィルタ伝達関数の導関数をどこまで使用するかが影響する。例えば、５次の時変フィルタを２次と３次の時変フィルタの縦続接続で実現しようとすると、５次のフィルタでは伝達関数に関する０階〜４階の導関数を使用してフィルタ係数を計算するが、縦続接続構成では、０階〜２階の導関数しか使用されない。伝達関数に関する高次の微係数が０になるようにフィルタ係数を計算することは、その周波数に対して周波数特性がフラットに近くなる、即ちノッチフィルタのノッチ幅が広くなる方向へ作用するため、このままではフィルタ次数の合計は同じであっても、単一フィルタと複数フィルタの縦続構成とでは周波数特性は一致しない。
このような現象に対応するために、図１５の多重零点処理手段７１〜７０＋Ｎ−１では、クラッタ中心周波数推定手段６から送られる推定値が、前段のフィルタで零点を設定した周波数と一致しているかどうかを判定し、一致していなければ零点多重度が保存されるので、時変フィルタを縦続接続した場合の通常の設計方法によりフィルタ係数が計算される。一致している場合は零点多重度が保存さないので、零点多重度を確保する必要がある。そこで、零点多重度を確保するため、以下の計算方法に基づいてフィルタ係数計算が行われる。
（１）フィルタ#1、フィルタ#2の次数をそれぞれK₁、K₂とすると、フィルタ#2の係数計算においては、フィルタ伝達関数のK₁から（K₁+K₂-1）階導関数を使用する。
（２）基本的な設計方法は、実施の形態１（但し、オフセット処理は除く）と同様である。
従って、式（３４）の行列A、式（３５）のベクトルbを、それぞれ式（３７）、式（３８）に示すように置き換え、式（３９）に示す一次連立方程式解くことでフィルタ#2の係数g_lを決定する。
【０１２６】
【数２１】

【０１２７】
以上の計算方法により、周波数f₀に対して等価的に（K₁+K₂）重の零点が形成されるため、従来のクラッタ抑圧装置におけるフィルタと同等な振幅２乗特性を得ることができる。
【０１２８】
図１５に示すように、１次の時変係数フィルタを多数縦続接続すると、各フィルタの入力信号中のクラッタ電力が大きく、フィルタのノッチがクラッタの中心周波数近辺に形成されていれば、各フィルタ処理後の出力信号電力は入力信号電力よりも小さくなる。クラッタがある程度抑圧されてしまえば、新たにフィルタ処理をしても出力信号電力が大きく変化することはないので、この電力変化を検出してフィルタの次数を選定する。各フィルタの入出力信号電力比はフィルタの番号が２ａ〜２Ｎに向かって大きくなるに連れて次第に小さくなり、その変化も次第に小さくなる。従って、フィルタの番号を横軸にし、入出力電力比を縦軸にすると、電力比の頂点は下に凸で遠方はほぼ平らになるなめらかな曲線上に乗る。従って、判定方法は、任意に設定できるしきい値と各フィルタの入出力信号電力比を比較し、電力比がしきい値を下回った状態はフィルタ次数が過剰と判断できるので、電力比がしきい値を初めて上回った時のフィルタの出力信号をクラッタ抑圧フィルタの出力信号にすることで、必要十分なフィルタ次数でクラッタ抑圧処理を実施することができる。
以上のフィルタ次数選定処理を、図１６のフローチャートに従って説明する。まず、ステップ２０でフィルタ次数のカウンタを初期化する。ステップ２１では、フィルタ次数がフィルタ次数の上限値NFIL以下であればステップ２２へ処理が移行し、そうでなければステップ２５へ処理が移行する。ステップ２２、２３では、それぞれ各フィルタの入出力信号の平均電力、電力比を計算する。このとき、レンジビン毎の電力比のばらつきをおさえるため、複数のレンジビンで平均化処理を行う。以上の処理で各フィルタの入出力電力比が計算される。ステップ２５では仮のフィルタ次数Ｍに上限値NFILを代入する。ステップ２６ではフィルタ次数が１次と判定された時点で処理が終了するように判定する。ステップ２７ではステップ２３で計算した各フィルタの入出力信号電力比としきい値を比較して、電力比がしきい値を上回った時点で処理がステップ２９に移行する。そうでなければ、ステップ２８で仮のフィルタ次数Ｍを更新して、ステップ２６へ移る。即ち、電力比がしきい値を下回っている間は仮りのフィルタ次数Ｍを1つずつ減らし、電力比が初めてしきい値を上回ったときにステップ２９へ移る。ステップ２９では仮のフィルタ次数Ｍに基づいて、最適なフィルタ次数を選定して処理が終了する。
【０１２９】
図１７に計算例を示す。クラッタ抑圧フィルタへの入力信号（受信信号）は，疑似的に発生させた単峰性クラッタ，目標信号と受信機雑音を加算した複素信号とした。スタガトリガ数を3、パルス繰り返し周期を400,300,500μs（平均400μs）、目標信号のドップラ周波数を500Hz、目標信号が存在するレンジビンを210レンジビン、目標信号電力を35dB、単峰性クラッタの中心周波数を-600Hz、ガウス型のスペクトルを持つクラッタの帯域幅を平均50Hz、クラッタ電力を140-40log₁₀(100+r)dB（rはレンジビン番号）、受信機雑音電力を20dB（平均0の正規分布）、フィルタの最大数を４として、計算機シミュレーションを行った。(a)は受信信号及び各フィルタの出力信号の変化を示すグラフで、横軸がレンジビン、縦軸が平均電力を表す。フィルタ＃３以降のフィルタでは、出力信号電力がほとんど雑音電力付近であることがわかる。(b)は各フィルタの入出力信号電力比の変化を示すグラフで、横軸がレンジビン、縦軸がフィルタ入出力信号電力比を表す。ここでは２５レンジビン単位で電力比を平均しているので、階段状に電力比が変化している。フィルタ＃４では電力比が0dB付近であり、入力信号と出力信号がほとんど変化していないことがわかる。フィルタ次数選定のしきい値を1.0dBに設定して、この(b)の電力比と比較すると、フィルタ次数はレンジビン１〜５０までが３次、５０以降は２次と選定された。その時のクラッタ抑圧フィルタの出力信号が(c)であり、横軸がレンジビン、縦軸が平均電力を表す。受信信号中のクラッタが抑圧されて目標信号が検出可能になることがわかる。目標信号が存在するレンジビン付近以外のレンジビンでは、信号電力はほぼ受信機雑音電力程度であり、クラッタの消え残りはないことがわかる。
【０１３０】
以上のように、１つのクラッタ中心周波数推定値に対して、複数の１次フィルタを縦続接続した構成にして、各フィルタの入出力信号電力比をパラメータにしてクラッタを抑圧するのに最低限必要なフィルタ次数を選定するようにしているので、クラッタの受信状況に応じて最適なフィルタ次数を自動的に設定することが可能になり、フィルタ次数が不足することによるクラッタの消え残りや過剰なフィルタ処理による目標信号の減衰等を防ぐことができる。
【０１３１】
実施の形態１１．
図１８はこの発明に係るクラッタ抑圧装置の実施の形態１１を示す構成図である。
図において、６は受信信号から受信信号中のクラッタ中心周波数を推定するクラッタ中心周波数推定手段、５はこのクラッタ中心周波数推定手段６から出力されるクラッタ中心周波数の推定値に対して、フィルタのノッチを形成するようにフィルタ係数を調整するフィルタ係数計算手段、９はこのフィルタ係数計算手段８で算出されたフィルタ係数を用いてクラッタ抑圧処理を行うフィルタ手段、１８はクラッタ中心周波数推定手段６から出力される推定値に対して、クラッタ抑圧性能を確保するために多重零点を形成するようにフィルタ係数を計算する多重零点処理手段、７はフィルタ手段９の出力信号を記憶しておく出力信号記憶手段、１０は受信信号及びフィルタ手段９の出力信号を切り替えるサーキュレータ、３はフィルタ手段９の出力信号から各フィルタ手段の入出力信号電力比を計算し、その電力比を用いて最適なフィルタ次数を選定するフィルタ次数選定手段、４はフィルタ次数選定手段３から出力される選定結果に基づいて、出力信号記憶手段７からクラッタ抑圧フィルタとしての出力信号を選択する出力信号選択手段である。
【０１３２】
次に図１８を参照して動作について説明する。クラッタは単峰性であるとする。本実施の形態１１は、基本的な動作は実施の形態１０と同じであるので、動作が異なる点のみ説明する。
本実施の形態１１では、サーキュレータ１０を設けてフィルタ係数計算手段５、及びフィルタ手段９への入力信号を切り替えることで、ハードウェア規模を小さくすることができる。サーキュレータ１０は、まず、受信信号をフィルタ係数計算手段５、及びフィルタ手段９へ出力する。受信信号のフィルタ処理が完了した時点で、フィルタ手段９の出力信号がサーキュレータ１０に送られるので、サーキュレータ１０は、フィルタ処理完了と同期させながらフィルタ手段９から出力される信号をフィルタ係数計算手段５、及びフィルタ手段９へ出力する。このとき、フィルタ係数計算手段５において使用されたクラッタ中心周波数に対してフィルタ処理を実施する場合は、多重零点処理手段１８においてフィルタ係数が計算され、フィルタ手段９へ送られる。以降、フィルタ次数の上限値まで同様の処理を繰り返す。このとき、出力信号記憶手段７では、フィルタ手段９の出力信号を記憶しておく。フィルタ次数選定手段３で選定されたフィルタ次数は、出力信号選択手段４へ送られるので、出力信号選択手段４はこの結果に基づいて出力信号記憶手段７から該当する出力信号を選択して、クラッタ抑圧フィルタの出力信号として出力する。
また、フィルタ次数選定手段３の処理をフィルタ手段９の出力信号が得られる毎に実施すれば、フィルタ次数の上限値を設けることなくフィルタ次数の選定処理を行うことができる。
【０１３３】
以上のように、１つのクラッタ中心周波数推定値に対して、１次フィルタでの処理を巡回的に実施する構成にして、フィルタ処理毎の入出力信号電力比をパラメータにしてクラッタを抑圧するのに最低限必要なフィルタ次数を選定するようにしているので、クラッタの受信状況に応じて最適なフィルタ次数を自動的に設定することが可能になり、フィルタ次数が不足することによるクラッタの消え残りや過剰なフィルタ処理による目標信号の減衰等を防ぐことができる。また、フィルタ処理を巡回的に実施することにより、ハードウェア規模を小さくすることができる。
【０１３４】
実施の形態１２．
図１９はこの発明に係るクラッタ抑圧装置の実施の形態１２を示す構成図である。
図において、６は受信信号から受信信号中のクラッタ中心周波数を推定するクラッタ中心周波数推定手段、５はこのクラッタ中心周波数推定手段６から出力されるクラッタ中心周波数の推定値に対して、フィルタのノッチを形成するようにフィルタ係数を調整するフィルタ係数計算手段、９はこのフィルタ係数計算手段５で算出されたフィルタ係数を用いてクラッタ抑圧処理を行うフィルタ手段、１８はクラッタ中心周波数推定手段６から出力される推定値に対して、クラッタ抑圧性能を確保するために多重零点を形成するようにフィルタ係数を計算する多重零点処理手段、１１はフィルタ係数計算手段５及び多重零点処理手段１８で算出される係数を記憶しておくフィルタ係数記憶手段、１０は受信信号及びフィルタ手段９の出力信号を切り替えるサーキュレータ、３はフィルタ手段９の出力信号から各フィルタ手段の入出力信号電力比を計算し、その電力比を用いて最適なフィルタ次数を選定するフィルタ次数選定手段、１２はフィルタ次数選定手段３から出力される選定結果に基づいて、フィルタ係数記憶手段１１が選択したフィルタ係数を用いてクラッタ抑圧処理を行う第２のフィルタ手段である。
【０１３５】
次に図１９を参照して動作について説明する。クラッタは単峰性であるとする。本実施の形態１２は、基本的な動作は実施の形態１０及び実施の形態１１と同じであるので、動作が異なる点のみ説明する。
実施の形態１１では、フィルタ処理を巡回的に実施する際、出力信号を記憶していたが、本実施の形態１２では、フィルタ係数記憶手段１１において、使用したフィルタの係数を記憶するようにしている。フィルタ次数選定手段３で選定されたフィルタ次数に対応するフィルタ係数を第２のフィルタ手段１２へ出力し、フィルタ処理を実施することで出力信号を得る。
【０１３６】
以上のように、１つのクラッタ中心周波数推定値に対して、１次フィルタでの処理を巡回的に実施する構成にして、フィルタ処理毎の入出力信号電力比をパラメータにしてクラッタを抑圧するのに最低限必要なフィルタ次数を選定するようにしているので、クラッタの受信状況に応じて最適なフィルタ次数を自動的に設定することが可能になり、フィルタ次数が不足することによるクラッタの消え残りや過剰なフィルタ処理による目標信号の減衰等を防ぐことができる。また、フィルタ処理を巡回的に実施することにより、ハードウェア規模を小さくすることができる。
【０１３７】
実施の形態１３．
図２０はこの発明に係るクラッタ抑圧装置の実施の形態１３を示す構成図である。
図において、６は受信信号から受信信号中のクラッタ中心周波数を推定するクラッタ中心周波数推定手段、１ａはこのクラッタ中心周波数推定手段６から出力されるクラッタ中心周波数の推定値に対して、フィルタのノッチを形成するようにフィルタ係数を調整するフィルタ係数計算手段、２ａはこのフィルタ係数計算手段１ａで算出されたフィルタ係数を用いてクラッタ抑圧処理を行う第一のフィルタ手段、２３は受信クラッタ数に応じてフィルタに割り当てる零点周波数を選択する多重零点割当選択手段、７１〜７０＋Ｎ−１はクラッタ中心周波数推定手段６から出力される推定値に対して、クラッタ抑圧性能を確保するために多重零点が形成されるようにフィルタ係数を計算する第一〜第Ｎ−１の多重零点処理手段、２ｂ〜２Ｎはこの第一〜第Ｎ−１の多重零点処理手段７１〜７０＋Ｎ−１で算出されたフィルタ係数を用いてクラッタ抑圧処理を行う第二〜第Ｎのフィルタ手段、１９は受信信号及び第一〜第Ｎのフィルタ手段２ａ〜２Ｎの出力信号から各フィルタ手段の入出力信号電力比を計算し、その電力比を用いて最適なフィルタ次数を選定するフィルタ次数選定手段、４はフィルタ次数選定手段３から出力される選定結果に基づいて、クラッタ抑圧フィルタとしての出力信号を選択する出力信号選択手段である。
図２１はこの発明の実施の形態１３の動作を説明するためのフローチャートである。
図２２はこの発明の実施の形態１３の動作を説明するための図である。
【０１３８】
次に図２０〜２２を参照して動作について説明する。クラッタは双峰性であるとする。本実施の形態１３において、クラッタ中心周波数推定手段６、第一〜第Ｎ−１の多重零点処理手段７１〜７０＋Ｎ−１、第一〜第Ｎのフィルタ手段２ａ〜２Ｎ、出力信号選択手段４の動作は実施の形態１０と同様であるため、ここでは動作の異なる多重零点割当選択手段２３、及びフィルタ次数選定手段１９の動作を中心に説明する。
【０１３９】
スタガトリガ方式のレーダでは、各フィルタは時変係数フィルタになるので、実施の形態１０と同様に前段のフィルタ係数を考慮しながら設計する必要がある。図２０において、フィルタ＃1〜フィルタ＃Ｎは全て１次フィルタであるとする。ここでは受信クラッタとして、帯域幅の差が大きくない２つの異なるスペクトルピークを有する双峰性クラッタを想定する。本実施の形態１３で実施するフィルタ次数選定方法は、各フィルタの出力信号電力を基準として用いるため、連続するフィルタで１種類のクラッタを集中的に抑圧しても電力変化を検出できない可能性がある。つまり、２つのクラッタが等電力で受信されたとすると、複数のフィルタの零点を１つのクラッタの中心周波数に集中して設定してこのクラッタを完全に抑圧しても、他方のクラッタは抑圧されずそのまま残るため、受信信号中のクラッタの総電力は高々半分にしかならないためである。そこで、フィルタ係数計算手段１ａ及び第一〜第Ｎ−１の多重零点処理手段７１〜７０＋Ｎ−１では、２つのクラッタの中心周波数付近に対して零点を交互に割り当てるように動作する。例えば、奇数番号のフィルタはクラッタ１の中心周波数fc1付近に対して零点を設定し、偶数番号のフィルタはクラッタ２の中心周波数fc2付近に対して零点を設定する。このようにすると、２つのクラッタの相対電力比によって多少の変化はあるものの、処理する信号中にクラッタ成分が存在していれば、フィルタ１つおきに入出力信号電力の変化が大きくなる。この変化を検出すれば良い。
【０１４０】
次にフィルタ次数選定手段１９の動作を図２１のフローチャートに従って説明する。
まず、ステップ３０でフィルタ次数のカウンタを初期化する。ステップ３１では、フィルタ次数がフィルタ次数の上限値NFIL以下であればステップ３２へ処理が移行し、そうでなければステップ３５へ処理が移行する。ステップ３２〜３４では、それぞれ各フィルタの入出力信号の平均電力、電力比を計算する。このとき、レンジビン毎の電力比のばらつきをおさえるため、複数のレンジビンで平均化処理を行う。以上の処理で各フィルタの入出力電力比が計算される。ステップ３５では仮のフィルタ次数Ｍに初期値１を代入する。ステップ３６ではフィルタ次数がフィルタ次数上限値NFILになると、処理がステップ４０に移行するように判定する。そうでない場合、ステップ３７〜３９ではステップ３３で計算した各フィルタの入出力信号電力比と一つ目のしきい値THLD1を比較して、電力比がしきい値を上回る最大の次数をordに代入する。ステップ４０以降は、受信したクラッタの相対電力比が大きい場合に発生する可能性があるクラッタの消え残りを回避するための処理である。まず、ステップ４０で仮の追加次数Lに上限値２を代入し、現時点での選定次数ordをFordに代入する。ステップ４１〜４４では、追加次数を２、１と変化させた時のフィルタ入出力電力比と２つ目のしきい値THLD2を比較して、電力比がTHLD2を上回ることがないかどうかをチェックする。電力比がTHLD2を上回る場合には、ステップ４３で選定するフィルタ次数を追加してFordに代入する。ステップ４５では、Fordの結果から選定するフィルタ次数を決定して、出力信号選択手段４へ出力する。
出力信号選択手段４では、出力されたフィルタ次数を基に出力信号を選択して、クラッタ抑圧フィルタの出力信号として出力する。
【０１４１】
図２２に計算例を示す。クラッタ抑圧フィルタへの入力信号（受信信号）は、疑似的に発生させた双峰性クラッタ、目標信号と受信機雑音を加算した複素信号とした。スタガトリガ数を3、パルス繰り返し周期を400,300,500μs（平均400μs）、目標信号のドップラ周波数を500Hz、目標信号が存在するレンジビンを210レンジビン、目標信号電力を15dB、双峰性クラッタの中心周波数をそれぞれ0Hz、-600Hz、ガウス型のスペクトルを持つクラッタの帯域幅を双方とも平均30Hz、クラッタ電力を双方とも140-40log₁₀(100+r)dB（rはレンジビン番号）、受信機雑音電力を0dB（平均0の正規分布）、フィルタの最大数を７として、計算機シミュレーションを行った。(a)は受信信号及び各フィルタの出力信号の変化を示すグラフで、横軸がレンジビン、縦軸が平均電力を表す。フィルタ＃５以降のフィルタでは、出力信号電力がほとんど雑音電力付近であることがわかる。(b)は各フィルタの入出力信号電力比の変化を示すグラフで、横軸がレンジビン、縦軸がフィルタ入出力信号電力比を表す。ここでは２５レンジビン単位で電力比を平均しているので、階段状に電力比が変化している。フィルタ＃５、６では電力比が0dB付近であり、入力信号と出力信号がほとんど変化していないことがわかる。フィルタ次数選定のしきい値を1.0dBに設定して、この(b)の電力比変化と比較すると、フィルタ次数はレンジビン１〜１５０までが６次、１５０以降は４次と選定された。その時のクラッタ抑圧フィルタの出力信号が(c)であり、横軸がレンジビン、縦軸が平均電力を表す。クラッタ抑圧処理により、受信信号中のクラッタが抑圧されて目標信号が検出可能になることがわかる。目標信号が存在するレンジビン付近以外のレンジビンでは、信号電力はほぼ受信機雑音電力程度であり、クラッタの消え残りはないことがわかる。
また、以上の説明では、本実施の形態１３のクラッタ抑圧装置は双峰性クラッタに対して動作するように説明したが、Ｋ個のクラッタを受信した場合は、縦続接続したフィルタで設定する零点周波数をＫ個のクラッタ中心周波数推定値ごとに順番に割り振ることで、３つ以上のクラッタにも対処することが可能である。
【０１４２】
以上のように、複数の１次フィルタを縦続接続した構成にして、縦続接続されたフィルタの零点を交互に２つのクラッタ中心周波数推定値に対して設定するようにし、各フィルタの入出力信号電力比をパラメータにしてクラッタを抑圧するのに最低限必要なフィルタ次数を選定するようにしているので、クラッタの受信状況に応じて最適なフィルタ次数を自動的に設定することが可能になり、フィルタ次数が不足することによるクラッタの消え残りや過剰なフィルタ処理による目標信号の減衰等を防ぐことができる。
【０１４３】
実施の形態１４．
図２３はこの発明に係るクラッタ抑圧装置の実施の形態１４を示す構成図である。
図において、６は受信信号から受信信号中のクラッタ中心周波数を推定するクラッタ中心周波数推定手段、１８はこのクラッタ中心周波数推定手段６から出力される２つのクラッタ中心周波数の推定値に対して、多重零点が形成されるようにフィルタ係数を調整する多重零点処理手段、９はこの多重零点処理手段１８で算出されたフィルタ係数を用いてクラッタ抑圧処理を行うフィルタ手段、２３は受信クラッタ数に応じてフィルタに割り当てる零点周波数を選択する多重零点割当選択手段、７はフィルタ手段９の出力信号を記憶しておく出力信号記憶手段、１０は受信信号及びフィルタ手段９の出力信号を切り替えるサーキュレータ、１９はフィルタ手段９の出力信号から各フィルタ手段の入出力信号電力比を計算し、その電力比を用いて最適なフィルタ次数を選定するフィルタ次数選定手段、４はフィルタ次数選定手段３から出力される選定結果に基づいて、出力信号記憶手段７からクラッタ抑圧フィルタとしての出力信号を選択する出力信号選択手段である。
【０１４４】
次に図２３を参照して動作について説明する。クラッタは双峰性であるとする。本実施の形態１４は、基本的な動作は実施の形態１１及び実施の形態１３と同じであるため、動作が異なる点を中心に説明する。
本実施の形態１４では、サーキュレータ１０を設けて多重零点処理手段１８、及びフィルタ手段９への入力信号を切り替えることで、ハードウェア規模を小さくすることができる。サーキュレータ１０は、まず、受信信号を多重零点処理手段１８、及びフィルタ手段９へ出力する。受信信号のフィルタ処理が完了した時点で、フィルタ手段９の出力信号がサーキュレータ１０に出力されるので、サーキュレータ１０は、フィルタ処理完了と同期させながらフィルタ手段９から出力される信号を多重零点処理手段１８、及びフィルタ手段９へ出力する。以降、フィルタ次数の上限値まで同様の処理を繰り返す。ただし、実施の形態１３に示したように、双峰性クラッタを受信した場合を想定しているので、２つのクラッタ中心周波数に対してフィルタの零点を交互に設定する必要がある。出力信号記憶手段７では、フィルタ手段９の出力信号を記憶しておく。多重零点割当選択手段２３は、実施の形態１３と同様な動作を行い、受信クラッタ数に応じて多重零点処理を行う零点周波数を選択する。フィルタ次数選定手段１９では、実施の形態１３に示した方法と同様な方法でフィルタ次数が選定される。選定されたフィルタ次数は、出力信号選択手段４へ出力されるので、出力信号選択手段４はこの結果に基づいて出力信号記憶手段７から該当する出力信号を選択して、クラッタ抑圧フィルタの出力信号として出力する。
また、フィルタ次数選定手段１９の処理をフィルタ手段９の出力信号が得られる毎に実施すれば、フィルタ次数の上限値を設けることなくフィルタ次数の選定処理を行うことができる。
【０１４５】
以上のように、双峰性クラッタの２つの中心周波数推定値のうち、一方のクラッタ中心周波数推定値に対しては次数を固定したフィルタで抑圧処理を行い、その出力信号に対してサーキュレータと１個の１次フィルタにより複数の１次フィルタを縦続接続した構成と同等の構成を構築して、縦続接続されたフィルタの零点を交互に２つのクラッタ中心周波数推定値に対して設定するようにし、各フィルタの入出力信号電力比をパラメータにしてクラッタを抑圧するのに最低限必要なフィルタ次数を選定するようにしているので、クラッタの受信状況に応じて最適なフィルタ次数を自動的に設定することが可能になり、フィルタ次数が不足することによるクラッタの消え残りや過剰なフィルタ処理による目標信号の減衰等を防ぐことができる。また、フィルタ処理を巡回的に実施することにより、ハードウェア規模を小さくすることができる。
【０１４６】
実施の形態１５．
図２４はこの発明に係るクラッタ抑圧装置の実施の形態１５を示す構成図である。
図において、６は受信信号から受信信号中のクラッタ中心周波数を推定するクラッタ中心周波数推定手段、１８は多重零点が形成されるようにフィルタ係数を調整する多重零点処理手段、９はこの多重零点処理手段１８で算出されたフィルタ係数を用いてクラッタ抑圧処理を行う第一のフィルタ手段、２３は受信クラッタ数に応じてフィルタに割り当てる零点周波数を選択する多重零点割当選択手段、１１は多重零点処理手段１８で算出される係数を記憶しておくフィルタ係数記憶手段、１０は受信信号及び第一のフィルタ手段９の出力信号を切り替えるサーキュレータ、１９は第一のフィルタ手段９の出力信号から各フィルタ手段の入出力信号電力比を計算し、その電力比を用いて最適なフィルタ次数を選定するフィルタ次数選定手段、１２はフィルタ次数選定手段３から出力される選定結果に基づいて、フィルタ係数記憶手段１１から該当するフィルタ係数を選択し、その係数を用いてクラッタ抑圧処理を行う第２のフィルタ手段である。
【０１４７】
次に図２４を参照して動作について説明する。クラッタは双峰性であるとする。本実施の形態１５は、基本的な動作は実施の形態１４と同じであるため、動作が異なる点を中心に説明する。
実施の形態１４では、フィルタ処理を巡回的に実施する際、出力信号を記憶していたが、本実施の形態１５では、フィルタ係数記憶手段１１において、使用したフィルタの係数を記憶するようにしている。フィルタ次数選定手段１９で選定されたフィルタ次数に対応するフィルタ係数を第２のフィルタ手段１２へ出力し、フィルタ処理を実施することで出力信号を得る。
【０１４８】
以上のように、双峰性クラッタの２つの中心周波数推定値のうち、一方のクラッタ中心周波数推定値に対しては次数を固定したフィルタで抑圧処理を行い、その出力信号に対してサーキュレータと１個の１次フィルタにより複数の１次フィルタを縦続接続した構成と同等の構成を構築して、縦続接続されたフィルタの零点を交互に２つのクラッタ中心周波数推定値に対して設定するようにし、各フィルタの入出力信号電力比をパラメータにしてクラッタを抑圧するのに最低限必要なフィルタ次数を選定するようにしているので、クラッタの受信状況に応じて最適なフィルタ次数を自動的に設定することが可能になり、フィルタ次数が不足することによるクラッタの消え残りや過剰なフィルタ処理による目標信号の減衰等を防ぐことができる。また、フィルタ処理を巡回的に実施することにより、ハードウェア規模を小さくすることができる。
【０１４９】
実施の形態１６．
図２５はこの発明に係るクラッタ抑圧装置の実施の形態１６を示す構成図である。
図において、６は受信信号から受信信号中のクラッタ中心周波数を推定するクラッタ中心周波数推定手段、５０はクラッタ中心周波数推定手段から出力されるクラッタ中心周波数推定値の中の一つの周波数に対して、多重零点を設定するようにフィルタ係数を計算する多次フィルタ係数計算手段、５１は多次フィルタ係数計算手段５０で算出されたフィルタ係数を用いてクラッタ抑圧処理を行うフィルタ手段、２３は受信クラッタ数に応じてフィルタに割り当てる零点周波数を選択する多重零点割当選択手段、７１〜７０＋Ｎ−１はクラッタ中心周波数推定手段６の推定値に対して、クラッタ抑圧性能を確保するために多重零点が形成されるようにフィルタ係数を計算する第一〜第Ｎ−１の多重零点処理手段、２ａ〜２Ｎはこの第一〜第Ｎ−１の多重零点処理手段７１〜７０＋Ｎ−１で算出されたフィルタ係数を用いてクラッタ抑圧処理を行う第一〜第Ｎ−１のフィルタ手段、３は受信信号及び第一〜第Ｎ−１のフィルタ手段２ａ〜２Ｎの出力信号から各フィルタ手段の入出力信号電力比を計算し、その電力比を用いて最適なフィルタ次数を選定するフィルタ次数選定手段、４はフィルタ次数選定手段３から出力される選定結果に基づいて、クラッタ抑圧フィルタとしての出力信号を選択する出力信号選択手段である。
【０１５０】
次に図２５を参照して動作について説明する。クラッタは双峰性であるとする。
まず、図２５において他の実施例と同様に受信信号がクラッタ中心周波数推定手段６へ出力されて、従来のクラッタ抑圧装置と同様な方法でクラッタ中心周波数が推定される。
【０１５１】
クラッタ中心周波数推定手段６から出力される２つのクラッタ中心周波数の推定値のうち、一方が多次フィルタ係数計算手段５０へ出力される。双峰性クラッタの場合、海面からの不要反射エコーであるシークラッタか、地面からの不要反射エコーであるグランドクラッタと雲や雨からの不要反射エコーであるウェザクラッタが受信されることが多い。この中で、シークラッタとグランドクラッタに関しては、送信ビームの放射角度や気象情報等からその電力や帯域幅を経験的に概ね推定可能である場合が多く、これらを抑圧するフィルタの次数を予め見積もっておくことが可能である。本実施の形態１６では、双峰性クラッタを受信した場合、このタイプのクラッタに対する抑圧処理はフィルタの次数が固定のフィルタで行い、残ったクラッタに対しては次数選定処理を行う。一般に、グランドクラッタやシークラッタはほとんどドップラ周波数が発生しないため、クラッタ中心周波数推定手段６で推定される周波数のうち、零に近い推定値を多次フィルタ係数計算手段５０へ出力する。
多次フィルタ係数計算手段５０では、クラッタ中心周波数推定手段６から出力された推定値に多重ノッチを形成するように時変フィルタ係数を計算する。算出された係数はフィルタ手段５１へ出力され、クラッタ抑圧処理が実施される。この処理により双峰性クラッタのうち一方が抑圧されるので、フィルタ手段５１の出力信号中のクラッタは、単峰性クラッタとして扱うことができる。
【０１５２】
クラッタ中心周波数推定手段６から第一〜第Ｎ−１の多重零点処理手段７１〜７０＋Ｎ−１へ送られる推定値が、多次フィルタ係数計算手段へ出力された推定値以外の推定値である点が異なるだけで、以降の動作は、実施の形態１０と同様である。
【０１５３】
以上のように、双峰性クラッタの２つの中心周波数推定値のうち、一方のクラッタ中心周波数推定値に対しては次数を固定したフィルタで抑圧処理を行い、その出力信号に対して複数の１次フィルタを縦続接続した構成にして、各フィルタの入出力信号電力比をパラメータにしてクラッタを抑圧するのに最低限必要なフィルタ次数を選定するようにしているので、双峰性クラッタを受信した場合でも、単峰性クラッタ受信時と同等な処理でクラッタの受信状況に応じて最適なフィルタ次数を自動的に設定することが可能になり、フィルタ次数が不足することによるクラッタの消え残りや過剰なフィルタ処理による目標信号の減衰等を防ぐことができる。
【０１５４】
実施の形態１７．
図２６はこの発明に係るクラッタ抑圧装置の実施の形態１７を示す構成図である。
図において、６は受信信号から受信信号中のクラッタ中心周波数を推定するクラッタ中心周波数推定手段、５０はクラッタ中心周波数推定手段から出力されるクラッタ中心周波数の推定値の中の一つの周波数に対して、多重零点を設定するようにフィルタ係数を計算する多次フィルタ係数計算手段、５１は多次フィルタ係数計算手段５０で算出されたフィルタ係数を用いてクラッタ抑圧処理を行うフィルタ手段、１８はこのクラッタ中心周波数推定手段６から出力される２つのクラッタ中心周波数の推定値に対して、多重零点が形成されるようにフィルタ係数を調整する多重零点処理手段、９はこの多重零点処理手段１８で算出されたフィルタ係数を用いてクラッタ抑圧処理を行うフィルタ手段、７はフィルタ手段９の出力信号を記憶しておく出力信号記憶手段、１０はフィルタ手段５１の出力信号及びフィルタ手段９の出力信号を切り替えるサーキュレータ、３はフィルタ手段９の出力信号から各フィルタ手段の入出力信号電力比を計算し、その入出力信号電力比を用いて最適なフィルタ次数を選定するフィルタ次数選定手段、４はフィルタ次数選定手段３から出力される選定結果に基づいて、出力信号記憶手段７からクラッタ抑圧フィルタとしての出力信号を選択する出力信号選択手段である。
【０１５５】
次に図２６を参照して動作について説明する。クラッタは双峰性であるとする。本実施の形態１７は、基本的な動作は実施の形態１１及び実施の形態１６と同等であるため、動作が異なる点を中心に説明する。
クラッタ中心周波数推定手段６から出力される２つの推定値のうち、一方が多次フィルタ係数計算手段５０に入力される。多次フィルタ係数計算手段５０では、入力された推定値に多重ノッチを形成するように時変フィルタ係数を計算する。算出されたフィルタ係数はフィルタ手段５１に入力され、クラッタ抑圧処理が実施される。この処理により双峰性クラッタのうち一方が抑圧されるので、フィルタ手段５１の出力信号中のクラッタは、単峰性クラッタとして扱うことができる。
【０１５６】
クラッタ中心周波数推定手段６から多重零点処理手段１８へ送出されるクラッタ中心周波数の推定値が、多次フィルタ係数計算手段へ送出されたクラッタ中心周波数の推定値以外の推定値である点、及びサーキュレータ１０の入力信号の一つが受信信号ではなく、フィルタ手段５１からの出力信号である点が異なるだけで、以降の動作は、実施の形態１１と同様である。
【０１５７】
以上のように、双峰性クラッタの２つの中心周波数推定値のうち、一方のクラッタ中心周波数推定値に対しては次数を固定したフィルタで抑圧処理を確実に行い、この一方のクラッタ中心周波数が抑圧された出力信号に対してサーキュレータと１個の１次フィルタにより複数の１次フィルタを縦続接続した構成と同等の構成を構築して、各フィルタの入出力信号電力比をパラメータにしてクラッタを抑圧するのに最低限必要なフィルタ次数を選定するようにしているので、双峰性クラッタを受信した場合でも、単峰性クラッタ受信時と同等な処理でクラッタの受信状況に応じて最適なフィルタ次数を自動的に設定することが可能になり、フィルタ次数が不足することによるクラッタの消え残りや過剰なフィルタ処理による目標信号の減衰等を防ぐことができる。また、フィルタ処理を巡回的に実施することにより、ハードウェア規模を小さくすることができる。
【０１５８】
実施の形態１８．
図２７はこの発明に係るクラッタ抑圧装置の実施の形態１８を示す構成図である。
図において、６は受信信号から受信信号中のクラッタ中心周波数を推定するクラッタ中心周波数推定手段、５０はクラッタ中心周波数推定手段６から出力されるクラッタ中心周波数推定値の中の一つの周波数に対して、多重零点を設定するようにフィルタ係数を計算する多次フィルタ係数計算手段、５１は多次フィルタ係数計算手段５０で算出されたフィルタ係数を用いてクラッタ抑圧処理を行うフィルタ手段、１８はこのクラッタ中心周波数推定手段６から出力される２つのクラッタ中心周波数の推定値に対して、多重零点が形成されるようにフィルタ係数を調整する多重零点処理手段、９はこの多重零点処理手段１８で算出されたフィルタ係数を用いてクラッタ抑圧処理を行う第一のフィルタ手段、１１はフィルタ係数計算手段１８で算出される係数を記憶しておくフィルタ係数記憶手段、１０は受信信号及び第一のフィルタ手段９の出力信号を切り替えるサーキュレータ、３は第一のフィルタ手段９の出力信号から各フィルタ手段の入出力信号電力比を計算し、その電力比を用いて最適なフィルタ次数を選定するフィルタ次数選定手段、１２はフィルタ次数選定手段３から出力される選定結果に基づいて、フィルタ係数記憶手段１１から該当するフィルタ係数を選択し、その係数を用いてクラッタ抑圧処理を行う第２のフィルタ手段である。
【０１５９】
次に図２７を参照して動作について説明する。クラッタは双峰性であるとする。本実施の形態１８は、基本的な動作は実施の形態１２及び実施の形態１６と同等であるため、動作が異なる点を中心に説明する。
クラッタ中心周波数推定手段６から出力される２つのクラッタ中心周波数の推定値のうち、一方が多次フィルタ係数計算手段５０に入力される。多次フィルタ係数計算手段５０では、入力されたクラッタ中心周波数の推定値に多重ノッチを形成するように時変フィルタ係数を計算する。算出された係数はフィルタ手段５１に入力され、クラッタ抑圧処理が実施される。この処理により双峰性クラッタのうち一方が抑圧されるので、フィルタ手段５１の出力信号中のクラッタは、単峰性クラッタとして扱うことができる。
クラッタ中心周波数推定手段６から多重零点処理手段１８へ送られるクラッタ中心周波数の推定値が、多次フィルタ係数計算手段へ出力されたクラッタ中心周波数の推定値以外の推定値である点、及びサーキュレータ１０の入力信号の一つが受信信号ではなく、フィルタ手段５１の出力信号である点が異なるだけで、以降の動作は、実施の形態１２と同様である。
【０１６０】
以上のように、双峰性クラッタの２つの中心周波数の推定値のうち、一方のクラッタ中心周波数の推定値に対しては次数を固定したフィルタで抑圧処理を確実に行い、この一方のクラッタ中心周波数が抑圧された出力信号に対してサーキュレータと１個の１次フィルタにより複数の１次フィルタを縦続接続した構成と同等の構成を構築して、各フィルタの入出力信号電力比をパラメータにしてクラッタを抑圧するのに最低限必要なフィルタ次数を選定するようにしているので、双峰性クラッタを受信した場合でも、単峰性クラッタ受信時と同等な処理でクラッタの受信状況に応じて最適なフィルタ次数を自動的に設定することが可能になり、フィルタ次数が不足することによるクラッタの消え残りや過剰なフィルタ処理による目標信号の減衰等を防ぐことができる。また、フィルタ処理を巡回的に実施することにより、ハードウェア規模を小さくすることができる。
【０１６１】
なお、実施の形態１６〜１８に多重零点割り当て手段を適用してもよい。これにより、実施の形態１３と同様の効果を奏する。
【０１６２】
【発明の効果】
この発明によれば、１つのクラッタ中心周波数推定値に対して、複数の１次フィルタを縦続接続した構成にして、各フィルタの入出力信号電力比をパラメータにしてクラッタを抑圧するのに最低限必要なフィルタ次数を選定するようにしているので、クラッタの受信状況に応じて最適なフィルタ次数を自動的に設定することが可能になり、フィルタ次数が不足することによるクラッタの消え残りや過剰なフィルタ処理による目標信号の減衰等を防ぐことができるという効果を奏する。
【０１６３】
また、この発明によれば、１つのクラッタ中心周波数推定値に対して、１次フィルタでの処理を巡回的に実施する構成にして、フィルタ処理毎の入出力信号電力比をパラメータにしてクラッタを抑圧するのに最低限必要なフィルタ次数を選定するようにしているので、クラッタの受信状況に応じて最適なフィルタ次数を自動的に設定することが可能になり、フィルタ次数が不足することによるクラッタの消え残りや過剰なフィルタ処理による目標信号の減衰等を防ぐことができる。また、フィルタ処理を巡回的に実施することにより、ハードウェア規模を小さくすることができるという効果を奏する。
【０１６４】
また、この発明によれば、１つのクラッタ中心周波数推定値に対して、１次フィルタでの処理を巡回的に実施する構成にして、フィルタ処理毎の入出力信号電力比をパラメータにしてクラッタを抑圧するのに最低限必要なフィルタ次数を選定するようにしているので、クラッタの受信状況に応じて最適なフィルタ次数を自動的に設定することが可能になり、フィルタ次数が不足することによるクラッタの消え残りや過剰なフィルタ処理による目標信号の減衰等を防ぐことができる。また、フィルタ処理を巡回的に実施することにより、ハードウェア規模を小さくすることができるという効果を奏する。
【０１６５】
また、この発明によれば、複数の１次フィルタを縦続接続した構成にして、縦続接続されたフィルタの零点を交互に２つのクラッタ中心周波数推定値に対して設定するようにし、各フィルタの入出力信号電力比をパラメータにしてクラッタを抑圧するのに最低限必要なフィルタ次数を選定するようにしているので、クラッタの受信状況に応じて最適なフィルタ次数を自動的に設定することが可能になり、フィルタ次数が不足することによるクラッタの消え残りや過剰なフィルタ処理による目標信号の減衰等を防ぐことができる。
という効果を奏する。
【０１６６】
また、この発明によれば、双峰性クラッタの２つの中心周波数推定値のうち、一方のクラッタ中心周波数推定値に対しては次数を固定したフィルタで抑圧処理を行い、その出力信号に対してサーキュレータと１個の１次フィルタにより複数の１次フィルタを縦続接続した構成と同等の構成を構築して、縦続接続されたフィルタの零点を交互に２つのクラッタ中心周波数推定値に対して設定するようにし、各フィルタの入出力信号電力比をパラメータにしてクラッタを抑圧するのに最低限必要なフィルタ次数を選定するようにしているので、クラッタの受信状況に応じて最適なフィルタ次数を自動的に設定することが可能になり、フィルタ次数が不足することによるクラッタの消え残りや過剰なフィルタ処理による目標信号の減衰等を防ぐことができる。また、フィルタ処理を巡回的に実施することにより、ハードウェア規模を小さくすることができるという効果を奏する。
【０１６７】
また、この発明によれば、双峰性クラッタの２つの中心周波数推定値のうち、一方のクラッタ中心周波数推定値に対しては次数を固定したフィルタで抑圧処理を行い、その出力信号に対してサーキュレータと１個の１次フィルタにより複数の１次フィルタを縦続接続した構成と同等の構成を構築して、縦続接続されたフィルタの零点を交互に２つのクラッタ中心周波数推定値に対して設定するようにし、各フィルタの入出力信号電力比をパラメータにしてクラッタを抑圧するのに最低限必要なフィルタ次数を選定するようにしているので、クラッタの受信状況に応じて最適なフィルタ次数を自動的に設定することが可能になり、フィルタ次数が不足することによるクラッタの消え残りや過剰なフィルタ処理による目標信号の減衰等を防ぐことができる。また、フィルタ処理を巡回的に実施することにより、ハードウェア規模を小さくすることができるという効果を奏する。
【０１６８】
また、この発明によれば、双峰性クラッタの２つの中心周波数推定値のうち、一方のクラッタ中心周波数推定値に対しては次数を固定したフィルタで抑圧処理を行い、その出力信号に対して複数の１次フィルタを縦続接続した構成にして、各フィルタの入出力信号電力比をパラメータにしてクラッタを抑圧するのに最低限必要なフィルタ次数を選定するようにしているので、双峰性クラッタを受信した場合でも、単峰性クラッタ受信時と同等な処理でクラッタの受信状況に応じて最適なフィルタ次数を自動的に設定することが可能になり、フィルタ次数が不足することによるクラッタの消え残りや過剰なフィルタ処理による目標信号の減衰等を防ぐことができるという効果を奏する。
【０１６９】
また、この発明によれば、双峰性クラッタの２つの中心周波数推定値のうち、一方のクラッタ中心周波数推定値に対しては次数を固定したフィルタで抑圧処理を確実に行い、この一方のクラッタ中心周波数が抑圧された出力信号に対してサーキュレータと１個の１次フィルタにより複数の１次フィルタを縦続接続した構成と同等の構成を構築して、各フィルタの入出力信号電力比をパラメータにしてクラッタを抑圧するのに最低限必要なフィルタ次数を選定するようにしているので、双峰性クラッタを受信した場合でも、単峰性クラッタ受信時と同等な処理でクラッタの受信状況に応じて最適なフィルタ次数を自動的に設定することが可能になり、フィルタ次数が不足することによるクラッタの消え残りや過剰なフィルタ処理による目標信号の減衰等を防ぐことができる。また、フィルタ処理を巡回的に実施することにより、ハードウェア規模を小さくすることができるという効果を奏する。
【０１７０】
また、この発明によれば、双峰性クラッタの２つの中心周波数の推定値のうち、一方のクラッタ中心周波数の推定値に対しては次数を固定したフィルタで抑圧処理を確実に行い、この一方のクラッタ中心周波数が抑圧された出力信号に対してサーキュレータと１個の１次フィルタにより複数の１次フィルタを縦続接続した構成と同等の構成を構築して、各フィルタの入出力信号電力比をパラメータにしてクラッタを抑圧するのに最低限必要なフィルタ次数を選定するようにしているので、双峰性クラッタを受信した場合でも、単峰性クラッタ受信時と同等な処理でクラッタの受信状況に応じて最適なフィルタ次数を自動的に設定することが可能になり、フィルタ次数が不足することによるクラッタの消え残りや過剰なフィルタ処理による目標信号の減衰等を防ぐことができる。また、フィルタ処理を巡回的に実施することにより、ハードウェア規模を小さくすることができるという効果を奏する。
【０１７１】
また、この発明によれば、受信信号中のクラッタ数に応じて、多重零点処理を行うので、クラッタ抑圧性能の劣化を防ぐことができるという項かを奏する。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明に係るクラッタ抑圧装置の実施の形態１を示す構成図である。
【図２】この発明の実施の形態１の動作を説明するためのフローチャートである。
【図３】この発明の実施の形態１の動作を説明するための説明図である。
【図４】この発明に係るクラッタ抑圧装置の実施の形態２を示す構成図である。
【図５】この発明に係るクラッタ抑圧装置の実施の形態３を示す構成図である。
【図６】この発明に係るクラッタ抑圧装置の実施の形態４を示す構成図である。
【図７】この発明の実施の形態４の動作を説明するためのフローチャートである。
【図８】この発明の実施の形態４の動作を説明するための図である。
【図９】この発明に係るクラッタ抑圧装置の実施の形態５を示す構成図である。
【図１０】この発明に係るクラッタ抑圧装置の実施の形態６を示す構成図である。
【図１１】この発明に係るクラッタ抑圧装置の実施の形態７を示す構成図である。
【図１２】この発明に係るクラッタ抑圧装置の実施の形態８を示す構成図である。
【図１３】この発明に係るクラッタ抑圧装置の実施の形態９を示す構成図である。
【図１４】この発明に係るクラッタ抑圧装置の実施の形態１の動作を説明するためのブロック図である。
【図１５】この発明に係るクラッタ抑圧装置の実施の形態１０を示す構成図である。
【図１６】この発明に係るクラッタ抑圧装置の実施の形態１０の動作を説明するためのフローチャートである。
【図１７】この発明に係るクラッタ抑圧装置の実施の形態１０の動作を説明するための説明図である。
【図１８】この発明に係るクラッタ抑圧装置の実施の形態１１を示す構成図である。
【図１９】この発明に係るクラッタ抑圧装置の実施の形態１２を示す構成図である。
【図２０】この発明に係るクラッタ抑圧装置の実施の形態１３を示す構成図である。
【図２１】この発明の実施の形態１３の動作を説明するためのフローチャートである。
【図２２】この発明の実施の形態１３の動作を説明するための図である。
【図２３】この発明に係るクラッタ抑圧装置の実施の形態１４を示す構成図である。
【図２４】この発明に係るクラッタ抑圧装置の実施の形態１５を示す構成図である。
【図２５】この発明に係るクラッタ抑圧装置の実施の形態１６を示す構成図である。
【図２６】この発明に係るクラッタ抑圧装置の実施の形態１７を示す構成図である。
【図２７】この発明に係るクラッタ抑圧装置の実施の形態１８を示す構成図である。
【図２８】従来のクラッタ抑圧装置を示すブロック図である。
【符号の説明】
１ａ〜１Ｎフィルタ係数計算手段、１ｂフィルタ係数計算手段、２ａ〜２ｘフィルタ手段、７１〜７０＋Ｎ−１第１〜第Ｎ−１の多重零点処理手段、２ｂ〜２Ｎ第二〜第Ｎのフィルタ手段、３フィルタ次数選定手段、４出力信号選択手段、５オフセット周波数記憶手段、６クラッタ中心周波数推定手段、７出力信号記憶手段、８フィルタ係数計算手段、１８多重零点処理手段、９フィルタ手段、１０サーキュレータ、１１フィルタ係数記憶手段、１２フィルタ手段、１３オフセット周波数選択手段、２３多重零点割当選択手段、１４オフセット周波数設定手段、１９フィルタ次数選定手段、５０多次フィルタ係数計算手段、５１フィルタ手段、６２フィルタ係数計算手段、６３フィルタ手段。[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a clutter suppression device and a clutter suppression method for removing unnecessary reflection echoes such as clutter other than a target signal from signals received by a radar using a filter.
[0002]
[Prior art]
When trying to view a moving target (such as an aircraft) with a radar, a fixed target is often included at the same distance in the same beam depending on the shape of the antenna and the position of the target. In such a case, the reflected wave from the fixed target may be much larger than the reflected wave from the moving target. Therefore, it is difficult to distinguish a moving target and a fixed target only from the intensity of the reflected wave. Therefore, it is conceivable to extract only the reflected wave of the moving target using the Doppler effect without impairing the function of the pulse radar. Such a method is referred to as a moving target identification (MTI) process. That is, when the transmission pulse from the radar transmitter is reflected from the moving target, the frequency of the reflected wave changes due to the Doppler effect, but the reflected wave from the fixed target is not subjected to frequency displacement. Therefore, only the moving target can be detected by detecting only the frequency displacement due to the Doppler effect or the corresponding phase displacement or the accompanying amplitude change. In order to realize this, after converting the received signal into an intermediate frequency signal, the intermediate frequency signal is phase-detected with the reference signal from the reference signal generator to generate a video signal. Further, the difference between the signal obtained by delaying the video signal by one cycle and the video signal generated from the next received signal is obtained. Thereby, a fixed target such as clutter can be canceled.
[0003]
As described above, in the MTI processing, only the moving target can be extracted from the state where the fixed target and the moving target are mixed by taking the difference between the video signal and the video signal one cycle before. However, by taking the difference, the amplitude of the resulting signal contains a sine component, so when the Doppler frequency is an integer multiple of the pulse repetition frequency, a so-called blind speed is generated, in which the speed response is zero, There is a problem that it becomes impossible to detect the speed target. Therefore, in the MTI process, a stagger trigger method is used in which periodic unequal interval pulses are transmitted in order to narrow the blind speed region. In this method, the blind speed condition is not always satisfied by continuously switching two or more kinds of pulse repetition periods.
[0004]
Conventionally, as a clutter suppression device for removing clutter received by a pulse radar using a stagger trigger system, IEICE Technical Report SANE99-115 pp. Sekiguchi et al., 57-62 (February 2000), known as “Suppression of double-peak clutter by a single filter having zeros at two frequencies in the stagger trigger method” is known.
In general, a radar reception signal is a range bin indicating a radio wave propagation distance corresponding to one sampling time when a reception signal at a pulse repetition interval is sampled at a predetermined time considerably shorter than the interval, and a transmission pulse. However, here, unless otherwise specified, processing in units of one range bin or a plurality of range bins for performing the same processing will be described.
[0005]
FIG. 28 is a block diagram showing a conventional clutter suppression device. In the figure, 6 is a clutter center frequency estimating means for estimating the clutter center frequency in the received signal from the received signal, 62 is a filter coefficient calculating means for calculating a filter coefficient, and 63 is a filter coefficient from the filter coefficient calculating means 62. Filter means for performing clutter suppression processing.
[0006]
Next, the operation will be described with reference to FIG. For example, in a radar such as a search radar in which the number of pulse hits is so small that frequency analysis by discrete Fourier transform or the like cannot be performed, a method for estimating the number of clutters to be received is calculated by the clutter center frequency estimation means 6 described below. AR (Auto Regressive) model coefficient a_ijHowever, here, it is assumed that the number of clutters is known.
First, the clutter center frequency estimation means 6 estimates the clutter center frequency from the received signal. If a sufficient number of pulse hits can be secured, the clutter center frequency can be estimated by performing frequency analysis using discrete Fourier transform or the like and performing peak detection processing. However, a radar that does not have a high pulse repetition frequency that requires the use of the stagger trigger method cannot ensure a sufficient number of pulse hits to perform sufficient frequency analysis by discrete Fourier transform. Therefore, the conventional clutter suppression apparatus estimates the clutter center frequency by using the maximum entropy method that is effective when performing spectrum estimation with a small number of data. This maximum entropy method is described in S. Haykin, “Nonlinear Methods of Spectral Analysis”, Springer-Verlag (1983).
[0007]
When the clutter spectrum peak is one unimodal clutter, it can be approximated by a first-order AR model, and the coefficient of this AR model is expressed as a₁₁Then, by obtaining the primary pole by calculation, the clutter center frequency (value normalized by the pulse repetition frequency) f in equation (1) f₀Can be estimated.
[0008]
[Expression 1]

