JP2011135665A - 保護装置 - Google Patents
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Abstract
【課題】突入電流防止機能と電源逆接続保護機能と入力瞬断保護機能と回生電流による電圧上昇保護機能とを簡易な回路で構成できるとともに、電力損失の少ない小型で安価な保護装置を提供する。
【解決手段】突入電流防止回路4と電源逆接続保護回路5とは一つの駆動回路部5を共有するとともに、突入電流防止回路4は制御手段6の制御信号によって第1のスイッチング素子Q1をオン/オフ動作するスイッチ回路8を有しており、出力電圧検出回路7により検出される電圧が所定の電圧を超えた場合には、制御手段6がスイッチ回路8を介して第1のスイッチング素子Q1をオフすることにより、負荷部から直流電源Vdcに流れた回生電流を第2のスイッチング素子Q2と電流制限抵抗R1とを経由して第1のコンデンサC1にフィードバックする放電経路が形成されるようにした。
【選択図】図1
【解決手段】突入電流防止回路4と電源逆接続保護回路5とは一つの駆動回路部5を共有するとともに、突入電流防止回路4は制御手段6の制御信号によって第1のスイッチング素子Q1をオン/オフ動作するスイッチ回路8を有しており、出力電圧検出回路7により検出される電圧が所定の電圧を超えた場合には、制御手段6がスイッチ回路8を介して第1のスイッチング素子Q1をオフすることにより、負荷部から直流電源Vdcに流れた回生電流を第2のスイッチング素子Q2と電流制限抵抗R1とを経由して第1のコンデンサC1にフィードバックする放電経路が形成されるようにした。
【選択図】図1
Description
本発明は、直流電源と負荷部との間の電流経路中に配される保護装置に関し、特に、突入電流防止、電源逆接続保護、入力瞬断保護、回生電流による電圧上昇保護の各機能を備えた保護装置に関する。
従来、電子機器に用いられる保護装置には、各種の保護機能が用いられている。
例えば、スイッチング電源などの電源装置やモータ駆動装置では、一般的に、入力側に平滑用として用いる容量の大きい入力用コンデンサが設けられている。このため、電源投入時には、入力用コンデンサが充電される際に大きな突入電流が流れるという問題がある。安全回路を備える場合には、大きな突入電流により入力電圧が一時的に低下するという問題が発生した場合、突入電流による電圧低下を検出するとその安全回路が作動して装置の動作を停止させてしまう。また、部品への電流ストレスの観点からも、突入電流は抑制する必要がある。このような不都合を回避するため、従来、これらの装置には、突入電流を防止するための各種の保護対策が行われてきた。
また、これらの装置を電源ラインに接続する場合、直流電源部の入力端子と電源ラインとの極性を逆にしてしまうことが考えられる。このように直流電源部が逆接続されると、装置は破壊されるおそれがある。
これに対して、簡易的には、入力ラインに逆流阻止用のダイオードを挿入して、逆接続時に装置を保護することが考えられるが、大容量の装置においては、ダイオードによる熱損失等が問題となるため、ダイオードを用いることは好ましくない。
さらに、直流電源部の入力電圧が瞬断した場合、入力用コンデンサに蓄積された電荷が放電されて急激に減少する。このため、復電した時には入力用コンデンサに入力電圧が直接印加されることとなり過大な突入電流が流れる。このような事態は装置にとって好ましいことではなく、この過大な突入電流は接続される電子機器に影響を与える可能性がある。
従来、このような課題を解決するため、電界効果トランジスタ(FET)を用いて、突入電流防止と電源逆接続保護と入力瞬断保護を行う方法が提案されている(例えば、特許文献1参照)。
特許文献1には、入力コンデンサに対する突入電力の入力防止、直流入力電源の逆接続に対する保護、入力電圧低下時の誤動作の防止、及び入力瞬断における出力電圧の保持の各機能を併せ持つ回路構成を有し、直流入力電源の負極側端子と入力コンデンサの負極側端子の間に、直流入力電源の逆接続に対する保護のための第1のMOSFETと、入力電流を検出するための入力電流検出用抵抗と、入力コンデンサに対する突入電力の入力防止のための第2のMOSFETとが直列に接続されているDC−DCコンバータの入力回路が開示されている。
