JPH0378494A - 電動機駆動制御装置 - Google Patents
電動機駆動制御装置Info
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- JPH0378494A JPH0378494A JP1211609A JP21160989A JPH0378494A JP H0378494 A JPH0378494 A JP H0378494A JP 1211609 A JP1211609 A JP 1211609A JP 21160989 A JP21160989 A JP 21160989A JP H0378494 A JPH0378494 A JP H0378494A
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- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 8
- 230000003321 amplification Effects 0.000 abstract description 14
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 abstract description 14
- 238000000034 method Methods 0.000 description 11
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 9
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 3
- 108010023321 Factor VII Proteins 0.000 description 1
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 1
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 1
- 238000009499 grossing Methods 0.000 description 1
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 1
- 238000004804 winding Methods 0.000 description 1
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- Control Of Ac Motors In General (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
産業上の利用分野
本発明は2相誘導電動機の電動機駆動制御装置に関する
ものである。
ものである。
従来の技術
本発明者によれば、以前に第5図に示す様な電動機駆動
装置を提案している。図中1は、商用交流をダイオード
2・3と平滑用コンデンサ4・5で半波毎に整流平滑し
て正負両軍源を発生する直流電圧源で、基準電位出力端
子6、正電位出力端子7と負電位出力端子8が設けられ
ている。9aは直列接続され両端を前記直流電圧源1の
正負出力端子7・8に接続されたスイッチング素子10
・11よりなるアーム、9bは同様にスイッチング素子
12・13よりなるアームである。16はスイッチング
素子10〜13の開閉を制御する制御回路部、17はア
ームの各中間接続点14・15と、直流電圧源の基準電
位出力端子6間に接続された2相誘導電動機であり、基
準G−A相・B相の3端子がある。
装置を提案している。図中1は、商用交流をダイオード
2・3と平滑用コンデンサ4・5で半波毎に整流平滑し
て正負両軍源を発生する直流電圧源で、基準電位出力端
子6、正電位出力端子7と負電位出力端子8が設けられ
ている。9aは直列接続され両端を前記直流電圧源1の
正負出力端子7・8に接続されたスイッチング素子10
・11よりなるアーム、9bは同様にスイッチング素子
12・13よりなるアームである。16はスイッチング
素子10〜13の開閉を制御する制御回路部、17はア
ームの各中間接続点14・15と、直流電圧源の基準電
位出力端子6間に接続された2相誘導電動機であり、基
準G−A相・B相の3端子がある。
以上の構成で、商用交流電圧を100V(実効値)とす
ると、直流電圧源1の正電位出力端子7と負電位出力端
子8には、それぞれ基準電位出力端子6の基準電位に対
して、直流で約+140Vと一140Vが出力されてい
る。したがって、各アームの上側のスイッチング素子1
0・12がオンすると、インバータの出力即ち各アーム
の中間接続点14・15は正の電位で+140vに振ら
れ、逆に下側のスイッチング素子11・13がオンする
と各アームの中間接続点14・15は負の電位で一14
0Vに振られる。このことを利用して次に示す様にして
2相誘導電動機を駆動する。
ると、直流電圧源1の正電位出力端子7と負電位出力端
子8には、それぞれ基準電位出力端子6の基準電位に対
して、直流で約+140Vと一140Vが出力されてい
る。したがって、各アームの上側のスイッチング素子1
0・12がオンすると、インバータの出力即ち各アーム
の中間接続点14・15は正の電位で+140vに振ら
れ、逆に下側のスイッチング素子11・13がオンする
と各アームの中間接続点14・15は負の電位で一14
0Vに振られる。このことを利用して次に示す様にして
2相誘導電動機を駆動する。
制御回路部16にて三角波形の変調波と正弦波形の信号
波を比較し、その論理積をとることによってPWMの制
御信号を得る。そして、このPWM制御信号により各ス
イッチング素子10〜13をそれぞれ第6図(a)同(
b)に示すようなタイミングでオンオフさせる。すると
、アームの中間接続点14・15は、それぞれ基準電位
出力端子6の基準に対して同図(e) (f)の実
線で示す様な電位パターン(この等値電圧は近似的には
波線で示す様な2相交流電圧になる)を描く。したがっ
て、基準電位出力端子6、アームの各中間接続点14・
15に接続されているステータ巻線間G−A−G−Bに
擬似2相交流電圧が印加、すなわち2相3線交流電力が
供給される。そのようにして各ステータに供給された2
相3線交流電力で、2相誘導電動機17は駆動される。