[0009]
When the clutter spectrum peak is two bimodal clutter, it can be approximated by a second-order AR model, and the coefficient of this AR model is expressed as a_ii(I = 1, 2), the zeroth-order forward prediction error is e₀(n), 0th order backward prediction error is b₀(n), i-th forward prediction error e_i(n), i-th backward prediction error is b_iIf (n) is obtained, the clutter center frequency f is expressed by the equation (3) by calculating the secondary pole.₀₁, F₀₂Can be estimated.
[0010]
[Expression 2]

[0011]
Next, the clutter center frequency estimated by the above equation is sent to the filter coefficient calculation means 62. In the filter coefficient calculation means 62, the filter coefficient becomes time-varying so that a deep notch of the filter can be formed even in the case of the stagger trigger method. That is, the filter coefficient changes at each pulse interval. Since the filter is an FIR (Finite Impulse Response) type, the impulse response corresponds to the filter coefficient.
Since the case where the clutter is unimodal is included in the case of the bimodality, it is assumed here that the clutter is bimodal having two spectral peaks. The equivalent amplitude square characteristic of the stagger trigger method is defined as follows.
[0012]
[Equation 3]

[0013]
Where N is the impulse response length of the filter and h_lnIs the impulse response of the filter, L is the stagger number, τ_i(I = 1, 2,..., L) is a pulse interval.
Define the time δT as^-1Is an element that gives a delay of ΔT. At this time, since δT indicates the stagger ratio 1, the delay operator for the delay of the stagger ratio R is z^- ^RIt is expressed. Therefore, the transfer function C_l(z) (l = 0, 1,..., L−1) is expressed as in Expression (12).
[0014]
[Expression 4]

[0015]
Two estimated clutter center frequencies f₀₁, F₀₂And k₁Depth zero, k₂Suppose that a filter coefficient having multiple zeros is generated. l is fixed and C_l(z), and from the first floor related to z (k₁-1) z for the derivative₁= exp [j2πf₀₁0 at the time of δT].
[0016]
[Equation 5]

[0017]
And C_l(z), and from the first floor related to z (k₂-1) z for the derivative₂= exp [j2πf₀₂0 at the time of δT].
[0018]
[Formula 6]

[0019]
From above, k₁+ k₂= (N-1) equations can be created. There is one equation less than the coefficient, but h_l0Can be determined arbitrarily. By solving the (N-1) elemental simultaneous equations generated in this way, a filter coefficient for a specific l can be obtained. If this is repeated for l = 0, 1,..., L−1, all filter coefficients can be obtained.
[0020]
Filter coefficient h generated by the filter coefficient calculation means 62_lnIs sent to the filter means 63. In the filter means 63, the convolution operation shown in the following equation is performed, and the output signal y (t_k), The received signal x (t_k) The clutter inside is suppressed.
[0021]
[Expression 7]

