JP2011130572A - Dc-dc converter - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、チョッパ制御によりコイルを流れる電流を増減操作することで入力電圧を変換して出力するＤＣＤＣコンバータに関する。 The present invention relates to a DCDC converter that converts and outputs an input voltage by increasing or decreasing a current flowing through a coil by chopper control.
この種のＤＣＤＣコンバータとしては、例えば下記非特許文献１に見られるように、マルチフェーズ方式のトランスリンク形昇圧コンバータも提案されている。このコンバータは、図１４に示すように、バッテリ１０およびコイルＷ１を備えるループ回路を開閉するスイッチング素子Ｑ１と、バッテリ１０およびコイルＷ２を備えるループ回路を開閉するスイッチング素子Ｑ２と、コイルＷ１，Ｗ２に蓄積されたエネルギをコンデンサ１２に出力するダイオードＤ１，Ｄ２とを備え、コイルＷ１，Ｗ２をコア１２０によって磁気結合させたものである。ここで、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を、スイッチング周期の「１／２」の位相差で操作することで、コイルＷ１，Ｗ２に流れる電流の漸増および漸減の周期によって定まる周波数（リプル電流の周波数）を、スイッチング周波数の「２倍」にすることができる。 As this type of DCDC converter, as seen in Non-Patent Document 1 below, for example, a multi-phase translink boost converter has also been proposed. As shown in FIG. 14, the converter includes a switching element Q1 that opens and closes a loop circuit including the battery 10 and the coil W1, a switching element Q2 that opens and closes a loop circuit including the battery 10 and the coil W2, and coils W1 and W2. Diodes D1 and D2 that output stored energy to the capacitor 12 are provided, and coils W1 and W2 are magnetically coupled by a core 120. Here, by operating the switching elements Q1 and Q2 with a phase difference of “½” of the switching cycle, the frequency (ripple current frequency) determined by the cycle of the gradual increase and decrease of the current flowing through the coils W1 and W2 is set. , “Twice” the switching frequency.
なお、従来のＤＣＤＣコンバータとしては、他にも例えば下記特許文献１に見られるものもある。 Other conventional DCDC converters can be found in, for example, Patent Document 1 below.
ただし、上記ＤＣＤＣコンバータは、コイルＷ１，Ｗ２に生じる磁束のうちコア１２０の外部へと漏れる量が非常に多くなることが発明者によって見出された。 However, it has been found by the inventors that the amount of magnetic flux generated in the coils W1 and W2 leaks to the outside of the core 120 becomes very large.
本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、その目的は、チョッパ制御によりコイルを流れる電流を増減操作することで入力電圧を変換して出力するものにあって、漏れ磁束を好適に低減することのできるＤＣＤＣコンバータを提供することにある。 The present invention has been made to solve the above-mentioned problems, and its purpose is to convert and output an input voltage by increasing / decreasing the current flowing through the coil by chopper control, An object of the present invention is to provide a DCDC converter that can be suitably reduced.
以下、上記課題を解決するための手段、及びその作用効果について記載する。 Hereinafter, means for solving the above-described problems and the operation and effects thereof will be described.
請求項１記載の発明は、チョッパ制御によりコイルを流れる電流を増減操作することで入力電圧を変換して出力するＤＣＤＣコンバータにおいて、前記コイルは、中心に対して放射状且つ互いに等角度間隔に軸方向が配置された所定の複数個のコイルを含み、前記中心に位置する部分と、該中心に位置する部分から前記各コイルの軸方向に延びる部分と、前記コイルを覆う部分とを有するコアと、前記チョッパ制御に用いられて且つ前記所定の複数個のコイルのそれぞれを備えるループ回路を開閉するスイッチング素子とを備え、前記所定の複数個のコイルのそれぞれの起磁力と同一方向の単位ベクトルの和がゼロベクトルとなるように設定されていることを特徴とする。 According to a first aspect of the present invention, in the DCDC converter that converts and outputs the input voltage by increasing / decreasing the current flowing through the coil by chopper control, the coils are axially radiated from the center and equiangularly spaced from each other. A core having a portion located in the center, a portion extending in the axial direction of each coil from the portion located in the center, and a portion covering the coil, A switching element that opens and closes a loop circuit that is used for the chopper control and includes each of the predetermined plurality of coils, and the sum of unit vectors in the same direction as the magnetomotive force of each of the predetermined plurality of coils. Is set to be a zero vector.
上記発明では、上記単位ベクトルの和がゼロベクトルとなるため、コイルが生じる磁界がコアの外部で互いに相殺するようにすることができる。このため、コアの外部への漏れ磁束を好適に低減することができる。 In the above invention, since the sum of the unit vectors becomes a zero vector, the magnetic fields generated by the coils can cancel each other outside the core. For this reason, the leakage magnetic flux to the exterior of a core can be reduced suitably.
