JP6513564B2 - 共振回避可能なインバータ装置 - Google Patents

Description

本発明の実施形態は、共振回避可能なインバータ装置に関する。

インバータ装置が発生する電圧高調波によってトルク脈動を発生し、機械系の固有振動数と共振した場合、カップリングや軸などを破損する恐れがある。コンプレッサやファンなどに使用される軸やカップリングの固有振動数は、通常１００Ｈｚ以下である。この解決策として、近年の大容量のインバータ装置には、特定の低次の高調波を消去する低次高調波消去ＰＷＭが用いられている。

（例えば、特許文献１参照。）。

特開２０１４−１４３８３１号公報

しかしながら、この低次高調波消去ＰＷＭには制約があり、パルス幅の制限以下になるような低変調率領域では使用できない（現状、使用範囲は、変調率５０％以上に設定）。パルス幅は、変調率と比例関係にある。また、変調率Ｍは下記数式（１）の通り、直流電圧に反比例する関係となっている。

変調率Ｍ=Ｋ×（インバータの出力線間電圧／インバータ直流電圧）・・・・（１）
係数Ｋ＝√２／√３・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・（２）
本発明は、上述した課題を解決するためになされたもので、直流電圧を可変することにより、低変調率領域でも、上記低次高調波消去ＰＷＭの使用を可能とし、ユーザの運転範囲として、これまでは低次高調波消去ＰＷＭが使用できる変調率を５０％以上の領域としていたのを、変調率が５０％以下の所定の領域でも使用できるようにすることにより、共振回避可能なインバータ装置を提供することを目的とする。

上記目的を達成するために、本発明の請求項１記載の共振回避可能なインバータ装置は、インバータ装置であって、交流電圧を直流電圧に変換するダイオード整流部と、前記ダイオード整流部から出力された直流電圧を可変するチョッパ部と、前記チョッパ部を構成するスイッチのチョッパ周波数を設定するチョッパ制御部と、前記チョッパ部から出力された直流電圧を平滑する平滑コンデンサ部と、前記平滑コンデンサ部に充電された直流電圧を負荷が要求する交流電圧に変換するインバータ部と、前記インバータ部をＶ／Ｆ一定制御するＰＷＭ制御部と、を備え、前記インバータ部の直流電圧であるインバータ直流電圧に対する出力線間電圧の比に、係数Ｋを乗じて変調率Ｍが下記数式（１）、（２）で算出され、
変調率Ｍ=Ｋ×（インバータの出力線間電圧／インバータ直流電圧）・・・・（１）
係数Ｋ＝√２／√３・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・（２）
前記変調率Ｍは、前記インバータ直流電圧に反比例しており、インバータ直流電圧を可変することにより前記変調率Ｍを可変することが可能であり、前記チョッパ制御部は、前記チョッパ周波数ｆｓｗを下げることにより前記インバータ直流電圧を下げることができるので、前記変調率Ｍが３０％を超え５０％未満の範囲では、前記スイッチのスイッチング周波数ｆｓｗを低く設定することにより、前記数式（１）に基づき前記インバータ直流電圧を低くして変調率Ｍを上げ、高調波消去ＰＷＭ制御の運転範囲を広くし、前記ＰＷＭ制御部は、前記インバータ部を、当該インバータ部の運転速度である出力周波数ｆｏが定格周波数の２５％未満の範囲（ｆｏ<２５％）では非同期キャリア比較ＰＷＭ制御を行い、同様に、出力周波数ｆｏが定格周波数の２５％以上３０％未満の範囲（２５％≦ｆｏ<３０％）では同期キャリア比較ＰＷＭ制御を行い、出力周波数ｆｏが定格周波数の３０％以上１００％未満の範囲（３０％<ｆｏ<１００％）では低次高調波消去ＰＷＭ制御により制御することにより、共振を回避することができることを特徴とする。

この発明によれば、直流電圧を可変することにより、低変調率領域でも低次高調波消去ＰＷＭの使用が可能になるため、低次高調波消去ＰＷＭが使用できる運転範囲を広くすることができる。

実施例１に係る共振を回避するインバータ部を搭載したインバータ装置の一例で、３レベルインバータをＹ接続して構成したインバータ装置。 Ｖ／Ｆ一定制御時の速度と出力線間電圧との関係を示す図。 実施例１に係るＰＷＭ制御の出力周波数とキャリア周波数との関係を示す図。 実施例１に係るＰＷＭ制御の動作を説明するフローチャート。