[0022]
In the above description, the case of bimodal clutter is shown, but in the case of unimodal clutter, C_lThe condition relating to the derivative of (z) only needs to be considered, for example, for equation (13).
[0023]
[Problems to be solved by the invention]
A conventional clutter suppression device in a radar using the stagger trigger method adjusts the filter coefficient so as to form a filter notch with respect to the estimated clutter center frequency. The order of a time-varying notch filter for suppressing clutter is determined in advance. Therefore, depending on the condition of the clutter to be received, the filter order may be excessive or insufficient, causing the clutter to disappear or the filter notch stop band to be excessive with respect to the clutter. There was a problem of inducing attenuation.
[0024]
The present invention has been made in order to solve the above-described problems. The clutter suppression filter is configured by cascading a plurality of filters, and is necessary for clutter suppression using the power ratio of input / output signals of each filter. It is an object of the present invention to obtain a clutter suppression device capable of automatically performing suppression processing with an optimum filter order by estimating the filter order.
[0025]
[Means for Solving the Problems]
  A clutter suppression device according to a first aspect of the present invention is an unnecessary reflection echo included in a received signal in a stagger trigger type pulse radar.UnimodalityIn a clutter suppression device for suppressing clutter, a clutter center frequency estimating means for estimating the center frequency of the clutter,
  A part of a filter group formed by cascading a plurality of N time-varying coefficient filters is formed, and the zero point of the frequency characteristic of the entire filter group is formed with respect to the estimated value estimated by the clutter center frequency estimating means First filter coefficient calculation means for calculating the filter coefficient to
  the aboveCascadeA filter coefficient that constitutes a part of the connected filter group and assigns a zero point of its own filter with an offset frequency to the estimated clutter center frequency estimated by the clutter center frequency estimating means Second to Nth filter coefficient calculating means for calculating
  Offset frequency storage means for storing offset frequencies sent to the second to Nth filter coefficient calculation means;
  First to Nth filter means for suppressing clutter in the received signal using filter coefficients output from the first to Nth filter coefficient calculation means at different pulse intervals depending on the stagger trigger method;
  The input / output signal power ratio of the first to Nth filter means is calculated from the received signal and the output signals of the first to Nth filter means, and the order of the entire filter is determined based on the power ratio change. Filter order selection means,
  Output signal selection means for switching the output signal based on the selection result output from the filter order selection means.
[0026]
  The clutter suppression device according to the second invention is an unnecessary reflection echo included in a received signal in a stagger trigger type pulse radar.UnimodalityIn a clutter suppression device that suppresses clutter,
  Clutter center frequency estimating means for estimating the clutter center frequency;
  For the estimated value estimated by the clutter center frequency estimating means,Add offset frequencyFilter coefficient calculation means for calculating a filter coefficient so as to form a zero of the filter frequency characteristic;
  Offset frequency storage means for storing the offset frequency sent to the filter coefficient calculation means;
  Filter means for suppressing clutter in the received signal using filter coefficients sent from the filter coefficient calculation means at different pulse intervals depending on the stagger trigger method;
  The received signal or the output signal of the filter means is output to the filter coefficient calculation means and the filter means.Switching means;
  Output signal storage means for storing the output signal of the filter means sent to the switching means;
  Filter order selection means for calculating the input / output signal power ratio of the filter means from the received signal and the output signal of the filter means and determining the order of the entire filter based on the power ratio change;
  Output signal selection means for switching the output signal based on the selection result output from the filter order selection means.
[0027]
  A clutter suppression device according to a third aspect of the present invention is an unnecessary reflection echo included in a received signal in a stagger trigger type pulse radar.UnimodalityIn a clutter suppression device that suppresses clutter,
  Clutter center frequency estimating means for estimating the clutter center frequency;
  For the estimated value estimated by the clutter center frequency estimating means,Add offset frequencyFilter coefficient calculation means for calculating a filter coefficient so as to form a zero of the filter frequency characteristic;
  Offset frequency storage means for storing the offset frequency sent to the filter coefficient calculation means;
  First filter means for suppressing clutter in the received signal using filter coefficients output from the filter coefficient calculation means at different pulse intervals depending on the stagger trigger method;
  The received signal or the output signal of the first filter means is output to the filter coefficient calculation means and the first filter means.Switching means;
  Filter coefficient storage means for storing the filter coefficient output from the filter coefficient calculation means;
  Filter order selection means for calculating the input / output signal power ratio of the first filter means from the received signal and the output signal of the first filter means and determining the order of the entire filter based on the power ratio change;
  Second filter means for performing clutter suppression processing using the selected filter coefficient based on the selection result output from the filter order selection means.
[0028]
  A clutter suppression device according to a fourth aspect of the present invention is an unnecessary reflection echo included in a received signal in a stagger trigger type pulse radar.BimodalIn a clutter suppression device that suppresses clutter,
  Clutter center frequency estimating means for estimating the clutter center frequency;
  A part of a filter group formed by cascading a plurality of N time-varying coefficient filters is formed, and the zero point of the frequency characteristic of the entire filter group is formed with respect to the estimated value estimated by the clutter center frequency estimating means First filter coefficient calculation means for calculating the filter coefficient to
  the aboveCascadeA filter coefficient that constitutes a part of the connected filter group and assigns a zero point of its own filter with an offset frequency to the estimated clutter center frequency estimated by the clutter center frequency estimating means Second to Nth filter coefficient calculating means for calculating
  Offset frequency storage means for storing offset frequencies sent to the second to Nth filter coefficient calculation means;
  Filter notches for multiple clutters in the received signalSo that the filter zeros are alternately set with respect to the clutter center frequency,Offset frequency selection means for setting an offset frequency stored in the offset frequency;
  First to Nth filter means for suppressing clutter in the received signal using filter coefficients output from the first to Nth filter coefficient calculation means at different pulse intervals depending on the stagger trigger method;
  The input / output signal power ratio of the first to Nth filter means is calculated from the received signal and the output signals of the first to Nth filter means, and the order of the entire filter is determined based on the power ratio change. Filter order selection means,
  Output signal selection means for switching the output signal based on the selection result output from the filter order selection means.
[0029]
  A clutter suppression device according to a fifth aspect of the present invention is an unnecessary reflection echo included in a received signal in a stagger trigger type pulse radar.BimodalIn a clutter suppression device that suppresses clutter,
  Clutter center frequency estimating means for estimating the clutter center frequency;
  For the estimated value estimated by the clutter center frequency estimating means,Add offset frequencyFilter coefficient calculation means for calculating a filter coefficient so as to form a zero of the filter frequency characteristic;
  Depending on the number of clutter in the received signal,To alternately set the filter zeros for the clutter center frequency,An offset frequency setting means for selecting an offset frequency sent to the filter coefficient calculation means;
  Filter means for suppressing clutter in the received signal by using a filter coefficient output from the filter coefficient calculation means at different pulse intervals depending on the stagger trigger method;The received signal or the output signal of the filter means is output to the filter coefficient calculation means and the filter means.Switching means;
  TheSwitching meansOutput signal storage means for storing the output signal of the filter means sent to
  Filter order selection means for calculating the input / output signal power ratio of the filter means from the received signal and the output signal of the filter means and determining the order of the entire filter based on the power ratio change;
  Output signal selection means for switching the output signal based on the selection result output from the filter order selection means.
[0030]
  A clutter suppression device according to a sixth aspect of the present invention is an unnecessary reflection echo included in a received signal in a stagger trigger type pulse radar.BimodalIn a clutter suppression device that suppresses clutter,
  Clutter center frequency estimating means for estimating the clutter center frequency;
  For the estimated value estimated by the clutter center frequency estimating means,Add offset frequencyFilter coefficient calculation means for calculating a filter coefficient so as to form a zero of the filter frequency characteristic;
  Depending on the number of clutter in the received signal,To alternately set the filter zeros for the clutter center frequency,An offset frequency setting means for selecting an offset frequency sent to the filter coefficient calculation means;
  First filter means for suppressing clutter in the received signal using filter coefficients output from the filter coefficient calculation means at different pulse intervals depending on the stagger trigger method;
  The received signal or the output signal of the first filter means is output to the filter coefficient calculation means and the first filter means.Switching means;
  Filter coefficient storage means for storing the filter coefficient output from the filter coefficient calculation means;
  Filter order selection means for calculating the input / output signal power ratio of the first filter means from the received signal and the output signal of the first filter means and determining the order of the entire filter based on the power ratio change;
  Second filter means for performing clutter suppression processing using the selected filter coefficient based on the selection result output from the filter order selection means.
[0031]
  A clutter suppression device according to a seventh aspect of the present invention is an unnecessary reflection echo included in a received signal in a stagger trigger type pulse radar.BimodalIn a clutter suppression device that suppresses clutter,
  Clutter center frequency estimating means for estimating the clutter center frequency;
  For one estimated value estimated by the clutter center frequency estimating means, the coefficient of the multi-order filter is set so as to form a zero point of the frequency characteristic of the multi-order filter that is a time-varying coefficient filter of the second or higher order. Multi-order filter coefficient calculation means for calculating;
  Multi-order filter means for suppressing clutter in the received signal using filter coefficients output from the multi-order filter coefficient calculation means at different pulse intervals depending on the stagger trigger method;
  A part of a filter group formed by cascading a plurality of N time-varying coefficient filters,Of the estimated values of the clutter center frequency estimated by the clutter center frequency estimating means, for the estimated values other than those sent to the multi-order filter coefficient calculating means,First filter coefficient calculation means for calculating a filter coefficient so as to form a zero point of the frequency characteristic of the entire filter group;
  the aboveCascadeConfigure part of the connected filter group,Of the estimated values of the clutter center frequency estimated by the clutter center frequency estimating means, for the estimated values other than those sent to the multi-order filter coefficient calculating means,Second to Nth filter coefficient calculating means for calculating a filter coefficient so as to assign the zero point of the own filter with an offset frequency;
  Offset frequency storage means for storing offset frequencies sent to the second to Nth filter coefficient calculation meansWhen,
the aboveFirst to Nth filter means for suppressing clutter in the received signal using filter coefficients output from the first to Nth filter coefficient calculation means at different pulse intervals depending on the stagger trigger method;
  The input / output signal power ratio of the first to Nth filter means is calculated from the received signal and the output signals of the first to Nth filter means, and the order of the entire filter is determined based on the power ratio change. Filter order selection means,
  Output signal selection means for switching the output signal based on the selection result output from the filter order selection means.
[0032]
  Moreover, the clutter suppression device according to the eighth aspect of the present invention is an unnecessary reflection echo included in a received signal in a stagger trigger type pulse radar.BimodalIn a clutter suppression device that suppresses clutter,
  Clutter center frequency estimating means for estimating the clutter center frequency;
  For one estimated value estimated by the clutter center frequency estimating means, the coefficient of the multi-order filter is set so as to form a zero point of the frequency characteristic of the multi-order filter that is a time-varying coefficient filter of the second or higher order. Multi-order filter coefficient calculation means for calculating;
  First filter means for suppressing clutter in the received signal using a filter coefficient output from the multi-order filter coefficient calculation means at different pulse intervals depending on the stagger trigger method;
  Among the estimated values of the clutter center frequency estimated by the clutter center frequency estimation means, the zero value of the own filter is assigned with an offset frequency for the estimated values other than those sent to the multi-order filter coefficient calculation means. Filter coefficient calculation means for calculating the filter coefficient as follows:
  Offset frequency storage means for storing the offset frequency sent to the filter coefficient calculation means;
  Second filter means for suppressing clutter in the signal output from the switching means using the filter coefficient output from the filter coefficient calculation means at different pulse intervals depending on the stagger trigger method;
  The output signal of the first filter means or the output signal of the second filter means is output to the filter coefficient calculation means and the second filter means.Switching means;
  Output signal storage means for storing the output signal of the second filter means sent to the switching means;
  Filter order selection means for calculating the input / output signal power ratio of the filter means from the output signals of the first and second filter means and determining the order of the entire filter based on the power ratio change; and the filter order selection means Output signal selection means for switching the output signal based on the selection result output from the.
[0033]
  A clutter suppression device according to a ninth aspect of the present invention is an unnecessary reflection echo included in a received signal in a stagger trigger type pulse radar.BimodalIn a clutter suppression device that suppresses clutter,
  Clutter center frequency estimating means for estimating the clutter center frequency;
  For one estimated value estimated by the clutter center frequency estimating means, the coefficient of the multi-order filter is set so as to form a zero point of the frequency characteristic of the multi-order filter that is a time-varying coefficient filter of the second or higher order. Multi-order filter coefficient calculation means for calculating;
  First filter means for suppressing clutter in the received signal using a filter coefficient output from the multi-order filter coefficient calculation means at different pulse intervals depending on the stagger trigger method;
  Of the estimated values estimated by the clutter center frequency estimating means, an estimated value other than the estimated value sent to the multi-order filter coefficient calculating means is assigned an offset frequency and assigned a zero point of its own filter. Filter coefficient calculation means for calculating the filter coefficient;
  Offset frequency storage means for storing the offset frequency sent to the filter coefficient calculation means;
  Second filter means for suppressing clutter in the signal output from the switching means using the filter coefficient output from the filter coefficient calculation means at different pulse intervals depending on the stagger trigger method;
  The output signal of the first filter means or the output signal of the second filter means is output to the filter coefficient calculation means and the second filter means.Switching means;
  Filter coefficient storage means for storing the filter coefficient output from the filter coefficient calculation means;
  Filter order selection means for calculating the input / output signal power ratio of the filter means from the output signals of the first and second filter means and determining the order of the entire filter based on the power ratio change; and the filter order selection means Filter means for performing a clutter suppression process using the selected filter coefficient based on the selection result output from.
[0034]
  The clutter suppression method according to the tenth invention is an unnecessary reflection echo included in a received signal in a stagger trigger type pulse radar.UnimodalityIn the clutter suppression method for suppressing clutter,
  A clutter center frequency estimating step for estimating the clutter center frequency;
  A first filter coefficient is calculated so as to form a zero point of the frequency characteristics of the entire filter group formed by cascading a plurality of N time-varying coefficient filters with respect to the estimated value estimated in the clutter center frequency estimating step. The filter coefficient calculation step of
  Second to Nth filter coefficients for calculating a filter coefficient so as to assign an zero point of the filter group with an offset frequency to the estimated value of the clutter center frequency estimated in the clutter center frequency estimation step A calculation step;
  An offset frequency storage step for storing an offset frequency used in the second to Nth filter coefficient calculation steps;
  First to Nth filter steps for suppressing clutter in the received signal using the filter coefficients output by the first to Nth filter coefficient calculation steps at different pulse intervals depending on the stagger trigger method;
  The input / output signal power ratio is calculated in the first to Nth filter steps from the received signal and the output signals of the first to Nth filter steps, and the order of the entire filter is determined based on the power ratio change. A filter order selection step;
  An output signal selection step of switching the output signal based on the selection result output by the filter order selection step.
[0035]
  In addition, the clutter suppression device according to the eleventh aspect of the invention is an unnecessary reflected echo included in a received signal in a stagger trigger type pulse radar.UnimodalityIn the clutter suppression method for suppressing clutter,
  A clutter center frequency estimating step for estimating the clutter center frequency;
  For the estimated value estimated by the clutter center frequency estimating step,Add offset frequencyA filter coefficient calculation step for calculating a filter coefficient so as to form a zero of the filter frequency characteristic;
  An offset frequency storage step for storing an offset frequency used in the filter coefficient calculation step;
  A filter step for suppressing clutter in the received signal using the filter coefficient output by the filter coefficient calculation step at different pulse intervals depending on the stagger trigger method;
  The received signal or the output signal of the filter step is output to the filter coefficient calculation step and the filter step.A switching step;
  An output signal storing step for storing the output signal of the filter step used in the switching step;
  A filter order selection step of calculating an input / output signal power ratio of the filter step from the received signal and the output signal of the filter step and determining the order of the entire filter based on a change in the power ratio;
  An output signal selection step of switching the output signal based on the selection result output by the filter order selection step.
[0036]
  A clutter suppression method according to a twelfth aspect of the present invention is an unnecessary reflected echo included in a received signal in a stagger trigger type pulse radar.UnimodalityIn the clutter suppression method for suppressing clutter,
  A clutter center frequency estimating step for estimating the clutter center frequency;
  For the estimated value estimated by the clutter center frequency estimating step,Add offset frequencyA filter coefficient calculation step for calculating a filter coefficient so as to form a zero of the filter frequency characteristic;
  An offset frequency storage step for storing an offset frequency used in the filter coefficient calculation step;
  A first filter step of suppressing clutter in the received signal using the filter coefficient output by the filter coefficient calculation step at different pulse intervals depending on the stagger trigger method;
  The received signal or the output signal of the first filter step is output to the filter coefficient calculation step and the filter step.A switching step, a filter coefficient storage step for storing the filter coefficient output by the filter coefficient calculation step,
  A filter order selection step of calculating the input / output signal power ratio of the first filter step from the received signal and the output signal of the first filter step and determining the order of the entire filter based on the power ratio change;
  And a second filter step for performing clutter suppression processing using the selected filter coefficient based on the selection result output by the filter order selection step.
[0037]
  A clutter suppression method according to a thirteenth aspect of the present invention is an unnecessary reflected echo included in a received signal in a stagger trigger type pulse radar.BimodalIn the clutter suppression method for suppressing clutter,
  A clutter center frequency estimating step for estimating the clutter center frequency;
  A first filter coefficient is calculated so as to form a zero point of the frequency characteristics of the entire filter group formed by cascading a plurality of N time-varying coefficient filters with respect to the estimated value estimated in the clutter center frequency estimating step. The filter coefficient calculation step of
  Second to Nth filter coefficients for calculating a filter coefficient so as to assign an zero point of the filter group with an offset frequency to the estimated value of the clutter center frequency estimated in the clutter center frequency estimation step A calculation step;
  An offset frequency storage step for storing an offset frequency used in the second to Nth filter coefficient calculation steps;
  Filter notches for multiple clutters in the received signalSo that the filter zeros are alternately set with respect to the clutter center frequency,An offset frequency selection step for setting an offset frequency stored in the offset frequency;
  First to Nth filter steps for suppressing clutter in the received signal using the filter coefficients output by the first to Nth filter coefficient calculation steps at different pulse intervals depending on the stagger trigger method;
  The input / output signal power ratio of the first to Nth filter steps is calculated from the received signal and the output signals of the first to Nth filter steps, and the order of the entire filter is determined based on the power ratio change. A filter order selection step;
  An output signal selection step of switching the output signal based on the selection result output by the filter order selection step.
[0038]
  The clutter suppression method according to the fourteenth aspect of the present invention is an unnecessary reflected echo included in a received signal in a stagger trigger type pulse radar.BimodalIn the clutter suppression method for suppressing clutter,
  A clutter center frequency estimating step for estimating the clutter center frequency;
  For the estimated value estimated by the clutter center frequency estimating step,Add offset frequencyA filter coefficient calculation step for calculating a filter coefficient so as to form a zero of the filter frequency characteristic;
  Depending on the number of clutter in the received signal,To alternately set the filter zeros for the clutter center frequency,An offset frequency setting step for selecting an offset frequency used in the filter coefficient calculation step;
  A filter step of suppressing clutter in the received signal using the filter coefficient output by the filter coefficient calculation step at different pulse intervals depending on the stagger trigger method;
  The received signal or the output signal of the filter step is output to the filter coefficient calculation step and the filter step.A switching step;
  An output signal storing step for storing the output signal of the filter step used in the switching step;
  A filter order selection step of calculating an input / output signal power ratio of the filter step from the received signal and the output signal of the filter step and determining the order of the entire filter based on a change in the power ratio;
  An output signal selection step of switching the output signal based on the selection result output by the filter order selection step.
[0039]
  The clutter suppression method according to the fifteenth aspect of the present invention is an unnecessary reflected echo included in a received signal in a stagger trigger type pulse radar.BimodalIn the clutter suppression method for suppressing clutter,
  A clutter center frequency estimating step for estimating the clutter center frequency;
  For the estimated value estimated by the clutter center frequency estimating step,Add offset frequencyA filter coefficient calculation step for calculating a filter coefficient so as to form a zero of the filter frequency characteristic;
  Depending on the number of clutter in the received signal,To alternately set the filter zeros for the clutter center frequency,An offset frequency setting step for selecting an offset frequency used in the filter coefficient calculation step;
  A first filter step of suppressing clutter in the received signal using the filter coefficient output by the filter coefficient calculation step at different pulse intervals depending on the stagger trigger method;
  The received signal or the first filterStepFilter coefficient calculation for the output signal ofStepAnd the first filterStepOutput toA switching step;
  A filter coefficient storage step for storing the filter coefficient output by the filter coefficient calculation step;
  A filter order selection step of calculating the input / output signal power ratio of the first filter step from the received signal and the output signal of the first filter step and determining the order of the entire filter based on the power ratio change;
  And a second filter step for performing clutter suppression processing using the selected filter coefficient based on the selection result output by the filter order selection step.
[0040]
  The clutter suppression method according to the sixteenth aspect of the invention is an unnecessary reflected echo included in a received signal in a stagger trigger type pulse radar.BimodalIn the clutter suppression method for suppressing clutter,
  A clutter center frequency estimating step for estimating the clutter center frequency;
  For one estimated value estimated by the clutter center frequency estimating step, the coefficient of the multi-order filter is set so as to form a zero point of the frequency characteristic of the multi-order filter which is a time-varying coefficient filter of the second or higher order. A multi-order filter coefficient calculation step to calculate;
  A multi-order filter step of suppressing clutter in the received signal using the filter coefficient output by the multi-order filter coefficient calculation step at different pulse intervals depending on the stagger trigger method;
  A group of filters in which a plurality of N time-varying coefficient filters are cascade-connected to the estimated values estimated in the clutter center frequency estimating step other than those used in the multi-order filter coefficient calculating step. A first filter coefficient calculation step for calculating a filter coefficient so as to form a zero of the overall frequency characteristic;
  Of the estimated values of the clutter center frequency estimated in the clutter center frequency estimating step, an estimated frequency other than that used in the multi-order filter coefficient calculating step is given an offset frequency to the filter group. Second to Nth filter coefficient calculation steps for calculating filter coefficients so as to assign zeros;
  An offset frequency storage step for storing an offset frequency used in the second to Nth filter coefficient calculation steps;
  First to Nth filter steps for suppressing clutter in the received signal using the filter coefficients output by the first to Nth filter coefficient calculation steps at different pulse intervals depending on the stagger trigger method;
  The input / output signal power ratio of the first to Nth filter steps is calculated from the received signal and the output signals of the first to Nth filter steps, and the order of the entire filter is determined based on the power ratio change. A filter order selection step;
  An output signal selection step of switching the output signal based on the selection result output by the filter order selection step.
[0041]
  The clutter suppression method according to the seventeenth aspect of the invention is an unnecessary reflection echo included in a received signal in a stagger trigger type pulse radar.BimodalIn the clutter suppression method for suppressing clutter,
  A clutter center frequency estimating step for estimating the clutter center frequency;
  For one estimated value estimated by the clutter center frequency estimating step, the coefficient of the multi-order filter is set so as to form a zero point of the frequency characteristic of the multi-order filter which is a time-varying coefficient filter of the second or higher order. A multi-order filter coefficient calculation step to calculate;
  A first filter step of suppressing clutter in the received signal using the filter coefficient output by the multi-order filter coefficient calculation step at different pulse intervals depending on the stagger trigger method;
  Among the estimated values of the clutter center frequency estimated by the clutter center frequency estimating step, an offset frequency is given to the estimated values other than those used in the multi-order filter coefficient calculating step.CascadeA filter coefficient calculation step for calculating a filter coefficient so as to assign a zero of the connected filter group;
  An offset frequency storage step for storing an offset frequency used in the filter coefficient calculation step;
  A second filter step of suppressing clutter in the signal output by the switching step using the filter coefficient output by the filter coefficient calculation step at different pulse intervals depending on the stagger trigger method;
  The output signal of the first filter step or the output signal of the second filter step is output to the filter coefficient calculation step and the second filter step.A switching step;
  An output signal storing step for storing the output signal of the second filter step used in the switching step;
  A filter order selection step for calculating the input / output signal power ratio of the filter step from the output signals of the first and second filter steps and determining the order of the entire filter based on the power ratio change;
  An output signal selection step of switching the output signal based on the selection result output by the filter order selection step.
[0042]
  The clutter suppression method according to the eighteenth aspect of the invention is an unnecessary reflected echo included in a received signal in a stagger trigger type pulse radar.BimodalIn the clutter suppression method for suppressing clutter,
  A clutter center frequency estimating step for estimating the clutter center frequency;
  For one estimated value estimated by the clutter center frequency estimating step, the coefficient of the multi-order filter is set so as to form a zero point of the frequency characteristic of the multi-order filter which is a time-varying coefficient filter of the second or higher order. A multi-order filter coefficient calculation step to calculate;
  A first filter step of suppressing clutter in the received signal using the filter coefficient output by the multi-order filter coefficient calculation step at different pulse intervals depending on the stagger trigger method;
  Of the estimated values estimated in the clutter center frequency estimating step, an estimated frequency other than the estimated value used in the multi-order filter coefficient calculating step is given an offset frequency.CascadeA filter coefficient calculation step for calculating a filter coefficient so as to assign a zero of the connected filter group;
  An offset frequency storage step for storing an offset frequency used in the filter coefficient calculation step;
  A second filter step of suppressing clutter in the signal output by the switching step using the filter coefficient output by the filter coefficient calculation step at different pulse intervals depending on the stagger trigger method;
  The output signal of the first filter step or the output signal of the second filter step is output to the filter coefficient calculation step and the second filter step.A switching step;
  A filter coefficient storage step for storing the filter coefficient output by the filter coefficient calculation step;
  A filter order selection step for calculating the input / output signal power ratio of the filter step from the output signals of the first and second filter steps and determining the order of the entire filter based on the power ratio change;
  And a filter step for performing clutter suppression processing using the selected filter coefficient based on the selection result output by the filter order selection step.
[0043]
  The clutter suppression device according to the nineteenth aspect of the invention is an unnecessary reflection echo included in a received signal in a stagger trigger type pulse radar.UnimodalityIn a clutter suppression device that suppresses clutter,
  Clutter center frequency estimating means for estimating the clutter center frequency;
  A part of a filter group formed by cascading a plurality of N time-varying coefficient filters is formed, and the zero point of the frequency characteristic of the entire filter group is formed with respect to the estimated value estimated by the clutter center frequency estimating means Filter coefficient calculating means for calculating the filter coefficient to
  A part of the cascaded filter group is configured, and the estimated value of the clutter center frequency estimated by the clutter center frequency estimating means is the same as the clutter center frequency estimated value sent to the filter coefficient calculating means. So that multiple zeros can be formed.Using higher order derivatives of the filter transfer functionFirst to (N-1) th multiple zero processing means for calculating filter coefficients;
  First to second clutters in the received signal are suppressed using filter coefficients output from the filter coefficient calculation means and the first to N-1th multiple zero-point processing means at different pulse intervals depending on the stagger trigger method. N filter means;
  The input / output signal power ratio of the first to Nth filter means is calculated from the received signal and the output signals of the first to Nth filter means, and the order of the entire filter is determined based on the power ratio change. Filter order selection means,
  Output signal selection means for switching the output signal based on the selection result output from the filter order selection means.
[0044]
  The clutter suppression device according to the twentieth aspect of the invention is an unnecessary reflected echo included in a received signal in a stagger trigger type pulse radar.UnimodalityIn a clutter suppression device that suppresses clutter,
  Clutter center frequency estimating means for estimating the clutter center frequency;
  Filter coefficient calculation means for calculating a filter coefficient so as to form a zero point of the filter frequency characteristic with respect to the estimated value estimated by the clutter center frequency estimation means;
  To form multiple zeros when forming zeros for the same frequency more than onceUsing higher order derivatives of the filter transfer functionMultiple zero processing means for calculating filter coefficients;
  Filter means for suppressing clutter in the received signal using filter coefficients sent from the filter coefficient calculation means and the multiple zero point processing means at different pulse intervals depending on the stagger trigger method;
  The received signal or the output signal of the filter means is output to the filter coefficient calculation means and the filter means.Switching means;
  Output signal storage means for storing the output signal of the filter means sent to the switching means;
  Filter order selection means for calculating the input / output signal power ratio of the filter means from the received signal and the output signal of the filter means and determining the order of the entire filter based on the power ratio change;
  Output signal selection means for switching the output signal based on the selection result output from the filter order selection means.
[0045]
  The clutter suppression device according to the twenty-first aspect of the invention is an unnecessary reflected echo included in a received signal in a stagger trigger type pulse radar.UnimodalityIn a clutter suppression device that suppresses clutter,
  Clutter center frequency estimating means for estimating the clutter center frequency;
  Filter coefficient calculation means for calculating a filter coefficient so as to form a zero point of the filter frequency characteristic with respect to the estimated value estimated by the clutter center frequency estimation means;
  To form multiple zeros when forming zeros for the same frequency more than onceUsing higher order derivatives of the filter transfer functionMultiple zero processing means for calculating filter coefficients;
  First filter means for suppressing clutter in the received signal using filter coefficients output from the filter coefficient calculation means and the multiple zero point processing means at different pulse intervals depending on the stagger trigger method;
  The received signal or the output signal of the first filter means is output to the filter coefficient calculation means and the first filter means.Switching means;
  Filter coefficient calculation meansAnd the multiple zero processing meansFilter coefficient storage means for storing the filter coefficient output from
  Filter order selection means for calculating the input / output signal power ratio of the first filter means from the received signal and the output signal of the first filter means and determining the order of the entire filter based on the power ratio change;
  Second filter means for performing clutter suppression processing using the selected filter coefficient based on the selection result output from the filter order selection means.
[0046]
  The clutter suppression device according to the twenty-second aspect of the invention is an unnecessary reflected echo included in a received signal in a stagger trigger type pulse radar.BimodalIn a clutter suppression device that suppresses clutter,
  Clutter center frequency estimating means for estimating the clutter center frequency;
  For one estimated value estimated by the clutter center frequency estimating means, the coefficient of the multi-order filter is set so as to form a zero point of the frequency characteristic of the multi-order filter that is a time-varying coefficient filter of the second or higher order. Multi-order filter coefficient calculation means for calculating;
  Multi-order filter means for suppressing clutter in the received signal using filter coefficients output from the multi-order filter coefficient calculation means at different pulse intervals depending on the stagger trigger method;
  A part of a filter group formed by cascading a plurality of N time-varying coefficient filters,Of the estimated values of the clutter center frequency estimated by the clutter center frequency estimating means, for the estimated values other than those sent to the multi-order filter coefficient calculating means,To create multiple zeros of the frequency characteristics of the entire filter groupUsing higher order derivatives of the filter transfer functionFirst to (N-1) th multiple zero processing means for calculating filter coefficients;
  According to the number of clutters in the received signal, the first to Nth filters are set so that the filter zeros are alternately set with respect to the clutter center frequency. -1 Multiple zero assignment selection means for selecting a zero frequency to be sent to the multiple zero processing means,
  First to N-1th filter means for suppressing clutter in the received signal using filter coefficients output from the first to N-1th multiple zero point processing means at different pulse intervals depending on the stagger trigger system. When,
  An input / output signal power ratio of the multi-order filter means and the first to N-1th filter means is calculated from the received signal, the multi-order filter means and the output signals of the first to N-1th filter means. A filter order selection means for calculating and determining the order of the entire filter based on the power ratio change;
  Output signal selection means for switching the output signal based on the selection result output from the filter order selection means.
[0047]
  A clutter suppression device according to a twenty-third aspect of the present invention is an unnecessary reflected echo included in a received signal in a stagger trigger type pulse radar.BimodalIn a clutter suppression device that suppresses clutter,
  Clutter center frequency estimating means for estimating the clutter center frequency;
  For one estimated value estimated by the clutter center frequency estimating means, the coefficient of the multi-order filter is set so as to form a zero point of the frequency characteristic of the multi-order filter that is a time-varying coefficient filter of the second or higher order. Multi-order filter coefficient calculation means for calculating;
  First filter means for suppressing clutter in the received signal using a filter coefficient output from the multi-order filter coefficient calculation means at different pulse intervals depending on the stagger trigger method;
  Of the estimated values of the clutter center frequency estimated by the clutter center frequency estimating means, zeros are formed for the same frequency twice or more with respect to the estimated values other than those sent to the multi-order filter coefficient calculating means. So that multiple zeros can be formedUsing higher order derivatives of the filter transfer functionMultiple zero processing means for calculating filter coefficients;
  Second filter means for suppressing clutter in the signal output from the switching means using the filter coefficient output from the multiple zero processing means for each different pulse interval depending on the stagger trigger method;
  The output signal of the first filter means or the output signal of the second filter means is output to the filter coefficient calculation means and the second filter means.Switching means;
  Output signal storage means for storing the output signal of the second filter means sent to the switching means;
  From the output signals of the first and second filter means,The second filter meansFilter order selection means for calculating the input / output signal power ratio and determining the order of the entire filter based on the power ratio change;
  Output signal selection means for switching the output signal based on the selection result output from the filter order selection means.
[0048]
  A clutter suppression device according to a twenty-fourth aspect of the invention is an unnecessary reflected echo included in a received signal in a stagger trigger type pulse radar.BimodalIn a clutter suppression device that suppresses clutter,
  Clutter center frequency estimating means for estimating the clutter center frequency;
  For one estimated value estimated by the clutter center frequency estimating means, the coefficient of the multi-order filter is set so as to form a zero point of the frequency characteristic of the multi-order filter that is a time-varying coefficient filter of the second or higher order. Multi-order filter coefficient calculation means for calculating;
  First filter means for suppressing clutter in the received signal using a filter coefficient output from the multi-order filter coefficient calculation means at different pulse intervals depending on the stagger trigger method;
  Among the estimated values estimated by the clutter center frequency estimating means, when the zero point is formed at the same frequency twice or more with respect to the estimated value other than the estimated value sent to the multi-order filter coefficient calculating means , So that multiple zeros can be formedUsing higher order derivatives of the filter transfer functionMultiple zero processing means for calculating filter coefficients;
  Second filter means for suppressing clutter in the signal output from the switching means using the filter coefficient output from the multiple zero processing means for each different pulse interval depending on the stagger trigger method;
  The output signal of the first filter means or the output signal of the second filter means is output to the filter coefficient calculation means and the second filter means.Switching means;
  Filter coefficient storage means for storing filter coefficients output from the multiple zero point processing means;
  From the output signals of the first and second filter means,The second filter meansFilter order selection means for determining the order of the entire filter based on the change in the power ratio by calculating the input / output signal power ratio, and the filter coefficient selected based on the selection result output from the filter order selection means And third filter means for performing clutter suppression processing using the third filter means.
[0049]
  The second25The clutter suppression method according to the present invention is an unnecessary reflection echo included in a received signal in a stagger trigger type pulse radar.UnimodalityIn the clutter suppression method for suppressing clutter,
  A clutter center frequency estimating step for estimating the clutter center frequency;
  A filter coefficient for calculating a filter coefficient so as to form a zero point of the frequency characteristics of the entire filter group formed by cascading a plurality of N time-varying coefficient filters with respect to the estimated value estimated by the clutter center frequency estimating step. A calculation step;
  If the estimated value of the clutter center frequency estimated in the clutter center frequency estimation step is the same as the clutter center frequency estimation value used in the filter coefficient calculation step, a multiple zero can be formed.Using higher order derivatives of the filter transfer functionFirst to (N-1) th multiple zero processing steps for calculating filter coefficients;
  First to second clutters in the received signal are suppressed by using the filter coefficient output by the filter coefficient calculation step and the first to N-1th multiple zero point processing steps at different pulse intervals depending on the stagger trigger method. N filter steps;
  The input / output signal power ratio of the first to Nth filter steps is calculated from the received signal and the output signals of the first to Nth filter steps, and the order of the entire filter is determined based on the power ratio change. A filter order selection step;
  An output signal selection step of switching the output signal based on the selection result output by the filter order selection step.
[0050]
  The second26The clutter suppression method according to the present invention is an unnecessary reflection echo included in a received signal in a stagger trigger type pulse radar.UnimodalityIn the clutter suppression method for suppressing clutter,
  A clutter center frequency estimating step for estimating the clutter center frequency;
  A filter coefficient calculating step for calculating a filter coefficient so as to form a zero point of the filter frequency characteristic with respect to the estimated value estimated by the clutter center frequency estimating step;
  To form multiple zeros when forming zeros for the same frequency more than onceUsing higher order derivatives of the filter transfer functionMultiple zero processing steps to calculate filter coefficients;
  A filter step of suppressing clutter in the received signal using the filter coefficient output by the filter coefficient calculation step and the multiple zero point processing step at different pulse intervals depending on the stagger trigger method;
  The received signal or the output signal of the filter step is output to the filter coefficient calculation step and the filter step.A switching step;
  An output signal storing step for storing the output signal of the filter step used in the switching step;
  A filter order selection step of calculating an input / output signal power ratio of the filter step from the received signal and the output signal of the filter step and determining the order of the entire filter based on a change in the power ratio;
  An output signal selection step of switching the output signal based on the selection result output by the filter order selection step.
[0051]
  The second27The clutter suppression method according to the present invention is an unnecessary reflection echo included in a received signal in a stagger trigger type pulse radar.UnimodalityIn the clutter suppression method for suppressing clutter,
  A clutter center frequency estimating step for estimating the clutter center frequency;
  A filter coefficient calculating step for calculating a filter coefficient so as to form a zero point of the filter frequency characteristic with respect to the estimated value estimated by the clutter center frequency estimating step;
  To form multiple zeros when forming zeros for the same frequency more than onceUsing higher order derivatives of the filter transfer functionMultiple zero processing steps to calculate filter coefficients;
  A first filter step of suppressing clutter in the received signal using the filter coefficient output by the filter coefficient calculation step and the multiple zero point processing step at different pulse intervals depending on the stagger trigger method;
  The reception signal or the output signal of the first filter step is output to the filter coefficient calculation step and the first filter step.A switching step;
  The filter coefficient calculation stepAnd the multiple zero processing stepA filter coefficient storage step for storing the filter coefficient output by
  A filter order selection step of calculating the input / output signal power ratio of the first filter step from the received signal and the output signal of the first filter step and determining the order of the entire filter based on the power ratio change;
  And a second filter step for performing clutter suppression processing using the selected filter coefficient based on the selection result output by the filter order selection step.
[0052]
  The second28The clutter suppression method according to the present invention is an unnecessary reflection echo included in a received signal in a stagger trigger type pulse radar.BimodalIn the clutter suppression method for suppressing clutter,
  A clutter center frequency estimating step for estimating the clutter center frequency;
  For one estimated value estimated by the clutter center frequency estimating step, the coefficient of the multi-order filter is set so as to form a zero point of the frequency characteristic of the multi-order filter which is a time-varying coefficient filter of the second or higher order. A multi-order filter coefficient calculation step to calculate;
  A multi-order filter step of suppressing clutter in the received signal using the filter coefficient output by the multi-order filter coefficient calculation step at different pulse intervals depending on the stagger trigger method;
  Of the estimated values of the clutter center frequency estimated by the clutter center frequency estimation step, for the estimated values other than those sent to the multi-order filter coefficient calculation step,Multiple zeros of the frequency characteristics of the entire filter group formed by cascading a plurality of N time-varying coefficient filters can be formed.Using higher order derivatives of the filter transfer functionFirst to (N-1) th multiple zero processing steps for calculating filter coefficients;
According to the number of clutters in the received signal, the first to Nth filters are set so that the filter zeros are alternately set with respect to the clutter center frequency. -1 A multiple zero assignment selection step for selecting a zero frequency to be sent to the multiple zero processing step of
  First to N-1th filter steps for suppressing clutter in the received signal using filter coefficients output by the first to N-1th multiple zero processing steps at different pulse intervals depending on the stagger trigger method. When,
  From the received signal, the multi-order filter step, and the output signals of the first to (N-1) th filter steps, the input / output signal power ratio of the multi-order filter step and the first to (N-1) th filter steps is calculated. A filter order selection step that calculates and determines the order of the entire filter based on the power ratio change;
  An output signal selection step of switching the output signal based on the selection result output by the filter order selection step.
[0053]
  The second29The clutter suppression method according to the present invention is an unnecessary reflection echo included in a received signal in a stagger trigger type pulse radar.BimodalIn the clutter suppression method for suppressing clutter,
  A clutter center frequency estimating step for estimating the clutter center frequency;
  For one estimated value estimated by the clutter center frequency estimating step, the coefficient of the multi-order filter is set so as to form a zero point of the frequency characteristic of the multi-order filter which is a time-varying coefficient filter of the second or higher order. A multi-order filter coefficient calculation step to calculate;
  A first filter step of suppressing clutter in the received signal using the filter coefficient output by the multi-order filter coefficient calculation step at different pulse intervals depending on the stagger trigger method;
  Among the estimated values of the clutter center frequency estimated in the clutter center frequency estimation step, zeros are formed for the same frequency twice or more with respect to the estimated values other than those used in the multi-order filter coefficient calculation step. So that multiple zeros can be formedUsing higher order derivatives of the filter transfer functionMultiple zero processing steps to calculate filter coefficients;
  A second filter step for suppressing clutter in the signal output by the switching step using the filter coefficient output by the multiple zero point processing step at different pulse intervals depending on the stagger trigger method;
  The output signal of the first filter step or the output signal of the second filter step is output to the filter coefficient calculation step and the second filter step.A switching step;
  An output signal storing step for storing the output signal of the second filter step used in the switching step;
  A filter order selection step that calculates the input / output signal power ratio of the first and second filter steps from the output signals of the first and second filter steps and determines the order of the entire filter based on the power ratio change. When,
  An output signal selection step of switching the output signal based on the selection result output by the filter order selection step.
[0054]
  The second30The clutter suppression method according to the present invention is an unnecessary reflection echo included in a received signal in a stagger trigger type pulse radar.BimodalIn the clutter suppression method for suppressing clutter,
  A clutter center frequency estimating step for estimating the clutter center frequency;
  For one estimated value estimated by the clutter center frequency estimating step, the coefficient of the multi-order filter is set so as to form a zero point of the frequency characteristic of the multi-order filter which is a time-varying coefficient filter of the second or higher order. A multi-order filter coefficient calculation step to calculate;
  A first filter step of suppressing clutter in the received signal using the filter coefficient output by the multi-order filter coefficient calculation step at different pulse intervals depending on the stagger trigger method;
  Among the estimated values estimated by the clutter center frequency estimating step, when the zero point is formed for the same frequency twice or more with respect to the estimated value other than the estimated value used in the multi-order filter coefficient calculating step , So that multiple zeros can be formedUsing higher order derivatives of the filter transfer functionMultiple zero processing steps to calculate filter coefficients;
  A second filter step for suppressing clutter in the signal output by the switching step using the filter coefficient output by the multiple zero point processing step at different pulse intervals depending on the stagger trigger method;
  The output signal of the first filter step or the output signal of the second filter step is output to the filter coefficient calculation step and the second filter step.A switching step;
  A filter coefficient storage step for storing the filter coefficient output by the multiple zero point processing step;
  From the output signals of the first and second filter steps,The second filter stepA filter order selection step for calculating the input / output signal power ratio of the filter and determining the order of the entire filter based on the power ratio change;
  And a third filter step for performing clutter suppression processing using the selected filter coefficient based on the selection result output by the filter order selection step.
[0055]
A clutter suppression device according to a thirty-first aspect of the present invention is a clutter suppression device that suppresses bimodal clutter that is an unnecessary reflected echo included in a received signal in a stagger trigger type pulse radar.
Clutter center frequency estimating means for estimating the clutter center frequency;
A part of a filter group formed by cascading a plurality of N time-varying coefficient filters is configured to form a multi-zero point for the estimated value estimated by the clutter center frequency estimating means. A filter coefficient calculation means for calculating the filter coefficient;
A filter coefficient is calculated by using a higher order derivative of the filter transfer function for the estimated clutter center frequency estimated by the clutter center frequency estimation means and constituting a part of the cascaded filter group. 1st to Nth to do -1 Multiple zero processing means,
According to the number of clutters in the received signal, the first to Nth filters are set so that the filter zeros are alternately set with respect to the clutter center frequency. -1 Multiple zero assignment selection means for selecting a zero frequency to be sent to the multiple zero processing means,
The filter coefficient calculation means and the first to Nth pulse intervals that differ depending on the stagger trigger method. -1 First to Nth filter means for suppressing clutter in the received signal using filter coefficients output from the multiple zero point processing means,
The input / output signal power ratio of the first to Nth filter means is calculated from the received signal and the output signals of the first to Nth filter means, and the order of the entire filter is determined based on the power ratio change. Filter order selection means,
Output signal selection means for switching the output signal based on the selection result output from the filter order selection means.
[0056]
A clutter suppression device according to a thirty-second aspect of the present invention is a clutter suppression device that suppresses bimodal clutter that is an unnecessary reflected echo included in a received signal in a stagger trigger type pulse radar.
Clutter center frequency estimating means for estimating the clutter center frequency;
A multi-zero processing means for calculating a filter coefficient using a higher-order derivative of the filter transfer function so that a multi-zero can be formed with respect to the estimated value estimated by the clutter center frequency estimating means;
Multiple zero point assignment selection means for selecting a zero point frequency to be sent to the multiple zero point processing means so as to alternately set a filter zero point with respect to the clutter center frequency according to the number of clutters in the received signal;
Filter means for suppressing clutter in the received signal using filter coefficients sent from the filter coefficient calculation means and the multiple zero point processing means for each different pulse interval depending on the stagger trigger method;
Switching means for outputting the received signal or the output signal of the filter means to the multiple zero processing means and the filter means;
Output signal storage means for storing the output signal of the filter means sent to the switching means;
Filter order selection means for calculating the input / output signal power ratio of the filter means from the received signal and the output signal of the filter means and determining the order of the entire filter based on the power ratio change;
Output signal selection means for switching the output signal based on the selection result output from the filter order selection means.
[0057]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Embodiment 1 FIG.
1 is a block diagram showing Embodiment 1 of a clutter suppression device according to the present invention. In the figure, reference numeral 6 denotes a clutter center frequency estimating means for estimating the clutter center frequency in the received signal from the received signal, and 1a forms a notch of the filter with respect to the estimated value output from the clutter center frequency estimating means 6. First filter coefficient calculation means for adjusting the filter coefficient to the first, 2a is first filter means for performing clutter suppression processing using the filter coefficient calculated by the filter coefficient calculation means 1a, 5 is clutter center frequency estimation means 6 Offset frequency storage means for giving a slight frequency offset to ensure the clutter suppression performance for the estimated value of 1, 1b to 1N are offset frequency storage means for the estimated value output from the clutter center frequency estimation means 6. Forms a filter notch for the frequency value added with the offset frequency output from 5. The second to Nth filter coefficient calculation means 2b to 2N for adjusting the filter coefficient so as to perform the clutter suppression processing using the filter coefficients calculated by the filter coefficient calculation means 1b to 1N. The filter means 3 calculates the input / output signal power ratio of each filter means from the received signal and the output signals of the first to Nth filter means 2a to 2N, and selects the optimum filter order using the power ratio. Filter order selection means 4 is an output signal selection means for selecting an output signal as a clutter suppression filter based on the selection result output from the filter order selection means 3.
FIG. 14 is a block diagram for explaining the operation of the first embodiment of the clutter suppression device according to the present invention.
FIG. 2 is a flow chart for explaining the operation of the first embodiment of the clutter suppression device according to the present invention.
FIG. 3 is an explanatory diagram for explaining the operation of the first embodiment of the clutter suppression device according to the present invention.
[0058]
Next, the operation will be described with reference to FIGS. As a method of estimating the number of clutters to be received in a radar having a small number of pulse hits so that frequency analysis by discrete Fourier transform or the like cannot be performed, an AR coefficient a calculated by the clutter center frequency estimation means 1 described below is used._ijIn the embodiment of the present invention, the number of clutters is assumed to be known. In the first embodiment, the clutter is assumed to be unimodal.
First, in FIG. 1, the received signal is sent to the clutter center frequency estimation means 6, and the clutter center frequency is estimated by the same method as the conventional clutter suppression device.
[0059]
Next, the coefficient of the clutter suppression filter is calculated according to the estimated value of the clutter center frequency output from the clutter center frequency estimation means 6. The difference from the conventional clutter suppression device is that, in order to automatically set the optimum filter order, the clutter suppression processing conventionally performed by a single filter has a cascade connection configuration of a plurality of primary filters, and In the case where notches are formed with a plurality of filters at the same frequency, the offset frequency is added to the estimated value of the clutter center frequency to be input to the second and subsequent filters. In this embodiment, the order of the cascade-connected filters is the first order, but it may be set to the second order or higher.
[0060]
In the stagger trigger method, the pulses are non-uniformly spaced, and in order to realize a filter with a notch frequency other than 0, a time-varying coefficient filter whose filter coefficient changes according to the pulse interval is required. The impulse response when such time-varying coefficient filters are cascaded is not a simple convolution of the impulse responses of the two filters. This is because, in the subsequent-stage filter processing in cascade connection, the current-stage sample and the previous sample in the input signal of the subsequent-stage filter have different previous-stage filter coefficients used to calculate those samples. The impulse response when such time-varying coefficient filters are cascaded is shown below. Here, for convenience of explanation, the number of cascade-connected filters is 2, as shown in FIG. 14, that is, the time-varying filter # 1 and the time-varying filter # 2 in FIG.₁, K₂The general case will be described.
The time corresponding to the pulse hit number is t_kAnd The input signal of the first filter means 2a is represented by u (t_k), The input signal of the second filter means 2b is x (t_k), The output signal of the second filter means 2b is expressed as y (t_k). Now, the stagger number L is 3, and the filter coefficient calculated by the first filter coefficient calculation means 1a is h._k0, H_k1, H_k2, H_k3The filter coefficient calculated by the second coefficient calculation means 1b is g_k0, G_k1, G_k2And Output signal y (t at a certain time_k) Can be expressed by the following equation.
[0061]
[Equation 8]

[0062]
From this, assuming that * is a convolution operation of two vectors surrounded by [], the impulse response when two time-varying filters are connected in cascade is as follows. In addition, in the formula, + is a vector addition when a numerical sequence obtained as a result of convolution is regarded as a vector.
[0063]
[Equation 9]

[0064]
The order of the first filter coefficient calculation means 1a is represented by K₁, The order of the second filter coefficient calculation means 1b is represented by K₂The above equation is expanded to the general form. The result of the resulting convolution operation is_lk(L = 0,1, ..., L-1, k = 0,1, ..., K₁+ K₂), It can be expressed as:
[0065]
[Expression 10]

[0066]
In the above equation, since the pulse interval periodically changes with the stagger number L, the time t₀, t_L, t_2L, ... for g₀₀, g₀₁, ..., g_{0, K2}Corresponds to the time t₁, t_{L + 1}, t_{2L + 1}, ... for g_Ten, g₁₁, ..., g_{1, K2}Corresponds to the time t₂, t_{L + 2}, t_{2L + 2}, ... for g₂₀, g_{twenty one}, ..., g_{2, K2}Corresponds to (repeats thereafter).
The equivalent amplitude square characteristic E (f) at this time is expressed by the following equation.
[0067]
## EQU11 ##

[0068]
When the notch frequency of the filter with the notch frequency 0 is moved to an arbitrary frequency, the filter coefficient of the notch frequency 0 used in the first filter coefficient calculating means 1a is set to h._lk', The destination notch frequency f₀₁And In addition, the filter coefficient of notch frequency 0 used in the second filter coefficient calculation means 1b is assumed to be g._lk', The destination notch frequency f₀₂And At this time, when considering the filter alone, h_lk, G_lkIs recalculated as:
[0069]
[Expression 12]

[0070]
However, in the case of the cascade connection configuration of time-varying filters, the coefficient g recalculated by the second filter coefficient calculation means 1b_lkDoes not shift the notch frequency of a simple notch filter as shown in the above equation. This is because the coefficient calculated by the second filter coefficient calculation unit 1b depends on the coefficient calculated by the first filter coefficient calculation unit 1a.
Hereinafter, a filter coefficient calculation method implemented in the second filter coefficient calculation unit 1b will be described. Define time δT as shown in equation (10), and use delay operator z^-1Is an element that gives a delay of ΔT. At this time, the transfer function at the time of time-varying filter cascade connection can be expressed as the following equation.
[0071]
[Formula 13]

[0072]
When the exponent part of Expression (24) is replaced as shown in Expression (26), Expression (25) is obtained.
[0073]
[Expression 14]

[0074]
Substituting equation (19) into equation (25) and rearranging results in equation (27).
[0075]
[Expression 15]

[0076]
Above transfer function E_lIn (z), if the derivative with respect to z is obtained and becomes 0 in the equation (28), that is, if the equation (29) holds, f = f₀₂To K₂Can have multiple zeros.
[0077]
[Expression 16]

[0078]
E in the above equation_lThe derivative of (z) can be obtained by equation (30).
[0079]
[Expression 17]

[0080]
In this way, K is one less than the number of filter coefficients.₂There are several equations, but g_l0Can be determined arbitrarily. In order to prevent the receiver noise power before and after the filter input / output from being changed by two cascaded filters, the constant c in the equation (31) is used._lG_l0, G_l1, ..., g_{l, K2}You just have to multiply
[0081]
[Expression 18]

[0082]
In order to express the above relationship in a matrix, if a vector is defined as in Expression (32), simultaneous equations shown in Expression (33) are obtained.
[0083]
[Equation 19]

[0084]
Where K is₂× K₂Matrix A_l , Vector b_lIs expressed by the following equation.
[0085]
[Expression 20]