特許文献1の発明に係るDC−DCコンバータの入力回路では、入力電源の投入時に入力コンデンサに流れる突入電流を第1,第2のMOSFETで制限すると共に、第1,第2のMOSFETに流れる電流を、電流検出用抵抗を用いて制御用トランジスタで検出し、第1,第2のMOSFETの等価抵抗を制御しているので、電源投入時の突入電流を一定の値にするようにしている。
また、入力電源の正負極が逆に接続された場合は、第1のMOSFETの寄生ダイオードにより電流が流れないため、第1のMOSFETのゲート・ソース間にバイアス電圧が印加されず、第1のMOSFETのドレイン・ソース間はオフの状態となり、これ以後の回路に電圧が印加されず、入力電源の逆接続に対しDC−DCコンバータの入力に逆電圧が印加されることなく保護するようにしている。
さらに、入力電圧がショート状態で瞬断して入力電圧が低下した場合、NPNトランジスタが動作して第2のMOSFETのドレイン・ソース間をオフするため、DC−DCコンバータの入力電圧が入力コンデンサの両端の電圧に保持されて、DC−DCコンバータの出力電圧は直ぐに低下しないので、出力電圧が一定の時間保持されるようにしている。
また、入力電源の正負極が逆に接続された場合は、第1のMOSFETの寄生ダイオードにより電流が流れないため、第1のMOSFETのゲート・ソース間にバイアス電圧が印加されず、第1のMOSFETのドレイン・ソース間はオフの状態となり、これ以後の回路に電圧が印加されず、入力電源の逆接続に対しDC−DCコンバータの入力に逆電圧が印加されることなく保護するようにしている。
さらに、入力電圧がショート状態で瞬断して入力電圧が低下した場合、NPNトランジスタが動作して第2のMOSFETのドレイン・ソース間をオフするため、DC−DCコンバータの入力電圧が入力コンデンサの両端の電圧に保持されて、DC−DCコンバータの出力電圧は直ぐに低下しないので、出力電圧が一定の時間保持されるようにしている。
しかしながら、特許文献1の発明に係るDC−DCコンバータの入力回路は、次のような問題がある。
すなわち、特許文献1のDC−DCコンバータの入力回路のように、突入電流防止のために電流検出用抵抗を用いる方法では、電流検出用抵抗による電力損失が電流の二乗に正比例して大きくなるため、大電流を流す必要がある装置では、この電力損失は無視できない値となってしまうという問題がある。
すなわち、特許文献1のDC−DCコンバータの入力回路のように、突入電流防止のために電流検出用抵抗を用いる方法では、電流検出用抵抗による電力損失が電流の二乗に正比例して大きくなるため、大電流を流す必要がある装置では、この電力損失は無視できない値となってしまうという問題がある。
また、例えば、駆動する負荷がモータのような誘導性負荷の場合、ブレーキにより回転数を急激に低下させると、誘導電圧により生ずる回生電流が負荷側から入力電源側に流れ、入力コンデンサの電位を上昇させるため、この結果、MOSFETが定格電圧を超えてしまい破壊に至る、あるいは、ストレスを受けるという問題がある。
このような不具合に対しては、従来、入力電圧の上限値を超える異常電圧が検出された場合、入力コンデンサの両端をMOSFETやバイポーラトランジスタなどで短絡するようにして放電させ、回生電流による電圧上昇から保護する回路を設ける方法があるが、この方法には以下に記述する問題がある。
このような不具合に対しては、従来、入力電圧の上限値を超える異常電圧が検出された場合、入力コンデンサの両端をMOSFETやバイポーラトランジスタなどで短絡するようにして放電させ、回生電流による電圧上昇から保護する回路を設ける方法があるが、この方法には以下に記述する問題がある。
図5は、上記の従来の回生電流による電圧上昇保護回路を備えた保護装置の一例を示すブロック図である。