以下、図面を参照して本発明の実施例について説明する。

図１は、実施例１に係る共振を回避するインバータ部を搭載したインバータ装置１の一例で、３レベルインバータをＹ接続して構成したインバータ装置１である。

インバータ装置１は、トランス部１０、ダイオード整流部２０、チョッパ部３０、平滑コンデンサ部４０、３レベルインバータ部５０（以下、インバータ部５０と称する。）を有して構成される。このインバータ装置１の負荷としてモータ部６０が接続される。

本実施例では、インバータ装置１にトランス部１０及びダイオード整流部２０を含んだ構成にしてあるが、本願の趣旨を網羅的に説明するための便利のためであり、トランス部１０及びダイオード整流部２０を除いた場合であっても本願の趣旨の範囲に含まれる。

トランス部１０は、多巻線・多相変圧器で構成されており、交流電圧を、負荷で使用されるモータＭの仕様に合わせて降圧する。

ダイオード整流部２０は、三相多パルスダイオード整流器で構成されており、図示した例は、三相６パルスダイオード整流器を２台使用した三相１２パルスダイオード整流器で構成されている。

三相多パルス整流器を用いて整流された直流電圧には、高調波電流が流出する。例えば、三相６パルスダイオード整流器を用いた場合には、６ｎ±１次（ｎ＝１、２、３、・・）の高調波電流が流出する。例えば、５次高調波又は７次高調波電流が流出する。

これを改善する方法として、パルス数を増やす方法が用いられる。実施例では、三相１２パルスダイオード整流器を用いている。

チョッパ部３０は、スイッチＳＷ１、ダイオードＤ１０及びリアクトルＬ１を有して構成される。

スイッチＳＷ１は、スイッチング用半導体で構成されており、スイッチＳＷ１のコレクタＣはダイオード整流器２０の出力に接続され、ダイオード整流器２０から出力された直流電圧をスイッチングする。

スイッチＳＷ１のゲートＧに当該スイッチＳＷ１をオンにする信号がチョッパ制御部３１から入力されるとスイッチＳＷ１がオン（通電）し、スイッチＳＷ１のコレクタＣに供給された直流電圧は、スイッチＳＷ１のエミッタＥに出力され、リアクトルＬ１の一方の端子に供給される。

チョッパ制御部３１は、変調率Ｍによって設定されたスイッチング周波数からなるゲート信号を出力し、スイッチＳＷ１のゲートＧに入力する。

リアクトルＬ１に供給された直流電圧により、直流電流が流れ、コンデンサＣ１０・Ｃ１１を充電する。

この直流電圧は、スイッチＳＷ１のオン時間に比例した電圧になるように、リアクトルＬ１のインダクタンス及びコンデンサＣ１０・Ｃ１１の容量が設定される。

上記設定により、スイッチＳＷ１のゲートＧに入力するゲート信号のパルス幅により、コンデンサＣ１０・Ｃ１１の電圧（直流電圧）を任意に設定することが可能になり、当該パルス幅のゲート信号を一定周期でスイッチＳＷ１のゲートに入力することにより、チョッパ部３０から直流電圧を継続的に出力することが可能になる。

ダイオードＤ１０は、ゲートＧに入力されるゲート信号がオフされたとき、リアクトルＬ１を流れる電流は急激に遮断できないために、当該ダイオードＤ０１を通して電流を流す。

平滑コンデンサ部４０は、平滑コンデンサＣ１０・Ｃ１１を有して構成される。平滑コンデンサＣ１０・Ｃ１１は、リアクトル部３０のリアクトルＬ１から出力された直流電圧を平滑にする。上述したように、チョッパ部３０によって直流電圧が設定されると、当該設定された直流電圧を平滑にする。

インバータ部５０は、半導体素子Ｑ１〜Ｑ４、ダイオードＤ１〜Ｄ４及びクランプダイオードＤＰ・ＤＮを１組として、Ｐ極及びＮ極間に２組、並列に接続されて構成される。なお、図示したインバータ部５０は、三相３レベルインバータ部で構成された場合を示すが、三相とも共通の回路であり、以下、１相分に付いて説明する。