[0086]
Equation (35) is an arbitrary value g_l0Is calculated by setting 1 to 1. By solving equation (33), the optimum coefficient for a specific l can be obtained. Therefore, by solving the equation (33) L times for l = 0, 1,..., L−1, f = f₀₂To K₂A second-stage filter coefficient having multiple zeros can be obtained.
In this way, the coefficient calculated by the first filter coefficient calculation means 1a is applied to the first filter means 2a, and the coefficient calculated by the second filter coefficient calculation means 1b is applied to the second filter means 2b. By applying, f = f₀₁And f = f₀₂A notch can be formed.
[0087]
From the above, it was shown that notches can be formed at two frequencies even when two time-varying filters are connected in cascade. Therefore, the time-varying filter # 1 and the time-varying filter # 2 that are connected in cascade are regarded as one filter, and the filter coefficient when the filter and the time-varying filter # 3 are connected in cascade is calculated by the above filter coefficient calculation method. If the filter coefficient calculation means 1c is used, it is possible to configure a clutter suppression filter that forms notches for a number of frequencies equal to the number of cascaded filters.
In the first embodiment, since a unimodal clutter is assumed, the clutter center frequency estimation value sent to the first filter coefficient calculation means 1a and the second to second filter coefficient calculation means 1b to 1N The clutter center frequency estimates sent are the same frequency. In other words, the estimated clutter center frequency is f₀Then f₀₁= f₀₂=… = F₀Each filter coefficient is calculated as follows.
However, in the method described above, when the frequencies to which the zeros are assigned by a plurality of filters are set redundantly, only the multiplicity of the zeros assigned by the subsequent filter becomes dominant, which corresponds to the cascaded filter order. It is empirically known that filter characteristics cannot be obtained. Specifically, since the bandwidth of the filter notch is narrowed, the clutter suppression performance is degraded as compared with the conventional clutter suppression device.
[0088]
Therefore, in the first embodiment, the offset frequency storage means 5 is provided as shown in FIG. 1, and the center frequency estimated value f of the unimodal clutter to which the zero point is assigned by the first filter coefficient calculation means 1a.₀On the other hand, the frequency at which the zeros are assigned by the second to Nth filter coefficient calculation means 1b to 1N is f₀Don't match. In the second to Nth filter coefficient calculation means 1b to 1N, the estimated value f output from the clutter center frequency estimation means 6₀And the offset frequency value δf output from the offset frequency calculation means 5 are added as shown in the following equation.
f_{m + 1}= f₀+ δf_m(M = 1,2, ..., N-1) (36)
Where f_mIs the frequency at which the zero point is set by the mth time-varying filter connected in cascade, δf_mIs the mth offset frequency. When N filters are connected in cascade, N−1 types of offset frequencies δf are required as shown in Expression (36). Frequency f calculated by the above formula_mAssign a zero to and f_m= f₀Therefore, an equivalent amplitude square characteristic equivalent to that of the filter in the conventional clutter suppression device can be obtained.
[0089]
As shown in FIG. 1, when many first-order time-varying coefficient filters are connected in cascade, if the clutter power in the input signal of each filter is large and the notch of the filter is formed near the center frequency of the clutter, The subsequent output signal power is smaller than the input signal power. If the clutter is suppressed to some extent, the output signal power does not change greatly even if a new filter process is performed. Therefore, the order of the filter is selected by detecting this power change. The input / output signal power ratio of each filter gradually decreases as it increases toward the filter numbers 2a to 2N, and the change gradually decreases. Therefore, when the filter number is on the horizontal axis and the input / output power ratio is on the vertical axis, the peak of the power ratio is on a smooth curve that protrudes downward and becomes far flat. Therefore, the judgment method compares the threshold value that can be set arbitrarily with the input / output signal power ratio of each filter, and when the power ratio falls below the threshold value, it can be judged that the filter order is excessive. By using the output signal of the filter when it exceeds the threshold for the first time as the output signal of the clutter suppression filter, the clutter suppression processing can be performed with a necessary and sufficient filter order.
The above filter order selection processing will be described with reference to the flowchart of FIG. First, in step 20, a filter order counter is initialized. In step 21, if the filter order is less than or equal to the upper limit value NFIL of the filter order, the process proceeds to step 22; otherwise, the process proceeds to step 25. In

steps

22 and 23, the average power and power ratio of the input / output signals of each filter are calculated. At this time, an averaging process is performed with a plurality of range bins in order to suppress variation in the power ratio for each range bin. With the above processing, the input / output power ratio of each filter is calculated. In step 25, the upper limit value NFIL is substituted for the temporary filter order M. In step 26, when the filter order is determined to be the first order, the process is determined to end. In step 27, the input / output signal power ratio of each filter calculated in step 23 is compared with a threshold value. When the power ratio exceeds the threshold value, the process proceeds to step 29. Otherwise, the temporary filter order M is updated at step 28 and the process proceeds to step 26. That is, while the power ratio is below the threshold value, the provisional filter order M is decreased by one, and when the power ratio exceeds the threshold value for the first time, the process proceeds to step 29. In step 29, the optimum filter order is selected based on the provisional filter order M, and the process ends.
[0090]
FIG. 3 shows a calculation example. The input signal (reception signal) to the clutter suppression filter was a unimodal clutter generated in a pseudo manner, a complex signal obtained by adding the target signal and the receiver noise. The number of stagger triggers is 3, the pulse repetition period is 400,300,500μs (average 400μs), the target signal Doppler frequency is 500Hz, the range bin where the target signal exists is 210 range bin, the target signal power is 35dB, the center frequency of the unimodal clutter is -600Hz , Average bandwidth of clutter with Gaussian spectrum is 50Hz and clutter power is 140-40log_TenComputer simulation was performed with (100 + r) dB (r is the range bin number), receiver noise power of 20 dB (normal distribution with an average of 0), and the maximum number of filters set to 4. (a) is a graph which shows the change of a received signal and the output signal of each filter, a horizontal axis represents a range bin, and a vertical axis | shaft represents average electric power. It can be seen that in the filters after filter # 3, the output signal power is almost in the vicinity of the noise power. (b) is a graph showing the change in the input / output signal power ratio of each filter, with the horizontal axis representing the range bin and the vertical axis representing the filter input / output signal power ratio. Here, since the power ratio is averaged in units of 25 range bins, the power ratio changes stepwise. In filter # 4, the power ratio is around 0 dB, and it can be seen that the input signal and the output signal have hardly changed. When the threshold value for filter order selection was set to 1.0 dB and compared with the power ratio of (b), the filter order was selected as the third order for the range bins 1 to 50 and the second order after 50. The output signal of the clutter suppression filter at that time is (c), the horizontal axis represents the range bin, and the vertical axis represents the average power. It can be seen that clutter in the received signal is suppressed and the target signal can be detected. It can be seen that in the range bins other than the vicinity of the range bin where the target signal exists, the signal power is about the receiver noise power, and no clutter disappears.
[0091]
As described above, it is necessary at least to suppress clutter by using a configuration in which a plurality of primary filters are cascade-connected to one clutter center frequency estimation value and using the input / output signal power ratio of each filter as a parameter. Filter order is selected, it is possible to automatically set the optimal filter order according to the reception status of the clutter. Attenuation of the target signal due to processing can be prevented.
[0092]
Embodiment 2. FIG.
4 is a block diagram showing Embodiment 2 of the clutter suppression device according to the present invention. In the figure, 6 is a clutter center frequency estimating means for estimating the clutter center frequency in the received signal from the received signal, and 8 is a filter notch for the estimated clutter center frequency output from the clutter center frequency estimating means 6. Filter coefficient calculation means for adjusting the filter coefficient so as to form a filter, 9 is a filter means for performing clutter suppression processing using the filter coefficient calculated by the filter coefficient calculation means 8, and 5 is output from the clutter center frequency estimation means 6. Offset frequency storage means for storing an offset frequency for giving a slight frequency offset to ensure clutter suppression performance with respect to the estimated value, and 7 is an output signal storage for storing the output signal of the filter means 9 Means 10 is a circulator for switching the received signal and the output signal of the filter means 9 The filter order selection means 3 calculates the input / output signal power ratio of each filter means from the output signal of the filter means 9 and selects the optimum filter order using the power ratio, and 4 is output from the filter order selection means 3. Output signal selection means for selecting an output signal as a clutter suppression filter from the output signal storage means 7 based on the selection result.
[0093]
Next, the operation will be described with reference to FIG. The clutter is assumed to be unimodal. Since the basic operation of the second embodiment is the same as that of the first embodiment, only the difference in operation will be described.
In the second embodiment, the hardware scale can be reduced by providing the circulator 10 and switching the input signals to the filter coefficient calculation means 8 and the filter means 9. The circulator 10 first outputs the received signal to the filter coefficient calculation means 8 and the filter means 9. Since the output signal of the filter unit 9 is sent to the circulator 10 when the filtering process of the received signal is completed, the circulator 10 uses the filter coefficient calculation unit 8 to output the signal output from the filter unit 9 in synchronization with the completion of the filter process. And output to the filter means 9. Thereafter, the same processing is repeated up to the upper limit value of the filter order. At this time, the output signal storage means 7 stores the output signal of the filter means 9. Since the filter order selected by the filter order selection means 3 is sent to the output signal selection means 4, the output signal selection means 4 selects the corresponding output signal from the output signal storage means 7 based on this result, and the clutter Output as output signal of suppression filter.
Further, if the processing of the filter order selection unit 3 is performed every time the output signal of the filter unit 9 is obtained, the filter order selection processing can be performed without providing an upper limit value of the filter order.
[0094]
As described above, the processing of the primary filter is cyclically performed for one clutter center frequency estimation value, and the clutter is suppressed using the input / output signal power ratio for each filter processing as a parameter. Since the minimum filter order required is selected, it is possible to automatically set the optimal filter order according to the reception status of the clutter, and the clutter disappears due to insufficient filter order. And attenuation of the target signal due to excessive filtering. Moreover, the hardware scale can be reduced by cyclically performing the filter processing.
[0095]
Embodiment 3 FIG.
FIG. 5 is a block diagram showing Embodiment 3 of the clutter suppression device according to the present invention. In the figure, 6 is a clutter center frequency estimating means for estimating the clutter center frequency in the received signal from the received signal, and 8 is a filter notch for the estimated clutter center frequency output from the clutter center frequency estimating means 6. Filter coefficient calculation means for adjusting the filter coefficient so as to form a filter, 9 is a filter means for performing clutter suppression processing using the filter coefficient calculated by the filter coefficient calculation means 8, and 5 is output from the clutter center frequency estimation means 6. Offset frequency storage means for giving a slight frequency offset to ensure the clutter suppression performance for the estimated value, and a filter coefficient storage means 11 for storing the coefficient calculated by the filter coefficient calculation means 8 10 is a circulator for switching the received signal and the output signal of the filter means 9, 3 is Calculate the output signal power ratio of each filter means from an output signal of the filter unit 9, the filter order selecting means for selecting an optimal filter order using the power ratio,
Reference numeral 12 denotes second filter means for performing clutter suppression processing using the filter coefficient selected by the filter coefficient storage means 11 based on the selection result output from the filter order selection means 3.
[0096]
Next, the operation will be described with reference to FIG. The clutter is assumed to be unimodal. Since the basic operation of the third embodiment is the same as that of the first and second embodiments, only the difference in operation will be described.
In the second embodiment, the output signal is stored when the filter processing is performed cyclically. However, in the third embodiment, the filter coefficient storage means 11 stores the filter coefficient used. Yes. A filter coefficient corresponding to the filter order selected by the filter order selection unit 3 is output to the second filter unit 12 and an output signal is obtained by performing filter processing.
[0097]
As described above, the processing by the primary filter is cyclically performed with respect to one clutter center frequency estimation value, and the clutter is suppressed using the input / output signal power ratio for each filter processing as a parameter. Since the minimum filter order required is selected, it is possible to automatically set the optimal filter order according to the reception status of the clutter, and the clutter disappears due to insufficient filter order. Further, attenuation of the target signal due to excessive filtering can be prevented. In addition, the hardware scale can be reduced by performing the filter processing cyclically.
[0098]
Embodiment 4 FIG.
FIG. 6 is a block diagram showing Embodiment 4 of the clutter suppression device according to the present invention. In the figure, 6 is a clutter center frequency estimating means for estimating the clutter center frequency in the received signal from the received signal, 1a is a notch of the filter for the estimated clutter center frequency output from the clutter center frequency estimating means 6. The first filter coefficient calculating means for adjusting the filter coefficient so as to form 1, 2a is the first filter means for performing the clutter suppression processing using the filter coefficient calculated by the filter coefficient calculating means 1a, and 5 is the clutter center The offset frequency storage means for storing an offset frequency for giving a slight frequency offset to ensure the clutter suppression performance with respect to the estimated value of the frequency estimation means 6, and 13 according to the filter number for setting the offset frequency, An offset frequency value is selected from the offset frequency storage means 5 and output. The set frequency selection means, 14 is an offset frequency setting means including the offset frequency storage means 5 and the offset frequency selection means 13, 1b to 1N are the estimated clutter center frequency output from the clutter center frequency estimation means 6, and the offset frequency The second to Nth filter coefficient calculating means 2b to 2N for adjusting the filter coefficient so as to form a filter notch with respect to the frequency value added with the offset frequency output from the storage means 5 are the filter coefficient calculation. Second to Nth filter means for performing clutter suppression processing using the filter coefficients calculated by the means 1b to 1N, 19 represents each filter means from the received signal and the output signals of the first to Nth filter means 2a to 2N. Filter that calculates the input / output signal power ratio and selects the optimal filter order using the power ratio The number selecting means, 4 is based on the selection result output from the filter order selecting means 3, an output signal selecting means for selecting an output signal of the clutter suppression filter.
FIG. 7 is a flowchart for explaining the operation of the fourth embodiment of the present invention.
FIG. 8 is a diagram for explaining the operation of the fourth embodiment of the present invention.
[0099]
Next, the operation will be described with reference to FIGS. The clutter is assumed to be bimodal. In the fourth embodiment, the operations of the clutter center frequency estimating means 6, the first to Nth filter coefficient calculating means 1a to 1N, the first to Nth filter means 2a to 2N, and the output signal selecting means 4 are implemented. Since it is the same as that of the first embodiment, the operations of the offset frequency setting unit 14 and the filter order selection unit 19 having different operations will be mainly described here.
[0100]
In the stagger trigger type radar, each filter is a time-varying coefficient filter, and therefore, it is necessary to design the filter in consideration of the previous stage filter coefficient as in the first embodiment. In FIG. 6, it is assumed that filters # 1 to #N are all primary filters. Here, a bimodal clutter having two different spectral peaks whose bandwidth difference is not large is assumed as the reception clutter. Since the filter order selection method implemented in the fourth embodiment uses the output signal power of each filter as a reference, there is a possibility that a power change cannot be detected even if one type of clutter is intensively suppressed by a continuous filter. is there. In other words, if two clutters are received with equal power, even if the clutter is completely suppressed by setting the zero points of a plurality of filters at the center frequency of one clutter, the other clutter is not suppressed. This is because the total power of the clutter in the received signal is only half at most because it remains as it is. Therefore, the first to Nth filter coefficient calculation means 1a to 1N operate so as to alternately assign zeros to the vicinity of the center frequency of the two clutters. For example, an odd-numbered filter sets a zero point near the center frequency fc1 of the clutter 1, and an even-numbered filter sets a zero point near the center frequency fc2 of the clutter 2. In this way, although there is a slight change depending on the relative power ratio between the two clutters, if there is a clutter component in the signal to be processed, the change in the input / output signal power increases every other filter. What is necessary is just to detect this change. Accordingly, the offset frequency setting means 14 needs to manage the offset frequency for the even number filter and the offset frequency for the odd number filter separately. Since the offset frequency does not have to overlap with one clutter center frequency, when N time-varying filters are cascaded, m = (N−2) / 2 types of offset frequencies may be prepared. Specifically, δ1, δ2,..., Δm are set for the offset frequencies for the filters # 3, # 5,. Δ1, δ2,..., Δm are also set for the filter #N.
[0101]
Next, the operation of the filter order selection means 19 will be described with reference to the flowchart of FIG.
First, at step 30, a filter order counter is initialized. In step 31, if the filter order is less than or equal to the upper limit value NFIL of the filter order, the process proceeds to step 32, and if not, the process proceeds to step 35. In steps 32-34, the average power and power ratio of the input / output signals of each filter are calculated. At this time, averaging processing is performed with a plurality of range bins in order to suppress variation in the power ratio for each range bin. With the above processing, the input / output power ratio of each filter is calculated. In step 35, the initial value 1 is substituted into the temporary filter order M. In step 36, when the filter order reaches the filter order upper limit value NFIL, it is determined that the process proceeds to step 40. Otherwise, in steps 37 to 39, the input / output signal power ratio of each filter calculated in step 33 is compared with the first threshold value THLD1, and the maximum order in which the power ratio exceeds the threshold value is set to ord. substitute. Steps 40 and after are processes for avoiding the remaining clutter that may occur when the relative power ratio of the received clutter is large. First, in step 40, the upper limit value 2 is substituted into the provisional additional order L, and the currently selected order ord is substituted into Ford. In steps 41 to 44, the filter input / output power ratio when the additional order is changed to 2 and 1 is compared with the second threshold value THLD2 to check whether the power ratio does not exceed THLD2. To do. If the power ratio exceeds THLD2, the filter order selected in step 43 is added and substituted into Ford. In step 45, the filter order to be selected is determined from the Ford result, and is output to the output signal selection means 4.
The output signal selection means 4 selects an output signal based on the output filter order and outputs it as an output signal of the clutter suppression filter.
[0102]
FIG. 8 shows a calculation example. The input signal (received signal) to the clutter suppression filter was a pseudo-generated bimodal clutter, a complex signal with the target signal and receiver noise added. The number of stagger triggers is 3, the pulse repetition period is 400,300,500μs (average 400μs), the target signal Doppler frequency is 500Hz, the range bin where the target signal exists is 210 range bin, the target signal power is 15dB, and the center frequency of the bimodal clutter is 0Hz , -600Hz, both average bandwidth of clutter with Gaussian spectrum is 30Hz, both clutter power is 140-40log_TenComputer simulation was performed with (100 + r) dB (r is the range bin number), receiver noise power of 0 dB (average distribution of 0 on average), and the maximum number of filters of 7. (a) is a graph which shows the change of a received signal and the output signal of each filter, a horizontal axis represents a range bin, and a vertical axis | shaft represents average electric power. It can be seen that in the filters after filter # 5, the output signal power is almost in the vicinity of the noise power. (b) is a graph showing the change in the input / output signal power ratio of each filter, with the horizontal axis representing the range bin and the vertical axis representing the filter input / output signal power ratio. Here, since the power ratio is averaged in units of 25 range bins, the power ratio changes stepwise. In the filters # 5 and # 6, the power ratio is around 0 dB, and it can be seen that the input signal and the output signal hardly change. When the threshold value for filter order selection is set to 1.0 dB and compared with the change in the power ratio in (b), the filter order is selected as the 6th order from the range bins 1 to 150 and the 4th order after 150. The output signal of the clutter suppression filter at that time is (c), the horizontal axis represents the range bin, and the vertical axis represents the average power. It can be seen that the clutter suppression process suppresses clutter in the received signal and makes it possible to detect the target signal. It can be seen that in the range bins other than the vicinity of the range bin where the target signal exists, the signal power is about the receiver noise power, and no clutter disappears.
In the above description, the clutter suppression device according to the fourth embodiment has been described so as to operate with respect to the bimodal clutter. However, when K clutters are received, the zero point set by the cascaded filter is set. It is possible to deal with three or more clutters by assigning frequencies in order for each of the K clutter center frequency estimation values and preparing K types of offset frequency combinations.
[0103]
As described above, a configuration in which a plurality of primary filters are cascade-connected, and the zero points of the cascade-connected filters are alternately set for the two clutter center frequency estimation values, and the input / output signal power of each filter is set. Since the minimum filter order required to suppress the clutter using the ratio as a parameter is selected, the optimum filter order can be automatically set according to the reception status of the clutter. It is possible to prevent clutter disappearance due to insufficient order, attenuation of the target signal due to excessive filtering, and the like.
[0104]
Embodiment 5 FIG.
FIG. 9 is a block diagram showing Embodiment 5 of the clutter suppression device according to the present invention.
In the figure, 6 is a clutter center frequency estimating means for estimating the clutter center frequency in the received signal from the received signal, and 8 is an alternate for the estimated values of the two clutter center frequencies output from the clutter center frequency estimating means 6. Filter coefficient calculation means for adjusting the filter coefficient so as to set a filter zero point, 9 is filter means for performing clutter suppression processing using the filter coefficient calculated by the filter coefficient calculation means 8, and 14 is clutter center frequency estimation. An offset frequency setting means for selecting and giving a slight frequency offset for each filter so as to ensure the clutter suppression performance with respect to the estimated value of the clutter center frequency output from the

means

6, and 7 is an output of the filter means 9 Output signal storage means for storing the signal, 10 is a received signal and an output signal of the filter means 9 The switching circulator 19 calculates the input / output signal power ratio of each filter means from the output signal of the filter means 9, and uses the power ratio to select the optimum filter order, filter order selection means 4, filter order selection means 3 Output signal selection means for selecting an output signal as a clutter suppression filter from the output signal storage means 7 based on the selection result output from the output signal storage means 7.
[0105]
Next, the operation will be described with reference to FIG. The clutter is assumed to be bimodal. Since the basic operation of the fifth embodiment is the same as that of the second and fourth embodiments, the description will focus on differences in operation.
In the fifth embodiment, the hardware scale can be reduced by providing the circulator 10 and switching the input signals to the filter coefficient calculation means 8 and the filter means 9. The circulator 10 first outputs the received signal to the filter coefficient calculation means 8 and the filter means 9. Since the output signal of the filter unit 9 is output to the circulator 10 when the filtering process of the received signal is completed, the circulator 10 uses the filter coefficient calculation unit to output the signal output from the filter unit 9 in synchronization with the completion of the filter process. 8 and the filter means 9. Thereafter, the same processing is repeated up to the upper limit value of the filter order. However, as shown in the fourth embodiment, since it is assumed that bimodal clutter is received, it is necessary to alternately set the filter zeros for the two clutter center frequencies. The output signal storage means 7 stores the output signal of the filter means 9. The offset frequency setting means 14 performs the same operation as in the fourth embodiment, selects an offset frequency as appropriate for each filter to be applied, and outputs it to the filter coefficient calculation means 8. The filter order selection means 19 selects the filter order by a method similar to the method shown in the fourth embodiment. Since the selected filter order is output to the output signal selection means 4, the output signal selection means 4 selects a corresponding output signal from the output signal storage means 7 based on this result, and outputs the output signal of the clutter suppression filter. Output as.
Further, if the processing of the filter order selection unit 19 is performed every time the output signal of the filter unit 9 is obtained, the filter order selection processing can be performed without providing an upper limit value of the filter order.
[0106]
As described above, of the two center frequency estimation values of the bimodal clutter, one of the clutter center frequency estimation values is subjected to suppression processing with a filter having a fixed order, and a circulator and a 1 Constructing a configuration equivalent to a configuration in which a plurality of primary filters are cascade-connected by one primary filter, and setting the zeros of the cascade-connected filters alternately to the two clutter center frequency estimation values; Since the minimum filter order required to suppress clutter is selected using the input / output signal power ratio of each filter as a parameter, the optimum filter order is automatically set according to the reception status of the clutter. Therefore, it is possible to prevent clutter disappearance due to insufficient filter order, attenuation of a target signal due to excessive filtering, and the like. In addition, the hardware scale can be reduced by performing the filter processing cyclically.
[0107]
Embodiment 6 FIG.
FIG. 10 is a block diagram showing Embodiment 6 of the clutter suppression device according to the present invention.
In the figure, 6 is a clutter center frequency estimating means for estimating the clutter center frequency in the received signal from the received signal, and 8 is an alternate for the estimated values of the two clutter center frequencies output from the clutter center frequency estimating means 6. Filter coefficient calculation means for adjusting the filter coefficient so as to set the filter zero point, 9 is first filter means for performing clutter suppression processing using the filter coefficient calculated by the filter coefficient calculation means 8, and 14 is clutter. An offset frequency setting means for selecting and giving a slight frequency offset for each filter so as to ensure clutter suppression performance with respect to the estimated value of the center frequency estimating means 6, 11 is calculated by the filter coefficient calculating means 8. Filter coefficient storage means 10 for storing the coefficients, 10 is a received signal and an output signal of the first filter means 9 The switching circulator 19 calculates the input / output signal power ratio of each filter means from the output signal of the first filter means 9, and uses the power ratio to select the optimum filter order, and 12 the filter order. On the basis of the selection result output from the selection unit 3, the second filter unit selects a corresponding filter coefficient from the filter coefficient storage unit 11 and performs a clutter suppression process using the coefficient.
[0108]
Next, the operation will be described with reference to FIG. The clutter is assumed to be bimodal. Since the basic operation of the sixth embodiment is the same as that of the fifth embodiment, the description will focus on differences in operation.
In the fifth embodiment, the output signal is stored when the filter process is performed cyclically. However, in the sixth embodiment, the filter coefficient storage means 11 stores the filter coefficient used. Yes. A filter coefficient corresponding to the filter order selected by the filter order selection means 19 is output to the second filter means 12, and an output signal is obtained by performing filter processing.
[0109]
As described above, of the two center frequency estimation values of the bimodal clutter, one of the clutter center frequency estimation values is subjected to suppression processing with a filter having a fixed order, and a circulator and a 1 Constructing a configuration equivalent to a configuration in which a plurality of primary filters are cascade-connected by one primary filter, and setting the zeros of the cascade-connected filters alternately to the two clutter center frequency estimation values; Since the minimum filter order required to suppress clutter is selected using the input / output signal power ratio of each filter as a parameter, the optimum filter order is automatically set according to the reception status of the clutter. Therefore, it is possible to prevent clutter disappearance due to insufficient filter order, attenuation of a target signal due to excessive filtering, and the like. In addition, the hardware scale can be reduced by performing the filter processing cyclically.
[0110]
Embodiment 7 FIG.
FIG. 11 is a block diagram showing Embodiment 7 of the clutter suppression device according to the present invention.
In the figure, 6 is a clutter center frequency estimating means for estimating the clutter center frequency in the received signal from the received signal, and 50 is one frequency in the clutter center frequency estimation value output from the clutter center frequency estimating means. Multi-order filter coefficient calculation means for calculating filter coefficients so as to set multiple zeros; 51, filter means for performing clutter suppression processing using the filter coefficients calculated by the multi-order filter coefficient calculation means 50; 1a, the center of the clutter A first coefficient that adjusts the filter coefficient so as to form a notch of the filter with respect to an estimated value other than the estimated value output to the multi-order filter coefficient calculating means 50 among the estimated values output from the frequency estimating means 6. The filter coefficient calculation means, 2a is a clutter suppression process using the filter coefficient calculated by the filter coefficient calculation means 1a. The first filter means 5 is an offset frequency storage means for giving a slight frequency offset to ensure the clutter suppression performance with respect to the estimated value of the clutter center frequency estimation means 6, and 1b to 1N are clutter center frequencies. Second to Nth filter coefficients are adjusted so as to form a filter notch with respect to a frequency value obtained by adding the offset frequency output from the offset frequency storage means 5 to the estimated value output from the estimation means 6. Filter coefficient calculation means, 2b to 2N perform second to Nth filter means for performing clutter suppression processing using the filter coefficients calculated by the filter coefficient calculation means 1b to 1N. The input / output signal power ratio of each filter means is calculated from the output signals of the filter means 2a to 2N, and the optimum filter is calculated using the power ratio. Filter order selecting means for selecting the order, 4 based on the selection result output from the filter order selecting means 3, an output signal selecting means for selecting an output signal of the clutter suppression filter.
[0111]
Next, the operation will be described with reference to FIG. The clutter is assumed to be bimodal.
First, in FIG. 11, the received signal is output to the clutter center frequency estimation means 6 as in the other embodiments, and the clutter center frequency is estimated by the same method as that of the conventional clutter suppression device.
[0112]
One of the two estimated values of the clutter center frequency output from the clutter center frequency estimation means 6 is output to the multi-order filter coefficient calculation means 50. In the case of bimodal clutter, a sea clutter, which is an unnecessary reflection echo from the sea surface, or a ground clutter, which is an unnecessary reflection echo from the ground, and a weather clutter, which is an unnecessary reflection echo from clouds or rain, are often received. Of these, for sea clutter and ground clutter, it is often possible to empirically estimate the power and bandwidth from the radiation angle of the transmitted beam, weather information, etc., and the order of the filter that suppresses them is estimated in advance. It is possible to leave. In the seventh embodiment, when bimodal clutter is received, the suppression processing for this type of clutter is performed by a filter having a fixed filter order, and the order selection processing is performed for the remaining clutter. In general, since ground clutter and sea clutter hardly generate Doppler frequencies, an estimated value close to zero among the frequencies estimated by the clutter center frequency estimating means 6 is output to the multi-order filter coefficient calculating means 50.
The multi-order filter coefficient calculation means 50 calculates time-varying filter coefficients so that multiple notches are formed in the estimated value output from the clutter center frequency estimation means 6. The calculated coefficient is output to the filter means 51, and clutter suppression processing is performed. Since one of the bimodal clutters is suppressed by this processing, the clutter in the output signal of the filter means 51 can be treated as a unimodal clutter.
[0113]
The only difference is that the estimated values sent from the clutter center frequency estimating means 6 to the first to Nth filter coefficient calculating means 1a to 1N are estimated values other than the estimated values output to the multi-order filter coefficient calculating means. The subsequent operations are the same as those in the first embodiment.
[0114]
As described above, of the two center frequency estimation values of the bimodal clutter, one of the clutter center frequency estimation values is subjected to the suppression processing by the filter having a fixed order, and the output signal is subjected to a plurality of 1 Since the secondary filter is connected in cascade, the filter order required to suppress the clutter is selected using the input / output signal power ratio of each filter as a parameter, so bimodal clutter is received. Even in this case, it is possible to automatically set the optimal filter order according to the reception status of the clutter with the same processing as when receiving unimodal clutter. It is possible to prevent the target signal from being attenuated by a simple filter process.
[0115]
Embodiment 8 FIG.
FIG. 12 is a block diagram showing Embodiment 8 of the clutter suppression device according to the present invention.
In the figure, 6 is a clutter center frequency estimating means for estimating the clutter center frequency in the received signal from the received signal, and 50 is one frequency in the estimated value of the clutter center frequency output from the clutter center frequency estimating means. , Multi-order filter coefficient calculation means for calculating filter coefficients so as to set multiple zeros; 51, filter means for performing clutter suppression processing using the filter coefficients calculated by the multi-order filter coefficient calculation means 50; 8: clutter center The filter coefficient calculation means 9 adjusts the filter coefficient so as to form a notch of the filter with respect to the estimated value of the other clutter center frequency output from the frequency estimation means 6, Filter means 5 for performing the clutter suppression processing using the filter coefficient is provided from the clutter center frequency estimation means 6. An offset frequency storage means for storing an offset frequency for giving a slight frequency offset to ensure a clutter suppression performance with respect to the estimated clutter center frequency, and 7 stores an output signal of the filter means 9. The output signal storage means 10 is a circulator for switching the output signal of the filter means 51 and the output signal of the filter means 9, 3 is the input / output signal power ratio of each filter means from the output signal of the filter means 9, Filter order selection means 4 for selecting the optimum filter order using the output signal power ratio, 4 is an output signal as a clutter suppression filter from the output signal storage means 7 based on the selection result output from the filter order selection means 3. Output signal selection means for selecting.
[0116]
Next, the operation will be described with reference to FIG. The clutter is assumed to be bimodal. Since the basic operation of the eighth embodiment is the same as that of the second and seventh embodiments, the description will focus on differences in operation.
One of the two estimated values output from the clutter center frequency estimating means 6 is input to the multi-order filter coefficient calculating means 50. The multi-order filter coefficient calculation means 50 calculates time-varying filter coefficients so as to form multiple notches in the input estimated value. The calculated filter coefficient is input to the filter means 51, and clutter suppression processing is performed. Since one of the bimodal clutters is suppressed by this processing, the clutter in the output signal of the filter means 51 can be treated as a unimodal clutter.
[0117]
The estimated value of the clutter center frequency sent from the clutter center frequency estimating means 6 to the filter coefficient calculating means 8 is an estimated value other than the estimated value of the clutter center frequency sent to the multi-order filter coefficient calculating means, and the circulator The subsequent operation is the same as that of the second embodiment except that one of the ten input signals is not a received signal but an output signal from the filter means 51.
[0118]
As described above, of the two center frequency estimation values of the bimodal clutter, one of the clutter center frequency estimation values is reliably subjected to the suppression process by the filter having a fixed order, and the one clutter center frequency is A structure equivalent to a structure in which a plurality of primary filters are cascade-connected to the suppressed output signal by a circulator and one primary filter is constructed, and the clutter is determined using the input / output signal power ratio of each filter as a parameter. Since the minimum filter order required for suppression is selected, even when bimodal clutter is received, the optimum filter is selected according to the reception status of the clutter with the same processing as when receiving single-peak clutter. It is possible to automatically set the order, such as the disappearance of clutter due to insufficient filter order and attenuation of the target signal due to excessive filtering. Gukoto can. In addition, the hardware scale can be reduced by performing the filter processing cyclically.
[0119]
Embodiment 9 FIG.
13 is a block diagram showing Embodiment 9 of the clutter suppression device according to the present invention.
In the figure, 6 is a clutter center frequency estimating means for estimating the clutter center frequency in the received signal from the received signal, and 50 is one frequency in the clutter center frequency estimated value output from the clutter center frequency estimating means 6. , Multi-order filter coefficient calculation means for calculating filter coefficients so as to set multiple zeros; 51, filter means for performing clutter suppression processing using the filter coefficients calculated by the multi-order filter coefficient calculation means 50; Filter coefficient calculation means 9 for adjusting the filter coefficient so as to form a filter notch with respect to the estimated value output from the center frequency estimation means 6, 9 uses the filter coefficient calculated by the filter coefficient calculation means 8. The first filter means 5 for performing the clutter suppression processing, 5 is for the estimated value of the clutter center frequency estimating means 6, Latta offset frequency memory means for providing some frequency offset in order to ensure the suppression performance, the filter coefficient storing means for storing a coefficient calculated by the filter coefficient calculating means 8 11, 10Output signal of filter means 51And a circulator for switching the output signal of the first filter means 9, 3 calculates the input / output signal power ratio of each filter means from the output signal of the first filter means 9, and uses the power ratio to determine the optimum filter order. Filter order selection means 12 to be selected, 12 is a second filter for selecting a corresponding filter coefficient from the filter coefficient storage means 11 based on the selection result output from the filter order selection means 3 and performing clutter suppression processing using the coefficient. The filter means.
[0120]
Next, the operation will be described with reference to FIG. The clutter is assumed to be bimodal. Since the basic operation of the ninth embodiment is the same as that of the third and seventh embodiments, the description will focus on differences in operation.
One of the estimated values of the two clutter center frequencies output from the clutter center frequency estimation means 6 is input to the multi-order filter coefficient calculation means 50. The multi-order filter coefficient calculation means 50 calculates time-varying filter coefficients so as to form multiple notches in the input estimated value of the clutter center frequency. The calculated coefficient is input to the filter means 51, and clutter suppression processing is performed. Since one of the bimodal clutters is suppressed by this processing, the clutter in the output signal of the filter means 51 can be treated as a unimodal clutter.
The estimated value of the clutter center frequency sent from the clutter center frequency estimating means 6 to the filter coefficient calculating means 8 is an estimated value other than the estimated value of the clutter center frequency output to the multi-order filter coefficient calculating means, and the circulator 10. The subsequent operation is the same as that of the third embodiment except that one of the input signals is not a received signal but an output signal of the filter means 51.
[0121]
As described above, of the two center frequency estimation values of the bimodal clutter, one of the clutter center frequency estimation values is reliably subjected to suppression processing with a filter having a fixed order. A structure equivalent to a structure in which a plurality of primary filters are cascade-connected to a frequency-suppressed output signal by a circulator and one primary filter is constructed, and the input / output signal power ratio of each filter is used as a parameter. Since the minimum filter order required to suppress the clutter is selected, even when bimodal clutter is received, it is optimal according to the reception status of the clutter with the same processing as when receiving a single peak clutter. Filter order can be automatically set, and the target signal is attenuated due to the loss of clutter due to insufficient filter order and excessive filtering. It is possible to prevent. In addition, the hardware scale can be reduced by performing the filter processing cyclically.
Embodiment 10 FIG.
FIG. 15 is a block diagram showing Embodiment 10 of the clutter suppression device according to the present invention.
In the figure, reference numeral 6 denotes a clutter center frequency estimating means for estimating the clutter center frequency in the received signal from the received signal, and 1a forms a notch of the filter with respect to the estimated value output from the clutter center frequency estimating means 6. First filter coefficient calculation means for adjusting the filter coefficient to 2a, first filter means for performing clutter suppression processing using the filter coefficient calculated by the filter coefficient calculation means 1a, and 71 to 70 + N-1 are clutter centers. With respect to the estimated value of the frequency estimation means 6, the first to (N-1) -th multiple zero-point processing means 2b to 2N for calculating filter coefficients so that multiple zeros are formed in order to ensure the clutter suppression performance Second to Nth filter means for performing clutter suppression processing using the filter coefficients calculated by the first to N-1th multiple zero processing means, Filter order selection means for calculating the input / output signal power ratio of each filter means from the received signal and the output signals of the first to Nth filter means 2a to 2N and selecting the optimum filter order using the power ratio, 4 Is an output signal selection means for selecting an output signal as a clutter suppression filter based on the selection result output from the filter order selection means 3.
FIG. 16 is a flow chart for explaining the operation of the tenth embodiment of the clutter suppression device according to the present invention.
FIG. 17 is an explanatory diagram for explaining the operation of the tenth embodiment of the clutter suppression device according to the present invention.
[0122]
Next, the operation will be described with reference to FIGS. As a method for estimating the number of received clutters in a radar having a small number of pulse hits so that frequency analysis by discrete Fourier transform or the like cannot be performed, an AR coefficient a calculated by the clutter center frequency estimating means 6 described below is used._ijIn the tenth embodiment, it is assumed that the number of clutters is known. In the tenth embodiment, the clutter is assumed to be unimodal.
First, in FIG. 15, the received signal is sent to the clutter center frequency estimating means 6, and the clutter center frequency is estimated by the same method as the conventional clutter suppression device.
[0123]
Next, the coefficient of the clutter suppression filter is calculated according to the estimated value of the clutter center frequency output from the clutter center frequency estimation means 6. The difference from the conventional clutter suppression device is that, in order to automatically set the optimum filter order, the clutter suppression processing conventionally performed by a single filter has a cascade connection configuration of a plurality of primary filters, and In the case where notches are formed with a plurality of filters at the same frequency, the zero multiplicity can be ensured during the filter calculation in the second and subsequent stages. In the tenth embodiment, the order of the cascade-connected filters is the first order, but may be set to the second order or higher.
[0124]
In the stagger trigger method, the pulses are non-uniformly spaced, and in order to realize a filter with a notch frequency other than 0, a time-varying coefficient filter whose filter coefficient changes according to the pulse interval is required. The impulse response when such time-varying coefficient filters are cascaded is not a simple convolution of the impulse responses of the two filters. This is because, in the subsequent-stage filter processing in cascade connection, the current-stage sample and the previous sample in the input signal of the subsequent-stage filter have different previous-stage filter coefficients used to calculate those samples.
In the tenth embodiment, as in the first embodiment, it is possible to configure a clutter suppression filter that forms notches for a number of frequencies equal to the number of cascaded filters.
In the tenth embodiment, since a unimodal clutter is assumed, the clutter center frequency estimation value sent to the filter coefficient calculation means 1a and the first to (N-1) th multiple zero point processing means 71 to 70 + N- The clutter center frequency estimates sent to 1 have the same frequency. In other words, the estimated clutter center frequency is f₀Then f₀₁= f₀₂=… = F₀Each filter coefficient is calculated as follows.
However, in the method described above, when the frequencies to which the zeros are assigned by a plurality of filters are set redundantly, only the multiplicity of the zeros assigned by the subsequent filter becomes dominant, which corresponds to the cascaded filter order. It is empirically known that filter characteristics cannot be obtained. Specifically, since the bandwidth of the filter notch is narrowed, the clutter suppression performance is degraded as compared with the conventional clutter suppression device.
[0125]
Therefore, in the tenth embodiment, multiple zero point processing means 71 to 70 + N-1 are provided as shown in FIG. 15, and the center frequency estimated value f of the unimodal clutter to which the zero point is assigned by the filter coefficient calculation means 1a.₀On the other hand, the filter coefficient is calculated so that the zero multiplicity can be secured after the first multiple zero processing means 71 in the subsequent stage.
The procedure for securing the zero multiplicity is specifically shown below.
In the time-varying filter, the zero multiplicity is not preserved when the filters having the same zero frequency are cascaded. The zero multiplicity of the filter affects how much the derivative of the filter transfer function shown in the equations (28) to (29) is used at the time of design. For example, if a fifth-order time-varying filter is to be realized by cascading a second-order and a third-order time-varying filter, the fifth-order filter uses the 0th to 4th derivative of the transfer function to calculate the filter coefficient. Although calculated, only the 0th to 2nd derivatives are used in the cascade configuration. The calculation of the filter coefficient so that the high-order derivative related to the transfer function becomes zero acts in a direction in which the frequency characteristic becomes nearly flat with respect to the frequency, that is, the notch width of the notch filter becomes wider. Even if the total of the filter orders is the same as it is, the frequency characteristics do not match between the single filter and the cascade configuration of a plurality of filters.
In order to cope with such a phenomenon, in the multiple zero point processing means 71 to 70 + N−1 in FIG. 15, the estimated value sent from the clutter center frequency estimation means 6 matches the frequency at which the zero point is set by the preceding filter. If they do not coincide with each other, the zero multiplicity is preserved. Therefore, the filter coefficient is calculated by a normal design method when the time-varying filters are cascaded. If they match, the zero multiplicity is not preserved, so it is necessary to ensure the zero multiplicity. Therefore, in order to ensure zero multiplicity, filter coefficient calculation is performed based on the following calculation method.
(1) Respective orders of filter # 1 and filter # 2 are K₁, K₂Then, in calculating the coefficient of filter # 2, K of the filter transfer function₁To (K₁+ K₂-1) Use the second derivative.
(2) The basic design method is the same as that of the first embodiment (except for the offset process).
Therefore, the matrix A in the equation (34) and the vector b in the equation (35) are replaced as shown in the equations (37) and (38), respectively, and the linear simultaneous equations shown in the equation (39) are solved to filter # 2 Coefficient of_lTo decide.
[0126]
[Expression 21]