図5に示す保護装置101は、直流電源Vdcと負荷部(電力変換手段102および負荷103)との間の電流経路中に配されており、突入電流防止回路104と、電源逆接続保護回路105と、出力電圧検出回路107と、電圧上昇保護回路110と、突入電流防止回路104と電源逆接続保護回路105と電圧上昇保護回路110とを制御可能な制御手段(マイクロコンピュータ)106と、入力コンデンサC101とを備えている。電圧上昇保護回路110は、MOSFETからなる放電用スイッチング素子Qdと、放電用スイッチング素子Qdの寄生ダイオードDdと、放電用スイッチング素子Qdに直列に接続された電流制限抵抗Rdとを備えている。マイクロコンピュータ106においては、入力端子S1が出力電圧検出回路107に接続され、出力端子S2が出力電圧検出回路107に接続され、出力端子S3が突入電流防止回路104に接続され、出力端子S4が電源逆接続保護回路105に接続されている。
保護装置101では、出力電圧検出回路107により直流電源Vdcの入力電圧の上限値を超える異常電圧が検出された場合、検出された電圧がマイクロコンピュータ106の入力ポートS1に入力され、マイクロコンピュータ106は、出力ポートS2から電圧上昇保護回路110の放電用スイッチング素子Qdのゲート端子に出力信号を出力し、放電用スイッチング素子Qdをオン動作させる。これにより、入力コンデンサC101の両端は短絡され、回生電流は直流電源Vdcには流れず、電流制限抵抗Rd、放電用スイッチング素子Qdに流れる。この結果、入力コンデンサC101の電位Vcは上昇せず、突入電流防止回路104および電源逆接続保護回路105に用いられるMOSFETの破壊あるいはストレスなどの影響を回避することができる。
図5に示す保護装置101は、直流電源Vdcと負荷部(電力変換手段102および負荷103)との間の電流経路中に配されており、突入電流防止回路104と、電源逆接続保護回路105と、出力電圧検出回路107と、電圧上昇保護回路110と、突入電流防止回路104と電源逆接続保護回路105と電圧上昇保護回路110とを制御可能な制御手段(マイクロコンピュータ)106と、入力コンデンサC101とを備えている。電圧上昇保護回路110は、MOSFETからなる放電用スイッチング素子Qdと、放電用スイッチング素子Qdの寄生ダイオードDdと、放電用スイッチング素子Qdに直列に接続された電流制限抵抗Rdとを備えている。マイクロコンピュータ106においては、入力端子S1が出力電圧検出回路107に接続され、出力端子S2が出力電圧検出回路107に接続され、出力端子S3が突入電流防止回路104に接続され、出力端子S4が電源逆接続保護回路105に接続されている。
保護装置101では、出力電圧検出回路107により直流電源Vdcの入力電圧の上限値を超える異常電圧が検出された場合、検出された電圧がマイクロコンピュータ106の入力ポートS1に入力され、マイクロコンピュータ106は、出力ポートS2から電圧上昇保護回路110の放電用スイッチング素子Qdのゲート端子に出力信号を出力し、放電用スイッチング素子Qdをオン動作させる。これにより、入力コンデンサC101の両端は短絡され、回生電流は直流電源Vdcには流れず、電流制限抵抗Rd、放電用スイッチング素子Qdに流れる。この結果、入力コンデンサC101の電位Vcは上昇せず、突入電流防止回路104および電源逆接続保護回路105に用いられるMOSFETの破壊あるいはストレスなどの影響を回避することができる。
しかしながら、上記の電圧上昇保護回路110による保護方法では、負荷のインダクタンスが大きく、入力側に回生する電流が大きい場合には、放電用スイッチング素子Qdとして電流定格の比較的大きな半導体素子を用いる必要があり、回路コストが高くなるという問題がある。
本発明は、上記課題に鑑みてなされたものであり、突入電流防止機能と電源逆接続保護機能と入力瞬断保護機能と回生電流による電圧上昇保護機能とをきわめて簡易な回路で構成できるとともに、電力損失の少ない小型で安価な保護装置を提供することを目的とする。
上記目的を達成するため、本発明による保護装置は、直流電源と、電力変換手段を含む負荷部との間の電流経路中に配される保護装置であって、第1のスイッチング素子と該第1のスイッチング素子に並列に接続された電流制限抵抗とを含み、過大な突入電流が流れるのを防止する突入電流防止回路と、前記第1のスイッチング素子と逆極性で直列に接続した第2のスイッチング素子を含み、前記直流電源の極性が逆に接続されたときに電流の流れを遮断する電源逆接続保護回路と、前記突入電流防止回路および前記電源逆接続保護回路の動作を制御する制御手段と、前記負荷部に印加される電圧を検出する出力電圧検出回路と