波を比較し、その論理積をとることによってPWMの制
御信号を得る。そして、このPWM制御信号により各ス
イッチング素子10〜13をそれぞれ第6図(a)同(
b)に示すようなタイミングでオンオフさせる。すると
、アームの中間接続点14・15は、それぞれ基準電位
出力端子6の基準に対して同図(e) (f)の実
線で示す様な電位パターン(この等値電圧は近似的には
波線で示す様な2相交流電圧になる)を描く。したがっ
て、基準電位出力端子6、アームの各中間接続点14・
15に接続されているステータ巻線間G−A−G−Bに
擬似2相交流電圧が印加、すなわち2相3線交流電力が
供給される。そのようにして各ステータに供給された2
相3線交流電力で、2相誘導電動機17は駆動される。
発明が解決しようとする課題
しかしこのような構成の電動機駆動装置には以下に示す
ような2種類の解決課題があった。その第一は、直流電
圧源の正負両電圧を得る手段を通常商用交流の半波毎の
整流平滑によっているため、正負両電圧には第7図に示
すような電源周波数と同じ周期のリップル分が含まれる
ことである。そのため、インバータのPWMパルス出力
のエンベロープは同図(a)に示すようにリップル成分
が含まれており、そのPWMによって印加された疑似2
相交流電圧の振幅も同様に同図(b)に示すようなリッ
プル分が含まれる。また第二は、正負両電圧には第8図
に示すように、その電源に同期したリップルの周波数f
と疑似2相交流周波数f。との差の絶対値、即ちIf−
folの周波数によるリップルが含まれる。したがって
、それらによって駆動される2相誘導電動機においては
、トルクリップルとして重畳される。それゆえ、なめら
かな回転での誘導電動機駆動が実現できないのみならず
、それによって騒音が太き(なるという問題があった。
ような2種類の解決課題があった。その第一は、直流電
圧源の正負両電圧を得る手段を通常商用交流の半波毎の
整流平滑によっているため、正負両電圧には第7図に示
すような電源周波数と同じ周期のリップル分が含まれる
ことである。そのため、インバータのPWMパルス出力
のエンベロープは同図(a)に示すようにリップル成分
が含まれており、そのPWMによって印加された疑似2
相交流電圧の振幅も同様に同図(b)に示すようなリッ
プル分が含まれる。また第二は、正負両電圧には第8図
に示すように、その電源に同期したリップルの周波数f
と疑似2相交流周波数f。との差の絶対値、即ちIf−
folの周波数によるリップルが含まれる。したがって
、それらによって駆動される2相誘導電動機においては
、トルクリップルとして重畳される。それゆえ、なめら
かな回転での誘導電動機駆動が実現できないのみならず
、それによって騒音が太き(なるという問題があった。
本発明はこのような従来の課題を解決しようとするもの
であり、第一に主に直流電圧の基準に対する対象リップ
ルを減らし、トルクリップルのない電動機駆動制御装置
の構成を提供することを目的としている。第二に、前記
第一の目的を達成するための別の手段を提供することを
目的としている。また第三に、主に直流電圧の基準に対
する平行形リップルを減らし、トルクリップルのない電
動機駆動制御装置の構成を提供することを目的としてい
る。
であり、第一に主に直流電圧の基準に対する対象リップ
ルを減らし、トルクリップルのない電動機駆動制御装置
の構成を提供することを目的としている。第二に、前記
第一の目的を達成するための別の手段を提供することを
目的としている。また第三に、主に直流電圧の基準に対
する平行形リップルを減らし、トルクリップルのない電
動機駆動制御装置の構成を提供することを目的としてい
る。
課題を解決するための手段
前記第一の目的を達成するための第一の手段は、正負両
川力を有する直流電圧源と、2個または複数個のスイッ
チング素子を直列接続された2つのアームからなるイン
バータと、前ズ己スイッチング素子を開閉制御する制御
回路部とで構成される2相誘導機駆動装置において、前
記制御回路部は、前記2相誘導機の所望回転数に応じた
周波数を設定する周波数設定部と、この周波数設定部の
設定信号によって振幅と周波数の異なる正弦波を発生す
る基本波発生部と、適宜な振幅と周波数の搬送波を発生
する搬送波発生部と、これら基本波発生部出力と搬送波
発生部出力とを比較してPWM信号出力を得る比較部と
、前記P W M信号を入力としてインバータの各スイ
ッチング素子を適宜に開閉制御するインバータ制御部と
、前記直流電圧源の出力電圧を検知する電圧検知部と、
前記検知電圧に応じて搬送波出力を補正制御する搬送波
出力補正部とを具備してなる電動機駆動制御装置とする
ことである。
川力を有する直流電圧源と、2個または複数個のスイッ
チング素子を直列接続された2つのアームからなるイン
バータと、前ズ己スイッチング素子を開閉制御する制御
回路部とで構成される2相誘導機駆動装置において、前
記制御回路部は、前記2相誘導機の所望回転数に応じた
周波数を設定する周波数設定部と、この周波数設定部の
設定信号によって振幅と周波数の異なる正弦波を発生す
る基本波発生部と、適宜な振幅と周波数の搬送波を発生
する搬送波発生部と、これら基本波発生部出力と搬送波
発生部出力とを比較してPWM信号出力を得る比較部と
、前記P W M信号を入力としてインバータの各スイ
ッチング素子を適宜に開閉制御するインバータ制御部と
、前記直流電圧源の出力電圧を検知する電圧検知部と、
前記検知電圧に応じて搬送波出力を補正制御する搬送波
出力補正部とを具備してなる電動機駆動制御装置とする
ことである。
また、第二の目的を達成するための第二の手段は、正負
両川力を有する直流電圧源と、2個または複数個のスイ
ッチング素子を直列接続された2つのアームからなるイ
ンバータと、前J己スイッチング素子を開閉制御する制
御回路部とで構成される2相誘導機駆動装置において、
前記制御回路部は、前記2相誘導機の所望回転数に応じ
た周波数を設定する周波数設定部と、この周波数設定部
の設定信号によって振幅と周波数の異なる正弦波を発生
する基本波発生部と、適宜な振幅と周波数の搬送波を発
生する搬送波発生部と、これら基本波発生部出力と搬送
波発生部出力とを比較してPWM信号出力を得る比較部
と、前記PWM信号を入力としてインバータの各スイッ
チング素子を適宜に開閉制御するインバータ制御部と、