請求項２記載の発明は、請求項１記載の発明において、前記コアは、前記所定の複数個のコイルのそれぞれに電流が流れることで生じる磁束が通る経路について、前記所定の複数個のコイルのうちの隣接する一対のコイルから等しい距離となる部分の単位長さ当たりの磁気抵抗をそれ以外の部分の単位長さ当たりの磁気抵抗よりも大きくすることを特徴とする。 According to a second aspect of the present invention, in the first aspect of the present invention, the core is configured so that a magnetic flux generated by a current flowing through each of the plurality of predetermined coils passes through the path of the predetermined plurality of coils. The magnetoresistance per unit length of the part which becomes equal distance from a pair of adjacent coils is made larger than the magnetoresistance per unit length of the other part.
上記発明では、隣接する一対のコイルのそれぞれに電流が流れることで生じる磁束の通る経路のうち、一対のコイルのそれぞれに電流が流れることで生じる磁束によって共有される経路の磁気抵抗を支配的なものとすることができる。そしてこの場合、コイルを流れる電流の周期的な変動を、上記共有される経路の磁束の周期的な変動に応じたものとすることができる。 In the above invention, the magnetic resistance of the path shared by the magnetic flux generated by the current flowing through each of the pair of coils out of the path of the magnetic flux generated by the current flowing through each of the pair of adjacent coils is dominant. Can be. In this case, the periodic fluctuation of the current flowing through the coil can be made to correspond to the periodic fluctuation of the magnetic flux in the shared path.
請求項３記載の発明は、請求項２記載の発明において、前記コアは、前記中心に位置する部分から前記隣接する一対のコイルに対し等距離となる方向に延びる部分を備えることを特徴とする。 According to a third aspect of the present invention, in the second aspect of the present invention, the core includes a portion extending in a direction that is equidistant from the portion located at the center with respect to the pair of adjacent coils. .
上記発明では、上記延びる部分を備えることで、これを備えない場合と比較して、この部分の磁束の経路の透磁率を高くすることができる。 In the said invention, by providing the said extending part, compared with the case where this is not provided, the magnetic permeability of the path | route of the magnetic flux of this part can be made high.
請求項４記載の発明は、請求項３記載の発明において、前記コアは、前記中心に位置する部分から前記隣接する一対のコイルに対し等距離となる方向に延びる部分の長さが、前記各コイルの軸方向に延びる部分の長さよりも長いことを特徴とする。 According to a fourth aspect of the present invention, in the invention according to the third aspect, the length of each of the cores extending in a direction that is equidistant from the centrally located portion to the pair of adjacent coils is The coil is longer than the length of the portion extending in the axial direction of the coil.
上記発明では、上記等距離となる方向に延びる部分の磁気抵抗よりも、コイルの充填される空間についての上記延びる方向の磁気抵抗を十分に大きくすることが可能となり、ひいては、コイルに電流が流れることで生じる磁束がコイルの充填される空間に漏れることを好適に回避することができ、ひいては上記延びる部分を通るようにすることができる。 In the above invention, it is possible to sufficiently increase the magnetoresistance in the extending direction of the space filled with the coil, rather than the magnetoresistance of the portion extending in the equidistant direction, and as a result, a current flows through the coil. Thus, it is possible to preferably avoid leakage of the magnetic flux generated in this way into the space filled with the coil, and consequently, to pass through the extending portion.
請求項５記載の発明は、請求項１〜４のいずれか１項に記載の発明において、前記所定の複数個のコイルのそれぞれは、入力端子の正極と負極との間に介在し、
前記スイッチング素子は、前記入力端子の正極および負極間を前記コイルを介して接続する経路を開閉することを特徴とする。
The invention according to claim 5 is the invention according to any one of claims 1 to 4, wherein each of the predetermined plurality of coils is interposed between a positive electrode and a negative electrode of an input terminal,
The switching element opens and closes a path connecting the positive electrode and the negative electrode of the input terminal via the coil.
上記発明では、チョッパ制御によって、入力電圧を昇圧することができる。 In the above invention, the input voltage can be boosted by chopper control.
請求項６記載の発明は、請求項１〜５のいずれか１項に記載の発明において、前記所定の複数個のコイルのそれぞれは、入力端子の正極と出力端子の正極との間に介在し、前記スイッチング素子は、前記入力端子の正極および前記出力端子の正極間を前記コイルを介して接続する経路を開閉し、前記出力端子の正極および負極間に整流手段を備えることを特徴とする。 The invention according to claim 6 is the invention according to any one of claims 1 to 5, wherein each of the predetermined plurality of coils is interposed between a positive electrode of the input terminal and a positive electrode of the output terminal. The switching element opens and closes a path connecting the positive electrode of the input terminal and the positive electrode of the output terminal via the coil, and includes a rectifier between the positive electrode and the negative electrode of the output terminal.
上記発明では、入力端子の電圧を降圧して出力端子に出力することができる。 In the above invention, the voltage at the input terminal can be stepped down and output to the output terminal.
請求項７記載の発明は、請求項１〜６のいずれか１項に記載の発明において、前記所定の複数個のコイルは、２個のコイルであることを特徴とする。 The invention according to claim 7 is the invention according to any one of claims 1 to 6, wherein the predetermined plurality of coils are two coils.