、前記負荷部に並列に接続される第1のコンデンサとを備え、前記突入電流防止回路と前記電源逆接続保護回路とは一つの駆動回路部を共有するとともに、前記突入電流防止回路は前記制御手段の制御信号によって前記第1のスイッチング素子をオン・オフ動作するスイッチ回路を有しており、前記出力電圧検出回路により検出される電圧が所定の電圧を超えた場合には、前記制御手段が前記スイッチ回路を介して前記第1のスイッチング素子をオフすることにより、前記負荷部から前記直流電源に流れた回生電流を前記第2のスイッチング素子と前記電流制限抵抗とを経由して前記第1のコンデンサにフィードバックする放電経路が形成されることを特徴とする(請求項1)。
また、請求項1に記載の保護装置において、前記駆動回路部は、前記第1のスイッチング素子および前記第2のスイッチング素子に並列に接続されて第1の抵抗素子と第1のダイオードと第2のコンデンサとにより形成される並列回路と該並列回路に直列に接続される第2の抵抗素子とからなることを特徴とする(請求項2)。
また、請求項1または2に記載の保護装置において、前記スイッチ回路は、半導体素子からなる第3のスイッチング素子を含むことを特徴とする(請求項3)。
また、請求項1乃至3のいずれか1項に記載の保護装置において、前記直流電源の負極端子と前記第2のスイッチング素子の駆動信号が印加される端子との間に接続されて、前記直流電源からの入力が瞬断したときに、前記制御手段からの制御信号を受けて前記第2のスイッチング素子をオフすることで前記第1のコンデンサからの放電を阻止するように作用する第4のスイッチング素子をさらに備えることを特徴とする(請求項4)。
本発明に係る保護装置は、以上のように構成したため、突入電流防止機能と電源逆接続保護機能と入力瞬断保護機能と回生電流による電圧上昇保護機能とをきわめて簡易な回路で構成できるとともに、電力損失の少ない小型で安価な保護装置を提供することが可能となる。
以下、本発明の実施の形態について、添付図面に基づいて説明する。尚、各図において同一の構成要素には同一の符号を付し、各実施形態の説明において重複する部分の説明は適宜省略する。
(第1実施形態)
図1は本発明の第1実施形態に係る保護装置1の要部を示すブロック図、図2は本発明の第1実施形態に係る保護装置1の要部の具体例を示す回路構成図はである。
図1は本発明の第1実施形態に係る保護装置1の要部を示すブロック図、図2は本発明の第1実施形態に係る保護装置1の要部の具体例を示す回路構成図はである。
図1に示すように、本発明の第1実施形態に係る保護装置1は、直流電源Vdcと、電力変換手段2と負荷3を含む負荷部との間の電流経路中に配置され、突入電流防止回路4と、電源逆接続保護回路5と、制御手段(マイクロコンピュータ)6と、出力電圧検出回路7と、負荷部に並列に接続された入力コンデンサ(第1のコンデンサ)C1とを備えている。尚、電力変換手段2は、半導体素子をスイッチングすることにより電力を変換する回路であり、例えば、DC−DCコンバータ回路、インバータ回路などを指す。
突入電流防止回路4は、MOSFETからなるスイッチング素子(第1のスイッチング素子)Q1と、スイッチング素子Q1に並列に接続された抵抗素子(電流制限抵抗)R1と、スイッチング素子Q1のゲート端子に接続され、マイクロコンピュータ6からの出力信号によりスイッチング素子Q1をオン/オフ動作するスイッチ回路8と、電源逆接続保護回路5と共有する駆動回路部9を備えている。駆動回路部9は、例えば直流電源Vdcから生成した二次電源Vccによって駆動される。また、スイッチング素子Q1は、ソース−ドレイン間に寄生ダイオードD1を有する。
電源逆接続保護回路5は、MOSFETからなるスイッチング素子(第2のスイッチング素子)Q2と、突入電流防止回路4と共有する駆動回路部8を備えている。また、スイッチング素子Q2は、ソース−ドレイン間に寄生ダイオードD2を有する。
図2を用いて、図1の各ブロックの回路構成例について詳細に説明する。