[0127]
By the above calculation method, the frequency f₀Is equivalent to (K₁+ K₂) Since a double zero is formed, an amplitude square characteristic equivalent to that of a filter in a conventional clutter suppression device can be obtained.
[0128]
As shown in FIG. 15, when a large number of first-order time-varying coefficient filters are connected in cascade, if the clutter power in the input signal of each filter is large and the notch of the filter is formed near the center frequency of the clutter, The output signal power after processing is smaller than the input signal power. If the clutter is suppressed to some extent, the output signal power does not change greatly even if a new filter process is performed. Therefore, the order of the filter is selected by detecting this power change. The input / output signal power ratio of each filter gradually decreases as the filter number increases toward 2a to 2N, and the change gradually decreases. Therefore, when the filter number is on the horizontal axis and the input / output power ratio is on the vertical axis, the peak of the power ratio is on a smooth curve that protrudes downward and becomes far flat. Therefore, the judgment method compares the threshold value that can be set arbitrarily with the input / output signal power ratio of each filter, and when the power ratio falls below the threshold value, it can be judged that the filter order is excessive. By using the output signal of the filter when it exceeds the threshold for the first time as the output signal of the clutter suppression filter, the clutter suppression processing can be performed with a necessary and sufficient filter order.
The above filter order selection processing will be described with reference to the flowchart of FIG. First, in step 20, a filter order counter is initialized. In step 21, if the filter order is less than or equal to the upper limit value NFIL of the filter order, the process proceeds to step 22; otherwise, the process proceeds to step 25. In

steps

22 and 23, the average power and power ratio of the input / output signals of each filter are calculated. At this time, averaging processing is performed with a plurality of range bins in order to suppress variation in the power ratio for each range bin. With the above processing, the input / output power ratio of each filter is calculated. In step 25, the upper limit value NFIL is substituted for the temporary filter order M. In step 26, when the filter order is determined to be the first order, the process is determined to end. In step 27, the input / output signal power ratio of each filter calculated in step 23 is compared with a threshold value. When the power ratio exceeds the threshold value, the process proceeds to step 29. Otherwise, the temporary filter order M is updated at step 28 and the process proceeds to step 26. That is, while the power ratio is below the threshold value, the provisional filter order M is decreased by one, and when the power ratio exceeds the threshold value for the first time, the process proceeds to step 29. In step 29, the optimum filter order is selected based on the provisional filter order M, and the process ends.
[0129]
FIG. 17 shows a calculation example. The input signal (received signal) to the clutter suppression filter is a unimodal clutter generated in a pseudo manner, and a complex signal obtained by adding the target signal and receiver noise. The number of stagger triggers is 3, the pulse repetition period is 400,300,500μs (average 400μs), the target signal Doppler frequency is 500Hz, the range bin where the target signal exists is 210 range bin, the target signal power is 35dB, the center frequency of the unimodal clutter is -600Hz , Average bandwidth of clutter with Gaussian spectrum is 50Hz and clutter power is 140-40log_TenComputer simulation was performed with (100 + r) dB (r is the range bin number), receiver noise power of 20 dB (normal distribution with an average of 0), and the maximum number of filters set to 4. (a) is a graph which shows the change of a received signal and the output signal of each filter, a horizontal axis represents a range bin, and a vertical axis | shaft represents average electric power. It can be seen that in the filters after filter # 3, the output signal power is almost in the vicinity of the noise power. (b) is a graph showing the change in the input / output signal power ratio of each filter, with the horizontal axis representing the range bin and the vertical axis representing the filter input / output signal power ratio. Here, since the power ratio is averaged in units of 25 range bins, the power ratio changes stepwise. In filter # 4, the power ratio is around 0 dB, and it can be seen that the input signal and the output signal have hardly changed. When the threshold value for filter order selection was set to 1.0 dB and compared with the power ratio of (b), the filter order was selected as the third order for the range bins 1 to 50 and the second order after 50. The output signal of the clutter suppression filter at that time is (c), the horizontal axis represents the range bin, and the vertical axis represents the average power. It can be seen that clutter in the received signal is suppressed and the target signal can be detected. It can be seen that in the range bins other than the vicinity of the range bin where the target signal exists, the signal power is about the receiver noise power, and no clutter disappears.
[0130]
As described above, it is necessary at least to suppress clutter by using a configuration in which a plurality of primary filters are cascade-connected to one clutter center frequency estimation value and using the input / output signal power ratio of each filter as a parameter. Filter order is selected, it is possible to automatically set the optimal filter order according to the reception status of the clutter. Attenuation of the target signal due to processing can be prevented.
[0131]
Embodiment 11 FIG.
FIG. 18 is a block diagram showing Embodiment 11 of the clutter suppression device according to the present invention.
In the figure, 6 is a clutter center frequency estimating means for estimating the clutter center frequency in the received signal from the received signal, and 5 is a filter notch for the estimated clutter center frequency output from the clutter center frequency estimating means 6. Filter coefficient calculating means for adjusting the filter coefficient so as to form a filter, 9 is a filter means for performing clutter suppression processing using the filter coefficient calculated by the filter coefficient calculating means 8, and 18 is output from the clutter center frequency estimating means 6. Multi-zero processing means for calculating filter coefficients so as to form multiple zeros for the estimated value to ensure clutter suppression performance, and 7 is an output signal storage means for storing the output signal of the filter means 9 Reference numeral 10 denotes a circulator for switching the received signal and the output signal of the filter means 9. Reference numeral 3 denotes the filter means 9. The filter order selection means for calculating the input / output signal power ratio of each filter means from the force signal and selecting the optimum filter order using the power ratio, 4 is based on the selection result output from the filter order selection means 3 Output signal selection means for selecting an output signal as a clutter suppression filter from the output signal storage means 7.
[0132]
Next, the operation will be described with reference to FIG. The clutter is assumed to be unimodal. Since the basic operation of the eleventh embodiment is the same as that of the tenth embodiment, only the difference in operation will be described.
In the eleventh embodiment, the hardware scale can be reduced by providing the circulator 10 and switching the input signals to the filter coefficient calculation means 5 and the filter means 9. The circulator 10 first outputs the received signal to the filter coefficient calculation means 5 and the filter means 9. Since the output signal of the filter unit 9 is sent to the circulator 10 when the filtering process of the received signal is completed, the circulator 10 uses the filter coefficient calculation unit 5 to output the signal output from the filter unit 9 in synchronization with the completion of the filtering process. And output to the filter means 9. At this time, when the filter processing is performed on the clutter center frequency used in the filter coefficient calculation means 5, the filter coefficient is calculated in the multiple zero processing means 18 and sent to the filter means 9. Thereafter, the same processing is repeated up to the upper limit value of the filter order. At this time, the output signal storage means 7 stores the output signal of the filter means 9. Since the filter order selected by the filter order selection means 3 is sent to the output signal selection means 4, the output signal selection means 4 selects the corresponding output signal from the output signal storage means 7 based on this result, and the clutter Output as output signal of suppression filter.
Further, if the processing of the filter order selection unit 3 is performed every time the output signal of the filter unit 9 is obtained, the filter order selection processing can be performed without providing an upper limit value of the filter order.
[0133]
As described above, the processing by the primary filter is cyclically performed with respect to one clutter center frequency estimation value, and the clutter is suppressed using the input / output signal power ratio for each filter processing as a parameter. Since the minimum filter order required is selected, it is possible to automatically set the optimal filter order according to the reception status of the clutter, and the clutter disappears due to insufficient filter order. Further, attenuation of the target signal due to excessive filtering can be prevented. In addition, the hardware scale can be reduced by performing the filter processing cyclically.
[0134]
  Embodiment 12 FIG.
  FIG. 19 is a block diagram showing Embodiment 12 of the clutter suppression device according to the present invention.
  In the figure, 6 is a clutter center frequency estimating means for estimating the clutter center frequency in the received signal from the received signal, and 5 is a filter notch for the estimated clutter center frequency output from the clutter center frequency estimating means 6. Filter coefficient calculation means for adjusting the filter coefficient so as to form the filter coefficient, 9 is a filter means for performing clutter suppression processing using the filter coefficient calculated by the filter coefficient calculation means 5, and 18 is output from the clutter center frequency estimation means 6. Multiple zero processing means for calculating filter coefficients so as to form multiple zeros for ensuring the clutter suppression performance with respect to the estimated value, 11 is a filter coefficient calculation means 5And multiple zero processing means 18Filter coefficient storage means for storing the coefficient calculated in step 10, a circulator for switching the received signal and the output signal of the filter means 9, and 3 for calculating the input / output signal power ratio of each filter means from the output signal of the filter means 9 Filter order selection means for selecting an optimum filter order using the power ratio, and 12 is a filter coefficient selected by the filter coefficient storage means 11 based on the selection result output from the filter order selection means 3. This is a second filter means for performing clutter suppression processing.
[0135]
Next, the operation will be described with reference to FIG. The clutter is assumed to be unimodal. Since the basic operation of the twelfth embodiment is the same as that of the tenth and eleventh embodiments, only the difference in operation will be described.
In the eleventh embodiment, the output signal is stored when the filter processing is performed cyclically. However, in the present twelfth embodiment, the filter coefficient storage means 11 stores the coefficient of the used filter. Yes. A filter coefficient corresponding to the filter order selected by the filter order selection unit 3 is output to the second filter unit 12 and an output signal is obtained by performing filter processing.
[0136]
As described above, the processing by the primary filter is cyclically performed with respect to one clutter center frequency estimation value, and the clutter is suppressed using the input / output signal power ratio for each filter processing as a parameter. Since the minimum filter order required is selected, it is possible to automatically set the optimal filter order according to the reception status of the clutter, and the clutter disappears due to insufficient filter order. Further, attenuation of the target signal due to excessive filtering can be prevented. In addition, the hardware scale can be reduced by performing the filter processing cyclically.
[0137]
Embodiment 13 FIG.
FIG. 20 is a block diagram showing Embodiment 13 of the clutter suppression device according to the present invention.
In the figure, 6 is a clutter center frequency estimating means for estimating the clutter center frequency in the received signal from the received signal, 1a is a notch of the filter for the estimated clutter center frequency output from the clutter center frequency estimating means 6. Filter coefficient calculating means for adjusting the filter coefficient so as to form the filter coefficient, 2a is a first filter means for performing clutter suppression processing using the filter coefficient calculated by the filter coefficient calculating means 1a, and 23 is in accordance with the number of received clutters. Multiple zero point assignment selecting means 71 to 70 + N−1 for selecting the zero frequency assigned to the filter are formed with respect to the estimated value output from the clutter center frequency estimating means 6 in order to ensure the clutter suppression performance. The first to (N-1) -th multiple zero-point processing means 2b to 2N for calculating filter coefficients are Second to Nth filter means for performing clutter suppression processing using filter coefficients calculated by the first to N-1th multiple zero point processing means 71 to 70 + N-1, 19 is a received signal and first to Nth filter means The filter order selection means 4 calculates the input / output signal power ratio of each filter means from the output signals of the filter means 2a to 2N, and selects the optimum filter order using the power ratio, and 4 is output from the filter order selection means 3. Output signal selection means for selecting an output signal as a clutter suppression filter based on the selection result.
FIG. 21 is a flow chart for explaining the operation of the thirteenth embodiment of the present invention.
FIG. 22 is a diagram for explaining the operation of the thirteenth embodiment of the present invention.
[0138]
Next, the operation will be described with reference to FIGS. The clutter is assumed to be bimodal. In the thirteenth embodiment, the clutter center frequency estimation means 6, the first to N−1th multiple zero point processing means 71 to 70 + N−1, the first to Nth filter means 2 a to 2N, and the output signal selection means 4 Since the operation is the same as that of the tenth embodiment, the operations of the multiple zero point assignment selecting means 23 and the filter order selecting means 19 having different operations will be mainly described here.
[0139]
In the stagger trigger type radar, each filter is a time-varying coefficient filter, and therefore, it is necessary to design the filter in consideration of the previous stage filter coefficient as in the tenth embodiment. In FIG. 20, it is assumed that filters # 1 to #N are all primary filters. Here, a bimodal clutter having two different spectral peaks whose bandwidth difference is not large is assumed as the reception clutter. Since the filter order selection method implemented in the thirteenth embodiment uses the output signal power of each filter as a reference, there is a possibility that a power change cannot be detected even if one type of clutter is intensively suppressed by a continuous filter. is there. In other words, if two clutters are received with equal power, even if the clutter is completely suppressed by setting the zero points of a plurality of filters at the center frequency of one clutter, the other clutter is not suppressed. This is because the total power of the clutter in the received signal is only half at most because it remains as it is. Therefore, the filter coefficient calculation means 1a and the first to (N-1) th multiple zero point processing means 71 to 70 + N-1 operate so as to alternately assign zeros to the vicinity of the center frequency of the two clutters. For example, an odd-numbered filter sets a zero point near the center frequency fc1 of the clutter 1, and an even-numbered filter sets a zero point near the center frequency fc2 of the clutter 2. In this way, although there is a slight change depending on the relative power ratio between the two clutters, if there is a clutter component in the signal to be processed, the change in the input / output signal power increases every other filter. What is necessary is just to detect this change.
[0140]
Next, the operation of the filter order selection means 19 will be described with reference to the flowchart of FIG.
First, at step 30, a filter order counter is initialized. In step 31, if the filter order is less than or equal to the upper limit value NFIL of the filter order, the process proceeds to step 32, and if not, the process proceeds to step 35. In steps 32-34, the average power and power ratio of the input / output signals of each filter are calculated. At this time, averaging processing is performed with a plurality of range bins in order to suppress variation in the power ratio for each range bin. With the above processing, the input / output power ratio of each filter is calculated. In step 35, the initial value 1 is substituted into the temporary filter order M. In step 36, when the filter order reaches the filter order upper limit value NFIL, it is determined that the process proceeds to step 40. Otherwise, in steps 37 to 39, the input / output signal power ratio of each filter calculated in step 33 is compared with the first threshold value THLD1, and the maximum order in which the power ratio exceeds the threshold value is set to ord. substitute. Steps 40 and after are processes for avoiding the remaining clutter that may occur when the relative power ratio of the received clutter is large. First, in step 40, the upper limit value 2 is substituted into the provisional additional order L, and the currently selected order ord is substituted into Ford. In steps 41 to 44, the filter input / output power ratio when the additional order is changed to 2 and 1 is compared with the second threshold value THLD2 to check whether the power ratio does not exceed THLD2. To do. If the power ratio exceeds THLD2, the filter order selected in step 43 is added and substituted into Ford. In step 45, the filter order to be selected is determined from the Ford result, and is output to the output signal selection means 4.
The output signal selection means 4 selects an output signal based on the output filter order and outputs it as an output signal of the clutter suppression filter.
[0141]
FIG. 22 shows a calculation example. The input signal (received signal) to the clutter suppression filter is a complex signal obtained by adding a pseudo-generated bimodal clutter, a target signal, and receiver noise. The number of stagger triggers is 3, the pulse repetition period is 400,300,500μs (average 400μs), the target signal Doppler frequency is 500Hz, the range bin where the target signal exists is 210 range bin, the target signal power is 15dB, and the center frequency of the bimodal clutter is 0Hz , -600Hz, both average bandwidth of clutter with Gaussian spectrum is 30Hz, both clutter power is 140-40log_TenComputer simulation was performed with (100 + r) dB (r is the range bin number), receiver noise power of 0 dB (average distribution of 0 on average), and the maximum number of filters of 7. (a) is a graph which shows the change of a received signal and the output signal of each filter, a horizontal axis represents a range bin, and a vertical axis | shaft represents average electric power. It can be seen that in the filters after filter # 5, the output signal power is almost in the vicinity of the noise power. (b) is a graph showing the change in the input / output signal power ratio of each filter, with the horizontal axis representing the range bin and the vertical axis representing the filter input / output signal power ratio. Here, since the power ratio is averaged in units of 25 range bins, the power ratio changes stepwise. In the filters # 5 and # 6, the power ratio is around 0 dB, and it can be seen that the input signal and the output signal hardly change. When the threshold value for filter order selection is set to 1.0 dB and compared with the change in the power ratio in (b), the filter order is selected as the 6th order from the range bins 1 to 150 and the 4th order after 150. The output signal of the clutter suppression filter at that time is (c), the horizontal axis represents the range bin, and the vertical axis represents the average power. It can be seen that the clutter suppression process suppresses clutter in the received signal and makes it possible to detect the target signal. It can be seen that in the range bins other than the vicinity of the range bin where the target signal exists, the signal power is about the receiver noise power, and no clutter disappears.
In the above description, the clutter suppression device of the thirteenth embodiment has been described so as to operate with respect to the bimodal clutter. However, when K clutters are received, the zero point set by the cascaded filter is set. It is possible to deal with three or more clutters by sequentially assigning the frequency to each of the K clutter center frequency estimation values.
[0142]
As described above, a configuration in which a plurality of primary filters are cascade-connected, and the zero points of the cascade-connected filters are alternately set for the two clutter center frequency estimation values, and the input / output signal power of each filter is set. Since the minimum filter order required to suppress the clutter using the ratio as a parameter is selected, the optimum filter order can be automatically set according to the reception status of the clutter. It is possible to prevent clutter disappearance due to insufficient order, attenuation of the target signal due to excessive filtering, and the like.
[0143]
Embodiment 14 FIG.
FIG. 23 is a block diagram showing Embodiment 14 of the clutter suppression device according to the present invention.
In the figure, 6 is a clutter center frequency estimating means for estimating the clutter center frequency in the received signal from the received signal, and 18 is a multiple for the estimated values of the two clutter center frequencies output from the clutter center frequency estimating means 6. Multiple zero point processing means for adjusting the filter coefficient so that a zero point is formed, 9 is a filter means for performing clutter suppression processing using the filter coefficient calculated by the multiple zero point processing means 18, and 23 is in accordance with the number of received clutters. Multiple zero point assignment selection means for selecting a zero frequency to be assigned to the filter, 7 is an output signal storage means for storing the output signal of the filter means 9, 10 is a circulator for switching the received signal and the output signal of the filter means 9, and 19 is a filter The input / output signal power ratio of each filter means is calculated from the output signal of means 9, and the power ratio is used to calculate Filter order selection means 4 for selecting an appropriate filter order, and 4 is an output signal selection means for selecting an output signal as a clutter suppression filter from the output signal storage means 7 based on the selection result output from the filter order selection means 3. is there.
[0144]
Next, the operation will be described with reference to FIG. The clutter is assumed to be bimodal. Since the basic operation of the fourteenth embodiment is the same as that of the eleventh and thirteenth embodiments, the description will focus on the differences in operation.
In the fourteenth embodiment, the hardware scale can be reduced by providing the circulator 10 and switching the input signals to the multiple zero processing means 18 and the filter means 9. The circulator 10 first outputs the received signal to the multiple zero processing means 18 and the filter means 9. Since the output signal of the filter unit 9 is output to the circulator 10 when the filtering process of the received signal is completed, the circulator 10 multiplexes the signal output from the filter unit 9 in synchronization with the completion of the filter process. 18 and output to the filter means 9. Thereafter, the same processing is repeated up to the upper limit value of the filter order. However, as shown in the thirteenth embodiment, since it is assumed that bimodal clutter is received, it is necessary to alternately set the filter zeros for the two clutter center frequencies. The output signal storage means 7 stores the output signal of the filter means 9. Multiple zero assignment assignment means 23 performs an operation similar to that of the thirteenth embodiment, and selects a zero frequency at which multiple zero processing is performed according to the number of received clutters. The filter order selection means 19 selects the filter order by a method similar to the method shown in the thirteenth embodiment. Since the selected filter order is output to the output signal selection means 4, the output signal selection means 4 selects a corresponding output signal from the output signal storage means 7 based on this result, and outputs the output signal of the clutter suppression filter. Output as.
Further, if the processing of the filter order selection unit 19 is performed every time the output signal of the filter unit 9 is obtained, the filter order selection processing can be performed without providing an upper limit value of the filter order.
[0145]
As described above, of the two center frequency estimation values of the bimodal clutter, one of the clutter center frequency estimation values is subjected to suppression processing with a filter having a fixed order, and a circulator and a 1 Constructing a configuration equivalent to a configuration in which a plurality of primary filters are cascade-connected by one primary filter, and setting the zeros of the cascade-connected filters alternately to the two clutter center frequency estimation values; Since the minimum filter order required to suppress clutter is selected using the input / output signal power ratio of each filter as a parameter, the optimum filter order is automatically set according to the reception status of the clutter. Therefore, it is possible to prevent clutter disappearance due to insufficient filter order, attenuation of a target signal due to excessive filtering, and the like. In addition, the hardware scale can be reduced by performing the filter processing cyclically.
[0146]
Embodiment 15 FIG.
FIG. 24 is a block diagram showing Embodiment 15 of the clutter suppression device according to the present invention.
In the figure, 6 is a clutter center frequency estimating means for estimating the clutter center frequency in the received signal from the received signal, 18 is a multiple zero processing means for adjusting the filter coefficient so that multiple zeros are formed, and 9 is this multiple zero processing. First filter means for performing clutter suppression processing using the filter coefficient calculated by means 18, 23 is a multiple zero point assignment selection means for selecting a zero frequency assigned to the filter according to the number of received clutters, and 11 is a multiple zero point processing means. Filter coefficient storage means 10 for storing the coefficients calculated in 18, a circulator for switching the received signal and the output signal of the first filter means 9, and 19 for each filter means from the output signal of the first filter means 9. Filter order selection means for calculating an input / output signal power ratio and selecting an optimum filter order using the power ratio; Based on the selection result output from the filter order selecting means 3 selects a filter coefficient corresponding from the filter coefficient storage unit 11, a second filter means for performing clutter suppression process using the coefficient.
[0147]
Next, the operation will be described with reference to FIG. The clutter is assumed to be bimodal. Since the basic operation of the fifteenth embodiment is the same as that of the fourteenth embodiment, the description will focus on differences in operation.
In the fourteenth embodiment, the output signal is stored when the filter process is performed cyclically. However, in the fifteenth embodiment, the filter coefficient storage means 11 stores the filter coefficient used. Yes. A filter coefficient corresponding to the filter order selected by the filter order selection means 19 is output to the second filter means 12, and an output signal is obtained by performing filter processing.
[0148]
As described above, of the two center frequency estimation values of the bimodal clutter, one of the clutter center frequency estimation values is subjected to suppression processing with a filter having a fixed order, and a circulator and a 1 Constructing a configuration equivalent to a configuration in which a plurality of primary filters are cascade-connected by one primary filter, and setting the zeros of the cascade-connected filters alternately to the two clutter center frequency estimation values; Since the minimum filter order required to suppress clutter is selected using the input / output signal power ratio of each filter as a parameter, the optimum filter order is automatically set according to the reception status of the clutter. Therefore, it is possible to prevent clutter disappearance due to insufficient filter order, attenuation of a target signal due to excessive filtering, and the like. In addition, the hardware scale can be reduced by performing the filter processing cyclically.
[0149]
Embodiment 16 FIG.
FIG. 25 is a configuration diagram showing Embodiment 16 of the clutter suppression device according to the present invention.
In the figure, 6 is a clutter center frequency estimating means for estimating the clutter center frequency in the received signal from the received signal, and 50 is one frequency in the clutter center frequency estimation value output from the clutter center frequency estimating means. Multi-order filter coefficient calculation means for calculating filter coefficients so as to set multiple zeros; 51, filter means for performing clutter suppression processing using the filter coefficients calculated by the multi-order filter coefficient calculation means 50; 23, the number of received clutters Multiple zero-point assignment selection means 71 to select the zero-point frequency to be assigned to the filter according to the above, 71 to 70 + N-1 are formed with respect to the estimated value of the clutter center frequency estimation means 6 in order to ensure the clutter suppression performance. The first to (N-1) -th multiple zero-point processing means 2a to 2N for calculating the filter coefficients are First to N-1th filter means for performing clutter suppression processing using the filter coefficients calculated by the multiple zero point processing means 71 to 70 + N-1, and 3 is a received signal and first to N-1th filter means. The filter order selection means for calculating the input / output signal power ratio of each filter means from the output signals 2a to 2N and selecting the optimum filter order using the power ratio, 4 is the selection output from the filter order selection means 3 Output signal selection means for selecting an output signal as a clutter suppression filter based on the result.
[0150]
Next, the operation will be described with reference to FIG. The clutter is assumed to be bimodal.
First, in FIG. 25, the received signal is output to the clutter center frequency estimating means 6 as in the other embodiments, and the clutter center frequency is estimated by the same method as the conventional clutter suppression device.
[0151]
One of the two estimated values of the clutter center frequency output from the clutter center frequency estimation means 6 is output to the multi-order filter coefficient calculation means 50. In the case of bimodal clutter, a sea clutter, which is an unnecessary reflection echo from the sea surface, or a ground clutter, which is an unnecessary reflection echo from the ground, and a weather clutter, which is an unnecessary reflection echo from clouds or rain, are often received. Of these, for sea clutter and ground clutter, it is often possible to empirically estimate the power and bandwidth from the radiation angle of the transmitted beam, weather information, etc., and the order of the filter that suppresses them is estimated in advance. It is possible to leave. In the sixteenth embodiment, when bimodal clutter is received, the suppression processing for this type of clutter is performed by a filter having a fixed filter order, and the order selection processing is performed for the remaining clutter. In general, since ground clutter and sea clutter hardly generate Doppler frequencies, an estimated value close to zero among the frequencies estimated by the clutter center frequency estimating means 6 is output to the multi-order filter coefficient calculating means 50.
The multi-order filter coefficient calculation means 50 calculates time-varying filter coefficients so that multiple notches are formed in the estimated value output from the clutter center frequency estimation means 6. The calculated coefficient is output to the filter means 51, and clutter suppression processing is performed. Since one of the bimodal clutters is suppressed by this processing, the clutter in the output signal of the filter means 51 can be treated as a unimodal clutter.
[0152]
The estimated value sent from the clutter center frequency estimating means 6 to the first to (N−1) -th multiple zero-point processing means 71 to 70 + N−1 is an estimated value other than the estimated value output to the multi-order filter coefficient calculating means. Subsequent operations are the same as those in the tenth embodiment except that they are different.
[0153]
As described above, of the two center frequency estimation values of the bimodal clutter, one of the clutter center frequency estimation values is subjected to the suppression processing by the filter having a fixed order, and the output signal is subjected to a plurality of 1 Since the secondary filter is connected in cascade, the filter order required to suppress the clutter is selected using the input / output signal power ratio of each filter as a parameter, so bimodal clutter is received. Even in this case, it is possible to automatically set the optimal filter order according to the reception status of the clutter with the same processing as when receiving unimodal clutter. It is possible to prevent the target signal from being attenuated by a simple filter process.
[0154]
Embodiment 17. FIG.
FIG. 26 is a block diagram showing Embodiment 17 of the clutter suppression device according to the present invention.
In the figure, 6 is a clutter center frequency estimating means for estimating the clutter center frequency in the received signal from the received signal, and 50 is one frequency in the estimated value of the clutter center frequency output from the clutter center frequency estimating means. , Multi-order filter coefficient calculation means for calculating filter coefficients so as to set multiple zeros; 51, filter means for performing clutter suppression processing using the filter coefficients calculated by the multi-order filter coefficient calculation means 50; Multiple zero processing means 9 for adjusting the filter coefficient so that multiple zeros are formed with respect to the estimated values of the two clutter center frequencies output from the center frequency estimating means 6, 9 is calculated by the multiple zero processing means 18. The filter means 7 performs the clutter suppression processing using the filter coefficients, and 7 stores the output signal of the filter means 9. The output signal storage means 10 is a circulator for switching the output signal of the filter means 51 and the output signal of the filter means 9, 3 calculates the input / output signal power ratio of each filter means from the output signal of the filter means 9, and the input / output signal thereof Filter order selection means for selecting an optimal filter order using the power ratio, 4 selects an output signal as a clutter suppression filter from the output signal storage means 7 based on the selection result output from the filter order selection means 3 Output signal selection means.
[0155]
Next, the operation will be described with reference to FIG. The clutter is assumed to be bimodal. Since the basic operation of the seventeenth embodiment is the same as that of the eleventh and sixteenth embodiments, the description will focus on the differences in operation.
One of the two estimated values output from the clutter center frequency estimating means 6 is input to the multi-order filter coefficient calculating means 50. The multi-order filter coefficient calculation means 50 calculates time-varying filter coefficients so as to form multiple notches in the input estimated value. The calculated filter coefficient is input to the filter means 51, and clutter suppression processing is performed. Since one of the bimodal clutters is suppressed by this processing, the clutter in the output signal of the filter means 51 can be treated as a unimodal clutter.
[0156]
The estimated value of the clutter center frequency sent from the clutter center frequency estimating means 6 to the multiple zero processing means 18 is an estimated value other than the estimated value of the clutter center frequency sent to the multi-order filter coefficient calculating means, and the circulator The subsequent operations are the same as those of the eleventh embodiment except that one of the ten input signals is not a received signal but an output signal from the filter means 51.
[0157]
As described above, of the two center frequency estimation values of the bimodal clutter, one of the clutter center frequency estimation values is reliably subjected to the suppression process by the filter having a fixed order, and the one clutter center frequency is A structure equivalent to a structure in which a plurality of primary filters are cascade-connected to the suppressed output signal by a circulator and one primary filter is constructed, and the clutter is determined using the input / output signal power ratio of each filter as a parameter. Since the minimum filter order required for suppression is selected, even when bimodal clutter is received, the optimum filter is selected according to the reception status of the clutter with the same processing as when receiving single-peak clutter. It is possible to automatically set the order, such as the disappearance of clutter due to insufficient filter order and attenuation of the target signal due to excessive filtering. Gukoto can. In addition, the hardware scale can be reduced by performing the filter processing cyclically.
[0158]
Embodiment 18 FIG.
27 is a block diagram showing Embodiment 18 of the clutter suppression device according to the present invention.
In the figure, 6 is a clutter center frequency estimating means for estimating the clutter center frequency in the received signal from the received signal, and 50 is one frequency in the clutter center frequency estimated value output from the clutter center frequency estimating means 6. , Multi-order filter coefficient calculation means for calculating filter coefficients so as to set multiple zeros; 51, filter means for performing clutter suppression processing using the filter coefficients calculated by the multi-order filter coefficient calculation means 50; Multiple zero processing means 9 for adjusting the filter coefficient so that multiple zeros are formed with respect to the estimated values of the two clutter center frequencies output from the center frequency estimating means 6, 9 is calculated by the multiple zero processing means 18. The first filter means 11 for performing the clutter suppression processing using the obtained filter coefficient, 11 is calculated by the filter coefficient calculation means 18. Filter coefficient storage means for storing the coefficients to be processed, 10 is a circulator for switching the received signal and the output signal of the first filter means 9, and 3 is an input / output signal of each filter means from the output signal of the first filter means 9. Filter order selection means for calculating the power ratio and selecting the optimum filter order using the power ratio, 12 is a filter corresponding to the filter coefficient storage means 11 based on the selection result output from the filter order selection means 3 Second filter means for selecting a coefficient and performing clutter suppression processing using the coefficient.
[0159]
Next, the operation will be described with reference to FIG. The clutter is assumed to be bimodal. Since the basic operation of the eighteenth embodiment is the same as that of the twelfth and sixteenth embodiments, the description will focus on the differences in operation.
One of the estimated values of the two clutter center frequencies output from the clutter center frequency estimation means 6 is input to the multi-order filter coefficient calculation means 50. The multi-order filter coefficient calculation means 50 calculates time-varying filter coefficients so as to form multiple notches in the input estimated value of the clutter center frequency. The calculated coefficient is input to the filter means 51, and clutter suppression processing is performed. Since one of the bimodal clutters is suppressed by this processing, the clutter in the output signal of the filter means 51 can be treated as a unimodal clutter.
The estimated value of the clutter center frequency sent from the clutter center frequency estimating means 6 to the multiple zero point processing means 18 is an estimated value other than the estimated value of the clutter center frequency output to the multi-order filter coefficient calculating means, and the circulator 10. The subsequent operation is the same as that of the twelfth embodiment except that one of the input signals is not a received signal but an output signal of the filter means 51.
[0160]
As described above, of the two center frequency estimation values of the bimodal clutter, one of the clutter center frequency estimation values is reliably subjected to suppression processing with a filter having a fixed order. A structure equivalent to a structure in which a plurality of primary filters are cascade-connected to a frequency-suppressed output signal by a circulator and one primary filter is constructed, and the input / output signal power ratio of each filter is used as a parameter. Since the minimum filter order required to suppress the clutter is selected, even when bimodal clutter is received, it is optimal according to the reception status of the clutter with the same processing as when receiving a single peak clutter. Filter order can be automatically set, and the target signal is attenuated due to the loss of clutter due to insufficient filter order and excessive filtering. It is possible to prevent. In addition, the hardware scale can be reduced by performing the filter processing cyclically.
[0161]
Note that multiple zero assignment means may be applied to the sixteenth to eighteenth embodiments. Thereby, the same effects as those of the thirteenth embodiment are obtained.
[0162]
【The invention's effect】
According to the present invention, a configuration in which a plurality of first-order filters are cascade-connected to one clutter center frequency estimation value and the minimum is required to suppress clutter using the input / output signal power ratio of each filter as a parameter. Since the required filter order is selected, it is possible to automatically set the optimal filter order according to the reception status of the clutter, and the clutter disappearance or excess due to insufficient filter order. There is an effect that it is possible to prevent the target signal from being attenuated by the filter processing.
[0163]
In addition, according to the present invention, the processing by the primary filter is cyclically performed with respect to one clutter center frequency estimation value, and the clutter is performed using the input / output signal power ratio for each filter processing as a parameter. Since the minimum filter order required for suppression is selected, it is possible to automatically set the optimal filter order according to the reception status of the clutter, and the clutter caused by insufficient filter order. Can be prevented from being lost, and attenuation of the target signal due to excessive filtering. In addition, it is possible to reduce the hardware scale by performing the filter processing cyclically.
[0164]
In addition, according to the present invention, the processing by the primary filter is cyclically performed with respect to one clutter center frequency estimation value, and the clutter is performed using the input / output signal power ratio for each filter processing as a parameter. Since the minimum filter order required for suppression is selected, it is possible to automatically set the optimal filter order according to the reception status of the clutter, and the clutter caused by insufficient filter order. Can be prevented from being lost, and attenuation of the target signal due to excessive filtering. In addition, it is possible to reduce the hardware scale by performing the filter processing cyclically.
[0165]
Further, according to the present invention, a plurality of first-order filters are connected in cascade, and the zeros of the cascade-connected filters are alternately set for the two clutter center frequency estimation values. Since the minimum filter order required to suppress the clutter is selected using the output signal power ratio as a parameter, the optimum filter order can be automatically set according to the reception status of the clutter. Thus, it is possible to prevent the disappearance of the clutter due to the insufficient filter order and the attenuation of the target signal due to excessive filtering.
There is an effect.
[0166]
Further, according to the present invention, of the two center frequency estimation values of the bimodal clutter, one clutter center frequency estimation value is subjected to suppression processing with a filter having a fixed order, and the output signal is processed. A configuration equivalent to a configuration in which a plurality of primary filters are cascade-connected by a circulator and one primary filter is constructed, and zeros of the cascade-connected filters are alternately set for two clutter center frequency estimation values. Since the minimum filter order required to suppress clutter is selected using the input / output signal power ratio of each filter as a parameter, the optimum filter order is automatically selected according to the reception status of the clutter. To prevent clutter from disappearing due to insufficient filter order and attenuation of the target signal due to excessive filtering. It can be. In addition, it is possible to reduce the hardware scale by performing the filter processing cyclically.
[0167]
Further, according to the present invention, of the two center frequency estimation values of the bimodal clutter, one clutter center frequency estimation value is subjected to suppression processing with a filter having a fixed order, and the output signal is processed. A configuration equivalent to a configuration in which a plurality of primary filters are cascade-connected by a circulator and one primary filter is constructed, and zeros of the cascade-connected filters are alternately set for two clutter center frequency estimation values. Since the minimum filter order required to suppress clutter is selected using the input / output signal power ratio of each filter as a parameter, the optimum filter order is automatically selected according to the reception status of the clutter. To prevent clutter from disappearing due to insufficient filter order and attenuation of the target signal due to excessive filtering. It can be. In addition, it is possible to reduce the hardware scale by performing the filter processing cyclically.
[0168]
Further, according to the present invention, of the two center frequency estimation values of the bimodal clutter, one clutter center frequency estimation value is subjected to suppression processing with a filter having a fixed order, and the output signal is processed. A configuration in which a plurality of primary filters are connected in cascade, and the filter order required to suppress the clutter is selected using the input / output signal power ratio of each filter as a parameter. Even when receiving, it is possible to automatically set the optimal filter order according to the reception status of the clutter with the same processing as when receiving unimodal clutter, and the clutter disappears due to insufficient filter order There is an effect that the target signal can be prevented from being attenuated by the remaining or excessive filtering.
[0169]
Further, according to the present invention, of the two center frequency estimation values of the bimodal clutter, one of the clutter center frequency estimation values is reliably subjected to the suppression processing by the filter having a fixed order, and the one clutter center frequency estimation value is obtained. A structure equivalent to a structure in which a plurality of primary filters are cascade-connected to the output signal whose center frequency is suppressed by a circulator and one primary filter is used, and the input / output signal power ratio of each filter is used as a parameter. Therefore, even if a bimodal clutter is received, the same processing as when receiving a single peak clutter is used according to the reception status of the clutter. It is possible to automatically set the optimal filter order, and the target signal due to the loss of clutter due to insufficient filter order and excessive filtering. Such as it is possible to prevent decay. In addition, it is possible to reduce the hardware scale by performing the filter processing cyclically.
[0170]
In addition, according to the present invention, of the two center frequency estimation values of the bimodal clutter, one of the clutter center frequency estimation values is reliably subjected to the suppression process by a filter having a fixed order. A structure equivalent to a structure in which a plurality of primary filters are connected in cascade with a circulator and one primary filter is constructed for the output signal whose clutter center frequency is suppressed, and the input / output signal power ratio of each filter is determined. Since the minimum filter order required to suppress the clutter is selected as a parameter, even if a bimodal clutter is received, the reception status of the clutter can be achieved with the same processing as when receiving a single peak clutter. It is possible to automatically set the optimal filter order according to the target, and the target of clutter disappearance due to insufficient filter order and excessive filter processing. It is possible to prevent the issue of attenuation and the like. In addition, it is possible to reduce the hardware scale by performing the filter processing cyclically.
[0171]
In addition, according to the present invention, the multiple zero processing is performed in accordance with the number of clutters in the received signal, so that it is possible to prevent degradation of the clutter suppression performance.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a configuration diagram illustrating a first embodiment of a clutter suppression device according to the present invention;
FIG. 2 is a flowchart for explaining the operation of the first embodiment of the present invention.
FIG. 3 is an explanatory diagram for explaining an operation of the first embodiment of the present invention.
FIG. 4 is a configuration diagram showing a second embodiment of a clutter suppression device according to the present invention;
FIG. 5 is a configuration diagram showing a third embodiment of a clutter suppression device according to the present invention;
FIG. 6 is a configuration diagram showing a fourth embodiment of a clutter suppression device according to the present invention.
FIG. 7 is a flowchart for illustrating the operation of the fourth embodiment of the present invention.
FIG. 8 is a diagram for explaining an operation of the fourth embodiment of the present invention.
FIG. 9 is a configuration diagram showing a fifth embodiment of a clutter suppression device according to the present invention;
FIG. 10 is a configuration diagram showing a sixth embodiment of a clutter suppression device according to the present invention;
FIG. 11 is a configuration diagram showing a seventh embodiment of a clutter suppression device according to the present invention;
FIG. 12 is a configuration diagram showing an eighth embodiment of a clutter suppression device according to the present invention;
FIG. 13 is a block diagram showing Embodiment 9 of the clutter suppression device according to the present invention.
FIG. 14 is a block diagram for explaining the operation of the first embodiment of the clutter suppression device according to the present invention;
FIG. 15 is a configuration diagram showing a tenth embodiment of a clutter suppression device according to the present invention;
FIG. 16 is a flowchart for explaining the operation of the tenth embodiment of the clutter suppression device according to the present invention;
FIG. 17 is an explanatory diagram for explaining the operation of the tenth embodiment of the clutter suppression device according to the present invention;
FIG. 18 is a configuration diagram illustrating an eleventh embodiment of a clutter suppression device according to the present invention;
FIG. 19 is a block diagram showing Embodiment 12 of a clutter suppression device according to the present invention.
FIG. 20 is a configuration diagram showing a thirteenth embodiment of a clutter suppression device according to the present invention;
FIG. 21 is a flowchart for illustrating the operation of the thirteenth embodiment of the present invention.
FIG. 22 is a diagram for explaining the operation of a thirteenth embodiment of the present invention.
FIG. 23 is a block diagram showing a fourteenth embodiment of a clutter suppression device according to the present invention.
FIG. 24 is a configuration diagram showing a fifteenth embodiment of a clutter suppression device according to the present invention;
FIG. 25 is a configuration diagram illustrating a sixteenth embodiment of a clutter suppression device according to the present invention;
FIG. 26 is a configuration diagram showing a seventeenth embodiment of a clutter suppression device according to the present invention.
FIG. 27 is a configuration diagram illustrating an eighteenth embodiment of a clutter suppression device according to the present invention;
FIG. 28 is a block diagram showing a conventional clutter suppression device.
[Explanation of symbols]
1a to 1N filter coefficient calculating means, 1b filter coefficient calculating means, 2a to 2x filter means, 71 to 70 + N-1, first to N-1th multiple zero point processing means, 2b to 2N second to Nth filter means, 3 Filter order selection means, 4 Output signal selection means, 5 Offset frequency storage means, 6 Clutter center frequency estimation means, 7 Output signal storage means, 8 Filter coefficient calculation means, 18 Multiple zero processing means, 9 Filter means, 10 Circulator, 11 Filter coefficient storage means, 12 Filter means, 13 Offset frequency selection means, 23 Multiple zero assignment assignment selection means, 14 Offset frequency setting means, 19 Filter order selection means, 50 Multi-order filter coefficient calculation means, 51 Filter means, 62 Filter coefficients Calculation means, 63 Filter means.