（第１の実施形態）
以下、本発明にかかるＤＣＤＣコンバータを昇圧コンバータに適用した第１の実施形態について、図面を参照しつつ説明する。
(First embodiment)
Hereinafter, a first embodiment in which a DCDC converter according to the present invention is applied to a boost converter will be described with reference to the drawings.
図１に、本実施形態にかかるシステム構成を示す。図示されるＤＣＤＣコンバータＣＶは、バッテリ１０の電圧を昇圧して一対の出力端子間に設けられるコンデンサ１２の電圧とするものである。ＤＣＤＣコンバータＣＶは、バッテリ１０の正極側に接続されるコイルＷ１と、バッテリ１０およびコイルＷ１を備えるループ回路を開閉するスイッチング素子Ｑ１と、スイッチング素子Ｑ１に逆並列に接続されるダイオードＤ３と、コイルＷ１の出力電流をコンデンサ１２に出力するダイオードＤ１とを備える。また、ＤＣＤＣコンバータＣＶは、バッテリ１０の正極側に接続されるコイルＷ２と、バッテリ１０およびコイルＷ２を備えるループ回路を開閉するスイッチング素子Ｑ２と、スイッチング素子Ｑ２に逆並列に接続されるダイオードＤ４と、コイルＷ２の出力電流をコンデンサ１２に出力するダイオードＤ２とを備える。ここで、コイルＷ１，Ｗ２の巻数はともにＮであり同一である。 FIG. 1 shows a system configuration according to the present embodiment. The DCDC converter CV shown in the figure boosts the voltage of the battery 10 to the voltage of the capacitor 12 provided between the pair of output terminals. The DCDC converter CV includes a coil W1 connected to the positive electrode side of the battery 10, a switching element Q1 that opens and closes a loop circuit including the battery 10 and the coil W1, a diode D3 connected in antiparallel to the switching element Q1, and a coil And a diode D1 that outputs the output current of W1 to the capacitor 12. The DCDC converter CV includes a coil W2 connected to the positive electrode side of the battery 10, a switching element Q2 for opening and closing a loop circuit including the battery 10 and the coil W2, and a diode D4 connected in antiparallel to the switching element Q2. And a diode D2 for outputting the output current of the coil W2 to the capacitor 12. Here, the number of turns of the coils W1, W2 is both N and the same.
上記コイルＷ１、スイッチング素子Ｑ１およびダイオードＤ１を備える回路と、コイルＷ２、スイッチング素子Ｑ２およびダイオードＤ２を備える回路とは、独立に昇圧動作を行うことのできる周知の昇圧回路の構成を有している。すなわち、これらはいずれもスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２がオンとなる際にバッテリ１０の両端子とコイルＷ１，Ｗ２とで閉ループ回路を構成し、コイルＷ１，Ｗ２にエネルギを蓄える。そして、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をオフすることで、コイルＷ１，Ｗ２に蓄えられたエネルギをダイオードＤ１，Ｄ２を介して出力する。ただし、本実施形態にかかるＤＣＤＣコンバータＣＶは、これらコイルＷ１，Ｗ２がコア２０によって磁気結合している。 The circuit including the coil W1, the switching element Q1, and the diode D1 and the circuit including the coil W2, the switching element Q2, and the diode D2 have a well-known boosting circuit configuration capable of performing a boosting operation independently. . That is, both of these constitute a closed loop circuit with both terminals of the battery 10 and the coils W1, W2 when the switching elements Q1, Q2 are turned on, and store energy in the coils W1, W2. Then, by turning off the switching elements Q1, Q2, the energy stored in the coils W1, W2 is output via the diodes D1, D2. However, in the DCDC converter CV according to the present embodiment, the coils W1 and W2 are magnetically coupled by the core 20.
コア２０は、電磁鋼板によって形成されており、中心部２０ａと、中心部２０ａを中心に同一平面上で放射状且つ等角度間隔に延びて且つコイルＷ１，Ｗ２の各軸を含む軸案内部２０ｂ、２０ｃと、コイルＷ１，Ｗ２から等距離の経路部分（センターコア２０ｄ，２０ｅ）とを備えている。さらに、コア２０は、これら中心部２０ａ，軸案内部２０ｂ、２０ｃ、センターコア２０ｄ，２０ｅおよびコイルＷ１，Ｗ２を内包して且つ軸案内部２０ｂ、２０ｃとセンターコア２０ｄ，２０ｅとを接続する結合部２０ｆを備えている。なお、センターコア２０ｄ，２０ｅは、磁気抵抗を増大させるためのギャップを備えている。また、結合部２０ｆは、コイルＷ１，Ｗ２の端子を外部に引き出す部分を除いて中心部２０ａ，軸案内部２０ｂ、２０ｃ、センターコア２０ｄ，２０ｅおよびコイルＷ１，Ｗ２を覆って、これらを外部から遮断している。 The core 20 is made of an electromagnetic steel plate, and includes a center portion 20a, a shaft guide portion 20b extending radially and equiangularly on the same plane around the center portion 20a, and including the axes of the coils W1 and W2. 20c and a path portion (center cores 20d, 20e) equidistant from the coils W1, W2. Further, the core 20 includes the center portion 20a, the shaft guide portions 20b and 20c, the center cores 20d and 20e, and the coils W1 and W2, and connects the shaft guide portions 20b and 20c and the center cores 20d and 20e. 20f is provided. The center cores 20d and 20e have a gap for increasing the magnetic resistance. Further, the coupling portion 20f covers the center portion 20a, the shaft guide portions 20b and 20c, the center cores 20d and 20e, and the coils W1 and W2 except for the portion where the terminals of the coils W1 and W2 are pulled out to the outside. It is shut off.