前記直流電圧源の出力電圧を検知する電圧検知部と、前
記基本波発生部の正弦波出力を前記検知電圧に応じて補
正する基本波出力補正部とを具備してなる電動機駆動制
御装置とすることである。
両川力を有する直流電圧源と、2個または複数個のスイ
ッチング素子を直列接続された2つのアームからなるイ
ンバータと、前J己スイッチング素子を開閉制御する制
御回路部とで構成される2相誘導機駆動装置において、
前記制御回路部は、前記2相誘導機の所望回転数に応じ
た周波数を設定する周波数設定部と、この周波数設定部
の設定信号によって振幅と周波数の異なる正弦波を発生
する基本波発生部と、適宜な振幅と周波数の搬送波を発
生する搬送波発生部と、これら基本波発生部出力と搬送
波発生部出力とを比較してPWM信号出力を得る比較部
と、前記PWM信号を入力としてインバータの各スイッ
チング素子を適宜に開閉制御するインバータ制御部と、
前記直流電圧源の出力電圧を検知する電圧検知部と、前
記基本波発生部の正弦波出力を前記検知電圧に応じて補
正する基本波出力補正部とを具備してなる電動機駆動制
御装置とすることである。
さらに、第三の目的を達成するための第三の手段は、正
負両川力を有する直流電圧源と、2個または複数個のス
イッチング素子を直列接続された2つのアームからなる
インバータと、前記スイッチング素子を開閉制御する制
御回路部とで構成される2相誘導機駆動装置において、
前記制御回路部は、前記2相誘導機の所望回転数に応じ
た周波数を設定する周波数設定部と、この周波数設定部
の設定信号によって振幅と周波数の異なる正弦波を発生
する基本波発生部と、適宜な振幅と周波数の搬送波を発
生する搬送波発生部と、これら基本波発生部出力と搬送
波発生部出力とを比較してPWM信号出力を得る比較部
と、前記PWM信号を入力としてインバータの各スイッ
チング素子を適宜に開閉制御するインバータ制御部と、
前記直流電圧源の正負両端子間型圧および正または負電
圧を入力とし、これらの電圧に応じて前記基本波をレベ
ルシフト制御を行なうレベルシフト部とを具備してなる
電動機駆動制御装置とすることである。
負両川力を有する直流電圧源と、2個または複数個のス
イッチング素子を直列接続された2つのアームからなる
インバータと、前記スイッチング素子を開閉制御する制
御回路部とで構成される2相誘導機駆動装置において、
前記制御回路部は、前記2相誘導機の所望回転数に応じ
た周波数を設定する周波数設定部と、この周波数設定部
の設定信号によって振幅と周波数の異なる正弦波を発生
する基本波発生部と、適宜な振幅と周波数の搬送波を発
生する搬送波発生部と、これら基本波発生部出力と搬送
波発生部出力とを比較してPWM信号出力を得る比較部
と、前記PWM信号を入力としてインバータの各スイッ
チング素子を適宜に開閉制御するインバータ制御部と、
前記直流電圧源の正負両端子間型圧および正または負電
圧を入力とし、これらの電圧に応じて前記基本波をレベ
ルシフト制御を行なうレベルシフト部とを具備してなる
電動機駆動制御装置とすることである。
作 用
第−の手段は、直流電圧源の電圧に応じて、搬送波出力
補正部で振幅のゲインを調整することによって、2相誘
導機に印加される疑似2相交流電圧のリップルで主に直
流電圧の基準に対する対象形リップルを減らし、トルク
リップルのない2相誘導電動機駆動を実現する。また、
上記した第二の手段は、直流電圧源の電圧リップルに応
じて、基本波出力補正部で出力補正することによって、
2相誘導機に印加される疑似2相交流電圧で主に直流電
圧の基準に対する対象形リップルを減らし、トルクリッ
プルのない2相誘導電動機駆動を実現する。さらに、第
三の手段は、直流電圧源の正負両端子閾電圧から抵抗分
圧等で得られた中点電位と、正または負の出力電圧との
差の電圧に応じて、レベルシフト回路部で基本波出力を
レベルシフトする事によって、2相誘導機に印加される
疑似2相交流電圧で主に直流電圧の基準に対する平行形
リップルを減らし、トルクリップルのない2相誘導電動
機駆動を実現する。
補正部で振幅のゲインを調整することによって、2相誘
導機に印加される疑似2相交流電圧のリップルで主に直
流電圧の基準に対する対象形リップルを減らし、トルク
リップルのない2相誘導電動機駆動を実現する。また、
上記した第二の手段は、直流電圧源の電圧リップルに応
じて、基本波出力補正部で出力補正することによって、
2相誘導機に印加される疑似2相交流電圧で主に直流電
圧の基準に対する対象形リップルを減らし、トルクリッ
プルのない2相誘導電動機駆動を実現する。さらに、第
三の手段は、直流電圧源の正負両端子閾電圧から抵抗分
圧等で得られた中点電位と、正または負の出力電圧との
差の電圧に応じて、レベルシフト回路部で基本波出力を
レベルシフトする事によって、2相誘導機に印加される
疑似2相交流電圧で主に直流電圧の基準に対する平行形
リップルを減らし、トルクリップルのない2相誘導電動
機駆動を実現する。
実施例
以下、本発明の電動機駆動制御装置の一実施例について
添付図面に基づいて説明する。第1図は、第一の手段の
一実施例を示す電動機駆動制御装置のブロック図である
。図中1〜17は、従来例で説明したものと共通であり
説明を省略する。
添付図面に基づいて説明する。第1図は、第一の手段の
一実施例を示す電動機駆動制御装置のブロック図である
。図中1〜17は、従来例で説明したものと共通であり
説明を省略する。
制御回路部18において、28は2相誘導機の所望回転
数に応じた周波数を設定する周波数設定部19と、この
周波数設定部19の設定信号によって振幅と周波数の異
なる正弦波を発生する基本波発生部20とが含まれたマ
イクロコンピュータ、21は適宜な周波数の搬送波とな
る三角波を発生する三角波発生部22と、その三角波を
適宜に増幅する増幅部23を含む搬送波発生部、24は
これら基本波発生部20の出力と搬送波発生部27の出
力とを比較してPWM信号出力を得る比較部、25はこ
のPWM信号を入力としてインバー圧を検知する電圧検
知部、27はこの電圧に応じて増幅部の増幅率を制御し
て搬送波出力を補正する搬送波出力補正部である。
数に応じた周波数を設定する周波数設定部19と、この
周波数設定部19の設定信号によって振幅と周波数の異
なる正弦波を発生する基本波発生部20とが含まれたマ
イクロコンピュータ、21は適宜な周波数の搬送波とな