Claims

スタガトリガ方式のパルスレーダにおける受信信号中に含まれる不要反射エコーである単峰性クラッタを抑圧するクラッタ抑圧装置において、
上記クラッタの中心周波数を推定するクラッタ中心周波数推定手段と、
複数Ｎ個の時変係数フィルタを縦続接続して成るフィルタ群の一部を構成し、上記クラッタ中心周波数推定手段により推定された推定値に対して、上記フィルタ群全体の周波数特性の零点を形成するようにフィルタ係数を計算する第一のフィルタ係数計算手段と、
上記縦続接続されたフィルタ群の一部を構成し、上記クラッタ中心周波数推定手段により推定された上記クラッタの中心周波数の推定値に対して、オフセット周波数を持たせて自フィルタの零点を割り当てるようにフィルタ係数を計算する第二〜第Ｎのフィルタ係数計算手段と、
該第二〜第Ｎのフィルタ係数計算手段へ送られるオフセット周波数を記憶するオフセット周波数記憶手段と、
上記スタガトリガ方式によって異なるパルス間隔ごとに上記第一〜第Ｎのフィルタ係数計算手段から出力されるフィルタ係数を用いて上記受信信号中のクラッタを抑圧する第一〜第Ｎのフィルタ手段と、
上記受信信号及び上記第一〜第Ｎのフィルタ手段の出力信号から、上記第一〜第Ｎのフィルタ手段の入出力信号電力比を計算して電力比変化に基づいてフィルタ全体の次数を決定するフィルタ次数選定手段と、
該フィルタ次数選定手段から出力される選定結果に基づいて出力信号を切り替える出力信号選択手段と、を備えたことを特徴とするクラッタ抑圧装置。In a clutter suppression device that suppresses unimodal clutter which is an unnecessary reflected echo included in a received signal in a stagger trigger type pulse radar,
Clutter center frequency estimating means for estimating the clutter center frequency;
A part of a filter group formed by cascading a plurality of N time-varying coefficient filters is formed, and the zero point of the frequency characteristic of the entire filter group is formed with respect to the estimated value estimated by the clutter center frequency estimating means First filter coefficient calculation means for calculating the filter coefficient to
A part of the cascade- connected filter group is configured so that the estimated value of the clutter center frequency estimated by the clutter center frequency estimation means has an offset frequency and assigns the zero point of the own filter. Second to Nth filter coefficient calculating means for calculating filter coefficients;
Offset frequency storage means for storing offset frequencies sent to the second to Nth filter coefficient calculation means;
First to Nth filter means for suppressing clutter in the received signal using filter coefficients output from the first to Nth filter coefficient calculation means at different pulse intervals depending on the stagger trigger method;
The input / output signal power ratio of the first to Nth filter means is calculated from the received signal and the output signals of the first to Nth filter means, and the order of the entire filter is determined based on the power ratio change. Filter order selection means,
A clutter suppression device comprising: output signal selection means for switching an output signal based on a selection result output from the filter order selection means.

スタガトリガ方式のパルスレーダにおける受信信号中に含まれる不要反射エコーである単峰性クラッタを抑圧するクラッタ抑圧装置において、
上記クラッタの中心周波数を推定するクラッタ中心周波数推定手段と、
該クラッタ中心周波数推定手段により推定された推定値に対して、オフセット周波数を加えてフィルタ周波数特性の零点を形成するようにフィルタ係数を計算するフィルタ係数計算手段と、
該フィルタ係数計算手段へ送られるオフセット周波数を記憶するオフセット周波数記憶手段と、
上記スタガトリガ方式によって異なるパルス間隔ごとに上記フィルタ係数計算手段から送られるフィルタ係数を用いて上記受信信号中のクラッタを抑圧するフィルタ手段と、
上記受信信号、又は上記フィルタ手段の出力信号を、上記フィルタ係数計算手段及び上記フィルタ手段へ出力する切替手段と、
該切替手段へ送られる上記フィルタ手段の出力信号を記憶しておく出力信号記憶手段と、
上記受信信号及び上記フィルタ手段の出力信号から、上記フィルタ手段の入出力信号電力比を計算して電力比変化に基づいてフィルタ全体の次数を決定するフィルタ次数選定手段と、
該フィルタ次数選定手段から出力される選定結果に基づいて出力信号を切り替える出力信号選択手段と、を備えたことを特徴とするクラッタ抑圧装置。In a clutter suppression device that suppresses unimodal clutter which is an unnecessary reflected echo included in a received signal in a stagger trigger type pulse radar,
Clutter center frequency estimating means for estimating the clutter center frequency;
Filter coefficient calculating means for calculating a filter coefficient so as to form a zero point of the filter frequency characteristic by adding an offset frequency to the estimated value estimated by the clutter center frequency estimating means;
Offset frequency storage means for storing the offset frequency sent to the filter coefficient calculation means;
Filter means for suppressing clutter in the received signal using filter coefficients sent from the filter coefficient calculation means at different pulse intervals depending on the stagger trigger method;
Switching means for outputting the received signal or the output signal of the filter means to the filter coefficient calculating means and the filter means ;
Output signal storage means for storing the output signal of the filter means sent to the switching means;
Filter order selection means for calculating the input / output signal power ratio of the filter means from the received signal and the output signal of the filter means and determining the order of the entire filter based on the power ratio change;
A clutter suppression device comprising: output signal selection means for switching an output signal based on a selection result output from the filter order selection means.

スタガトリガ方式のパルスレーダにおける受信信号中に含まれる不要反射エコーである単峰性クラッタを抑圧するクラッタ抑圧装置において、
上記クラッタの中心周波数を推定するクラッタ中心周波数推定手段と、
該クラッタ中心周波数推定手段により推定された推定値に対して、オフセット周波数を加えてフィルタ周波数特性の零点を形成するようにフィルタ係数を計算するフィルタ係数計算手段と、
該フィルタ係数計算手段へ送られるオフセット周波数を記憶するオフセット周波数記憶手段と、
上記スタガトリガ方式によって異なるパルス間隔ごとに上記フィルタ係数計算手段から出力されるフィルタ係数を用いて上記受信信号中のクラッタを抑圧する第１のフィルタ手段と、
上記受信信号、又は上記第１のフィルタ手段の出力信号を、上記フィルタ係数計算手段及び上記第１のフィルタ手段へ出力する切替手段と、
上記フィルタ係数計算手段から出力されるフィルタ係数を記憶しておくフィルタ係数記憶手段と、
上記受信信号及び上記第１のフィルタ手段の出力信号から、上記第１のフィルタ手段の入出力信号電力比を計算して電力比変化に基づいてフィルタ全体の次数を決定するフィルタ次数選定手段と、
該フィルタ次数選定手段から出力される選定結果に基づいて、選定されたフィルタ係数を使用してクラッタ抑圧処理を行う第２のフィルタ手段と、を備えたことを特徴とするクラッタ抑圧装置。In a clutter suppression device that suppresses unimodal clutter which is an unnecessary reflected echo included in a received signal in a stagger trigger type pulse radar,
Clutter center frequency estimating means for estimating the clutter center frequency;
Filter coefficient calculating means for calculating a filter coefficient so as to form a zero point of the filter frequency characteristic by adding an offset frequency to the estimated value estimated by the clutter center frequency estimating means;
Offset frequency storage means for storing the offset frequency sent to the filter coefficient calculation means;
First filter means for suppressing clutter in the received signal using filter coefficients output from the filter coefficient calculation means at different pulse intervals depending on the stagger trigger method;
Switching means for outputting the received signal or the output signal of the first filter means to the filter coefficient calculation means and the first filter means ;
Filter coefficient storage means for storing the filter coefficient output from the filter coefficient calculation means;
Filter order selection means for calculating the input / output signal power ratio of the first filter means from the received signal and the output signal of the first filter means and determining the order of the entire filter based on the power ratio change;
A clutter suppression device comprising: second filter means for performing clutter suppression processing using a selected filter coefficient based on a selection result output from the filter order selection means.

スタガトリガ方式のパルスレーダにおける受信信号中に含まれる不要反射エコーである双峰性クラッタを抑圧するクラッタ抑圧装置において、
上記クラッタの中心周波数を推定するクラッタ中心周波数推定手段と、
複数Ｎ個の時変係数フィルタを縦続接続して成るフィルタ群の一部を構成し、上記クラッタ中心周波数推定手段により推定された推定値に対して、上記フィルタ群全体の周波数特性の零点を形成するようにフィルタ係数を計算する第一のフィルタ係数計算手段と、
上記従続接続されたフィルタ群の一部を構成し、上記クラッタ中心周波数推定手段により推定された上記クラッタの中心周波数の推定値に対して、オフセット周波数を持たせて自フィルタの零点を割り当てるようにフィルタ係数を計算する第二〜第Ｎのフィルタ係数計算手段と、
上記縦続接続されたフィルタ群の一部を構成し、上記クラッタ中心周波数推定手段により推定された上記クラッタの中心周波数の推定値に対して、オフセット周波数を持たせて自フィルタの零点を割り当てるようにフィルタ係数を計算する第二〜第Ｎのフィルタ係数計算手段と、
該第二〜第Ｎのフィルタ係数計算手段へ送られるオフセット周波数を記憶するオフセット周波数記憶手段と、
上記受信信号中の複数のクラッタに対してフィルタのノッチが形成され、上記クラッタ中心周波数に対してフィルタの零点を交互に設定するように、上記オフセット周波数に記憶されているオフセット周波数を設定するオフセット周波数選択手段と、
上記スタガトリガ方式によって異なるパルス間隔ごとに上記第一〜第Ｎのフィルタ係数計算手段から出力されるフィルタ係数を用いて上記受信信号中のクラッタを抑圧する第一〜第Ｎのフィルタ手段と、
上記受信信号及び上記第一〜第Ｎのフィルタ手段の出力信号から、上記第一〜第Ｎのフィルタ手段の入出力信号電力比を計算して電力比変化に基づいてフィルタ全体の次数を決定するフィルタ次数選定手段と、
該フィルタ次数選定手段から出力される選定結果に基づいて出力信号を切り替える出力信号選択手段と、を備えたことを特徴とするクラッタ抑圧装置。In a clutter suppression device that suppresses bimodal clutter, which is an unnecessary reflection echo included in the received signal in a stagger trigger type pulse radar,
Clutter center frequency estimating means for estimating the clutter center frequency;
A part of a filter group formed by cascading a plurality of N time-varying coefficient filters is formed, and the zero point of the frequency characteristic of the entire filter group is formed with respect to the estimated value estimated by the clutter center frequency estimating means First filter coefficient calculation means for calculating the filter coefficient to
A part of the group of continuously connected filters is configured, and the zero value of the own filter is assigned with an offset frequency to the estimated value of the clutter center frequency estimated by the clutter center frequency estimating means. 2nd to Nth filter coefficient calculation means for calculating the filter coefficient;
A part of the cascade- connected filter group is configured so that the estimated value of the clutter center frequency estimated by the clutter center frequency estimation means has an offset frequency and assigns the zero point of the own filter. Second to Nth filter coefficient calculating means for calculating filter coefficients;
Offset frequency storage means for storing offset frequencies sent to the second to Nth filter coefficient calculation means;
An offset for setting an offset frequency stored in the offset frequency so that a filter notch is formed for a plurality of clutters in the received signal, and a filter zero is alternately set for the clutter center frequency. Frequency selection means;
First to Nth filter means for suppressing clutter in the received signal using filter coefficients output from the first to Nth filter coefficient calculation means at different pulse intervals depending on the stagger trigger method;
The input / output signal power ratio of the first to Nth filter means is calculated from the received signal and the output signals of the first to Nth filter means, and the order of the entire filter is determined based on the power ratio change. Filter order selection means,
A clutter suppression device comprising: output signal selection means for switching an output signal based on a selection result output from the filter order selection means.

スタガトリガ方式のパルスレーダにおける受信信号中に含まれる不要反射エコーである双峰性クラッタを抑圧するクラッタ抑圧装置において、
上記クラッタの中心周波数を推定するクラッタ中心周波数推定手段と、
該クラッタ中心周波数推定手段により推定された推定値に対して、オフセット周波数を加えてフィルタ周波数特性の零点を形成するようにフィルタ係数を計算するフィルタ係数計算手段と、
上記受信信号中のクラッタ数に応じて、上記クラッタ中心周波数に対してフィルタの零点を交互に設定するように、上記フィルタ係数計算手段へ送られるオフセット周波数を選択するオフセット周波数設定手段と、
上記スタガトリガ方式によって異なるパルス間隔ごとに上記フィルタ係数計算手段から出力されるフィルタ係数を用いて上記受信信号中のクラッタを抑圧するフィルタ手段と、
上記受信信号、又は上記フィルタ手段の出力信号を、上記フィルタ係数計算手段及び上記フィルタ手段へ出力する切替手段と、
該切替手段に送られる上記フィルタ手段の出力信号を記憶しておく出力信号記憶手段と、
上記受信信号及び上記フィルタ手段の出力信号から、上記フィルタ手段の入出力信号電力比を計算して電力比変化に基づいてフィルタ全体の次数を決定するフィルタ次数選定手段と、
該フィルタ次数選定手段から出力される選定結果に基づいて出力信号を切り替える出力信号選択手段と、を備えたことを特徴とするクラッタ抑圧装置。In a clutter suppression device that suppresses bimodal clutter, which is an unnecessary reflection echo included in the received signal in a stagger trigger type pulse radar,
Clutter center frequency estimating means for estimating the clutter center frequency;
Filter coefficient calculating means for calculating a filter coefficient so as to form a zero point of the filter frequency characteristic by adding an offset frequency to the estimated value estimated by the clutter center frequency estimating means;
An offset frequency setting means for selecting an offset frequency to be sent to the filter coefficient calculation means so as to alternately set a filter zero with respect to the clutter center frequency according to the number of clutters in the received signal;
Filter means for suppressing clutter in the received signal by using a filter coefficient output from the filter coefficient calculation means at different pulse intervals depending on the stagger trigger method;
The received signal, or an output signal of said filter means, and switching means for outputting to said filter coefficient calculating means and the upper Symbol filter means,
An output signal storing means for storing an output signal of said filter means to be sent to said switching means,
Filter order selection means for calculating the input / output signal power ratio of the filter means from the received signal and the output signal of the filter means and determining the order of the entire filter based on the power ratio change;
A clutter suppression device comprising: output signal selection means for switching an output signal based on a selection result output from the filter order selection means.

スタガトリガ方式のパルスレーダにおける受信信号中に含まれる不要反射エコーである双峰性クラッタを抑圧するクラッタ抑圧装置において、
上記クラッタの中心周波数を推定するクラッタ中心周波数推定手段と、
該クラッタ中心周波数推定手段により推定された推定値に対して、オフセット周波数を加えてフィルタ周波数特性の零点を形成するようにフィルタ係数を計算するフィルタ係数計算手段と、
上記受信信号中のクラッタ数に応じて、上記クラッタ中心周波数に対してフィルタの零点を交互に設定するように、上記フィルタ係数計算手段へ送られるオフセット周波数を選択するオフセット周波数設定手段と、
上記スタガトリガ方式によって異なるパルス間隔ごとに上記フィルタ係数計算手段から出力されるフィルタ係数を用いて上記受信信号中のクラッタを抑圧する第１のフィルタ手段と、
上記受信信号、又は上記第１のフィルタ手段の出力信号を、上記フィルタ係数計算手段及び上記第１のフィルタ手段へ出力する切替手段と、
上記フィルタ係数計算手段から出力されるフィルタ係数を記憶しておくフィルタ係数記憶手段と、
上記受信信号及び上記第１のフィルタ手段の出力信号から、上記第１のフィルタ手段の入出力信号電力比を計算して電力比変化に基づいてフィルタ全体の次数を決定するフィルタ次数選定手段と、
該フィルタ次数選定手段から出力される選定結果に基づいて、選定されたフィルタ係数を使用してクラッタ抑圧処理を行う第２のフィルタ手段と、を備えたことを特徴とするクラッタ抑圧装置。In a clutter suppression device that suppresses bimodal clutter, which is an unnecessary reflection echo included in the received signal in a stagger trigger type pulse radar,
Clutter center frequency estimating means for estimating the clutter center frequency;
Filter coefficient calculating means for calculating a filter coefficient so as to form a zero point of the filter frequency characteristic by adding an offset frequency to the estimated value estimated by the clutter center frequency estimating means;
An offset frequency setting means for selecting an offset frequency to be sent to the filter coefficient calculation means so as to alternately set a filter zero with respect to the clutter center frequency according to the number of clutters in the received signal;
First filter means for suppressing clutter in the received signal using filter coefficients output from the filter coefficient calculation means at different pulse intervals depending on the stagger trigger method;
Switching means for outputting the received signal or the output signal of the first filter means to the filter coefficient calculation means and the first filter means ;
Filter coefficient storage means for storing the filter coefficient output from the filter coefficient calculation means;
Filter order selection means for calculating the input / output signal power ratio of the first filter means from the received signal and the output signal of the first filter means and determining the order of the entire filter based on the power ratio change;
A clutter suppression device comprising: second filter means for performing clutter suppression processing using a selected filter coefficient based on a selection result output from the filter order selection means.

スタガトリガ方式のパルスレーダにおける受信信号中に含まれる不要反射エコーである双峰性クラッタを抑圧するクラッタ抑圧装置において、
上記クラッタの中心周波数を推定するクラッタ中心周波数推定手段と、
該クラッタ中心周波数推定手段により推定された一つの推定値に対して、二次以上の次数の時変係数フィルタである多次フィルタの周波数特性の零点を形成するように上記多次フィルタの係数を計算する多次フィルタ係数計算手段と、
上記スタガトリガ方式によって異なるパルス間隔ごとに上記多次フィルタ係数計算手段から出力されるフィルタ係数を用いて上記受信信号中のクラッタを抑圧する多次フィルタ手段と、
複数Ｎ個の時変係数フィルタを縦続接続して成るフィルタ群の一部を構成し、上記クラッタ中心周波数推定手段により推定されたクラッタ中心周波数の推定値のうち、上記多次フィルタ係数計算手段へ送られた以外の推定値に対して、上記フィルタ群全体の周波数特性の零点を形成するようにフィルタ係数を計算する第一のフィルタ係数計算手段と、
上記縦続接続されたフィルタ群の一部を構成し、上記クラッタ中心周波数推定手段により推定されたクラッタ中心周波数の推定値うち、上記多次フィルタ係数計算手段へ送られた以外の推定値に対して、オフセット周波数を持たせて自フィルタの零点を割り当てるようにフィルタ係数を計算する第二〜第Ｎのフィルタ係数計算手段と、
該第二〜第Ｎのフィルタ係数計算手段へ送られるオフセット周波数を記憶するオフセット周波数記憶手段と、
上記スタガトリガ方式によって異なるパルス間隔ごとに上記第一〜第Ｎのフィルタ係数計算手段から出力されるフィルタ係数を用いて上記受信信号中のクラッタを抑圧する第一〜第Ｎのフィルタ手段と、
上記受信信号及び上記第一〜第Ｎのフィルタ手段の出力信号から、上記第一〜第Ｎのフィルタ手段の入出力信号電力比を計算して電力比変化に基づいてフィルタ全体の次数を決定するフィルタ次数選定手段と、
上記フィルタ次数選定手段から出力される選定結果に基づいて出力信号を切り替える出力信号選択手段と、を備えたことを特徴とするクラッタ抑圧装置。In a clutter suppression device that suppresses bimodal clutter, which is an unnecessary reflection echo included in the received signal in a stagger trigger type pulse radar,
Clutter center frequency estimating means for estimating the clutter center frequency;
For one estimated value estimated by the clutter center frequency estimating means, the coefficient of the multi-order filter is set so as to form a zero point of the frequency characteristic of the multi-order filter that is a time-varying coefficient filter of the second or higher order. Multi-order filter coefficient calculation means for calculating;
Multi-order filter means for suppressing clutter in the received signal using filter coefficients output from the multi-order filter coefficient calculation means at different pulse intervals depending on the stagger trigger method;
A part of a filter group formed by cascading a plurality of N time-varying coefficient filters is configured, and of the estimated clutter center frequency estimated by the clutter center frequency estimating means, to the multi-order filter coefficient calculating means First filter coefficient calculation means for calculating a filter coefficient so as to form a zero point of the frequency characteristics of the entire filter group with respect to the estimated value other than the sent value ;
Of the estimated values of the clutter center frequency estimated by the clutter center frequency estimating means , constituting a part of the cascaded filter group, for the estimated values other than those sent to the multi-order filter coefficient calculating means, Second to Nth filter coefficient calculating means for calculating a filter coefficient so as to assign the zero point of the own filter with an offset frequency;
Offset frequency storage means for storing offset frequencies sent to the second to Nth filter coefficient calculation means ;
Filter means in the first to N-th of suppressing clutter in the received signal using the filter coefficient outputted from the filter coefficient calculation unit of the for different pulse intervals first through N to the upper Symbol Staggered PRF,
The input / output signal power ratio of the first to Nth filter means is calculated from the received signal and the output signals of the first to Nth filter means, and the order of the entire filter is determined based on the power ratio change. Filter order selection means,
A clutter suppression device comprising: output signal selection means for switching an output signal based on a selection result output from the filter order selection means.

スタガトリガ方式のパルスレーダにおける受信信号中に含まれる不要反射エコーである双峰性クラッタを抑圧するクラッタ抑圧装置において、
上記クラッタの中心周波数を推定するクラッタ中心周波数推定手段と、
該クラッタ中心周波数推定手段により推定された一つの推定値に対して、二次以上の次数の時変係数フィルタである多次フィルタの周波数特性の零点を形成するように上記多次フィルタの係数を計算する多次フィルタ係数計算手段と、
上記スタガトリガ方式によって異なるパルス間隔ごとに上記多次フィルタ係数計算手段から出力されるフィルタ係数を用いて上記受信信号中のクラッタを抑圧する第一のフィルタ手段と、
上記クラッタ中心周波数推定手段により推定されたクラッタ中心周波数の推定値のうち、上記多次フィルタ係数計算手段へ送られた以外の推定値に対して、オフセット周波数を持たせて自フィルタの零点を割り当てるようにフィルタ係数を計算するフィルタ係数計算手段と、
該フィルタ係数計算手段へ送られるオフセット周波数を記憶するオフセット周波数記憶手段と、
上記スタガトリガ方式によって異なるパルス間隔ごとに上記フィルタ係数計算手段から出力されるフィルタ係数を用いて切替手段から出力される信号中のクラッタを抑圧する第二のフィルタ手段と、
上記第一のフィルタ手段の出力信号、又は上記第二のフィルタ手段の出力信号を、上記フィルタ係数計算手段及び上記第二のフィルタ手段へ出力する切替手段と、
該切替手段へ送られる上記第二のフィルタ手段の出力信号を記憶しておく出力信号記憶手段と、
上記第一及び第二のフィルタ手段の出力信号から、フィルタ手段の入出力信号電力比を計算して電力比変化に基づいてフィルタ全体の次数を決定するフィルタ次数選定手段と、該フィルタ次数選定手段から出力される選定結果に基づいて出力信号を切り替える出力信号選択手段と、を備えたことを特徴とするクラッタ抑圧装置。In a clutter suppression device that suppresses bimodal clutter, which is an unnecessary reflection echo included in the received signal in a stagger trigger type pulse radar,
Clutter center frequency estimating means for estimating the clutter center frequency;
For one estimated value estimated by the clutter center frequency estimating means, the coefficient of the multi-order filter is set so as to form a zero point of the frequency characteristic of the multi-order filter that is a time-varying coefficient filter of the second or higher order. Multi-order filter coefficient calculation means for calculating;
First filter means for suppressing clutter in the received signal using a filter coefficient output from the multi-order filter coefficient calculation means at different pulse intervals depending on the stagger trigger method;
Among the estimated values of the clutter center frequency estimated by the clutter center frequency estimation means, the zero value of the own filter is assigned with an offset frequency for the estimated values other than those sent to the multi-order filter coefficient calculation means. Filter coefficient calculation means for calculating the filter coefficient as follows:
Offset frequency storage means for storing the offset frequency sent to the filter coefficient calculation means;
Second filter means for suppressing clutter in the signal output from the switching means using the filter coefficient output from the filter coefficient calculation means at different pulse intervals depending on the stagger trigger method;
Switching means for outputting the output signal of the first filter means or the output signal of the second filter means to the filter coefficient calculation means and the second filter means ;
Output signal storage means for storing the output signal of the second filter means sent to the switching means;
Filter order selection means for calculating the input / output signal power ratio of the filter means from the output signals of the first and second filter means and determining the order of the entire filter based on the power ratio change; and the filter order selection means An output signal selection means for switching an output signal based on a selection result output from the clutter suppression device.

スタガトリガ方式のパルスレーダにおける受信信号中に含まれる不要反射エコーである双峰性クラッタを抑圧するクラッタ抑圧装置において、
上記クラッタの中心周波数を推定するクラッタ中心周波数推定手段と、
該クラッタ中心周波数推定手段により推定された一つの推定値に対して、二次以上の次数の時変係数フィルタである多次フィルタの周波数特性の零点を形成するように上記多次フィルタの係数を計算する多次フィルタ係数計算手段と、
上記スタガトリガ方式によって異なるパルス間隔ごとに上記多次フィルタ係数計算手段から出力されるフィルタ係数を用いて上記受信信号中のクラッタを抑圧する第一のフィルタ手段と、
上記クラッタ中心周波数推定手段により推定された推定値のうち、上記多次フィルタ係数計算手段へ送られた推定値以外の推定値に対して、オフセット周波数を持たせて自フィルタの零点を割り当てるようにフィルタ係数を計算するフィルタ係数計算手段と、
該フィルタ係数計算手段へ送られるオフセット周波数を記憶するオフセット周波数記憶手段と、
上記スタガトリガ方式によって異なるパルス間隔ごとに上記フィルタ係数計算手段から出力されるフィルタ係数を用いて切替手段から出力される信号中のクラッタを抑圧する第二のフィルタ手段と、
上記第一のフィルタ手段の出力信号、又は上記第二のフィルタ手段の出力信号を、上記フィルタ係数計算手段及び上記第二のフィルタ手段へ出力する切替手段と、
上記フィルタ係数計算手段から出力されるフィルタ係数を記憶しておくフィルタ係数記憶手段と、
上記第一及び第二のフィルタ手段の出力信号から、フィルタ手段の入出力信号電力比を計算して電力比変化に基づいてフィルタ全体の次数を決定するフィルタ次数選定手段と、該フィルタ次数選定手段から出力される選定結果に基づいて、選定されたフィルタ係数を使用してクラッタ抑圧処理を行うフィルタ手段と、を備えたことを特徴とするクラッタ抑圧装置。In a clutter suppression device that suppresses bimodal clutter, which is an unnecessary reflection echo included in the received signal in a stagger trigger type pulse radar,
Clutter center frequency estimating means for estimating the clutter center frequency;
For one estimated value estimated by the clutter center frequency estimating means, the coefficient of the multi-order filter is set so as to form a zero point of the frequency characteristic of the multi-order filter that is a time-varying coefficient filter of the second or higher order. Multi-order filter coefficient calculation means for calculating;
First filter means for suppressing clutter in the received signal using a filter coefficient output from the multi-order filter coefficient calculation means at different pulse intervals depending on the stagger trigger method;
Of the estimated values estimated by the clutter center frequency estimating means, an estimated value other than the estimated value sent to the multi-order filter coefficient calculating means is assigned an offset frequency and assigned a zero point of its own filter. Filter coefficient calculation means for calculating the filter coefficient;
Offset frequency storage means for storing the offset frequency sent to the filter coefficient calculation means;
Second filter means for suppressing clutter in the signal output from the switching means using the filter coefficient output from the filter coefficient calculation means at different pulse intervals depending on the stagger trigger method;
Switching means for outputting the output signal of the first filter means or the output signal of the second filter means to the filter coefficient calculation means and the second filter means ;
Filter coefficient storage means for storing the filter coefficient output from the filter coefficient calculation means;
Filter order selection means for calculating the input / output signal power ratio of the filter means from the output signals of the first and second filter means and determining the order of the entire filter based on the power ratio change; and the filter order selection means And a filter unit that performs a clutter suppression process using the selected filter coefficient based on the selection result output from the clutter.

スタガトリガ方式のパルスレーダにおける受信信号中に含まれる不要反射エコーである単峰性クラッタを抑圧するクラッタ抑圧方法において、
上記クラッタの中心周波数を推定するクラッタ中心周波数推定ステップと、
上記クラッタ中心周波数推定ステップにより推定された推定値に対して、複数Ｎ個の時変係数フィルタを縦続接続して成るフィルタ群全体の周波数特性の零点を形成するようにフィルタ係数を計算する第一のフィルタ係数計算ステップと、
上記クラッタ中心周波数推定ステップにより推定された上記クラッタの中心周波数の推定値に対して、オフセット周波数を持たせて上記フィルタ群の零点を割り当てるようにフィルタ係数を計算する第二〜第Ｎのフィルタ係数計算ステップと、
該第二〜第Ｎのフィルタ係数計算ステップにおいて使用されるオフセット周波数を記憶するオフセット周波数記憶ステップと、
上記スタガトリガ方式によって異なるパルス間隔ごとに上記第一〜第Ｎのフィルタ係数計算ステップにより出力されるフィルタ係数を用いて上記受信信号中のクラッタを抑圧する第一〜第Ｎのフィルタステップと、
上記受信信号及び上記第一〜第Ｎのフィルタステップの出力信号から、上記第一〜第Ｎのフィルタステップにおいて入出力信号電力比を計算して電力比変化に基づいてフィルタ全体の次数を決定するフィルタ次数選定ステップと、
該フィルタ次数選定ステップにより出力される選定結果に基づいて出力信号を切り替える出力信号選択ステップと、を備えたことを特徴とするクラッタ抑圧方法。In a clutter suppression method for suppressing unimodal clutter which is an unnecessary reflected echo included in a received signal in a stagger trigger type pulse radar,
A clutter center frequency estimating step for estimating the clutter center frequency;
A first filter coefficient is calculated so as to form a zero point of the frequency characteristics of the entire filter group formed by cascading a plurality of N time-varying coefficient filters with respect to the estimated value estimated in the clutter center frequency estimating step. The filter coefficient calculation step of
Second to Nth filter coefficients for calculating a filter coefficient so as to assign an zero point of the filter group with an offset frequency to the estimated value of the clutter center frequency estimated in the clutter center frequency estimation step A calculation step;
An offset frequency storage step for storing an offset frequency used in the second to Nth filter coefficient calculation steps;
First to Nth filter steps for suppressing clutter in the received signal using the filter coefficients output by the first to Nth filter coefficient calculation steps at different pulse intervals depending on the stagger trigger method;
The input / output signal power ratio is calculated in the first to Nth filter steps from the received signal and the output signals of the first to Nth filter steps, and the order of the entire filter is determined based on the power ratio change. A filter order selection step;
A clutter suppression method comprising: an output signal selection step of switching an output signal based on a selection result output by the filter order selection step.

スタガトリガ方式のパルスレーダにおける受信信号中に含まれる不要反射エコーである単峰性クラッタを抑圧するクラッタ抑圧方法において、
上記クラッタの中心周波数を推定するクラッタ中心周波数推定ステップと、
該クラッタ中心周波数推定ステップにより推定された推定値に対して、オフセット周波数を加えてフィルタ周波数特性の零点を形成するようにフィルタ係数を計算するフィルタ係数計算ステップと、
該フィルタ係数計算ステップで使用されるオフセット周波数を記憶するオフセット周波数記憶ステップと、
スタガトリガ方式によって異なるパルス間隔ごとに上記フィルタ係数計算ステップにより出力されるフィルタ係数を用いて受信信号中のクラッタを抑圧するフィルタステップと、
上記受信信号、又は上記フィルタステップの出力信号を、上記フィルタ係数計算ステップ及び上記フィルタステップへ出力する切替ステップと、
上記切替ステップにおいて使用される上記フィルタステップの出力信号を記憶しておく出力信号記憶ステップと、
上記受信信号及び上記フィルタステップの出力信号から、上記フィルタステップの入出力信号電力比を計算して電力比変化に基づいてフィルタ全体の次数を決定するフィルタ次数選定ステップと、
該フィルタ次数選定ステップにより出力される選定結果に基づいて出力信号を切り替える出力信号選択ステップと、を備えたことを特徴とするクラッタ抑圧方法。In a clutter suppression method for suppressing unimodal clutter which is an unnecessary reflected echo included in a received signal in a stagger trigger type pulse radar,
A clutter center frequency estimating step for estimating the clutter center frequency;
A filter coefficient calculation step of calculating a filter coefficient so as to form a zero of a filter frequency characteristic by adding an offset frequency to the estimated value estimated by the clutter center frequency estimation step;
An offset frequency storage step for storing an offset frequency used in the filter coefficient calculation step;
A filter step of suppressing clutter in the received signal using the filter coefficient output by the filter coefficient calculation step at different pulse intervals depending on the stagger trigger method;
A switching step of outputting the received signal or the output signal of the filter step to the filter coefficient calculating step and the filter step ;
An output signal storing step for storing the output signal of the filter step used in the switching step;
A filter order selection step of calculating the input / output signal power ratio of the filter step from the received signal and the output signal of the filter step and determining the order of the entire filter based on the power ratio change;
A clutter suppression method comprising: an output signal selection step of switching an output signal based on a selection result output by the filter order selection step.