ＤＣＤＣコンバータＣＶは、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が制御装置３０によって周期的にオン・オフ操作される（チョッパ制御）ことで、昇圧動作を行うものである。ここで、出力電圧は、オン・オフ操作の１周期に対するオン時間の比率（時比率Ｄ）によって制御される。この時比率Ｄは、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に共通であるが、スイッチング素子Ｑ１のオン操作開始タイミングとスイッチング素子Ｑ２のオン操作開始タイミングとは、その位相が「１８０°」ずらされる。すなわち、オン・オフ操作の半周期だけずらされる。こうした設定により、チョッパ制御に伴ってコイルＷ１，Ｗ２を流れるリプル電流の周波数を、スイッチング周波数の「２」倍とすることができる。 The DCDC converter CV performs a boosting operation when the switching elements Q1 and Q2 are periodically turned on and off by the control device 30 (chopper control). Here, the output voltage is controlled by the ratio of the on time to one cycle of the on / off operation (duty ratio D). This time ratio D is common to the switching elements Q1 and Q2, but the phase of the ON operation start timing of the switching element Q1 and the ON operation start timing of the switching element Q2 are shifted by “180 °”. That is, it is shifted by a half cycle of the on / off operation. With this setting, the frequency of the ripple current flowing through the coils W1 and W2 along with the chopper control can be set to “2” times the switching frequency.
以下、チョッパ制御によってコイルＷ１，Ｗ２を流れる電流や磁束について説明する。ここでは、図２（ａ）に示すように、コイルＷ１，Ｗ２に電流が流れることで生じる磁束をそれぞれΦ１、Φ２として、センターコア２０ｄ，２０ｅを通る磁束を、対称性に鑑みて共通の磁束Φ３とする。この場合、磁気部品の磁気回路は、図２（ｂ）となる。すなわち、コイルＷ１の起磁力は、巻数Ｎおよび電流Ｉ１によって、Ｎ・Ｉ１と表現でき、コイルＷ２の起磁力は、巻数Ｎおよび電流Ｉ２によって、Ｎ・Ｉ２と表現できる。なお、図２（ｂ）に示す磁気回路では、対称性に鑑み、軸案内部２０ｂおよび結合部２０ｆの磁気抵抗と軸案内部２０ｃおよび結合部２０ｆの磁気抵抗とをともに磁気抵抗Ｒ１として且つ、センターコア２０ｄ，２０ｅの磁気抵抗をともに磁気抵抗Ｒ２としている。 Hereinafter, the current and magnetic flux flowing through the coils W1, W2 by chopper control will be described. Here, as shown in FIG. 2A, the magnetic fluxes generated by the current flowing through the coils W1 and W2 are Φ1 and Φ2, respectively, and the magnetic fluxes passing through the center cores 20d and 20e are common magnetic fluxes in view of symmetry. Let Φ3. In this case, the magnetic circuit of the magnetic component is as shown in FIG. That is, the magnetomotive force of the coil W1 can be expressed as N · I1 by the number of turns N and the current I1, and the magnetomotive force of the coil W2 can be expressed as N · I2 by the number of turns N and the current I2. In the magnetic circuit shown in FIG. 2B, in consideration of symmetry, the magnetic resistance of the shaft guide portion 20b and the coupling portion 20f and the magnetic resistance of the shaft guide portion 20c and the coupling portion 20f are both set as a magnetic resistance R1, and The magnetic resistances of the center cores 20d and 20e are both set as the magnetic resistance R2.
この場合、以下の式が成立する。 In this case, the following formula is established.
Φ３＝（Φ１＋Φ２）／２ …（ｃ１）
Ｎ・Ｉ１＝Ｒ１・Φ１＋Ｒ２・Φ３ …（ｃ２）
Ｎ・Ｉ２＝Ｒ１・Φ２＋Ｒ２・Φ３ …（ｃ３）
ここで、本実施形態では、センターコア２０ｄ，２０ｅがギャップを備えるため、その磁気抵抗Ｒ２が他の磁気抵抗（磁気抵抗Ｒ１）と比較して非常に大きい。このため、上記の式（ｃ２）、（ｃ３）の右辺第１項を無視できる。そしてこの場合、コイルＷ１を流れる電流Ｉ１とコイルＷ２を流れる電流Ｉ２とは、略同一となる。
Φ3 = (Φ1 + Φ2) / 2 (c1)
N · I1 = R1 · Φ1 + R2 · Φ3 (c2)
N · I2 = R1 · Φ2 + R2 · Φ3 (c3)
Here, in this embodiment, since the center cores 20d and 20e are provided with a gap, the magnetic resistance R2 is very large compared to other magnetic resistances (magnetic resistance R1). For this reason, the first term on the right side of the above equations (c2) and (c3) can be ignored. In this case, the current I1 flowing through the coil W1 and the current I2 flowing through the coil W2 are substantially the same.