る三角波を発生する三角波発生部22と、その三角波を
適宜に増幅する増幅部23を含む搬送波発生部、24は
これら基本波発生部20の出力と搬送波発生部27の出
力とを比較してPWM信号出力を得る比較部、25はこ
のPWM信号を入力としてインバー圧を検知する電圧検
知部、27はこの電圧に応じて増幅部の増幅率を制御し
て搬送波出力を補正する搬送波出力補正部である。
以下に本実施例のポイントである搬送波出力補正部27
の作用を中心に本発明の目的であるトルクリップルの除
去方法について第4図を基に説明する。同図(a)に示
すような三角波V。(周波数f 振幅±Vc)と正弦
波vsが、それぞれ搬1 送波発生部21および基本波発生部20から比較部24
に入力される時、同図(b)に示す様に、V C> V
s、vo<vsとなる時間の比率で決まるパルス幅の
信号V、を出力している。そこで、ある搬送波の1周期
において、同図(C)に示されるように1周期をα :
1−α2の比率でPWMパルス信号を出力しているとす
ると、その1周期での疑似2相交流電圧の平均電圧vS
v6の値は、v =VaXα −vbx (1
−a )ρ
p= (Va+Vb) ×a −Vb・・・<1)で
与えられる。また、α、はV。とV、を用いてα =
(1+v /V )/2・・・(2)と表わされる。
の作用を中心に本発明の目的であるトルクリップルの除
去方法について第4図を基に説明する。同図(a)に示
すような三角波V。(周波数f 振幅±Vc)と正弦
波vsが、それぞれ搬1 送波発生部21および基本波発生部20から比較部24
に入力される時、同図(b)に示す様に、V C> V
s、vo<vsとなる時間の比率で決まるパルス幅の
信号V、を出力している。そこで、ある搬送波の1周期
において、同図(C)に示されるように1周期をα :
1−α2の比率でPWMパルス信号を出力しているとす
ると、その1周期での疑似2相交流電圧の平均電圧vS
v6の値は、v =VaXα −vbx (1
−a )ρ
p= (Va+Vb) ×a −Vb・・・<1)で
与えられる。また、α、はV。とV、を用いてα =
(1+v /V )/2・・・(2)と表わされる。
電圧リップルのない時の直流電圧出力をEとすると、そ
の時の正電圧出力Va、負電圧出力−vbは当然Va=
Vb=Eとなる。この時の搬送波振幅をV。。、信号波
瞬時値”soとする。(1)式のαに(2)式を代入し
た式にVa=Vb=Eの条件を代入すると、平均電圧v
aveはv =EX (1+v /V ) E−
(3)となる。続いて、電圧リップルがある時に、この
平均電圧v3veと等しくなるようにVa−vbの値に
応じて補正する時の搬送波振幅V。1、基本波瞬時値”
S+とすると、(1)式のα、に(2)式を代入にこの
補正条件を代入した式は、 vbx (1+ vs、/Vo、) −Vbと表わされ
る。この式と(3)式が等しくなる条件は次の(4)式
で示される。
の時の正電圧出力Va、負電圧出力−vbは当然Va=
Vb=Eとなる。この時の搬送波振幅をV。。、信号波
瞬時値”soとする。(1)式のαに(2)式を代入し
た式にVa=Vb=Eの条件を代入すると、平均電圧v
aveはv =EX (1+v /V ) E−
(3)となる。続いて、電圧リップルがある時に、この
平均電圧v3veと等しくなるようにVa−vbの値に
応じて補正する時の搬送波振幅V。1、基本波瞬時値”
S+とすると、(1)式のα、に(2)式を代入にこの
補正条件を代入した式は、 vbx (1+ vs、/Vo、) −Vbと表わされ
る。この式と(3)式が等しくなる条件は次の(4)式
で示される。
v3ve=Vbxv、I/vo1;EXvSo/Vo・
・・(4)ここでVを一定とすると(4)式でvS1−
vS。
・・(4)ここでVを一定とすると(4)式でvS1−
vS。
を代入して、Vo、=V0゜XVb/Eとナリ、Vbに
比例して搬送波振幅V。を変えてやれば電圧リップルの
有無にかかわらず、その平均電圧v3v6が常に一定と
なるように制御できる。以上の方法により次のようにし
て、実際の駆動を行なう。
比例して搬送波振幅V。を変えてやれば電圧リップルの
有無にかかわらず、その平均電圧v3v6が常に一定と
なるように制御できる。以上の方法により次のようにし
て、実際の駆動を行なう。
マイクロコンピュータ28の周波数設定部19で設定さ
れた周波数の正弦波を基本波発生部20から出力し、そ
の信号を搬送波にのせてインバータ駆動を行なうと同時
に、直流電圧の負電圧出力8を電圧検知部26で検知し
て、搬送波出力補正部27に入力する。そのリップルの
大きさに応じて搬送波出力補正部27で搬送波発生部2
1の増幅部23の増幅率を補正し、その補正された増幅
率で三角波を増幅し7、出力する。このフィードバック
制御によって、疑似2相交流への電圧リップルを最小限
に抑えることができ、2相誘導電動機のトルクリップル
のない回転を得るものである。
れた周波数の正弦波を基本波発生部20から出力し、そ
の信号を搬送波にのせてインバータ駆動を行なうと同時
に、直流電圧の負電圧出力8を電圧検知部26で検知し
て、搬送波出力補正部27に入力する。そのリップルの
大きさに応じて搬送波出力補正部27で搬送波発生部2
1の増幅部23の増幅率を補正し、その補正された増幅
率で三角波を増幅し7、出力する。このフィードバック
制御によって、疑似2相交流への電圧リップルを最小限
に抑えることができ、2相誘導電動機のトルクリップル
のない回転を得るものである。
第2図は、第二の手段の一実施例を示す電動機駆動制御
装置のブロック図である。従来例と前記した第一の手段
の一実施例に使用したものと共通の機能を有するものに
は、共通の番号を付与し説明を簡単にする。制御回路部
30において、19は2相誘導機の所望回転数に応じた
周波数を設定する周波数設定部、20はこの周波数設定
部19の設定信号によって振幅と周波数の異なる正弦波
を発生する基本波発生部、21は適宜な周波数の搬送波
となる三角波を発生する搬送波発生部、24はこれら基
本波発生部20の出力と搬送波発生部21の出力とを比
較してPWM信号出力を得る比較部、25はPWM信号
を入力としてインバータの各スイッチング素子を適宜に
開閉制御するインバータ駆動部、26は直流電圧源の出
力電圧を検知する電圧検知部、29はこの電圧に応じて
増幅率を制御して搬送波の基本波の出力を補正する基本