図2に示すように、保護装置1aの突入電流防止回路4においては、スイッチング素子Q1は、直流電源Vdcの負極側に配置されており、そのソース端子が電源逆接続保護回路5のスイッチング素子Q2のソース端子に、ドレイン端子が負荷3の一端に接続されている。スイッチ回路8は、トランジスタからなるスイッチング素子(第3のスイッチング素子)Q3を備え、そのエミッタ端子はスイッチング素子Q1のゲート端子に接続され、ベース端子は抵抗素子R2を介してマイクロコンピュータ6の出力ポートS2に接続されている。駆動回路部9は並列に接続されたツェナーダイオードD3とコンデンサ(第2のコンデンサ)C2と抵抗素子(第1の抵抗素子)R3からなる並列回路と、この並列回路の一端に直列に接続された抵抗素子(第2の抵抗素子)R4とを備えており、並列回路の他端はスイッチング素子Q1のソース端子に接続されている。抵抗素子R4の並列回路に接続されていない一端は二次電源Vccに接続されている。また、並列回路と抵抗素子R4の接続点にはスイッチング素子Q3のコレクタ端子が接続されている。
電源逆接続保護回路5において、スイッチング素子Q2は、ドレイン端子が直流電源Vdcの負極端子に接続され、ゲート端子が駆動回路部9における並列回路と抵抗素子R4の接続点に接続されている。
出力電圧検出回路7は、直流電源Vdcの正極端子とグランド間に直列接続した抵抗素子R5,R6からなり、抵抗素子R5,R6の接続点はマイクロコンピュータ6の入力端子S1に接続されている。
次に、保護装置1aにおける各保護機能の動作について説明する。
まず、突入電流防止動作について説明する。図2において、直流電源Vdcより入力電圧の投入後、コンデンサC1への充電電流は直流電源Vdcの正極側からコンデンサC1、電流制限抵抗R1、スイッチング素子Q2の寄生ダイオードD2を通って直流電源Vdcの負極端子へ流れる。電源投入直後は、このルートで流れる電流のピーク値が電流制限抵抗R1の抵抗値で制限されるため、過大な突入電流は流れない。その後、直流電源Vdcから生成した二次電源Vccの電圧が印加され、抵抗素子R4,R3に電流が流れて、スイッチング素子Q1,Q2のゲート−ソース間に電位を発生させる。二次電源Vccの電圧は、抵抗素子R4とコンデンサC2の値によって決まる時定数でスイッチング素子Q1,Q2のゲート−ソース間に徐々に増加しながら加えられるため、スイッチング素子Q1,Q2はゆっくりと導通される。このとき、スイッチング素子Q3もマイクロコンピュータ6の出力ポートS2からの出力信号にてスイッチング素子Q1と同時にオン動作される。負荷3に電流が流れ始めた時点では、スイッチング素子Q1,Q2は完全に立ち上がっておらず、内部抵抗を有しているため、ピーク電流の発生が抑制され、その結果、過大な突入電流の流入を防止できる。尚、時定数Tは以下の式(1)で求められる。
T=R4×C2 ・・・(1)
尚、ツェナーダイオードD3は、スイッチング素子Q1,Q2に所定以上の電圧が印加されないように機能する過電圧保護素子として用いられている。
スイッチング素子Q1が完全に立ち上がっていない間は、スイッチング素子Q1のインピーダンスが高いため、この期間は、スイッチング素子Q1と電流制限抵抗R1との合成抵抗が高くなり、コンデンサC1に流れる電流はピークが抑制される。
その後、スイッチング素子Q1およびスイッチング素子Q2が完全にオンすると、コンデンサC1への充電電流は直流電源Vdcの正極側からコンデンサC1、スイッチング素子Q1、スイッチング素子Q2を通って直流電源Vdcの負極端子へ流れる。
以上のようにして、ピーク電流の発生が抑制され、過大な突入電流の流入を防止できる。
T=R4×C2 ・・・(1)
尚、ツェナーダイオードD3は、スイッチング素子Q1,Q2に所定以上の電圧が印加されないように機能する過電圧保護素子として用いられている。
スイッチング素子Q1が完全に立ち上がっていない間は、スイッチング素子Q1のインピーダンスが高いため、この期間は、スイッチング素子Q1と電流制限抵抗R1との合成抵抗が高くなり、コンデンサC1に流れる電流はピークが抑制される。
その後、スイッチング素子Q1およびスイッチング素子Q2が完全にオンすると、コンデンサC1への充電電流は直流電源Vdcの正極側からコンデンサC1、スイッチング素子Q1、スイッチング素子Q2を通って直流電源Vdcの負極端子へ流れる。
以上のようにして、ピーク電流の発生が抑制され、過大な突入電流の流入を防止できる。