図３に、本実施形態にかかるチョッパ制御によりコイルＷ１，Ｗ２に流れる電流Ｉ１，Ｉ２等の挙動を示す。図示されるように、コイルＷ１，Ｗ２を流れる電流は、いずれもスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のいずれか一方のオン期間において漸増し、双方のオフ期間に漸減する。そして、この漸増および漸減の１周期（リプル電流の周期）は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン・オフ操作の半周期となる。 FIG. 3 shows the behavior of the currents I1, I2 and the like flowing through the coils W1, W2 by the chopper control according to the present embodiment. As shown in the drawing, the currents flowing through the coils W1, W2 gradually increase during the on period of either one of the switching elements Q1, Q2, and gradually decrease during both of the off periods. One cycle of the gradual increase and gradual decrease (ripple current cycle) is a half cycle of the on / off operation of the switching elements Q1 and Q2.
ちなみに、ＤＣＤＣコンバータＣＶの出力電圧は、バッテリ１０の電圧Ｖｂを用いると、「Ｖｂ／（１−Ｄ）」と表現できる。これは、コイルＷ１、スイッチング素子Ｑ１およびコンデンサ１２を備える基本的な昇圧回路の出力電圧と同一である。これは、図３に示されるように、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のそれぞれのオフ期間においてダイオードＤ１，Ｄ２に順方向電流が流れることと、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のそれぞれのオン期間およびオフ期間におけるＥＴ積が等しくなるとの考察から導くことができる。 Incidentally, the output voltage of the DCDC converter CV can be expressed as “Vb / (1-D)” when the voltage Vb of the battery 10 is used. This is the same as the output voltage of the basic booster circuit including the coil W1, the switching element Q1, and the capacitor 12. As shown in FIG. 3, this is because the forward current flows in the diodes D1 and D2 in the off periods of the switching elements Q1 and Q2, and the ET in the on and off periods of the switching elements Q1 and Q2, respectively. It can be derived from the consideration that the products are equal.
上記磁気部品は、コア２０の外部への磁束漏れを好適に低減できる優れた構造を有するものである。図４に、ＤＣＤＣコンバータＣＶの動作時における磁束分布をＣＡＥ（Computer Aided Engineering）を使用して解析した結果を示す。図示されるように、コア２０の外部への漏れ磁束は好適に低減されている。これは、図５に示すように、コイルＷ１，Ｗ２のそれぞれの起磁力によって生じる磁束が、コア２０の外部で互いに相殺するためである。図５では、コイルＷ１の起磁力Ｎ・Ｉ１によって生じる磁束を破線にて示し、コイルＷ２の起磁力Ｎ・Ｉ２によって生じる磁束を点線にて示している。図示されるように、コア２０の外部において、上記一対の磁束は互いに向きが反対となっている。 The magnetic component has an excellent structure that can suitably reduce magnetic flux leakage to the outside of the core 20. FIG. 4 shows the result of analyzing the magnetic flux distribution during operation of the DCDC converter CV using CAE (Computer Aided Engineering). As shown in the drawing, the leakage magnetic flux to the outside of the core 20 is preferably reduced. This is because, as shown in FIG. 5, magnetic fluxes generated by the magnetomotive forces of the coils W <b> 1 and W <b> 2 cancel each other outside the core 20. In FIG. 5, the magnetic flux generated by the magnetomotive force N · I1 of the coil W1 is indicated by a broken line, and the magnetic flux generated by the magnetomotive force N · I2 of the coil W2 is indicated by a dotted line. As shown in the drawing, the direction of the pair of magnetic fluxes is opposite to each other outside the core 20.
図６に、先の図１４に示したコンバータの駆動時における磁束分布を示す。図示されるように、この場合、コイルＷ１，Ｗ２に電流が流れることによって生じる磁束は非常に広範囲に広がっている。 FIG. 6 shows the magnetic flux distribution during driving of the converter shown in FIG. As shown in the figure, in this case, the magnetic flux generated by the current flowing through the coils W1 and W2 spreads over a very wide range.
図７に、先の図４および図６のそれぞれに示したＡ，Ｂ点における磁束密度の推移を示す。図示されるように、Ａ，Ｂ点のそれぞれにおける磁束密度や、磁束密度の変化は、いずれも従来の場合と比較して本実施形態の場合には低減されている。具体的には、漏れ磁束のＤＣ成分は、従来と比較して「４／１０００」に低減され、ＡＣ成分は「９／１００」に低減されている。 FIG. 7 shows the transition of the magnetic flux density at points A and B shown in FIGS. 4 and 6, respectively. As shown in the drawing, the magnetic flux density at each of the points A and B and the change in the magnetic flux density are both reduced in the case of the present embodiment as compared with the conventional case. Specifically, the DC component of the leakage magnetic flux is reduced to “4/1000” compared to the conventional case, and the AC component is reduced to “9/100”.