波出力補正部である。尚、本実施例では周波数設定部1
9・基本波発生部20・基本波出力補正部29はマイク
ロコンピュータ31で構成されている。
装置のブロック図である。従来例と前記した第一の手段
の一実施例に使用したものと共通の機能を有するものに
は、共通の番号を付与し説明を簡単にする。制御回路部
30において、19は2相誘導機の所望回転数に応じた
周波数を設定する周波数設定部、20はこの周波数設定
部19の設定信号によって振幅と周波数の異なる正弦波
を発生する基本波発生部、21は適宜な周波数の搬送波
となる三角波を発生する搬送波発生部、24はこれら基
本波発生部20の出力と搬送波発生部21の出力とを比
較してPWM信号出力を得る比較部、25はPWM信号
を入力としてインバータの各スイッチング素子を適宜に
開閉制御するインバータ駆動部、26は直流電圧源の出
力電圧を検知する電圧検知部、29はこの電圧に応じて
増幅率を制御して搬送波の基本波の出力を補正する基本
波出力補正部である。尚、本実施例では周波数設定部1
9・基本波発生部20・基本波出力補正部29はマイク
ロコンピュータ31で構成されている。
以上の構成により、以下に本発明の目的であるトルクリ
ップルの除去方法について、本実施例のポイントである
基本波出力補正部29の作用を中心に第4図を基に説明
する。同図(a)に示すような三角波V。(周波数f。
ップルの除去方法について、本実施例のポイントである
基本波出力補正部29の作用を中心に第4図を基に説明
する。同図(a)に示すような三角波V。(周波数f。
、振幅±vo)と正弦波vSが、それぞれ搬送波発生部
21から、および基本波出力補正部29を介して基本波
発生部20から比較部24に入力される時、同図(b)
に示すようにV (> V 5、V c < V 3と
なる時間の比率で決まるパルス幅の信号V、を出力して
いる。そこて、ある搬送波の1周期において、同図(c
)に示されるように1周期をα :1−α、の比率でP
WMパルス信号を出力しているとすると、その−周期で
の疑似2相交流電圧の平均電圧v3ve値は 、 v
=Vax α −Vbx (1−a
p>= (Va+Vb)Xa −Vb−(1)で与え
られる。また、α、はV。とV、を用いてa、= (1
+V、/MO)/2− (2)と表わされる。電圧リッ
プルのない時の直流電圧出力をEとすると、その時の正
電圧出力Va、負電圧出力−vbは当然Va=Vb=E
となる。この時の搬送波振幅をV。。、基本波瞬時値を
Vsoとする。(1)式のαに(2)式を代入した式に
Va−Vb=Eの条件を代入すると、平均電圧v av
eはv =Ex (1+v3/Vo)−E”・(3
)となる。続いて電圧リップルがある時に、この平均電
圧V と等しくなるようにva−vbの値に応じて補
正する時の搬送波振幅をV。、基本波瞬時値を”Slと
すると、(1)式のα2に(2)式を代入した式に、対
象リップルの条件Va=Vbを代入するとVbx (1
+VS、/Vo1)−Vbと書き表わされる。この式と
(3)式が等しくなる条件は、次の(4)式で表現され
る。
21から、および基本波出力補正部29を介して基本波
発生部20から比較部24に入力される時、同図(b)
に示すようにV (> V 5、V c < V 3と
なる時間の比率で決まるパルス幅の信号V、を出力して
いる。そこて、ある搬送波の1周期において、同図(c
)に示されるように1周期をα :1−α、の比率でP
WMパルス信号を出力しているとすると、その−周期で
の疑似2相交流電圧の平均電圧v3ve値は 、 v
=Vax α −Vbx (1−a
p>= (Va+Vb)Xa −Vb−(1)で与え
られる。また、α、はV。とV、を用いてa、= (1
+V、/MO)/2− (2)と表わされる。電圧リッ
プルのない時の直流電圧出力をEとすると、その時の正
電圧出力Va、負電圧出力−vbは当然Va=Vb=E
となる。この時の搬送波振幅をV。。、基本波瞬時値を
Vsoとする。(1)式のαに(2)式を代入した式に
Va−Vb=Eの条件を代入すると、平均電圧v av
eはv =Ex (1+v3/Vo)−E”・(3
)となる。続いて電圧リップルがある時に、この平均電
圧V と等しくなるようにva−vbの値に応じて補
正する時の搬送波振幅をV。、基本波瞬時値を”Slと
すると、(1)式のα2に(2)式を代入した式に、対
象リップルの条件Va=Vbを代入するとVbx (1
+VS、/Vo1)−Vbと書き表わされる。この式と
(3)式が等しくなる条件は、次の(4)式で表現され
る。
v =VbXv /V =Exvso/V(、
。・・’(4)ave Sl
(!IここでVCを一定とすると(4)式に
V。o=Vo1を代入して、VS8=VSoXE/vb
となり、vbに反比例して基本波出力vsを変えてやれ
ば、電圧リップルの有無にかかわらずその平均電圧v
av@が常に一定となるように制御できる。以上の方法
により次のようにして、実際の駆動を行なう。周波数設
定部19で設定された周波数の正弦波を基本波発生部2
0から出力し、その信号を搬送波にのせてインバータ駆
動を行なうと同時に、直流電圧の負電圧出力8を電圧検
知部26で検知して、マイクロコンピュータ31の基本
波出力補正部29に入力する。そのリップルの大きさに
応じて基本波出力補正部29で基本波出力を演算により
補正し、この補正された基本波を出力する。このフィー
ドバック制御によって、疑似2相交流への電圧リップル
印加を最小限に抑えることによって、2相誘導電動機の
トルクリップルのない回転を得るものである。
。・・’(4)ave Sl
(!IここでVCを一定とすると(4)式に
V。o=Vo1を代入して、VS8=VSoXE/vb
となり、vbに反比例して基本波出力vsを変えてやれ
ば、電圧リップルの有無にかかわらずその平均電圧v
av@が常に一定となるように制御できる。以上の方法
により次のようにして、実際の駆動を行なう。周波数設
定部19で設定された周波数の正弦波を基本波発生部2
0から出力し、その信号を搬送波にのせてインバータ駆
動を行なうと同時に、直流電圧の負電圧出力8を電圧検
知部26で検知して、マイクロコンピュータ31の基本
波出力補正部29に入力する。そのリップルの大きさに
応じて基本波出力補正部29で基本波出力を演算により
補正し、この補正された基本波を出力する。このフィー