スタガトリガ方式のパルスレーダにおける受信信号中に含まれる不要反射エコーである単峰性クラッタを抑圧するクラッタ抑圧方法において、
上記クラッタの中心周波数を推定するクラッタ中心周波数推定ステップと、
該クラッタ中心周波数推定ステップにより推定された推定値に対して、オフセット周波数を加えてフィルタ周波数特性の零点を形成するようにフィルタ係数を計算するフィルタ係数計算ステップと、
該フィルタ係数計算ステップにおいて使用されるオフセット周波数を記憶するオフセット周波数記憶ステップと、
上記スタガトリガ方式によって異なるパルス間隔ごとに上記フィルタ係数計算ステップにより出力されるフィルタ係数を用いて上記受信信号中のクラッタを抑圧する第１のフィルタステップと、
上記受信信号、又は上記第１のフィルタステップの出力信号を、上記フィルタ係数計算ステップ及び上記フィルタステップへ出力する切替ステップと、
上記フィルタ係数計算ステップにより出力されるフィルタ係数を記憶しておくフィルタ係数記憶ステップと、
上記受信信号及び上記第１のフィルタステップの出力信号から、上記第１のフィルタステップの入出力信号電力比を計算して電力比変化に基づいてフィルタ全体の次数を決定するフィルタ次数選定ステップと、
該フィルタ次数選定ステップにより出力される選定結果に基づいて、選定されたフィルタ係数を使用してクラッタ抑圧処理を行う第２のフィルタステップと、を備えたことを特徴とするクラッタ抑圧方法。In a clutter suppression method for suppressing unimodal clutter which is an unnecessary reflected echo included in a received signal in a stagger trigger type pulse radar,
A clutter center frequency estimating step for estimating the clutter center frequency;
A filter coefficient calculation step of calculating a filter coefficient so as to form a zero of a filter frequency characteristic by adding an offset frequency to the estimated value estimated by the clutter center frequency estimation step;
An offset frequency storage step for storing an offset frequency used in the filter coefficient calculation step;
A first filter step of suppressing clutter in the received signal using the filter coefficient output by the filter coefficient calculation step at different pulse intervals depending on the stagger trigger method;
A switching step of outputting the received signal or the output signal of the first filter step to the filter coefficient calculating step and the filter step ;
A filter coefficient storage step for storing the filter coefficient output by the filter coefficient calculation step;
A filter order selection step of calculating the input / output signal power ratio of the first filter step from the received signal and the output signal of the first filter step and determining the order of the entire filter based on the power ratio change;
A clutter suppression method comprising: a second filter step that performs a clutter suppression process using a selected filter coefficient based on a selection result output by the filter order selection step.

スタガトリガ方式のパルスレーダにおける受信信号中に含まれる不要反射エコーである双峰性クラッタを抑圧するクラッタ抑圧方法において、
上記クラッタの中心周波数を推定するクラッタ中心周波数推定ステップと、
上記クラッタ中心周波数推定ステップにより推定された推定値に対して、複数Ｎ個の時変係数フィルタを縦続接続して成るフィルタ群全体の周波数特性の零点を形成するようにフィルタ係数を計算する第一のフィルタ係数計算ステップと、
上記クラッタ中心周波数推定ステップにより推定された上記クラッタの中心周波数の推定値に対して、オフセット周波数を持たせて上記フィルタ群の零点を割り当てるようにフィルタ係数を計算する第二〜第Ｎのフィルタ係数計算ステップと、
該第二〜第Ｎのフィルタ係数計算ステップにおいて使用されるオフセット周波数を記憶するオフセット周波数記憶ステップと、
上記受信信号中の複数のクラッタに対してフィルタのノッチが形成され、上記クラッタ中心周波数に対してフィルタの零点を交互に設定するように、上記オフセット周波数に記憶されているオフセット周波数を設定するオフセット周波数選択ステップと、
上記スタガトリガ方式によって異なるパルス間隔ごとに上記第一〜第Ｎのフィルタ係数計算ステップにより出力されるフィルタ係数を用いて上記受信信号中のクラッタを抑圧する第一〜第Ｎのフィルタステップと、
上記受信信号及び上記第一〜第Ｎのフィルタステップの出力信号から、上記第一〜第Ｎのフィルタステップの入出力信号電力比を計算して電力比変化に基づいてフィルタ全体の次数を決定するフィルタ次数選定ステップと、
該フィルタ次数選定ステップにより出力される選定結果に基づいて出力信号を切り替える出力信号選択ステップと、を備えたことを特徴とするクラッタ抑圧方法。In the clutter suppression method for suppressing the bimodal clutter that is an unnecessary reflected echo included in the received signal in the stagger trigger type pulse radar,
A clutter center frequency estimating step for estimating the clutter center frequency;
A first filter coefficient is calculated so as to form a zero point of the frequency characteristics of the entire filter group formed by cascading a plurality of N time-varying coefficient filters with respect to the estimated value estimated in the clutter center frequency estimating step. The filter coefficient calculation step of
Second to Nth filter coefficients for calculating a filter coefficient so as to assign an zero point of the filter group with an offset frequency to the estimated value of the clutter center frequency estimated in the clutter center frequency estimation step A calculation step;
An offset frequency storage step for storing an offset frequency used in the second to Nth filter coefficient calculation steps;
An offset for setting an offset frequency stored in the offset frequency so that a filter notch is formed for a plurality of clutters in the received signal, and a filter zero is alternately set for the clutter center frequency. A frequency selection step;
First to Nth filter steps for suppressing clutter in the received signal using the filter coefficients output by the first to Nth filter coefficient calculation steps at different pulse intervals depending on the stagger trigger method;
The input / output signal power ratio of the first to Nth filter steps is calculated from the received signal and the output signals of the first to Nth filter steps, and the order of the entire filter is determined based on the power ratio change. A filter order selection step;
A clutter suppression method comprising: an output signal selection step of switching an output signal based on a selection result output by the filter order selection step.

スタガトリガ方式のパルスレーダにおける受信信号中に含まれる不要反射エコーである双峰性クラッタを抑圧するクラッタ抑圧方法において、
上記クラッタの中心周波数を推定するクラッタ中心周波数推定ステップと、
該クラッタ中心周波数推定ステップにより推定された推定値に対して、オフセット周波数を加えてフィルタ周波数特性の零点を形成するようにフィルタ係数を計算するフィルタ係数計算ステップと、
上記受信信号中のクラッタ数に応じて、上記クラッタ中心周波数に対してフィルタの零点を交互に設定するように、上記フィルタ係数計算ステップにおいて使用されるオフセット周波数を選択するオフセット周波数設定ステップと、
上記スタガトリガ方式によって異なるパルス間隔ごとに上記フィルタ係数計算ステップにより出力されるフィルタ係数を用いて上記受信信号中のクラッタを抑圧するフィルタステップと、
上記受信信号、又は上記フィルタステップの出力信号を、上記フィルタ係数計算ステップ及び上記フィルタステップへ出力する切替ステップと、
該切替ステップにおいて使用される上記フィルタステップの出力信号を記憶しておく出力信号記憶ステップと、
上記受信信号及び上記フィルタステップによる出力信号から、上記フィルタステップの入出力信号電力比を計算して電力比変化に基づいてフィルタ全体の次数を決定するフィルタ次数選定ステップと、
該フィルタ次数選定ステップにより出力される選定結果に基づいて出力信号を切り替える出力信号選択ステップと、を備えたことを特徴とするクラッタ抑圧方法。In the clutter suppression method for suppressing the bimodal clutter that is an unnecessary reflected echo included in the received signal in the stagger trigger type pulse radar,
A clutter center frequency estimating step for estimating the clutter center frequency;
A filter coefficient calculation step of calculating a filter coefficient so as to form a zero of a filter frequency characteristic by adding an offset frequency to the estimated value estimated by the clutter center frequency estimation step;
An offset frequency setting step for selecting an offset frequency used in the filter coefficient calculation step so as to alternately set a zero point of the filter with respect to the clutter center frequency according to the number of clutters in the received signal;
A filter step of suppressing clutter in the received signal using the filter coefficient output by the filter coefficient calculation step at different pulse intervals depending on the stagger trigger method;
A switching step of outputting the received signal or the output signal of the filter step to the filter coefficient calculating step and the filter step ;
An output signal storing step for storing the output signal of the filter step used in the switching step;
A filter order selection step of calculating an input / output signal power ratio of the filter step from the received signal and the output signal of the filter step and determining the order of the entire filter based on a change in the power ratio;
A clutter suppression method comprising: an output signal selection step of switching an output signal based on a selection result output by the filter order selection step.

スタガトリガ方式のパルスレーダにおける受信信号中に含まれる不要反射エコーである双峰性クラッタを抑圧するクラッタ抑圧方法において、
上記クラッタの中心周波数を推定するクラッタ中心周波数推定ステップと、
該クラッタ中心周波数推定ステップにより推定された推定値に対して、オフセット周波数を加えてフィルタ周波数特性の零点を形成するようにフィルタ係数を計算するフィルタ係数計算ステップと、
上記受信信号中のクラッタ数に応じて、上記クラッタ中心周波数に対してフィルタの零点を交互に設定するように、上記フィルタ係数計算ステップにおいて使用されるオフセット周波数を選択するオフセット周波数設定ステップと、
上記スタガトリガ方式によって異なるパルス間隔ごとに上記フィルタ係数計算ステップにより出力されるフィルタ係数を用いて上記受信信号中のクラッタを抑圧する第１のフィルタステップと、
上記受信信号、又は上記第１のフィルタステップの出力信号を、上記フィルタ係数計算ステップ及び上記第１のフィルタステップへ出力する切替ステップと、
上記フィルタ係数計算ステップにより出力されるフィルタ係数を記憶しておくフィルタ係数記憶ステップと、
上記受信信号及び上記第１のフィルタステップの出力信号から、上記第１のフィルタステップの入出力信号電力比を計算して電力比変化に基づいてフィルタ全体の次数を決定するフィルタ次数選定ステップと、
該フィルタ次数選定ステップにより出力される選定結果に基づいて、選定されたフィルタ係数を使用してクラッタ抑圧処理を行う第２のフィルタステップと、を備えたことを特徴とするクラッタ抑圧方法。In the clutter suppression method for suppressing the bimodal clutter that is an unnecessary reflected echo included in the received signal in the stagger trigger type pulse radar,
A clutter center frequency estimating step for estimating the clutter center frequency;
A filter coefficient calculation step of calculating a filter coefficient so as to form a zero of a filter frequency characteristic by adding an offset frequency to the estimated value estimated by the clutter center frequency estimation step;
An offset frequency setting step for selecting an offset frequency used in the filter coefficient calculation step so as to alternately set a zero point of the filter with respect to the clutter center frequency according to the number of clutters in the received signal;
A first filter step of suppressing clutter in the received signal using the filter coefficient output by the filter coefficient calculation step at different pulse intervals depending on the stagger trigger method;
A switching step of outputting the received signal or the output signal of the first filter step to the filter coefficient calculation step and the first filter step;
A filter coefficient storage step for storing the filter coefficient output by the filter coefficient calculation step;
A filter order selection step of calculating the input / output signal power ratio of the first filter step from the received signal and the output signal of the first filter step and determining the order of the entire filter based on the power ratio change;
A clutter suppression method comprising: a second filter step that performs a clutter suppression process using a selected filter coefficient based on a selection result output by the filter order selection step.

スタガトリガ方式のパルスレーダにおける受信信号中に含まれる不要反射エコーである双峰性クラッタを抑圧するクラッタ抑圧方法において、
上記クラッタの中心周波数を推定するクラッタ中心周波数推定ステップと、
該クラッタ中心周波数推定ステップにより推定された一つの推定値に対して、二次以上の次数の時変係数フィルタである多次フィルタの周波数特性の零点を形成するように上記多次フィルタの係数を計算する多次フィルタ係数計算ステップと、
上記スタガトリガ方式によって異なるパルス間隔ごとに上記多次フィルタ係数計算ステップにより出力されるフィルタ係数を用いて上記受信信号中のクラッタを抑圧する多次フィルタステップと、
上記クラッタ中心周波数推定ステップにより推定された推定値のうち、上記多次フィルタ係数計算ステップにおいて使用された以外の推定値に対して、複数Ｎ個の時変係数フィルタを縦続接続して成るフィルタ群全体の周波数特性の零点を形成するようにフィルタ係数を計算する第一のフィルタ係数計算ステップと、
上記クラッタ中心周波数推定ステップにより推定された上記クラッタの中心周波数の推定値のうち、上記多次フィルタ係数計算ステップにおいて使用された以外の推定値に対して、オフセット周波数を持たせて上記フィルタ群の零点を割り当てるようにフィルタ係数を計算する第二〜第Ｎのフィルタ係数計算ステップと、
該第二〜第Ｎのフィルタ係数計算ステップにおいて使用されるオフセット周波数を記憶するオフセット周波数記憶ステップと、
上記スタガトリガ方式によって異なるパルス間隔ごとに上記第一〜第Ｎのフィルタ係数計算ステップにより出力されるフィルタ係数を用いて上記受信信号中のクラッタを抑圧する第一〜第Ｎのフィルタステップと、
上記受信信号及び上記第一〜第Ｎのフィルタステップの出力信号から、上記第一〜第Ｎのフィルタステップの入出力信号電力比を計算して電力比変化に基づいてフィルタ全体の次数を決定するフィルタ次数選定ステップと、
上記フィルタ次数選定ステップにより出力される選定結果に基づいて出力信号を切り替える出力信号選択ステップと、を備えたことを特徴とするクラッタ抑圧方法。In the clutter suppression method for suppressing the bimodal clutter that is an unnecessary reflected echo included in the received signal in the stagger trigger type pulse radar,
A clutter center frequency estimating step for estimating the clutter center frequency;
For one estimated value estimated by the clutter center frequency estimating step, the coefficient of the multi-order filter is set so as to form a zero point of the frequency characteristic of the multi-order filter which is a time-varying coefficient filter of the second or higher order. A multi-order filter coefficient calculation step to calculate;
A multi-order filter step of suppressing clutter in the received signal using the filter coefficient output by the multi-order filter coefficient calculation step at different pulse intervals depending on the stagger trigger method;
A group of filters in which a plurality of N time-varying coefficient filters are cascade-connected to the estimated values estimated in the clutter center frequency estimating step other than those used in the multi-order filter coefficient calculating step. A first filter coefficient calculation step for calculating a filter coefficient so as to form a zero of the overall frequency characteristic;
Of the estimated values of the clutter center frequency estimated in the clutter center frequency estimating step, an estimated frequency other than that used in the multi-order filter coefficient calculating step is given an offset frequency to the filter group. Second to Nth filter coefficient calculation steps for calculating filter coefficients so as to assign zeros;
An offset frequency storage step for storing an offset frequency used in the second to Nth filter coefficient calculation steps;
First to Nth filter steps for suppressing clutter in the received signal using the filter coefficients output by the first to Nth filter coefficient calculation steps at different pulse intervals depending on the stagger trigger method;
The input / output signal power ratio of the first to Nth filter steps is calculated from the received signal and the output signals of the first to Nth filter steps, and the order of the entire filter is determined based on the power ratio change. A filter order selection step;
A clutter suppression method comprising: an output signal selection step of switching an output signal based on a selection result output by the filter order selection step.

スタガトリガ方式のパルスレーダにおける受信信号中に含まれる不要反射エコーである双峰性クラッタを抑圧するクラッタ抑圧方法において、
上記クラッタの中心周波数を推定するクラッタ中心周波数推定ステップと、
該クラッタ中心周波数推定ステップにより推定された一つの推定値に対して、二次以上の次数の時変係数フィルタである多次フィルタの周波数特性の零点を形成するように上記多次フィルタの係数を計算する多次フィルタ係数計算ステップと、
上記スタガトリガ方式によって異なるパルス間隔ごとに上記多次フィルタ係数計算ステップにより出力されるフィルタ係数を用いて上記受信信号中のクラッタを抑圧する第１のフィルタステップと、
上記クラッタ中心周波数推定ステップにより推定されたクラッタ中心周波数の推定値のうち、上記多次フィルタ係数計算ステップにおいて使用された以外の推定値に対して、オフセット周波数を持たせて縦続接続されたフィルタ群の零点を割り当てるようにフィルタ係数を計算するフィルタ係数計算ステップと、
該フィルタ係数計算ステップにおいて使用されるオフセット周波数を記憶するオフセット周波数記憶ステップと、
上記スタガトリガ方式によって異なるパルス間隔ごとに上記フィルタ係数計算ステップにより出力されるフィルタ係数を用いて切替ステップにより出力される信号中のクラッタを抑圧する第二のフィルタステップと、
上記第一のフィルタステップの出力信号、又は上記第二のフィルタステップの出力信号を、上記フィルタ係数計算ステップ及び上記第二のフィルタステップへ出力する切替ステップと、
該切替ステップにおいて使用される上記第二のフィルタステップの出力信号を記憶しておく出力信号記憶ステップと、
上記第一及び第二のフィルタステップによる出力信号から、フィルタステップの入出力信号電力比を計算して電力比変化に基づいてフィルタ全体の次数を決定するフィルタ次数選定ステップと、
該フィルタ次数選定ステップにより出力される選定結果に基づいて出力信号を切り替える出力信号選択ステップと、を備えたことを特徴とするクラッタ抑圧方法。In the clutter suppression method for suppressing the bimodal clutter that is an unnecessary reflected echo included in the received signal in the stagger trigger type pulse radar,
A clutter center frequency estimating step for estimating the clutter center frequency;
For one estimated value estimated by the clutter center frequency estimating step, the coefficient of the multi-order filter is set so as to form a zero point of the frequency characteristic of the multi-order filter which is a time-varying coefficient filter of the second or higher order. A multi-order filter coefficient calculation step to calculate;
A first filter step of suppressing clutter in the received signal using the filter coefficient output by the multi-order filter coefficient calculation step at different pulse intervals depending on the stagger trigger method;
Among the estimated values of the clutter center frequency estimated in the clutter center frequency estimation step, filters that are connected in cascade with an offset frequency with respect to the estimated values other than those used in the multi-order filter coefficient calculation step A filter coefficient calculation step for calculating a filter coefficient so as to assign a zero of
An offset frequency storage step for storing an offset frequency used in the filter coefficient calculation step;
A second filter step of suppressing clutter in the signal output by the switching step using the filter coefficient output by the filter coefficient calculation step at different pulse intervals depending on the stagger trigger method;
A switching step of outputting the output signal of the first filter step or the output signal of the second filter step to the filter coefficient calculation step and the second filter step ;
An output signal storing step for storing the output signal of the second filter step used in the switching step;
A filter order selection step for calculating the input / output signal power ratio of the filter step from the output signals of the first and second filter steps and determining the order of the entire filter based on the power ratio change;
A clutter suppression method comprising: an output signal selection step of switching an output signal based on a selection result output by the filter order selection step.

スタガトリガ方式のパルスレーダにおける受信信号中に含まれる不要反射エコーである双峰性クラッタを抑圧するクラッタ抑圧方法において、
上記クラッタの中心周波数を推定するクラッタ中心周波数推定ステップと、
該クラッタ中心周波数推定ステップにより推定された一つの推定値に対して、二次以上の次数の時変係数フィルタである多次フィルタの周波数特性の零点を形成するように上記多次フィルタの係数を計算する多次フィルタ係数計算ステップと、
上記スタガトリガ方式によって異なるパルス間隔ごとに上記多次フィルタ係数計算ステップにより出力されるフィルタ係数を用いて上記受信信号中のクラッタを抑圧する第１のフィルタステップと、
上記クラッタ中心周波数推定ステップにより推定された推定値のうち、上記多次フィルタ係数計算ステップにおいて使用された推定値以外の推定値に対して、オフセット周波数を持たせて縦続接続されたフィルタ群の零点を割り当てるようにフィルタ係数を計算するフィルタ係数計算ステップと、
該フィルタ係数計算ステップにおいて使用されるオフセット周波数を記憶するオフセット周波数記憶ステップと、
上記スタガトリガ方式によって異なるパルス間隔ごとに上記フィルタ係数計算ステップにより出力されるフィルタ係数を用いて切替ステップにより出力される信号中のクラッタを抑圧する第二のフィルタステップと、
上記第一のフィルタステップの出力信号、又は上記第二のフィルタステップの出力信号を、上記フィルタ係数計算ステップ及び上記第二のフィルタステップへ出力する切替ステップと、
上記フィルタ係数計算ステップにより出力されるフィルタ係数を記憶しておくフィルタ係数記憶ステップと、
上記第一及び第二のフィルタステップの出力信号から、フィルタステップの入出力信号電力比を計算して電力比変化に基づいてフィルタ全体の次数を決定するフィルタ次数選定ステップと、
該フィルタ次数選定ステップにより出力される選定結果に基づいて、選定されたフィルタ係数を使用してクラッタ抑圧処理を行うフィルタステップと、を備えたことを特徴とするクラッタ抑圧方法。In the clutter suppression method for suppressing the bimodal clutter that is an unnecessary reflected echo included in the received signal in the stagger trigger type pulse radar,
A clutter center frequency estimating step for estimating the clutter center frequency;
For one estimated value estimated by the clutter center frequency estimating step, the coefficient of the multi-order filter is set so as to form a zero point of the frequency characteristic of the multi-order filter which is a time-varying coefficient filter of the second or higher order. A multi-order filter coefficient calculation step to calculate;
A first filter step of suppressing clutter in the received signal using the filter coefficient output by the multi-order filter coefficient calculation step at different pulse intervals depending on the stagger trigger method;
Of the estimated values estimated by the clutter center frequency estimating step, the zeros of the filter group cascaded with an offset frequency with respect to the estimated values other than the estimated values used in the multi-order filter coefficient calculating step A filter coefficient calculation step for calculating the filter coefficient so as to be assigned,
An offset frequency storage step for storing an offset frequency used in the filter coefficient calculation step;
A second filter step of suppressing clutter in the signal output by the switching step using the filter coefficient output by the filter coefficient calculation step at different pulse intervals depending on the stagger trigger method;
A switching step of outputting the output signal of the first filter step or the output signal of the second filter step to the filter coefficient calculation step and the second filter step ;
A filter coefficient storage step for storing the filter coefficient output by the filter coefficient calculation step;
A filter order selection step for calculating the input / output signal power ratio of the filter step from the output signals of the first and second filter steps and determining the order of the entire filter based on the power ratio change;
A clutter suppression method comprising: a filter step of performing a clutter suppression process using a selected filter coefficient based on a selection result output by the filter order selection step.

スタガトリガ方式のパルスレーダにおける受信信号中に含まれる不要反射エコーである単峰性クラッタを抑圧するクラッタ抑圧装置において、
上記クラッタの中心周波数を推定するクラッタ中心周波数推定手段と、
複数Ｎ個の時変係数フィルタを縦続接続して成るフィルタ群の一部を構成し、上記クラッタ中心周波数推定手段により推定された推定値に対して、上記フィルタ群全体の周波数特性の零点を形成するようにフィルタ係数を計算するフィルタ係数計算手段と、
上記縦続接続されたフィルタ群の一部を構成し、上記クラッタ中心周波数推定手段により推定された上記クラッタの中心周波数の推定値が、上記フィルタ係数計算手段に送られたクラッタ中心周波数推定値と同じであれば、多重零点を形成できるようにフィルタ伝達関数の高階導関数を用いてフィルタ係数を計算する第一〜第Ｎ-1の多重零点処理手段と、
上記スタガトリガ方式によって異なるパルス間隔ごとに上記フィルタ係数計算手段及び上記第一〜第Ｎ-1の多重零点処理手段から出力されるフィルタ係数を用いて上記受信信号中のクラッタを抑圧する第一〜第Ｎのフィルタ手段と、
上記受信信号及び上記第一〜第Ｎのフィルタ手段の出力信号から、上記第一〜第Ｎのフィルタ手段の入出力信号電力比を計算して電力比変化に基づいてフィルタ全体の次数を決定するフィルタ次数選定手段と、
該フィルタ次数選定手段から出力される選定結果に基づいて出力信号を切り替える出力信号選択手段と、を備えたことを特徴とするクラッタ抑圧装置。In a clutter suppression device that suppresses unimodal clutter which is an unnecessary reflected echo included in a received signal in a stagger trigger type pulse radar,
Clutter center frequency estimating means for estimating the clutter center frequency;
A part of a filter group formed by cascading a plurality of N time-varying coefficient filters is formed, and the zero point of the frequency characteristic of the entire filter group is formed with respect to the estimated value estimated by the clutter center frequency estimating means Filter coefficient calculating means for calculating the filter coefficient to
A part of the cascaded filter group is configured, and the estimated value of the clutter center frequency estimated by the clutter center frequency estimating means is the same as the clutter center frequency estimated value sent to the filter coefficient calculating means. If so, first to (N-1) -th multiple zero processing means for calculating a filter coefficient using a higher order derivative of the filter transfer function so that multiple zeros can be formed;
First to second clutters in the received signal are suppressed using filter coefficients output from the filter coefficient calculation means and the first to N-1th multiple zero-point processing means at different pulse intervals depending on the stagger trigger method. N filter means;
The input / output signal power ratio of the first to Nth filter means is calculated from the received signal and the output signals of the first to Nth filter means, and the order of the entire filter is determined based on the power ratio change. Filter order selection means,
A clutter suppression device comprising: output signal selection means for switching an output signal based on a selection result output from the filter order selection means.

スタガトリガ方式のパルスレーダにおける受信信号中に含まれる不要反射エコーである単峰性クラッタを抑圧するクラッタ抑圧装置において、
上記クラッタの中心周波数を推定するクラッタ中心周波数推定手段と、
該クラッタ中心周波数推定手段により推定された推定値に対して、フィルタ周波数特性の零点を形成するようにフィルタ係数を計算するフィルタ係数計算手段と、
２回以上同じ周波数に対して零点を形成する場合に、多重零点を形成できるようにフィルタ伝達関数の高階導関数を用いてフィルタ係数を計算する多重零点処理手段と、
上記スタガトリガ方式によって異なるパルス間隔ごとに上記フィルタ係数計算手段及び上記多重零点処理手段から送られるフィルタ係数を用いて上記受信信号中のクラッタを抑圧するフィルタ手段と、
上記受信信号、又は上記フィルタ手段の出力信号を、上記フィルタ係数計算手段及び上記フィルタ手段へ出力する切替手段と、
該切替手段へ送られる上記フィルタ手段の出力信号を記憶しておく出力信号記憶手段と、
上記受信信号及び上記フィルタ手段の出力信号から、上記フィルタ手段の入出力信号電力比を計算して電力比変化に基づいてフィルタ全体の次数を決定するフィルタ次数選定手段と、
該フィルタ次数選定手段から出力される選定結果に基づいて出力信号を切り替える出力信号選択手段と、を備えたことを特徴とするクラッタ抑圧装置。In a clutter suppression device that suppresses unimodal clutter which is an unnecessary reflected echo included in a received signal in a stagger trigger type pulse radar,
Clutter center frequency estimating means for estimating the clutter center frequency;
Filter coefficient calculation means for calculating a filter coefficient so as to form a zero point of the filter frequency characteristic with respect to the estimated value estimated by the clutter center frequency estimation means;
A multi-zero processing means for calculating a filter coefficient using a higher-order derivative of the filter transfer function so that a multi-zero can be formed when forming a zero for the same frequency twice or more;
Filter means for suppressing clutter in the received signal using filter coefficients sent from the filter coefficient calculation means and the multiple zero point processing means for each different pulse interval depending on the stagger trigger method;
Switching means for outputting the received signal or the output signal of the filter means to the filter coefficient calculating means and the filter means ;
Output signal storage means for storing the output signal of the filter means sent to the switching means;
Filter order selection means for calculating the input / output signal power ratio of the filter means from the received signal and the output signal of the filter means and determining the order of the entire filter based on the power ratio change;
A clutter suppression device comprising: output signal selection means for switching an output signal based on a selection result output from the filter order selection means.

スタガトリガ方式のパルスレーダにおける受信信号中に含まれる不要反射エコーである単峰性クラッタを抑圧するクラッタ抑圧装置において、
上記クラッタの中心周波数を推定するクラッタ中心周波数推定手段と、
該クラッタ中心周波数推定手段により推定された推定値に対して、フィルタ周波数特性の零点を形成するようにフィルタ係数を計算するフィルタ係数計算手段と、
２回以上同じ周波数に対して零点を形成する場合に，多重零点を形成できるようにフィルタ伝達関数の高階導関数を用いてフィルタ係数を計算する多重零点処理手段と、
上記スタガトリガ方式によって異なるパルス間隔ごとに上記フィルタ係数計算手段及び上記多重零点処理手段から出力されるフィルタ係数を用いて上記受信信号中のクラッタを抑圧する第１のフィルタ手段と、
上記受信信号、又は上記第１のフィルタ手段の出力信号を、上記フィルタ係数計算手段及び上記第１のフィルタ手段へ出力する切替手段と、
上記フィルタ係数計算手段及び上記多重零点処理手段から出力されるフィルタ係数を記憶しておくフィルタ係数記憶手段と、
上記受信信号及び上記第１のフィルタ手段の出力信号から、上記第１のフィルタ手段の入出力信号電力比を計算して電力比変化に基づいてフィルタ全体の次数を決定するフィルタ次数選定手段と、
該フィルタ次数選定手段から出力される選定結果に基づいて、選定されたフィルタ係数を使用してクラッタ抑圧処理を行う第２のフィルタ手段と、を備えたことを特徴とするクラッタ抑圧装置。In a clutter suppression device that suppresses unimodal clutter which is an unnecessary reflected echo included in a received signal in a stagger trigger type pulse radar,
Clutter center frequency estimating means for estimating the clutter center frequency;
Filter coefficient calculation means for calculating a filter coefficient so as to form a zero point of the filter frequency characteristic with respect to the estimated value estimated by the clutter center frequency estimation means;
A multi-zero processing means for calculating a filter coefficient using a higher-order derivative of a filter transfer function so that a multi-zero can be formed when forming a zero for the same frequency more than once ;
First filter means for suppressing clutter in the received signal using filter coefficients output from the filter coefficient calculation means and the multiple zero point processing means at different pulse intervals depending on the stagger trigger method;
Switching means for outputting the received signal or the output signal of the first filter means to the filter coefficient calculation means and the first filter means ;
Filter coefficient storage means for storing filter coefficients output from the filter coefficient calculation means and the multiple zero processing means ;
Filter order selection means for calculating the input / output signal power ratio of the first filter means from the received signal and the output signal of the first filter means and determining the order of the entire filter based on the power ratio change;
A clutter suppression device comprising: second filter means for performing clutter suppression processing using a selected filter coefficient based on a selection result output from the filter order selection means.

スタガトリガ方式のパルスレーダにおける受信信号中に含まれる不要反射エコーである双峰性クラッタを抑圧するクラッタ抑圧装置において、
上記クラッタの中心周波数を推定するクラッタ中心周波数推定手段と、
該クラッタ中心周波数推定手段により推定された一つの推定値に対して、二次以上の次数の時変係数フィルタである多次フィルタの周波数特性の零点を形成するように上記多次フィルタの係数を計算する多次フィルタ係数計算手段と、
上記スタガトリガ方式によって異なるパルス間隔ごとに上記多次フィルタ係数計算手段から出力されるフィルタ係数を用いて上記受信信号中のクラッタを抑圧する多次フィルタ手段と、
複数Ｎ個の時変係数フィルタを縦続接続して成るフィルタ群の一部を構成し、上記クラッタ中心周波数推定手段により推定されたクラッタ中心周波数の推定値のうち、上記多次フィルタ係数計算手段へ送られた以外の推定値に対して、上記フィルタ群全体の周波数特性の多重零点を形成できるようにフィルタ伝達関数の高階導関数を用いてフィルタ係数を計算する第一〜第Ｎ-1の多重零点処理手段と、
受信信号中のクラッタ数に応じて、上記クラッタ中心周波数に対してフィルタの零点を交互に設定するように、上記第一〜第Ｎ -1 の多重零点処理手段へ送られる零点周波数を選択する多重零点割当選択手段と、
上記スタガトリガ方式によって異なるパルス間隔ごとに上記第一〜第Ｎ−１の多重零点処理手段から出力されるフィルタ係数を用いて上記受信信号中のクラッタを抑圧する第一〜第Ｎ−１のフィルタ手段と、
上記受信信号及び上記多次フィルタ手段及び上記第一〜第Ｎ−１のフィルタ手段の出力信号から、上記多次フィルタ手段及び上記第一〜第Ｎ−１のフィルタ手段の入出力信号電力比を計算して電力比変化に基づいてフィルタ全体の次数を決定するフィルタ次数選定手段と、
該フィルタ次数選定手段から出力される選定結果に基づいて出力信号を切り替える出力信号選択手段と、を備えたことを特徴とするクラッタ抑圧装置。In a clutter suppression device that suppresses bimodal clutter, which is an unnecessary reflection echo included in the received signal in a stagger trigger type pulse radar,
Clutter center frequency estimating means for estimating the clutter center frequency;
For one estimated value estimated by the clutter center frequency estimating means, the coefficient of the multi-order filter is set so as to form a zero point of the frequency characteristic of the multi-order filter that is a time-varying coefficient filter of the second or higher order. Multi-order filter coefficient calculation means for calculating;
Multi-order filter means for suppressing clutter in the received signal using filter coefficients output from the multi-order filter coefficient calculation means at different pulse intervals depending on the stagger trigger method;
A part of a filter group formed by cascading a plurality of N time-varying coefficient filters is configured, and of the estimated clutter center frequency estimated by the clutter center frequency estimating means, to the multi-order filter coefficient calculating means First to (N-1) -th multiples that calculate filter coefficients using higher-order derivatives of the filter transfer function so that multiple zeros of the frequency characteristics of the entire filter group can be formed for estimated values other than those sent Zero point processing means;
Multiplexing for selecting the zero point frequency to be sent to the first to (N- 1 ) -th multiple zero point processing means so as to alternately set the filter zero point with respect to the clutter center frequency in accordance with the number of clutters in the received signal. Zero assignment selection means;
First to N-1th filter means for suppressing clutter in the received signal using filter coefficients output from the first to N-1th multiple zero point processing means at different pulse intervals depending on the stagger trigger method. When,
An input / output signal power ratio of the multi-order filter means and the first to N-1th filter means is calculated from the received signal, the multi-order filter means and the output signals of the first to N-1th filter means. A filter order selection means for calculating and determining the order of the entire filter based on the power ratio change;
A clutter suppression device comprising: output signal selection means for switching an output signal based on a selection result output from the filter order selection means.

スタガトリガ方式のパルスレーダにおける受信信号中に含まれる不要反射エコーである双峰性クラッタを抑圧するクラッタ抑圧装置において、
上記クラッタの中心周波数を推定するクラッタ中心周波数推定手段と、
該クラッタ中心周波数推定手段により推定された一つの推定値に対して、二次以上の次数の時変係数フィルタである多次フィルタの周波数特性の零点を形成するように上記多次フィルタの係数を計算する多次フィルタ係数計算手段と、
上記スタガトリガ方式によって異なるパルス間隔ごとに上記多次フィルタ係数計算手段から出力されるフィルタ係数を用いて上記受信信号中のクラッタを抑圧する第一のフィルタ手段と、
上記クラッタ中心周波数推定手段により推定されたクラッタ中心周波数の推定値のうち、上記多次フィルタ係数計算手段へ送られた以外の推定値に対して、２回以上同じ周波数に対して零点を形成する場合に，多重零点を形成できるようにフィルタ伝達関数の高階導関数を用いてフィルタ係数を計算する多重零点処理手段と、
上記スタガトリガ方式によって異なるパルス間隔ごとに上記多重零点処理手段から出力されるフィルタ係数を用いて切替手段から出力される信号中のクラッタを抑圧する第二のフィルタ手段と、
上記第一のフィルタ手段の出力信号、又は上記第二のフィルタ手段の出力信号を、上記フィルタ係数計算手段及び上記第二のフィルタ手段へ出力する切替手段と、
該切替手段へ送られる上記第二のフィルタ手段の出力信号を記憶しておく出力信号記憶手段と、
上記第一及び第二のフィルタ手段の出力信号から、該第二のフィルタ手段の入出力信号電力比を計算して電力比変化に基づいてフィルタ全体の次数を決定するフィルタ次数選定手段と、
該フィルタ次数選定手段から出力される選定結果に基づいて出力信号を切り替える出力信号選択手段と、を備えたことを特徴とするクラッタ抑圧装置。In a clutter suppression device that suppresses bimodal clutter, which is an unnecessary reflection echo included in the received signal in a stagger trigger type pulse radar,
Clutter center frequency estimating means for estimating the clutter center frequency;
For one estimated value estimated by the clutter center frequency estimating means, the coefficient of the multi-order filter is set so as to form a zero point of the frequency characteristic of the multi-order filter that is a time-varying coefficient filter of the second or higher order. Multi-order filter coefficient calculation means for calculating;
First filter means for suppressing clutter in the received signal using a filter coefficient output from the multi-order filter coefficient calculation means at different pulse intervals depending on the stagger trigger method;
Of the estimated values of the clutter center frequency estimated by the clutter center frequency estimating means, zeros are formed for the same frequency twice or more with respect to the estimated values other than those sent to the multi-order filter coefficient calculating means. A multi-zero processing means for calculating a filter coefficient using a higher order derivative of the filter transfer function so that a multi-zero can be formed,
Second filter means for suppressing clutter in the signal output from the switching means using the filter coefficient output from the multiple zero processing means for each different pulse interval depending on the stagger trigger method;
Switching means for outputting the output signal of the first filter means or the output signal of the second filter means to the filter coefficient calculation means and the second filter means ;
Output signal storage means for storing the output signal of the second filter means sent to the switching means;
From the output signal of the first and second filter means, and filter order selecting means for determining the order of the entire filter based on the power ratio change by calculating the output signal power ratio of the second filter means,
A clutter suppression device comprising: output signal selection means for switching an output signal based on a selection result output from the filter order selection means.