図８（ｃ）に、図８（ａ）および図８（ｂ）のそれぞれに示す態様にて磁気部品をアルミケース４０で覆うことでアルミケース４０に生じる渦電流による損失の推移を示す。図示されるように、本実施形態では、コア２０の外部に漏れる磁束が低減できることから、アルミケース４０に生じる渦電流を低減でき、ひいてはこれによる損失を低減できる。ちなみに、従来の場合、渦電流損失が大きいため、例えばハイブリッド車や電気自動車等において車載主機としての回転機の電源となる高電圧バッテリに先の図１４に示したコンバータの入力端子を接続する場合、大電力を扱うことからアルミケース４０の発熱量が非常に大きなものとなる。そしてこれにより、例えば高電圧バッテリの温度が過度に上昇し、その寿命の短縮にもつながりかねない。 FIG. 8C shows a transition of loss due to eddy current generated in the aluminum case 40 by covering the magnetic component with the aluminum case 40 in the manner shown in each of FIGS. 8A and 8B. As shown in the drawing, in the present embodiment, since the magnetic flux leaking to the outside of the core 20 can be reduced, the eddy current generated in the aluminum case 40 can be reduced, and hence the loss due to this can be reduced. Incidentally, in the conventional case, since the eddy current loss is large, for example, when the input terminal of the converter shown in FIG. 14 is connected to a high voltage battery serving as a power source for a rotating machine as an in-vehicle main unit in a hybrid vehicle or an electric vehicle, for example. Since the large electric power is handled, the calorific value of the aluminum case 40 becomes very large. Thereby, for example, the temperature of the high-voltage battery rises excessively, which may lead to shortening of its life.
図９に、磁気部品をアルミケース４０に入れた場合と入れない場合とのそれぞれにおける入力電流（バッテリ１０の出力電流）の推移を示す。図示されるように、本実施形態では、入力電流のリプル成分の変化がない一方、従来の場合、入力電流のリプル成分が増大している。これは、アルミケース４０に入れることで、コア１２０のインダクタンスが見かけ上低下するためである。 FIG. 9 shows the transition of the input current (output current of the battery 10) when the magnetic component is put in the aluminum case 40 and when it is not put. As shown in the figure, in this embodiment, there is no change in the ripple component of the input current, while in the conventional case, the ripple component of the input current is increased. This is because the inductance of the core 120 is apparently lowered by being put in the aluminum case 40.
なお、上記コア２０は、先の図１に示したように、センターコア２０ｄ，２０ｅの長さ（コイルＷ１，Ｗ２の軸に直交する平面内において中心部２０ａから延びる長さ）の方が、軸案内部２０ｂ，２０ｃの長さ（コイルＷ１，Ｗ２の軸方向に延びる長さ）よりも長く設定している。これにより、結合部２０ｆの内部において、センターコア２０ｄ，２０ｅを通過しない磁束が生じることを抑制することができる。すなわち、図１０に示すように、センターコア２０ｄ，２０ｅの長さの方が軸案内部２０ｂ，２０ｃの長さよりも短く設定される場合、コイルＷ１，Ｗ２が充填される空間の磁気抵抗がさほど大きくならないことに起因して、センターコアを通ることなくコイルＷ１，Ｗ２が充填される空間に漏れ出る磁束が多くなる。これに対し、先の図１に示した構成によれば、コイルＷ１，Ｗ２が充填される空間におけるセンターコア２０ｄ，２０ｅに平行な長さが十分に長いため、上記空間における上記平行な方向の磁気抵抗を大きくすることができ、ひいては磁束がセンターコア２０ｄ，２０ｅから漏れることを好適に回避することできる。 As shown in FIG. 1, the core 20 has the length of the center cores 20d and 20e (length extending from the center portion 20a in a plane perpendicular to the axes of the coils W1 and W2). It is set to be longer than the length of the shaft guide portions 20b and 20c (length extending in the axial direction of the coils W1 and W2). Thereby, it can suppress that the magnetic flux which does not pass center core 20d, 20e arises inside the coupling | bond part 20f. That is, as shown in FIG. 10, when the lengths of the center cores 20d and 20e are set to be shorter than the lengths of the shaft guide portions 20b and 20c, the magnetic resistance in the space filled with the coils W1 and W2 is much less. Due to the fact that it does not increase, the magnetic flux leaking into the space filled with the coils W1, W2 without passing through the center core increases. On the other hand, according to the configuration shown in FIG. 1, the length parallel to the center cores 20d and 20e in the space filled with the coils W1 and W2 is sufficiently long. The magnetic resistance can be increased, and by extension, the magnetic flux can be preferably avoided from leaking from the center cores 20d and 20e.
以上詳述した本実施形態によれば、以下の効果が得られるようになる。 According to the embodiment described in detail above, the following effects can be obtained.
（１）中心部２０ａに対して放射状且つ互いに等角度間隔に軸方向が配置されたコイルＷ１，Ｗ２のそれぞれの起磁力と同一方向の単位ベクトルの和がゼロベクトルとなるように設定した。これにより、コア２０の外部への漏れ磁束を好適に低減することができる。 (1) The sum of unit vectors in the same direction as the magnetomotive forces of the coils W1 and W2 that are arranged radially at equal angular intervals with respect to the central portion 20a is set to be a zero vector. Thereby, the leakage magnetic flux to the exterior of the core 20 can be reduced suitably.