ドバック制御によって、疑似2相交流への電圧リップル
印加を最小限に抑えることによって、2相誘導電動機の
トルクリップルのない回転を得るものである。
本実施例の構成とすることによって、つまり基本波出力
補正部29を使用した補正方法とすることによって、前
記した第一の手段の実施例によるよりも一層回路構成が
簡単となるものである。つまり、基本波出力補正部29
・基本波発生部20・周波数設定部19を一つのマイク
ロコンピュータ31で構成することが可能となるもので
ある。なお前記した第一の手段の実施例及び第二の手段
の実施例とも、vbを検知する方法のみについて説明し
たが、Va−vbは基準電位に対して対象リップルであ
るため、VaあるいはVa+Vbで三角波振幅ゲインの
補正を行っても本実施例と同様の効果が得られるのは言
うまでもあるまい。
補正部29を使用した補正方法とすることによって、前
記した第一の手段の実施例によるよりも一層回路構成が
簡単となるものである。つまり、基本波出力補正部29
・基本波発生部20・周波数設定部19を一つのマイク
ロコンピュータ31で構成することが可能となるもので
ある。なお前記した第一の手段の実施例及び第二の手段
の実施例とも、vbを検知する方法のみについて説明し
たが、Va−vbは基準電位に対して対象リップルであ
るため、VaあるいはVa+Vbで三角波振幅ゲインの
補正を行っても本実施例と同様の効果が得られるのは言
うまでもあるまい。
第3図は、第三の手段の一実施例を示す電動機駆動制御
装置のブロック図である。前記各実施例で説明したもの
と共通の機能を有するものは説明を簡単にする。制御回
路部33において、19は2相誘導機の所望回転数に応
じた周波数を設定する周波数設定部、20はこの周波数
設定部19の設定信号によって振幅と周波数の異なる正
弦波を発生する基本波発生部、21は適宜な周波数の搬
送波となる三角波を発生する搬送波発生部、24はこれ
ら基本波発生部20の出力と搬送波発生部21の出力と
を比較してPWM信号出力を得る比較部、25はPWM
信号を入力としてインバータの各スイッチング素子を適
宜に開閉制御するインバータ制御部である。32は直流
電圧源1の正負両端子7・8間電圧および正または負電
圧を入力とし、これらの電圧に応じて基本波のレベルシ
フト制御を行なうレベルシフト回路部である。レベルシ
フト回路部32は、オペアンプ32a・同32bを有し
ており、差動増幅器として作用するものである。オペア
ンプ32aは、Vaとvbが入力されVa−Vbが出力
されるものである。オペアンプ32bはこのVa−Vb
に応じた増幅率で基本波発生部20の基本波の振幅を調
整し、この信号を比較部24に出力する。これによって
Va−Vbに含まれている平行リップルの影響を最少限
に抑えることができるものである。
装置のブロック図である。前記各実施例で説明したもの
と共通の機能を有するものは説明を簡単にする。制御回
路部33において、19は2相誘導機の所望回転数に応
じた周波数を設定する周波数設定部、20はこの周波数
設定部19の設定信号によって振幅と周波数の異なる正
弦波を発生する基本波発生部、21は適宜な周波数の搬
送波となる三角波を発生する搬送波発生部、24はこれ
ら基本波発生部20の出力と搬送波発生部21の出力と
を比較してPWM信号出力を得る比較部、25はPWM
信号を入力としてインバータの各スイッチング素子を適
宜に開閉制御するインバータ制御部である。32は直流
電圧源1の正負両端子7・8間電圧および正または負電
圧を入力とし、これらの電圧に応じて基本波のレベルシ
フト制御を行なうレベルシフト回路部である。レベルシ
フト回路部32は、オペアンプ32a・同32bを有し
ており、差動増幅器として作用するものである。オペア
ンプ32aは、Vaとvbが入力されVa−Vbが出力
されるものである。オペアンプ32bはこのVa−Vb
に応じた増幅率で基本波発生部20の基本波の振幅を調
整し、この信号を比較部24に出力する。これによって
Va−Vbに含まれている平行リップルの影響を最少限
に抑えることができるものである。
以上の構成により、以下に本発明の目的であるトルクリ
ップルの除去方法について第4図を基に説明する。同図
(a)に示すような三角波V。
ップルの除去方法について第4図を基に説明する。同図
(a)に示すような三角波V。
(周波数fc、m幅±Vo)と正弦波vSが、それぞれ
搬送波発生部21から、および基本波発生部20から比
較部24に入力される時、同図(b)に示すようにvo
〉vs、Vcくvsとなる時間の比率で決まるパルス幅
の信号vvを出力している。
搬送波発生部21から、および基本波発生部20から比
較部24に入力される時、同図(b)に示すようにvo
〉vs、Vcくvsとなる時間の比率で決まるパルス幅
の信号vvを出力している。
そこで、ある搬送波の1周期において、同図(C〉に示
されるように1周期をα、:1−α2の比率でPWMパ
ルス信号を出力しているとすると、その1周期での疑似
2相交流電圧の平均電圧は、v =VaXa
−VbX (1−a )p
p= (Va+Vb)xa −
Vb−(1)で与えられる。また、αはvoとVsを用
いてα −(1+vS/vo)/2・・・(2)と表わ
される。電圧リップルのない時の直流電圧出力をEとす
ると、その時の正電圧出力Va、負電圧出力−vbは当
然Va=Vb=Eとなる。この時の搬送波振幅をV。。
されるように1周期をα、:1−α2の比率でPWMパ
ルス信号を出力しているとすると、その1周期での疑似
2相交流電圧の平均電圧は、v =VaXa
−VbX (1−a )p
p= (Va+Vb)xa −
Vb−(1)で与えられる。また、αはvoとVsを用
いてα −(1+vS/vo)/2・・・(2)と表わ
される。電圧リップルのない時の直流電圧出力をEとす
ると、その時の正電圧出力Va、負電圧出力−vbは当
然Va=Vb=Eとなる。この時の搬送波振幅をV。。
、基本波瞬時値をV、。とする。(1)式のαに〈2)
式を代入した式にVa=Vb=Eの条件を代入すると、
平均電圧V はv = E ×(1+ v s /
V c ) E ・・・(3)となる。続いて電
圧リップルがある時に、この平均電圧V と等しくな
るようにVa−Vbに応じて補正する時の搬送波の振幅
V。、基本波瞬時値をvSlとすると、(1)式のα、
に(2)式を代入した式に、平行形リップルである条件