半導体素子Ｑ１〜Ｑ４は、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolor Transistor：絶縁ゲート型バイポーラ・トランジスタ）などのスイッチング素子で構成され、Ｐ極及びＮ極間に４個直列に接続される。

ダイオードＤ１〜Ｄ４は、半導体素子Ｑ１〜Ｑ４に対して個々に対応し、半導体素子Ｑ１〜Ｑ４それぞれの通電方向と逆方向に接続される。

クランプダイオードＤＰは、Ｃ極から半導体素子Ｑ１及びＱ２の接続点側に通電する方向に接続される。

クランプダイオードＤＮは、半導体素子Ｑ３及びＱ４の接続点からＣ極側に通電する方向に接続される。

モータ部６０は、負荷としてのモータで、本実施例では三相モータが用いられた場合を示す。

図２は、Ｖ／Ｆ一定制御時の速度と出力線間電圧との関係を示す図である。図２（１）は従来のＶ／Ｆ一定制御時の速度と出力線間電圧の関係を示す図であり、図２（２）は、本実施例のＶ／Ｆ一定制御時の速度と出力線間電圧の関係を示す図である。

従来は、変調率Ｍ５０％以上で得られる速度（出力周波数）の範囲でインバータのＰＷＭ（Pulse Width Modulation：パルス幅変調）制御を行っていたため、図２（１）で示される運転範囲ＯＰ１で使用されていた。

変調率Ｍ及び係数Ｋは、下記数式（１）、（２）で規定される。
変調率Ｍ=Ｋ×（インバータの出力線間電圧／インバータ直流電圧）・・・・（１）
係数Ｋ＝√２／√３・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・（２）
一方、本実施例では、上記数式（１）に示されているように、変調率Ｍは、インバータ直流電圧に反比例する。従って、インバータ直流電圧を低くすることにより変調率Ｍを高くすることができる。また、ＰＷＭ制御によって設定されるパルス幅は変調率Ｍと比例関係にあり、変調率Ｍを高くすることによりパルス幅を広くすることができる。

本実施例では、速度の低い範囲では、チョッパ制御部３１で、チョッパ周波数ｆｓｗを低い周波数に設定することにより、直流電圧を低くして変調率Ｍを高くする。このようにすることにより、図２（１）に示す従来例に比べ、図２（２）に示すＰＷＭ制御による運転範囲ＯＰ２を広くすることが可能になる。

図示した例では、変調率Ｍが３０％以上で得られる速度（出力周波数）範囲でインバータのＰＷＭ制御が可能であるため、図２（２）で示される運転範囲ＯＰ２（ＯＰ２＞ＯＰ１）で使用することが可能になり、運転範囲が広くなる。

図３は、実施例１に係るＰＷＭ制御の出力周波数ｆｏとキャリア周波数ｆｃとの関係を示す図である。図３（１）は、従来のＰＷＭ制御に係る出力周波数ｆｏとキャリア周波数ｆｃとの関係を示す図であり、図３（２）は、本実施例のＰＷＭ制御に係る出力周波数ｆｏとキャリア周波数ｆｃとの関係を示す図である。Ｖ／Ｆ一定制御のもとでは、出力周波数Ｆが低い範囲では、出力線間電圧Ｖも低くなり、変調率Ｍと周波数Ｆ（ここでは、出力周波数ｆｏが該当する。）の定格周波数に対する比率とは下記数式（３）の関係が成立する。
変調率Ｍ≒出力周波数ｆｏの定格周波数に対する比率・・・・・・・・・・（３）
ＰＷＭ制御部５１は、インバータ部５０を、当該インバータ部５０の運転速度である出力周波数ｆｏが低い範囲から高い範囲に向かって非同期キャリア比較ＰＷＭ制御、同期キャリア比較ＰＷＭ制御及び所定の変調率Ｍ以上で低次高調波消去ＰＷＭ制御により制御する。

チョッパ制御部３０は、変調率Ｍが５０％未満の所定の範囲で、スイッチＳＷ１のスイッチング周波数を低く設定して上記数式（１）に示す直流電圧を低くすることにより、変調率Ｍを上げて高調波消去ＰＷＭ制御の運転範囲を広くする。その結果、本願発明の課題である共振を回避することができる。