次に、電源逆接続保護動作について説明する。図2において、直流電源Vdcの正負極が正常に接続されている場合は、入力電圧が投入されると、入力コンデンサC1と負荷部、電流制限抵抗R1、スイッチング素子Q2の寄生ダイオードD2を通して回路に電流が流れる。その後、スイッチング素子Q1,Q2がオンされ、電流は負荷3からスイッチング素子Q1,Q2に流れる。
直流電源Vdcの正負極が逆に接続されている場合は、スイッチング素子Q2の寄生ダイオードD2により電流が流れないため、スイッチング素子Q2のゲート−ソース間にバイアス電圧が印加されず、スイッチング素子Q2はオフの状態のままとなるため、電流の流れる経路が形成されず、直流電源Vdcの逆接続に対して負荷部に逆電圧が印加されることなく保護することができる。
次に、入力瞬断保護動作について説明する。図2において、直流電源Vdcからの入力電圧が短絡状態で瞬断して入力電圧が低下した場合、マイクロコンピュータ6は、入力ポートS1に入力される出力電圧検出回路7からの出力信号がLowレベルとなることで瞬断したことを検知する。その後、マイクロコンピュータ6より二次電源Vccが遮断されるように指令が出され、駆動回路部9は二次電源Vccからの電圧の供給が断たれる。これによって、スイッチング素子Q2がオフ状態となり、入力コンデンサC1の電荷の放電経路が遮断される。この結果、保護装置1aの出力電圧は直ぐに低下せず、一定の時間保持される。
尚、本実施形態では、マイクロコンピュータ6は、二次電源Vccとは別の電源にて駆動されているため、二次電源Vccが生成されなくなった場合でも、マイクロコンピュータ6は、正常に動作する。
尚、本実施形態では、マイクロコンピュータ6は、二次電源Vccとは別の電源にて駆動されているため、二次電源Vccが生成されなくなった場合でも、マイクロコンピュータ6は、正常に動作する。
次に、回生電流による電圧上昇保護動作について説明する。図2に示すように、保護装置1aでは、突入電流防止回路4のスイッチング素子Q1に並列に接続された電流制限抵抗R1が備えられている。先述したように、回路内に誘導電圧による回生電流が発生した場合、保護装置1aでは、スイッチング素子Q2と電流制限抵抗R1の経路で放電電流を流すことにより、スイッチング素子Q1,Q2の破壊あるいはストレスなどの影響を回避することができる。
回生電流による電圧上昇保護の具体的な動作について、図3を用いて説明する。図3は、保護装置1aにおいて、回生電流による電圧上昇時に形成される放電経路を説明する等価回路図である。
回生電流が発生し、入力コンデンサC1の電位Vcが上昇して入力電源Vdcの電圧を上回った場合、マイクロコンピュータ6は、出力ポートS2からLowレベルの出力信号を出力し、スイッチング素子Q3をオフ動作させる。この結果、スイッチング素子Q1がオフ状態になる。これにより、回生電流は、図3に示すように、電源(Vc−Vdc)を介してスイッチング素子Q2、電流制限抵抗R1を流れて入力コンデンサC1に戻る経路が形成される。この結果、入力コンデンサC1の電荷は電流制限抵抗R1で消費され、入力コンデンサC1の電位Vcの上昇が抑制されるため、スイッチング素子Q1,Q2の破壊あるいはストレスなどの影響を回避することができる。このように、電流制限抵抗R1は、回生電流による電圧上昇保護動作時には、放電抵抗として機能する。
上記のように、保護装置1aは、突入電流防止回路4のスイッチング素子Q1に並列接続された電流制限抵抗R1とスイッチング素子Q1をオン/オフ動作可能なスイッチ回路8を備えるようにしたため、出力電圧検出回路7により検出される電圧が所定の電圧を超えた場合には、マイクロコンピュータ6がスイッチ回路8を介してスイッチング素子Q1をオフすることにより、負荷部から直流電源に流れた回生電流をスイッチング素子Q2と電流制限抵抗R1とを経由して入力コンデンサC1にフィードバックする放電経路が形成されることが可能となり、簡易で安価な構成でありながら回生電流による電圧上昇を保護することができる。
また、保護装置1aでは、突入電流防止回路4と電源逆接続保護回路5とが、一つの駆動回路を駆動回路部5として共有する構成としたため、回路の簡素化が可能となり、保護装置を小型で安価なものとすることができる。
また、保護装置1aでは、従来の保護装置で用いられていた突入電流を検出するための電流検出用抵抗を備えていないため、それによって消費される電力損失をなくすことができる。