Va+Vb=2×Eを代入すると、(1)式は EX (1+vs、/VC,)−Vbと書き表わされる
。この式と(3)式が等しくなる条件は次の(4)式で
表現される。
式を代入した式にVa=Vb=Eの条件を代入すると、
平均電圧V はv = E ×(1+ v s /
V c ) E ・・・(3)となる。続いて電
圧リップルがある時に、この平均電圧V と等しくな
るようにVa−Vbに応じて補正する時の搬送波の振幅
V。、基本波瞬時値をvSlとすると、(1)式のα、
に(2)式を代入した式に、平行形リップルである条件
Va+Vb=2×Eを代入すると、(1)式は EX (1+vs、/VC,)−Vbと書き表わされる
。この式と(3)式が等しくなる条件は次の(4)式で
表現される。
v8.=v、o+voox (Vb−E)/E−(4)
この(4)式より、Vb−Eで基本波出力v3をレベル
シフトしてやれば、電圧リップルの有無にかかわらず、
その平均電圧V が、常に一定となるように制御できる
。以上の方法により次のようにして、実際の駆動を行な
う。周波数設定部19で設定された周波数の正弦波を基
本波発生部20から出力し、その信号を搬送波にのせて
インバータ駆動を行なうと同時に、直流電圧の負電位出
力端子8を基準として、端子6・7問および同6・8間
室圧Va−vbをレベルシフト回路部32に入力し、レ
ベルシフト回路部32で端子6・7間開電圧Vaから抵
抗分圧によって得られた中点電位と、端子6・8間層圧
vbとの差(第8図波線〉に応じて、基本波をレベルシ
フトする。このフィードバック制御によって、疑似2相
交流への電圧リップル印加を最小限に抑えることができ
、2相誘導電動機のトルクリップルのない回転を得るも
のである。
この(4)式より、Vb−Eで基本波出力v3をレベル
シフトしてやれば、電圧リップルの有無にかかわらず、
その平均電圧V が、常に一定となるように制御できる
。以上の方法により次のようにして、実際の駆動を行な
う。周波数設定部19で設定された周波数の正弦波を基
本波発生部20から出力し、その信号を搬送波にのせて
インバータ駆動を行なうと同時に、直流電圧の負電位出
力端子8を基準として、端子6・7問および同6・8間
室圧Va−vbをレベルシフト回路部32に入力し、レ
ベルシフト回路部32で端子6・7間開電圧Vaから抵
抗分圧によって得られた中点電位と、端子6・8間層圧
vbとの差(第8図波線〉に応じて、基本波をレベルシ
フトする。このフィードバック制御によって、疑似2相
交流への電圧リップル印加を最小限に抑えることができ
、2相誘導電動機のトルクリップルのない回転を得るも
のである。
本実施例では、第一の手段の実施例や第二の手段の実施
例による方法では不可能であった平行形リップルを削除
することができるものである。
例による方法では不可能であった平行形リップルを削除
することができるものである。
発明の効果
以上のように、第一の手段は直流電圧源の電圧をフィー
ドバックして、その電圧に比例して搬送波発生部の増幅
部の増幅率を変えるという簡易な構成で、トルクリップ
ルのない電動機駆動制御装置を提供することができる。
ドバックして、その電圧に比例して搬送波発生部の増幅
部の増幅率を変えるという簡易な構成で、トルクリップ
ルのない電動機駆動制御装置を提供することができる。
また、第二の手段は、直流電圧源の電圧をフィードバッ
クして、マイクロコンピュータ等による演算により、そ
の電圧に反比例した基本波発生部出力を得ることで特に
付加回路を伴うことな(、トルクリップルのない電動機
駆動制御装置を提供することができる。
クして、マイクロコンピュータ等による演算により、そ
の電圧に反比例した基本波発生部出力を得ることで特に
付加回路を伴うことな(、トルクリップルのない電動機
駆動制御装置を提供することができる。
さらに第三の手段は、直流電圧源の正負両端子間層圧お
よび正または負電圧をフィードバックして、中間電位と
負または正の片側電圧の差に応じて基本波をレベルシフ
トすることで、トルクリップルのない電動機駆動制御装
置を提供することができる。
よび正または負電圧をフィードバックして、中間電位と
負または正の片側電圧の差に応じて基本波をレベルシフ
トすることで、トルクリップルのない電動機駆動制御装
置を提供することができる。
第1図は第一の手段の一実施例を示す電動機駆動制御装
置のブロック図、第2図は第二の手段の一実施例を示す
電動機駆動制御装置ブロック図、第3図は第三の手段の
一実施例を示す電動機駆動制御装置ブロック図、第4図
は本発明の各手段のトルクリップルの補正方式の原理を
説明するための説明図、第5図は従来例を示す回路図、
第6図は同制御信号パターンとその時の出力を示す図、
第7図は同PWMパルス出力のエンベロープ波形とその
PWMによって印加された疑似2相交流電第1図 21−鴇1丞二泉ダ1舒 r、−−74クロ]:+グエーク ト・・直流電圧源、9a・9b・・・アーム、18・3
0・33・・・制御回路部、17・・・2相誘導電動機
、19・・・周波数設定部、20・・・基本波発生部、
21・・・搬送波発生部、22・・・三角波発生部、2
3・・・増幅部、24・・・比較部、25・・・インバ
ータ駆動部、26・・・電圧検知部、27・・・搬送波
出力補正部、28・31・・・マイクロコンピュータ、
29・・・基本波出力補正部、32・・・レベルシフト
回路部。
置のブロック図、第2図は第二の手段の一実施例を示す
電動機駆動制御装置ブロック図、第3図は第三の手段の
一実施例を示す電動機駆動制御装置ブロック図、第4図
は本発明の各手段のトルクリップルの補正方式の原理を
説明するための説明図、第5図は従来例を示す回路図、
第6図は同制御信号パターンとその時の出力を示す図、
第7図は同PWMパルス出力のエンベロープ波形とその
PWMによって印加された疑似2相交流電第1図 21−鴇1丞二泉ダ1舒 r、−−74クロ]:+グエーク ト・・直流電圧源、9a・9b・・・アーム、18・3
0・33・・・制御回路部、17・・・2相誘導電動機
、19・・・周波数設定部、20・・・基本波発生部、
21・・・搬送波発生部、22・・・三角波発生部、2
3・・・増幅部、24・・・比較部、25・・・インバ
ータ駆動部、26・・・電圧検知部、27・・・搬送波
出力補正部、28・31・・・マイクロコンピュータ、
29・・・基本波出力補正部、32・・・レベルシフト