（２）センターコア２０ｄ，２０ｅの磁気抵抗を、それ以外の部分の磁気抵抗を無視しうる程度に大きくした。これにより、コイルＷ１，Ｗ２を流れる電流の周期的な変動を、センターコア２０ｄ，２０ｅの磁束Φ３の周期的な変動に応じたものとすることができる。 (2) The magnetic resistances of the center cores 20d and 20e are increased to such an extent that the magnetic resistances of other parts can be ignored. Thereby, the periodic fluctuation of the current flowing through the coils W1, W2 can be made to correspond to the periodic fluctuation of the magnetic flux Φ3 of the center cores 20d, 20e.
（３）センターコア２０ｄ，２０ｅの長さを、軸案内部２０ｂ、２０ｃの長さよりも長くした。これにより、コイルＷ１，Ｗ２のそれぞれに電流が流れることで生じる磁束がコイルＷ１，Ｗ２の充填される空間に漏れることを好適に回避しセンターコア２０ｄ，２０ｅを通るようにすることができる。 (3) The lengths of the center cores 20d and 20e are longer than the lengths of the shaft guide portions 20b and 20c. Thereby, it can avoid suitably that the magnetic flux which arises when an electric current flows into each of coil W1, W2 leaks to the space with which coil W1, W2 is filled, and can be made to pass center core 20d, 20e.
（４）スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をオン状態とすることでバッテリ１０およびコイルＷ１，Ｗ２を備える閉ループ回路を形成してコイルＷ１，Ｗ２にエネルギを蓄え、このエネルギをスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をオフすることでダイオードＤ１，Ｄ２を介して出力した。これにより、チョッパ制御によって、入力電圧を昇圧することができる。 (4) By turning on the switching elements Q1 and Q2, a closed loop circuit including the battery 10 and the coils W1 and W2 is formed, energy is stored in the coils W1 and W2, and this energy is turned off in the switching elements Q1 and Q2. As a result, the signal was output via the diodes D1 and D2. Thereby, the input voltage can be boosted by chopper control.
（第２の実施形態）
以下、第２の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
(Second Embodiment)
Hereinafter, the second embodiment will be described with reference to the drawings with a focus on differences from the first embodiment.
図１１に、本実施形態にかかるＤＣＤＣコンバータＣＶを示す。なお、図１１において、先の図１に示した部材に対応する部材については、便宜上同一の符号を付している。 FIG. 11 shows a DCDC converter CV according to this embodiment. In FIG. 11, members corresponding to those shown in FIG. 1 are given the same reference numerals for the sake of convenience.
本実施形態では、ＤＣＤＣコンバータＣＶを昇降圧チョッパ回路とする。すなわち、先の図１に示したダイオードＤ１，Ｄ２に並列に、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４を接続する。ここで、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４は、コンデンサ１２側からバッテリ１０側への電流の流通を許容するものである。これにより、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を用いたチョッパ制御により、バッテリ１０側を入力としてその電圧を昇圧する動作のみならず、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４を用いたチョッパ制御により、コンデンサ１２側を入力としてその電圧を降圧する動作を行うことができる。 In the present embodiment, the DCDC converter CV is a step-up / step-down chopper circuit. That is, switching elements Q3 and Q4 are connected in parallel to the diodes D1 and D2 shown in FIG. Here, the switching elements Q3 and Q4 allow current to flow from the capacitor 12 side to the battery 10 side. As a result, not only the operation of boosting the voltage with the battery 10 side as an input by the chopper control using the switching elements Q1 and Q2, but also the operation with the capacitor 12 side as an input by the chopper control using the switching elements Q3 and Q4. An operation of stepping down the voltage can be performed.
ちなみに、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４は、オン・オフ操作の時比率Ｄがともに同一であって且つ、オン操作の開始タイミングが互いに「１８０°」ずらされている。これにより、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４のオン・オフ操作の時比率Ｄとコンデンサ１２の電圧Ｖｃとを用いて、出力電圧を「Ｄ・Ｖｃ」とすることができる。なお、スイッチング素子Ｑ３，ダイオードＤ３、コイルＷ１およびバッテリ１０や、スイッチング素子Ｑ４，ダイオードＤ４、コイルＷ２およびバッテリ１０は、それぞれ独立で降圧コンバータを構成しうるものである。すなわち、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４がオンとなることで、コンデンサ１２からバッテリ１０に電流が流れるとともに、コイルＷ１，Ｗ２にエネルギを蓄積する。そして、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４がオフとなることでコイルＷ１，Ｗ２に蓄えられたエネルギがダイオードＤ３，Ｄ４、コイルＷ１，Ｗ２、およびバッテリ１０を備える閉ループ回路を介してバッテリ１０に出力される。ただし、コイルＷ１，Ｗ２がコア２０によって磁気結合しているため、コイルＷ１、Ｗ２を流れるリプル電流の周波数は、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４のスイッチング周波数の２倍となる。 Incidentally, the switching elements Q3 and Q4 have the same ON / OFF operation time ratio D, and the ON operation start timings are shifted from each other by “180 °”. Accordingly, the output voltage can be set to “D · Vc” using the duty ratio D of the on / off operation of the switching elements Q3 and Q4 and the voltage Vc of the capacitor 12. Switching element Q3, diode D3, coil W1 and battery 10, switching element Q4, diode D4, coil W2 and battery 10 can each independently constitute a step-down converter. That is, when switching elements Q3 and Q4 are turned on, current flows from capacitor 12 to battery 10 and energy is stored in coils W1 and W2. When switching elements Q3 and Q4 are turned off, the energy stored in coils W1 and W2 is output to battery 10 via a closed loop circuit including diodes D3 and D4, coils W1 and W2, and battery 10. However, since the coils W1 and W2 are magnetically coupled by the core 20, the frequency of the ripple current flowing through the coils W1 and W2 is twice the switching frequency of the switching elements Q3 and Q4.