図３（１）に示す従来のＰＷＭ制御は、以下のように行う。
（１）インバータ部の出力周波数ｆｏ： ｆｏ<４５％
キャリア周波数ｆｃを５１２Ｈｚに固定し、非同期キャリア比較ＰＷＭ制御によりインバータ部を制御する。Ｖ／Ｆ一定制御のもとでは、周波数Ｆが低い範囲では、出力線間電圧Ｖも低いため、変調率も下げる必要があるが、上述したように、従来の方法ではパルス幅の制限があるため、変調率を下げることができないことから、非同期キャリア比較ＰＷＭ制御によりインバータ部を制御する。図示した例では、出力周波数ｆｏが４５％に満たない範囲では、キャリア周波数を５１２Ｈｚ一定としている。

（２）インバータ部５０の出力周波数ｆｏ： ４５％≦ｆｏ<５０％
キャリア周波数ｆｃをインバータ部５０の出力周波数ｆｏに同期させた同期キャリア比較ＰＷＭ制御によりインバータ部５０を制御する。

（３）インバータ部５０の出力周波数ｆｏ： ５０％≦ｆｏ<１００％
キャリア周波数ｆｃを低次高調波消去ＰＷＭ制御によりインバータ部５０を制御する。低次高調波を消去するために固定パルスモードによりインバータ部５０を制御する。

図３（２）に示す本実施例のＰＷＭ制御は以下のように行う。
（１）インバータ部５０の出力周波数ｆｏ： ｆｏ<２５％
キャリア周波数ｆｃを５１２Ｈｚに固定し、非同期キャリア比較ＰＷＭ制御によりインバータ部５０を制御する。Ｖ／Ｆ一定制御のもとでは、周波数Ｆが低い範囲では、出力線間電圧Ｖも低いため、変調率も下げる必要があるが、上述したように、従来の方法ではパルス幅の制限があるため、変調率を下げることができなかったが、本実施例では、直流電圧を可変にすることができるため、変調率を下げることができ、非同期キャリア比較ＰＷＭ制御によりインバータ部５０を制御する範囲が上述した従来例（<４５％）に比べて狭くなる（<２５％）。図示した例では、出力周波数ｆｏが２５％に満たない範囲で、キャリア周波数を５１２Ｈｚ一定としている。

（２）インバータ部５０の出力周波数ｆｏ： ２５％≦ｆｏ<３０％
キャリア周波数ｆｃをインバータ部５０の出力周波数ｆｏに同期させた同期キャリア比較ＰＷＭ制御によりインバータ部５０を制御する。

（３）インバータ部５０の出力周波数ｆｏ： ３０％＜ｆｏ＜１００％
キャリア周波数ｆｃを低次高調波消去ＰＷＭ制御によりインバータ部５０を制御する。低次高調波を消去するために固定パルスモードによりインバータ部５０を制御する。本実施例では、上述したように非同期キャリア比較ＰＷＭ制御によりインバータ部５０を制御する範囲が狭くなったことにより、低次高調波消去ＰＷＭ制御によりインバータ部５０を制御することができる出力周波数ｆｏの範囲が広くなる（３０％＜ｆｏ＜１００％）。

図４は、実施例１に係るＰＷＭ制御の動作を説明するフローチャートである。図３も参照しながら説明する。

運転範囲が変調率Ｍ≦５０％で使用しない場合（Ｓ０１のＮｏ）、ステップＳ０２に移行し、スイッチＳＷ１を常時オン（ＯＮ）にする。この場合は、変調率Ｍ>５０％の場合に該当し、本実施例に係る直流電圧を下げる必要がないため、スイッチＳＷ１を常時オン状態にする。

運転範囲が変調率Ｍ≦５０％で使用する場合（Ｓ０１のＹｅｓ）、ステップＳ０３に移行する。

ステップＳ０３において、変調率Ｍの最小値Ｍｍｉｎが３０％≦変調率Ｍｍｉｎ≦４０％の場合（Ｓ０３のＹｅｓ）、変調率Ｍの値に応じてスイッチＳＷ１のスイッチング周波数ｆｓｗが下記（１）〜（５）のように設定される。
（１）３０％≦Ｍ<３５％、ｆｓｗ=Ｎ１[Ｈｚ]
（２）３５％≦Ｍ<４０％、ｆｓｗ=Ｎ２[Ｈｚ]
（３）４０％≦Ｍ<４５％、ｆｓｗ=Ｎ３[Ｈｚ]
（４）４５％≦Ｍ<５０％、ｆｓｗ=Ｎ４[Ｈｚ]
（５）５０％≦Ｍ、ＳＷ１を常時オン
(Ｎ１<Ｎ２<Ｎ３<Ｎ４)