回路部。
Claims (3)
- (1)正負両出力を有する直流電圧源と、2個または複
数個のスイッチング素子を直列接続された2つのアーム
からなるインバータと、前記スイッチング素子を開閉制
御する制御回路部とで構成される2相誘導機駆動装置に
おいて、前記制御回路部は、前記2相誘導機の所望回転
数に応じた周波数を設定する周波数設定部と、この周波
数設定部の設定信号によって振幅と周波数の異なる正弦
波を発生する基本波発生部と、適宜な振幅と周波数の搬
送波を発生する搬送波発生部と、これら基本波発生部出
力と搬送波発生部出力とを比較してPWM信号出力を得
る比較部と、前記PWM信号を入力としてインバータの
各スイッチング素子を適宜に開閉制御するインバータ制
御部と、前記直流電圧源の正または負の出力電圧あるい
は正負両端子間電圧を検知する電圧検知部と、前記検知
電圧に応じて搬送波出力を補正制御する搬送波出力補正
部とを具備してなる電動機駆動制御装置。 - (2)正負両出力を有する直流電圧源と、2個または複
数個のスイッチング素子を直列接続された2つのアーム
からなるインバータと、前記スイッチング素子を開閉制
御する制御回路部とで構成される2相誘導機駆動装置に
おいて、前記制御回路部は、前記2相誘導機の所望回転
数に応じた周波数を設定する周波数設定部と、この周波
数設定部の設定信号によって振幅と周波数の異なる正弦
波を発生する基本波発生部と、適宜な振幅と周波数の搬
送波を発生する搬送波発生部と、これら基本波発生部出
力と搬送波発生部出力とを比較してPWM信号出力を得
る比較部と、前記PWM信号を入力としてインバータの
各スイッチング素子を適宜に開閉制御するインバータ制
御部と、前記直流電圧源の正または負電圧あるいは正負
端子間電圧を検知する電圧検知部と、前記基本波発生部
の正弦波出力を前記検知電圧に応じて補正する基本波出
力補正部とを具備してなる電動機駆動制御装置。 - (3)正負両出力を有する直流電圧源と、2個または複
数個のスイッチング素子を直列接続された2つのアーム
からなるインバータと、前記スイッチング素子を開閉制
御する制御回路部とで構成される2相誘導機駆動装置に
おいて、前記制御回路部は、前記2相誘導機の所望回転
数に応じた周波数を設定する周波数設定部と、この周波
数設定部の設定信号によって振幅と周波数の異なる正弦
波を発生する基本波発生部と、適宜な振幅と周波数の搬
送波を発生する搬送波発生部と、これら基本波発生部出
力と搬送波発生部出力とを比較してPWM信号出力を得
る比較部と、前記PWM信号を入力としてインバータの
各スイッチング素子を適宜に開閉制御するインバータ制
御部と、前記直流電圧源の正負両端子間電圧および正ま
たは負電圧を入力とし、これらの電圧に応じて前記基本
波をレベルシフト制御を行なうレベルシフト部とを具備
してなる電動機駆動制御装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP1211609A JPH0378494A (ja) | 1989-08-17 | 1989-08-17 | 電動機駆動制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP1211609A JPH0378494A (ja) | 1989-08-17 | 1989-08-17 | 電動機駆動制御装置 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH0378494A true JPH0378494A (ja) | 1991-04-03 |
Family
ID=16608600
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP1211609A Pending JPH0378494A (ja) | 1989-08-17 | 1989-08-17 | 電動機駆動制御装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH0378494A (ja) |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH0746886A (ja) * | 1993-07-27 | 1995-02-14 | Nec Corp | モータ駆動回路 |
JP2011139593A (ja) * | 2009-12-28 | 2011-07-14 | Fuji Electric Co Ltd | 電力変換装置 |
Citations (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS61236375A (ja) * | 1985-04-11 | 1986-10-21 | Nissin Electric Co Ltd | インバ−タ装置 |
JPS61244275A (ja) * | 1985-04-22 | 1986-10-30 | Toshiba Corp | Pwm制御電圧形インバ−タ装置 |
JPH01117691A (ja) * | 1987-10-30 | 1989-05-10 | Hitachi Ltd | インバータ回路 |
-
1989
- 1989-08-17 JP JP1211609A patent/JPH0378494A/ja active Pending
Patent Citations (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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JPS61236375A (ja) * | 1985-04-11 | 1986-10-21 | Nissin Electric Co Ltd | インバ−タ装置 |
JPS61244275A (ja) * | 1985-04-22 | 1986-10-30 | Toshiba Corp | Pwm制御電圧形インバ−タ装置 |
JPH01117691A (ja) * | 1987-10-30 | 1989-05-10 | Hitachi Ltd | インバータ回路 |
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