以上のように、本実施形態に係る保護装置1aは、突入電流防止機能と電源逆接続保護機能と入力瞬断保護機能と回生電流による電圧上昇保護機能とをきわめて簡易な回路で構成できるとともに、電力損失の少ない小型で安価な保護装置を提供することができる。
(第2実施形態)
図4は、本発明の第2実施形態に係る保護装置1bの回路構成を示す図である。尚、図4において、図2と共通する構成要素には同一符号を付すとともに、以下の説明において、上述した保護装置1aと重複する部分の説明は省略する。
図4は、本発明の第2実施形態に係る保護装置1bの回路構成を示す図である。尚、図4において、図2と共通する構成要素には同一符号を付すとともに、以下の説明において、上述した保護装置1aと重複する部分の説明は省略する。
図4に示す保護装置1bでは、スイッチング素子Q2のドレイン−ゲート間にトランジスタからなるスイッチング素子(第4のスイッチング素子)Q4が接続されており、スイッチング素子Q4のベース端子には抵抗素子R7を介してマイクロコンピュータ6の出力ポートS3が接続されている。また、マイクロコンピュータ6は、二次電源Vccを利用して駆動されている。上記以外は、保護装置1aと同様な構成である。
保護装置1bでは、入力瞬断保護動作が保護装置1aと異なる。保護装置1bの入力瞬断保護動作について、以下に説明する。
保護装置1bにおいて、定常動作時は、マイクロコンピュータ6の出力ポートS3からLowレベルの出力信号がスイッチング素子Q4のベース端子に出力されており、スイッチング素子Q4はオフしている。図4において、直流電源Vdcからの入力電圧が短絡状態で瞬断して入力電圧が低下した場合、マイクロコンピュータ6は、入力ポートS1に入力される出力電圧検出回路7からの出力信号がLowレベルとなることで瞬断したことを検知する。その後、マイクロコンピュータ6は、出力ポートS3からの出力信号をLowレベルからHighレベルに切り換えて、スイッチング素子Q4のベース端子に出力する。その結果、スイッチング素子Q4はオン動作に切り換えられ、二次電源Vccからスイッチング素子Q2への電圧供給が断たれるため、スイッチング素子Q2がオフ状態となり、入力コンデンサC1の電荷の放電経路が遮断される。この結果、保護装置1bの出力電圧は直ぐに低下せず、一定の時間保持される。
尚、本実施形態では、マイクロコンピュータ6は、上述のように、二次電源Vccを利用して駆動されているが、入力瞬断保護機能が動作したとしても、二次電源Vccからの電圧供給が絶たれないため、その動作を維持することが可能となる。
尚、本実施形態では、マイクロコンピュータ6は、上述のように、二次電源Vccを利用して駆動されているが、入力瞬断保護機能が動作したとしても、二次電源Vccからの電圧供給が絶たれないため、その動作を維持することが可能となる。
保護装置1bでは、上記の入力瞬断保護動作以外は保護装置1aと同様で有るため、保護装置1aと同様に、突入電流防止機能と電源逆接続保護機能と入力瞬断保護機能と回生電流による電圧上昇保護機能とをきわめて簡易な回路で構成できるとともに、電力損失の少ない小型で安価な保護装置を提供することができる。
また、入力瞬断保護動作において、二次電源Vccを生成される状態のまま、スイッチング素子4によってスイッチング素子Q2をオフ状態に切り換えるようにしたため、マイクロコンピュータ6の駆動電源として、突入電流防止回路4と電源逆接続回路5とに用いられる二次電源Vccを流用することが可能となる。
また、入力瞬断保護動作において、二次電源Vccを生成される状態のまま、スイッチング素子4によってスイッチング素子Q2をオフ状態に切り換えるようにしたため、マイクロコンピュータ6の駆動電源として、突入電流防止回路4と電源逆接続回路5とに用いられる二次電源Vccを流用することが可能となる。
以上、本発明の代表的な実施形態について説明したが、本発明は上記の実施形態の回路構成のみに限定されるものではなく、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で種々の変更が可能である。
例えば、上記の第1,第2実施形態では、制御手段6はマイクロコンピュータとしたが、これに限定されるものではなく、DSPやFPGAなどのプログラマブルデバイスを用いることができる。