ステップＳ０３において、変調率Ｍの最小値Ｍｍｉｎが４０％を超える場合（Ｓ０３のＮｏ）、ステップＳ０５に移行する。変調率Ｍの値に応じてスイッチＳＷ１のスイッチング周波数ｆｓｗが下記（１）〜（５）のように設定される。
（１）４０％≦Ｍ<４５％、ｆｓｗ=Ｎ３[Ｈｚ]
（２）４５％≦Ｍ<５０％、ｆｓｗ=Ｎ４[Ｈｚ]
（５）５０％≦Ｍ、ＳＷ１を常時オン
（Ｎ３<Ｎ４）

以上説明したように、本発明の課題である圧接型半導体素子の切欠き部の圧力抜けによる当該圧接型半導体素子の熱破壊を防止することができる圧接型半導体素子用スタックを提供できる。

１ インバータ装置
１０ トランス部
２０ ダイオード整流部
３０ チョッパ部
３１ チョッパ制御部
４０ 平滑コンデンサ部
５０ インバータ部
５１ ＰＷＭ制御部
６０ モータ部
ＳＷ１ スイッチ
Ｌ１ リアクトル
Ｑ１〜Ｑ４ 半導体素子
Ｄ１〜Ｄ４ ダイオード
ＤＰ、ＤＮ クランプダイオード
Ｍ 変調率

Claims (2)

1. インバータ装置であって、
   交流電圧を直流電圧に変換するダイオード整流部と、
   前記ダイオード整流部から出力された直流電圧を可変するチョッパ部と、
   前記チョッパ部を構成するスイッチのチョッパ周波数を設定するチョッパ制御部と、
   前記チョッパ部から出力された直流電圧を平滑する平滑コンデンサ部と、
   前記平滑コンデンサ部に充電された直流電圧を負荷が要求する交流電圧に変換するインバータ部と、
   前記インバータ部をＶ／Ｆ一定制御するＰＷＭ制御部と、
   を備え、
   前記インバータ部の直流電圧であるインバータ直流電圧に対する出力線間電圧の比に、係数Ｋを乗じて変調率Ｍが下記数式（１）、（２）で算出され、
   変調率Ｍ=Ｋ×（インバータの出力線間電圧／インバータ直流電圧）・・・・（１）
   係数Ｋ＝√２／√３・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・（２）
   前記変調率Ｍは、
   前記インバータ直流電圧に反比例しており、インバータ直流電圧を可変することにより前記変調率Ｍを可変することが可能であり、
   前記チョッパ制御部は、
   前記チョッパ周波数ｆｓｗを下げることにより前記インバータ直流電圧を下げることができるので、
   前記変調率Ｍが３０％を超え５０％未満の範囲では、前記スイッチのスイッチング周波数ｆｓｗを低く設定することにより、前記数式（１）に基づき前記インバータ直流電圧を低くして変調率Ｍを上げ、高調波消去ＰＷＭ制御の運転範囲を広くし、
   前記ＰＷＭ制御部は、
   前記インバータ部を、当該インバータ部の運転速度である出力周波数ｆｏが定格周波数の２５％未満の範囲（ｆｏ<２５％）では非同期キャリア比較ＰＷＭ制御を行い、同様に、出力周波数ｆｏが定格周波数の２５％以上３０％未満の範囲（２５％≦ｆｏ<３０％）では同期キャリア比較ＰＷＭ制御を行い、出力周波数ｆｏが定格周波数の３０％以上１００％未満の範囲（３０％<ｆｏ<１００％）では低次高調波消去ＰＷＭ制御により制御することにより、共振を回避することができることを特徴とする共振回避可能なインバータ装置。
2. 前記チョッパ制御部は、
   前記運転範囲が変調率Ｍ５０％以上で使用する場合には、前記チョッパを構成するスイッチを常時オン状態で使用することを特徴とする請求項１記載の共振回避可能なインバータ装置。