スタガトリガ方式のパルスレーダにおける受信信号中に含まれる不要反射エコーである双峰性クラッタを抑圧するクラッタ抑圧装置において、
上記クラッタの中心周波数を推定するクラッタ中心周波数推定手段と、
該クラッタ中心周波数推定手段により推定された一つの推定値に対して、二次以上の次数の時変係数フィルタである多次フィルタの周波数特性の零点を形成するように上記多次フィルタの係数を計算する多次フィルタ係数計算手段と、
上記スタガトリガ方式によって異なるパルス間隔ごとに上記多次フィルタ係数計算手段から出力されるフィルタ係数を用いて上記受信信号中のクラッタを抑圧する第一のフィルタ手段と、
上記クラッタ中心周波数推定手段により推定された推定値のうち、上記多次フィルタ係数計算手段へ送られた推定値以外の推定値に対して、２回以上同じ周波数に対して零点を形成する場合に、多重零点を形成できるようにフィルタ伝達関数の高階導関数を用いてフィルタ係数を計算する多重零点処理手段と、
上記スタガトリガ方式によって異なるパルス間隔ごとに上記多重零点処理手段から出力されるフィルタ係数を用いて切替手段から出力される信号中のクラッタを抑圧する第二のフィルタ手段と、
上記第一のフィルタ手段の出力信号、又は上記第二のフィルタ手段の出力信号を、上記フィルタ係数計算手段及び上記第二のフィルタ手段へ出力する切替手段と、
上記多重零点処理手段から出力されるフィルタ係数を記憶しておくフィルタ係数記憶手段と、
上記第一及び第二のフィルタ手段の出力信号から、該第二のフィルタ手段の入出力信号電力比を計算して電力比変化に基づいてフィルタ全体の次数を決定するフィルタ次数選定手段と、
該フィルタ次数選定手段から出力される選定結果に基づいて、選定されたフィルタ係数を使用してクラッタ抑圧処理を行う第三のフィルタ手段と、を備えたことを特徴とするクラッタ抑圧装置。In a clutter suppression device that suppresses bimodal clutter, which is an unnecessary reflection echo included in the received signal in a stagger trigger type pulse radar,
Clutter center frequency estimating means for estimating the clutter center frequency;
For one estimated value estimated by the clutter center frequency estimating means, the coefficient of the multi-order filter is set so as to form a zero point of the frequency characteristic of the multi-order filter that is a time-varying coefficient filter of the second or higher order. Multi-order filter coefficient calculation means for calculating;
First filter means for suppressing clutter in the received signal using a filter coefficient output from the multi-order filter coefficient calculation means at different pulse intervals depending on the stagger trigger method;
Among the estimated values estimated by the clutter center frequency estimating means, when the zero point is formed at the same frequency twice or more with respect to the estimated value other than the estimated value sent to the multi-order filter coefficient calculating means A multi-zero processing means for calculating a filter coefficient using a higher-order derivative of the filter transfer function so that a multi-zero can be formed;
Second filter means for suppressing clutter in the signal output from the switching means using the filter coefficient output from the multiple zero processing means for each different pulse interval depending on the stagger trigger method;
Switching means for outputting the output signal of the first filter means or the output signal of the second filter means to the filter coefficient calculation means and the second filter means ;
Filter coefficient storage means for storing filter coefficients output from the multiple zero point processing means;
From the output signal of the first and second filter means, and filter order selecting means for determining the order of the entire filter based on the power ratio change by calculating the output signal power ratio of the second filter means,
A clutter suppression apparatus comprising: third filter means for performing clutter suppression processing using the selected filter coefficient based on a selection result output from the filter order selection means.

スタガトリガ方式のパルスレーダにおける受信信号中に含まれる不要反射エコーである単峰性クラッタを抑圧するクラッタ抑圧方法において、
上記クラッタの中心周波数を推定するクラッタ中心周波数推定ステップと、
上記クラッタ中心周波数推定ステップにより推定された推定値に対して、複数Ｎ個の時変係数フィルタを縦続接続して成るフィルタ群全体の周波数特性の零点を形成するようにフィルタ係数を計算するフィルタ係数計算ステップと、
上記クラッタ中心周波数推定ステップにより推定された上記クラッタの中心周波数の推定値が、上記フィルタ係数計算ステップにおいて使用されたクラッタ中心周波数推定値と同じであれば、多重零点を形成できるようにフィルタ伝達関数の高階導関数を用いてフィルタ係数を計算する第一〜第Ｎ-1の多重零点処理ステップと、
上記スタガトリガ方式によって異なるパルス間隔ごとに上記フィルタ係数計算ステップ及び上記第一〜第Ｎ-1の多重零点処理ステップにより出力されるフィルタ係数を用いて上記受信信号中のクラッタを抑圧する第一〜第Ｎのフィルタステップと、
上記受信信号及び上記第一〜第Ｎのフィルタステップの出力信号から、上記第一〜第Ｎのフィルタステップの入出力信号電力比を計算して電力比変化に基づいてフィルタ全体の次数を決定するフィルタ次数選定ステップと、
該フィルタ次数選定ステップにより出力される選定結果に基づいて出力信号を切り替える出力信号選択ステップと、を備えたことを特徴とするクラッタ抑圧方法。In a clutter suppression method for suppressing unimodal clutter which is an unnecessary reflected echo included in a received signal in a stagger trigger type pulse radar,
A clutter center frequency estimating step for estimating the clutter center frequency;
A filter coefficient for calculating a filter coefficient so as to form a zero point of the frequency characteristics of the entire filter group formed by cascading a plurality of N time-varying coefficient filters with respect to the estimated value estimated by the clutter center frequency estimating step. A calculation step;
If the estimated value of the clutter center frequency estimated in the clutter center frequency estimation step is the same as the clutter center frequency estimation value used in the filter coefficient calculation step, a filter transfer function is formed so that multiple zeros can be formed. First to (N-1) -th multiple zero processing steps for calculating filter coefficients using higher-order derivatives of
First to second clutters in the received signal are suppressed by using the filter coefficient output by the filter coefficient calculation step and the first to N-1th multiple zero point processing steps at different pulse intervals depending on the stagger trigger method. N filter steps;
The input / output signal power ratio of the first to Nth filter steps is calculated from the received signal and the output signals of the first to Nth filter steps, and the order of the entire filter is determined based on the power ratio change. A filter order selection step;
A clutter suppression method comprising: an output signal selection step of switching an output signal based on a selection result output by the filter order selection step.

スタガトリガ方式のパルスレーダにおける受信信号中に含まれる不要反射エコーである単峰性クラッタを抑圧するクラッタ抑圧方法において、
上記クラッタの中心周波数を推定するクラッタ中心周波数推定ステップと、
該クラッタ中心周波数推定ステップにより推定された推定値に対して、フィルタ周波数特性の零点を形成するようにフィルタ係数を計算するフィルタ係数計算ステップと、
２回以上同じ周波数に対して零点を形成する場合に、多重零点を形成できるようにフィルタ伝達関数の高階導関数を用いてフィルタ係数を計算する多重零点処理ステップと、
上記スタガトリガ方式によって異なるパルス間隔ごとに上記フィルタ係数計算ステップ及び上記多重零点処理ステップにより出力されるフィルタ係数を用いて上記受信信号中のクラッタを抑圧するフィルタステップと、
上記受信信号、又は上記フィルタステップの出力信号を、上記フィルタ係数計算ステップ及び上記フィルタステップへ出力する切替ステップと、
該切替ステップにおいて使用される上記フィルタステップの出力信号を記憶しておく出力信号記憶ステップと、
上記受信信号及び上記フィルタステップの出力信号から、上記フィルタステップの入出力信号電力比を計算して電力比変化に基づいてフィルタ全体の次数を決定するフィルタ次数選定ステップと、
該フィルタ次数選定ステップにより出力される選定結果に基づいて出力信号を切り替える出力信号選択ステップと、を備えたことを特徴とするクラッタ抑圧方法。In a clutter suppression method for suppressing unimodal clutter which is an unnecessary reflected echo included in a received signal in a stagger trigger type pulse radar,
A clutter center frequency estimating step for estimating the clutter center frequency;
A filter coefficient calculating step for calculating a filter coefficient so as to form a zero point of the filter frequency characteristic with respect to the estimated value estimated by the clutter center frequency estimating step;
A multi-zero processing step of calculating a filter coefficient using a higher-order derivative of the filter transfer function so that a multi-zero can be formed when forming a zero for the same frequency more than once;
A filter step of suppressing clutter in the received signal using the filter coefficient output by the filter coefficient calculation step and the multiple zero point processing step at different pulse intervals depending on the stagger trigger method;
A switching step of outputting the received signal or the output signal of the filter step to the filter coefficient calculating step and the filter step ;
An output signal storing step for storing the output signal of the filter step used in the switching step;
A filter order selection step of calculating the input / output signal power ratio of the filter step from the received signal and the output signal of the filter step and determining the order of the entire filter based on the power ratio change;
A clutter suppression method comprising: an output signal selection step of switching an output signal based on a selection result output by the filter order selection step.

スタガトリガ方式のパルスレーダにおける受信信号中に含まれる不要反射エコーである単峰性クラッタを抑圧するクラッタ抑圧方法において、
上記クラッタの中心周波数を推定するクラッタ中心周波数推定ステップと、
該クラッタ中心周波数推定ステップにより推定された推定値に対して、フィルタ周波数特性の零点を形成するようにフィルタ係数を計算するフィルタ係数計算ステップと、
２回以上同じ周波数に対して零点を形成する場合に，多重零点を形成できるようにフィルタ伝達関数の高階導関数を用いてフィルタ係数を計算する多重零点処理ステップと
上記スタガトリガ方式によって異なるパルス間隔ごとに上記フィルタ係数計算ステップ及び上記多重零点処理ステップにより出力されるフィルタ係数を用いて上記受信信号中のクラッタを抑圧する第１のフィルタステップと、
上記受信信号、又は上記第１のフィルタステップの出力信号を、上記フィルタ係数計算ステップ及び上記第１のフィルタステップへ出力する切替ステップと、
上記フィルタ係数計算ステップ及び上記多重零点処理ステップにより出力されるフィルタ係数を記憶しておくフィルタ係数記憶ステップと、
上記受信信号及び上記第１のフィルタステップの出力信号から、上記第１のフィルタステップの入出力信号電力比を計算して電力比変化に基づいてフィルタ全体の次数を決定するフィルタ次数選定ステップと、
該フィルタ次数選定ステップにより出力される選定結果に基づいて、選定されたフィルタ係数を使用してクラッタ抑圧処理を行う第２のフィルタステップと、を備えたことを特徴とするクラッタ抑圧方法。In a clutter suppression method for suppressing unimodal clutter which is an unnecessary reflected echo included in a received signal in a stagger trigger type pulse radar,
A clutter center frequency estimating step for estimating the clutter center frequency;
A filter coefficient calculating step for calculating a filter coefficient so as to form a zero point of the filter frequency characteristic with respect to the estimated value estimated by the clutter center frequency estimating step;
Multiple zero processing steps for calculating filter coefficients using higher order derivatives of the filter transfer function so that multiple zeros can be formed when forming zeros at the same frequency more than once, and at different pulse intervals depending on the stagger trigger method. A first filter step for suppressing clutter in the received signal using the filter coefficient output by the filter coefficient calculation step and the multiple zero point processing step;
A switching step of outputting the received signal or the output signal of the first filter step to the filter coefficient calculation step and the first filter step ;
A filter coefficient storage step for storing the filter coefficients output by the filter coefficient calculation step and the multiple zero processing step ;
A filter order selection step of calculating the input / output signal power ratio of the first filter step from the received signal and the output signal of the first filter step and determining the order of the entire filter based on the power ratio change;
A clutter suppression method comprising: a second filter step that performs a clutter suppression process using a selected filter coefficient based on a selection result output by the filter order selection step.

スタガトリガ方式のパルスレーダにおける受信信号中に含まれる不要反射エコーである双峰性クラッタを抑圧するクラッタ抑圧方法において、
上記クラッタの中心周波数を推定するクラッタ中心周波数推定ステップと、
該クラッタ中心周波数推定ステップにより推定された一つの推定値に対して、二次以上の次数の時変係数フィルタである多次フィルタの周波数特性の零点を形成するように上記多次フィルタの係数を計算する多次フィルタ係数計算ステップと、
上記スタガトリガ方式によって異なるパルス間隔ごとに上記多次フィルタ係数計算ステップにより出力されるフィルタ係数を用いて上記受信信号中のクラッタを抑圧する多次フィルタステップと、
上記クラッタ中心周波数推定ステップにより推定されたクラッタ中心周波数の推定値のうち、上記多次フィルタ係数計算ステップへ送られた以外の推定値に対して、複数Ｎ個の時変係数フィルタを縦続接続して成るフィルタ群全体の周波数特性の多重零点を形成できるようにフィルタ伝達関数の高階導関数を用いてフィルタ係数を計算する第一〜第Ｎ-1の多重零点処理ステップと、
受信信号中のクラッタ数に応じて、上記クラッタ中心周波数に対してフィルタの零点を交互に設定するように、上記第一〜第Ｎ -1 の多重零点処理ステップへ送られる零点周波数を選択する多重零点割当選択ステップと、
上記スタガトリガ方式によって異なるパルス間隔ごとに上記第一〜第Ｎ−１の多重零点処理ステップにより出力されるフィルタ係数を用いて上記受信信号中のクラッタを抑圧する第一〜第Ｎ−１のフィルタステップと、
上記受信信号及び上記多次フィルタステップ及び上記第一〜第Ｎ−１のフィルタステップの出力信号から、上記多次フィルタステップ及び上記第一〜第Ｎ−１のフィルタステップの入出力信号電力比を計算して電力比変化に基づいてフィルタ全体の次数を決定するフィルタ次数選定ステップと、
該フィルタ次数選定ステップにより出力される選定結果に基づいて出力信号を切り替える出力信号選択ステップと、を備えたことを特徴とするクラッタ抑圧方法。In the clutter suppression method for suppressing the bimodal clutter that is an unnecessary reflected echo included in the received signal in the stagger trigger type pulse radar,
A clutter center frequency estimating step for estimating the clutter center frequency;
For one estimated value estimated by the clutter center frequency estimating step, the coefficient of the multi-order filter is set so as to form a zero point of the frequency characteristic of the multi-order filter which is a time-varying coefficient filter of the second or higher order. A multi-order filter coefficient calculation step to calculate;
A multi-order filter step of suppressing clutter in the received signal using the filter coefficient output by the multi-order filter coefficient calculation step at different pulse intervals depending on the stagger trigger method;
A plurality of N time-varying coefficient filters are cascade-connected to the estimated values of the clutter center frequency estimated by the clutter center frequency estimating step other than the estimated values sent to the multi-order filter coefficient calculating step. First to (N-1) th multiple zero processing steps for calculating a filter coefficient using a higher order derivative of the filter transfer function so that multiple zeros of the frequency characteristics of the entire filter group can be formed;
Multiplex for selecting the zero frequency to be sent to the first to (N- 1 ) -th multiple zero processing steps so as to alternately set the filter zero with respect to the clutter center frequency in accordance with the number of clutters in the received signal. A zero assignment selection step;
First to N-1th filter steps for suppressing clutter in the received signal using filter coefficients output by the first to N-1th multiple zero processing steps at different pulse intervals depending on the stagger trigger method. When,
From the received signal, the multi-order filter step, and the output signals of the first to (N-1) th filter steps, the input / output signal power ratio of the multi-order filter step and the first to (N-1) th filter steps is calculated. A filter order selection step that calculates and determines the order of the entire filter based on the power ratio change;
A clutter suppression method comprising: an output signal selection step of switching an output signal based on a selection result output by the filter order selection step.

スタガトリガ方式のパルスレーダにおける受信信号中に含まれる不要反射エコーである双峰性クラッタを抑圧するクラッタ抑圧方法において、
上記クラッタの中心周波数を推定するクラッタ中心周波数推定ステップと、
該クラッタ中心周波数推定ステップにより推定された一つの推定値に対して、二次以上の次数の時変係数フィルタである多次フィルタの周波数特性の零点を形成するように上記多次フィルタの係数を計算する多次フィルタ係数計算ステップと、
上記スタガトリガ方式によって異なるパルス間隔ごとに上記多次フィルタ係数計算ステップにより出力されるフィルタ係数を用いて上記受信信号中のクラッタを抑圧する第一のフィルタステップと、
上記クラッタ中心周波数推定ステップにより推定されたクラッタ中心周波数の推定値のうち、上記多次フィルタ係数計算ステップにおいて使用された以外の推定値に対して、２回以上同じ周波数に対して零点を形成する場合に，多重零点を形成できるようにフィルタ伝達関数の高階導関数を用いてフィルタ係数を計算する多重零点処理ステップと、
上記スタガトリガ方式によって異なるパルス間隔ごとに上記多重零点処理ステップにより出力されるフィルタ係数を用いて切替ステップにより出力される信号中のクラッタを抑圧する第二のフィルタステップと、
上記第一のフィルタステップの出力信号、又は上記第二のフィルタステップの出力信号を、上記フィルタ係数計算ステップ及び上記第二のフィルタステップへ出力する切替ステップと、
上記切替ステップで利用される上記第二のフィルタステップの出力信号を記憶しておく出力信号記憶ステップと、
上記第一及び第二のフィルタステップの出力信号から、該第二のフィルタステップの入出力信号電力比を計算して電力比変化に基づいてフィルタ全体の次数を決定するフィルタ次数選定ステップと、
該フィルタ次数選定ステップにより出力される選定結果に基づいて出力信号を切り替える出力信号選択ステップと、を備えたことを特徴とするクラッタ抑圧方法。In the clutter suppression method for suppressing the bimodal clutter that is an unnecessary reflected echo included in the received signal in the stagger trigger type pulse radar,
A clutter center frequency estimating step for estimating the clutter center frequency;
For one estimated value estimated by the clutter center frequency estimating step, the coefficient of the multi-order filter is set so as to form a zero point of the frequency characteristic of the multi-order filter which is a time-varying coefficient filter of the second or higher order. A multi-order filter coefficient calculation step to calculate;
A first filter step of suppressing clutter in the received signal using the filter coefficient output by the multi-order filter coefficient calculation step at different pulse intervals depending on the stagger trigger method;
Among the estimated values of the clutter center frequency estimated in the clutter center frequency estimation step, zeros are formed for the same frequency twice or more with respect to the estimated values other than those used in the multi-order filter coefficient calculation step. A multi-zero processing step for calculating a filter coefficient using a higher order derivative of the filter transfer function so that a multi-zero can be formed,
A second filter step for suppressing clutter in the signal output by the switching step using the filter coefficient output by the multiple zero point processing step at different pulse intervals depending on the stagger trigger method;
A switching step of outputting the output signal of the first filter step or the output signal of the second filter step to the filter coefficient calculation step and the second filter step ;
An output signal storing step for storing the output signal of the second filter step used in the switching step;
From the output signal of the first and second filter step, the filter order selection step of determining the order of the entire filter based on the power ratio change by calculating the output signal power ratio of the second filter step,
A clutter suppression method comprising: an output signal selection step of switching an output signal based on a selection result output by the filter order selection step.

スタガトリガ方式のパルスレーダにおける受信信号中に含まれる不要反射エコーである双峰性クラッタを抑圧するクラッタ抑圧方法において、
上記クラッタの中心周波数を推定するクラッタ中心周波数推定ステップと、
該クラッタ中心周波数推定ステップにより推定された一つの推定値に対して、二次以上の次数の時変係数フィルタである多次フィルタの周波数特性の零点を形成するように上記多次フィルタの係数を計算する多次フィルタ係数計算ステップと、
上記スタガトリガ方式によって異なるパルス間隔ごとに上記多次フィルタ係数計算ステップにより出力されるフィルタ係数を用いて上記受信信号中のクラッタを抑圧する第一のフィルタステップと、
上記クラッタ中心周波数推定ステップにより推定された推定値のうち、上記多次フィルタ係数計算ステップにおいて使用された推定値以外の推定値に対して、２回以上同じ周波数に対して零点を形成する場合に、多重零点を形成できるようにフィルタ伝達関数の高階導関数を用いてフィルタ係数を計算する多重零点処理ステップと、
上記スタガトリガ方式によって異なるパルス間隔ごとに上記多重零点処理ステップにより出力されるフィルタ係数を用いて切替ステップにより出力される信号中のクラッタを抑圧する第二のフィルタステップと、
上記第一のフィルタステップの出力信号、又は上記第二のフィルタステップの出力信号を、上記フィルタ係数計算ステップ及び上記第二のフィルタステップへ出力する切替ステップと、
上記多重零点処理ステップにより出力されるフィルタ係数を記憶しておくフィルタ係数記憶ステップと、
上記第一及び第二のフィルタステップの出力信号から、該第二のフィルタステップの入出力信号電力比を計算して電力比変化に基づいてフィルタ全体の次数を決定するフィルタ次数選定ステップと、
該フィルタ次数選定ステップにより出力される選定結果に基づいて、選定されたフィルタ係数を使用してクラッタ抑圧処理を行う第三のフィルタステップと、を備えたことを特徴とするクラッタ抑圧方法。In the clutter suppression method for suppressing the bimodal clutter that is an unnecessary reflected echo included in the received signal in the stagger trigger type pulse radar,
A clutter center frequency estimating step for estimating the clutter center frequency;
For one estimated value estimated by the clutter center frequency estimating step, the coefficient of the multi-order filter is set so as to form a zero point of the frequency characteristic of the multi-order filter which is a time-varying coefficient filter of the second or higher order. A multi-order filter coefficient calculation step to calculate;
A first filter step of suppressing clutter in the received signal using the filter coefficient output by the multi-order filter coefficient calculation step at different pulse intervals depending on the stagger trigger method;
Among the estimated values estimated by the clutter center frequency estimating step, when the zero point is formed for the same frequency twice or more with respect to the estimated value other than the estimated value used in the multi-order filter coefficient calculating step A multi-zero processing step for calculating a filter coefficient using a higher-order derivative of the filter transfer function so that a multi-zero can be formed;
A second filter step for suppressing clutter in the signal output by the switching step using the filter coefficient output by the multiple zero point processing step at different pulse intervals depending on the stagger trigger method;
A switching step of outputting the output signal of the first filter step or the output signal of the second filter step to the filter coefficient calculation step and the second filter step ;
A filter coefficient storage step for storing the filter coefficient output by the multiple zero point processing step;
From the output signal of the first and second filter step, the filter order selection step of determining the order of the entire filter based on the power ratio change by calculating the output signal power ratio of the second filter step,
A clutter suppression method comprising: a third filter step that performs a clutter suppression process using a selected filter coefficient based on a selection result output by the filter order selection step.

スタガトリガ方式のパルスレーダにおける受信信号中に含まれる不要反射エコーである双峰性クラッタを抑圧するクラッタ抑圧装置において、In a clutter suppression device that suppresses bimodal clutter, which is an unnecessary reflection echo included in the received signal in a stagger trigger type pulse radar,
上記クラッタの中心周波数を推定するクラッタ中心周波数推定手段と、  Clutter center frequency estimating means for estimating the clutter center frequency;
複数Ｎ個の時変係数フィルタを縦続接続して成るフィルタ群の一部を構成し、上記クラッタ中心周波数推定手段により推定された推定値に対して、多重零点を形成できるようにを形成するようにフィルタ係数を計算するフィルタ係数計算手段と、  A part of a filter group formed by cascading a plurality of N time-varying coefficient filters is configured to form a multi-zero point for the estimated value estimated by the clutter center frequency estimating means. A filter coefficient calculation means for calculating the filter coefficient;
上記縦続接続されたフィルタ群の一部を構成し、上記クラッタ中心周波数推定手段により推定された上記クラッタの中心周波数の推定値に対して、フィルタ伝達関数の高階導関数を用いてフィルタ係数を計算する第一〜第Ｎ  A filter coefficient is calculated by using a higher order derivative of the filter transfer function for the estimated clutter center frequency estimated by the clutter center frequency estimation means and constituting a part of the cascaded filter group. 1st to Nth to do -1-1 の多重零点処理手段と、Multiple zero processing means,
受信信号中のクラッタ数に応じて、上記クラッタ中心周波数に対してフィルタの零点を交互に設定するように、上記第一〜第Ｎ  According to the number of clutters in the received signal, the first to Nth filters are set so that the filter zeros are alternately set with respect to the clutter center frequency. -1-1 の多重零点処理手段へ送られる零点周波数を選択する多重零点割当選択手段と、Multiple zero assignment selection means for selecting a zero frequency to be sent to the multiple zero processing means,
上記スタガトリガ方式によって異なるパルス間隔ごとに上記フィルタ係数計算手段及び上記第一〜第Ｎ  The filter coefficient calculation means and the first to Nth pulse intervals that differ depending on the stagger trigger method. -1-1 の多重零点処理手段から出力されるフィルタ係数を用いて上記受信信号中のクラッタを抑圧する第一〜第Ｎのフィルタ手段と、First to Nth filter means for suppressing clutter in the received signal using filter coefficients output from the multiple zero point processing means,
上記受信信号及び上記第一〜第Ｎのフィルタ手段の出力信号から、上記第一〜第Ｎのフィルタ手段の入出力信号電力比を計算して電力比変化に基づいてフィルタ全体の次数を決定するフィルタ次数選定手段と、  The input / output signal power ratio of the first to Nth filter means is calculated from the received signal and the output signals of the first to Nth filter means, and the order of the entire filter is determined based on the power ratio change. Filter order selection means,
該フィルタ次数選定手段から出力される選定結果に基づいて出力信号を切り替える出力信号選択手段と、を備えたことを特徴とするクラッタ抑圧装置。  A clutter suppression device comprising: output signal selection means for switching an output signal based on a selection result output from the filter order selection means.

スタガトリガ方式のパルスレーダにおける受信信号中に含まれる不要反射エコーである双峰性クラッタを抑圧するクラッタ抑圧装置において、In a clutter suppression device that suppresses bimodal clutter, which is an unnecessary reflection echo included in the received signal in a stagger trigger type pulse radar,
上記クラッタの中心周波数を推定するクラッタ中心周波数推定手段と、  Clutter center frequency estimating means for estimating the clutter center frequency;
該クラッタ中心周波数推定手段により推定された推定値に対して、多重零点を形成できるようにフィルタ伝達関数の高階導関数を用いてフィルタ係数を計算する多重零点処理手段と、  A multi-zero processing means for calculating a filter coefficient using a higher-order derivative of the filter transfer function so that a multi-zero can be formed with respect to the estimated value estimated by the clutter center frequency estimating means;
受信信号中のクラッタ数に応じて、上記クラッタ中心周波数に対してフィルタの零点を交互に設定するように、上記多重零点処理手段へ送られる零点周波数を選択する多重零点割当選択手段と、  Multiple zero point assignment selection means for selecting a zero point frequency to be sent to the multiple zero point processing means so as to alternately set a filter zero point with respect to the clutter center frequency according to the number of clutters in the received signal;
上記スタガトリガ方式によって異なるパルス間隔ごとに上記フィルタ係数計算手段及び上記多重零点処理手段から送られるフィルタ係数を用いて上記受信信号中のクラッタを抑圧するフィルタ手段と、  Filter means for suppressing clutter in the received signal using filter coefficients sent from the filter coefficient calculation means and the multiple zero point processing means at different pulse intervals depending on the stagger trigger method;
上記受信信号、又は上記フィルタ手段の出力信号を、上記多重零点処理手段及び上記フィルタ手段へ出力する切替手段と、  Switching means for outputting the received signal or the output signal of the filter means to the multiple zero processing means and the filter means;
該切替手段へ送られる上記フィルタ手段の出力信号を記憶しておく出力信号記憶手段と、  Output signal storage means for storing the output signal of the filter means sent to the switching means;
上記受信信号及び上記フィルタ手段の出力信号から、上記フィルタ手段の入出力信号電力比を計算して電力比変化に基づいてフィルタ全体の次数を決定するフィルタ次数選定手段と、  Filter order selection means for calculating the input / output signal power ratio of the filter means from the received signal and the output signal of the filter means and determining the order of the entire filter based on the power ratio change;
該フィルタ次数選定手段から出力される選定結果に基づいて出力信号を切り替える出力信号選択手段と、を備えたことを特徴とするクラッタ抑圧装置。  A clutter suppression device comprising: output signal selection means for switching an output signal based on a selection result output from the filter order selection means.

スタガトリガ方式のパルスレーダにおける受信信号中に含まれる不要反射エコーである双峰性クラッタを抑圧するクラッタ抑圧装置において、In a clutter suppression device that suppresses bimodal clutter, which is an unnecessary reflection echo included in the received signal in a stagger trigger type pulse radar,
上記クラッタの中心周波数を推定するクラッタ中心周波数推定手段と、  Clutter center frequency estimating means for estimating the clutter center frequency;
該クラッタ中心周波数推定手段により推定された推定値に対して、多重零点を形成できるようにフィルタ伝達関数の高階導関数を用いてフィルタ係数を計算する多重零点処理手段と、  A multi-zero processing means for calculating a filter coefficient using a higher-order derivative of the filter transfer function so that a multi-zero can be formed with respect to the estimated value estimated by the clutter center frequency estimating means;
受信信号中のクラッタ数に応じて、上記クラッタ中心周波数に対してフィルタの零点を交互に設定するように、上記多重零点処理手段へ送られる零点周波数を選択する多重零点割当選択手段と、  Multiple zero point assignment selection means for selecting a zero point frequency to be sent to the multiple zero point processing means so as to alternately set a filter zero point with respect to the clutter center frequency according to the number of clutters in the received signal;
上記スタガトリガ方式によって異なるパルス間隔ごとに上記フィルタ係数計算手段及び上記多重零点処理手段から送られるフィルタ係数を用いて上記受信信号中のクラッタを抑圧する第１のフィルタ手段と、  First filter means for suppressing clutter in the received signal using filter coefficients sent from the filter coefficient calculation means and the multiple zero point processing means at different pulse intervals depending on the stagger trigger method;
上記受信信号、又は上記第１のフィルタ手段の出力信号を、上記多重零点処理手段及び上記第１のフィルタ手段へ出力する切替手段と、  Switching means for outputting the received signal or the output signal of the first filter means to the multiple zero processing means and the first filter means;
上記多重零点処理手段から出力されるフィルタ係数を記憶しておくフィルタ係数記憶手段と、  Filter coefficient storage means for storing filter coefficients output from the multiple zero point processing means;
上記受信信号及び上記フィルタ手段の出力信号から、上記フィルタ手段の入出力信号電力比を計算して電力比変化に基づいてフィルタ全体の次数を決定するフィルタ次数選定手段と、  Filter order selection means for calculating the input / output signal power ratio of the filter means from the received signal and the output signal of the filter means and determining the order of the entire filter based on the power ratio change;
該フィルタ次数選定手段から出力される選定結果に基づいて、選定されたフィルタ係数を使用してクラッタ抑圧処理を行う第２のフィルタ手段と、を備えたことを特徴とするク  Second filter means for performing clutter suppression processing using the selected filter coefficient based on the selection result output from the filter order selection means. ラッタ抑圧装置。Lutter suppression device.

スタガトリガ方式のパルスレーダにおける受信信号中に含まれる不要反射エコーである双峰性クラッタを抑圧するクラッタ抑圧方法において、In the clutter suppression method for suppressing the bimodal clutter that is an unnecessary reflected echo included in the received signal in the stagger trigger type pulse radar,
上記クラッタの中心周波数を推定するクラッタ中心周波数推定ステップと、  A clutter center frequency estimating step for estimating the clutter center frequency;
複数Ｎ個の時変係数フィルタを縦続接続して成るフィルタ群の一部を構成し、上記クラッタ中心周波数推定ステップにより推定された推定値に対して、多重零点を形成できるようにを形成するようにフィルタ係数を計算するフィルタ係数計算ステップと、  A part of a filter group formed by cascading a plurality of N time-varying coefficient filters is configured to form a multiple zero for the estimated value estimated by the clutter center frequency estimating step. A filter coefficient calculation step for calculating a filter coefficient in
上記縦続接続されたフィルタ群の一部を構成し、上記クラッタ中心周波数推定ステップにより推定された上記クラッタの中心周波数の推定値に対して、フィルタ伝達関数の高階導関数を用いてフィルタ係数を計算する第一〜第Ｎ  A part of the cascaded filter group is configured, and the filter coefficient is calculated using the higher order derivative of the filter transfer function for the estimated clutter center frequency estimated by the clutter center frequency estimation step. 1st to Nth to do -1-1 の多重零点処理ステップと、Multiple zero processing steps of
受信信号中のクラッタ数に応じて、上記クラッタ中心周波数に対してフィルタの零点を交互に設定するように、上記第一〜第Ｎ  According to the number of clutters in the received signal, the first to Nth filters are set so that the filter zeros are alternately set with respect to the clutter center frequency. -1-1 の多重零点処理ステップへ送られる零点周波数を選択する多重零点割当選択ステップと、A multiple zero assignment selection step for selecting a zero frequency to be sent to the multiple zero processing step of
上記スタガトリガ方式によって異なるパルス間隔ごとに上記フィルタ係数計算ステップ及び上記第一〜第Ｎ  The filter coefficient calculating step and the first to Nth pulse intervals at different pulse intervals depending on the stagger trigger method. -1-1 の多重零点処理ステップから出力されるフィルタ係数を用いて上記受信信号中のクラッタを抑圧する第一〜第Ｎのフィルタステップと、First to Nth filter steps for suppressing clutter in the received signal using filter coefficients output from the multiple zero processing step of
上記受信信号及び上記第一〜第Ｎのフィルタステップの出力信号から、上記第一〜第Ｎのフィルタステップの入出力信号電力比を計算して電力比変化に基づいてフィルタ全体の次数を決定するフィルタ次数選定ステップと、  The input / output signal power ratio of the first to Nth filter steps is calculated from the received signal and the output signals of the first to Nth filter steps, and the order of the entire filter is determined based on the power ratio change. A filter order selection step;
該フィルタ次数選定ステップから出力される選定結果に基づいて出力信号を切り替える出力信号選択ステップと、を備えたことを特徴とするクラッタ抑圧方法。  A clutter suppression method comprising: an output signal selection step of switching an output signal based on a selection result output from the filter order selection step.

スタガトリガ方式のパルスレーダにおける受信信号中に含まれる不要反射エコーである双峰性クラッタを抑圧するクラッタ抑圧方法において、In the clutter suppression method for suppressing the bimodal clutter that is an unnecessary reflected echo included in the received signal in the stagger trigger type pulse radar,
上記クラッタの中心周波数を推定するクラッタ中心周波数推定ステップと、  A clutter center frequency estimating step for estimating the clutter center frequency;
該クラッタ中心周波数推定ステップにより推定された推定値に対して、多重零点を形成できるようにフィルタ伝達関数の高階導関数を用いてフィルタ係数を計算する多重零点処理ステップと、  A multi-zero processing step for calculating a filter coefficient using a higher-order derivative of the filter transfer function so that a multi-zero can be formed with respect to the estimated value estimated by the clutter center frequency estimating step;
受信信号中のクラッタ数に応じて、上記クラッタ中心周波数に対してフィルタの零点を交互に設定するように、上記多重零点処理ステップへ送られる零点周波数を選択する多重零点割当選択ステップと、  A multiple zero assignment assignment step for selecting a zero frequency to be sent to the multiple zero processing step so as to alternately set a filter zero with respect to the clutter center frequency according to the number of clutters in the received signal;
上記スタガトリガ方式によって異なるパルス間隔ごとに上記フィルタ係数計算ステップ及び上記多重零点処理ステップから送られるフィルタ係数を用いて上記受信信号中のクラッタを抑圧するフィルタステップと、  A filter step of suppressing clutter in the received signal using filter coefficients sent from the filter coefficient calculation step and the multiple zero point processing step at different pulse intervals depending on the stagger trigger method;
上記受信信号、又は上記フィルタステップの出力信号を、上記多重零点処理ステップ及び上記フィルタステップへ出力する切替ステップと、  A switching step of outputting the received signal or the output signal of the filter step to the multiple zero processing step and the filter step;
該切替ステップへ送られる上記フィルタステップの出力信号を記憶しておく出力信号記憶ステップと、  An output signal storing step for storing the output signal of the filter step sent to the switching step;
上記受信信号及び上記フィルタステップの出力信号から、上記フィルタステップの入出力信号電力比を計算して電力比変化に基づいてフィルタ全体の次数を決定するフィルタ次数選定ステップと、  A filter order selection step of calculating an input / output signal power ratio of the filter step from the received signal and the output signal of the filter step and determining the order of the entire filter based on a change in the power ratio;
該フィルタ次数選定ステップから出力される選定結果に基づいて出力信号を切り替える出力信号選択ステップと、を備えたことを特徴とするクラッタ抑圧方法。  A clutter suppression method comprising: an output signal selection step of switching an output signal based on a selection result output from the filter order selection step.

スタガトリガ方式のパルスレーダにおける受信信号中に含まれる不要反射エコーである双峰性クラッタを抑圧するクラッタ抑圧方法において、In the clutter suppression method for suppressing the bimodal clutter that is an unnecessary reflected echo included in the received signal in the stagger trigger type pulse radar,
上記クラッタの中心周波数を推定するクラッタ中心周波数推定ステップと、  A clutter center frequency estimating step for estimating the clutter center frequency;
該クラッタ中心周波数推定ステップにより推定された推定値に対して、多重零点を形成できるようにフィルタ伝達関数の高階導関数を用いてフィルタ係数を計算する多重零点処理ステップと、  A multi-zero processing step for calculating a filter coefficient using a higher-order derivative of the filter transfer function so that a multi-zero can be formed with respect to the estimated value estimated by the clutter center frequency estimating step;
受信信号中のクラッタ数に応じて、上記クラッタ中心周波数に対してフィルタの零点を交互に設定するように、上記多重零点処理ステップへ送られる零点周波数を選択する多重  Multiplex that selects the zero frequency to be sent to the multiple zero processing step so that the filter zeros are alternately set with respect to the clutter center frequency according to the number of clutters in the received signal. 零点割当選択ステップと、A zero assignment selection step;
上記スタガトリガ方式によって異なるパルス間隔ごとに上記フィルタ係数計算ステップ及び上記多重零点処理ステップから送られるフィルタ係数を用いて上記受信信号中のクラッタを抑圧する第１のフィルタステップと、  A first filter step of suppressing clutter in the received signal using filter coefficients sent from the filter coefficient calculation step and the multiple zero point processing step at different pulse intervals depending on the stagger trigger method;
上記受信信号、又は上記第１のフィルタステップの出力信号を、上記多重零点処理ステップ及び上記第１のフィルタステップへ出力する切替ステップと、  A switching step of outputting the received signal or the output signal of the first filter step to the multiple zero processing step and the first filter step;
上記多重零点処理ステップから出力されるフィルタ係数を記憶しておくフィルタ係数記憶ステップと、  A filter coefficient storage step for storing the filter coefficient output from the multiple zero processing step;
上記受信信号及び上記フィルタ手段の出力信号から、上記フィルタ手段の入出力信号電力比を計算して電力比変化に基づいてフィルタ全体の次数を決定するフィルタ次数選定ステップと、  A filter order selection step of calculating the input / output signal power ratio of the filter means from the received signal and the output signal of the filter means and determining the order of the entire filter based on the power ratio change;
該フィルタ次数選定ステップから出力される選定結果に基づいて、選定されたフィルタ係数を使用してクラッタ抑圧処理を行う第２のフィルタステップと、を備えたことを特徴とするクラッタ抑圧方法。  A clutter suppression method comprising: a second filter step that performs clutter suppression processing using a selected filter coefficient based on a selection result output from the filter order selection step.