また、駆動回路部9の駆動電源として用いられる二次電源Vccは、必ずしも直流電源Vdcを直接利用する必要はなく、直流電源Vdcから間接的に生成した電源部から供給される電源であってもよい。
1,1a,1b:保護装置、2:電力変換手段、3:負荷、4:突入電流防止回路、5:電源逆接続保護回路、6:制御手段(マイクロコンピュータ)、7:出力電圧検出回路、8:スイッチ回路、9:駆動回路部、C1:入力コンデンサ(第1のコンデンサ)、C2:コンデンサ(第2のコンデンサ)、Q1:スイッチング素子(第1のスイッチング素子)、Q2:スイッチング素子(第2のスイッチング素子)、Q3:スイッチング素子(第3のスイッチング素子)、Q4:スイッチング素子(第4のスイッチング素子)、D1,D2:寄生ダイオード、D3:ツェナーダイオード、R1:抵抗素子(電流制限抵抗)、R2,R5,R6,R7:抵抗素子、R3:抵抗素子(第1の抵抗素子)、R4:抵抗素子(第2の抵抗素子)、Vdc:直流電源、Vcc:二次電源
Claims (4)
- 直流電源と、電力変換手段を含む負荷部との間の電流経路中に配される保護装置であって、
第1のスイッチング素子と該第1のスイッチング素子に並列に接続された電流制限抵抗とを含み、過大な突入電流が流れるのを防止する突入電流防止回路と、前記第1のスイッチング素子と逆極性で直列に接続した第2のスイッチング素子を含み、前記直流電源の極性が逆に接続されたときに電流の流れを遮断する電源逆接続保護回路と、前記突入電流防止回路および前記電源逆接続保護回路の動作を制御する制御手段と、前記負荷部に印加される電圧を検出する出力電圧検出回路と、前記負荷部に並列に接続される第1のコンデンサとを備え、
前記突入電流防止回路と前記電源逆接続保護回路とは一つの駆動回路部を共有するとともに、前記突入電流防止回路は前記制御手段の制御信号によって前記第1のスイッチング素子をオン/オフ動作するスイッチ回路を有しており、
前記出力電圧検出回路により検出される電圧が所定の電圧を超えた場合には、前記制御手段が前記スイッチ回路を介して前記第1のスイッチング素子をオフすることにより、前記負荷部から前記直流電源に流れた回生電流を前記第2のスイッチング素子と前記電流制限抵抗とを経由して前記第1のコンデンサにフィードバックする放電経路が形成されることを特徴とする保護装置。 - 前記駆動回路部は、前記第1のスイッチング素子および前記第2のスイッチング素子に並列に接続されて第1の抵抗素子と第1のダイオードと第2のコンデンサとにより形成される並列回路と該並列回路に直列に接続される第2の抵抗素子とからなることを特徴とする請求項1に記載の保護装置。
- 前記スイッチ回路は、半導体素子からなる第3のスイッチング素子を含むことを特徴とする請求項1または2に記載の保護装置。
- 前記直流電源の負極端子と前記第2のスイッチング素子の駆動信号が印加される端子との間に接続されて、前記直流電源からの入力が瞬断したときに、前記制御手段からの制御信号を受けて前記第2のスイッチング素子をオフすることで前記第1のコンデンサからの放電を阻止するように作用する第4のスイッチング素子をさらに備えることを特徴とする請求項1乃至3のいずれか1項に記載の保護装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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Applications Claiming Priority (1)
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Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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-
2009
- 2009-12-24 JP JP2009291677A patent/JP2011135665A/ja active Pending
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