以上説明した本実施形態によれば、先の第１の実施形態の上記（１）〜（４）の効果に加えて更に以下の効果が得られるようになる。 According to the embodiment described above, the following effects can be obtained in addition to the effects (1) to (4) of the first embodiment.
（５）入力端子の正極（コンデンサ１２の正極）と出力端子の正極（バッテリ１０の正極）との間にコイルＷ１，Ｗ２およびスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４を介在させて且つ、出力端子の正極および負極間にダイオードＤ３，Ｄ４を備えた。これにより、コンデンサ１２の電圧を降圧してバッテリ１０に出力することができる。 (5) The coils W1 and W2 and the switching elements Q3 and Q4 are interposed between the positive electrode of the input terminal (positive electrode of the capacitor 12) and the positive electrode of the output terminal (positive electrode of the battery 10), and the positive and negative electrodes of the output terminal Diodes D3 and D4 were provided between them. Thereby, the voltage of the capacitor 12 can be stepped down and output to the battery 10.
（その他の実施形態）
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。
＜コアについて＞
コア２０としては、コイルＷ１，Ｗ２から等距離の経路部分（センターコア２０ｄ、２０ｅ）にギャップを備えるものに限らない。例えば、ダストコア等の圧粉磁性材料をコアとして用いるものとしてもよい。これによっても、センターコア２０ｄ，２０ｅの単位長さ当たりの磁気抵抗を、軸案内部２０ｂ，２０ｃ等の単位長さ当たりの磁気抵抗と比較して大きくすることができる。そしてセンターコア２０ｄ，２０ｅにギャップがない場合、漏れ磁束を低減できることから、コイルＷ１，Ｗ２の交流銅損を低減することができ、高効率なリアクトルを実現することができる。
(Other embodiments)
The above embodiments may be implemented with the following modifications.
<About the core>
The core 20 is not limited to one having a gap in the path portions (center cores 20d, 20e) equidistant from the coils W1, W2. For example, a dust magnetic material such as a dust core may be used as the core. This also makes it possible to increase the magnetic resistance per unit length of the center cores 20d and 20e compared to the magnetic resistance per unit length of the shaft guide portions 20b and 20c and the like. When there is no gap in the center cores 20d and 20e, the leakage magnetic flux can be reduced, so that the AC copper loss of the coils W1 and W2 can be reduced, and a highly efficient reactor can be realized.
また、図１２に示すように、リング状のコイルＷ１，Ｗ２およびセンターコア２０ｄ，２０ｅを予め作成しておき、中心部２０ａ，軸案内部２０ｂ、２０ｃおよび結合部２０ｆ部分と一体成型することもできる。ここで、図１２（ａ）は、磁気部品の斜視図（コア２０の斜視図）である。図示されるように、コア２０は、上記結合部２０ｆによってコイルＷ１，Ｗ２を覆っているが、コイルＷ１の端子Ｔａ、Ｔ１ｂと、コイルＷ２の端子Ｔ２ａ，Ｔ２ｂとがコイルＷ１，Ｗ２と電気的に接続されて且つコア２０の外部に突出している。図１２（ｂ）は、図１２（ａ）のＡ−Ａ断面である。図示されるように、コア２０は、軸案内部２０ｂ、２０ｃの長さの方が、センターコア２０ｄ，２０ｅの長さよりも短くなっている。また、コイルＷ１，Ｗ２は、軸方向の長さよりもこれに直交する方向の長さの方が長くなっている。図１２（ｃ）は、図１２（ｂ）のＢ−Ｂ断面である。ただし、ここでは、コイルＷ２を除いた図を示している。また、図１２（ｄ）は、図１２（ｂ）のＣ−Ｃ断面である。 Also, as shown in FIG. 12, ring-shaped coils W1, W2 and center cores 20d, 20e may be prepared in advance and integrally molded with the center portion 20a, the shaft guide portions 20b, 20c, and the coupling portion 20f. it can. Here, FIG. 12A is a perspective view of the magnetic component (a perspective view of the core 20). As shown in the figure, the core 20 covers the coils W1 and W2 by the coupling portion 20f, but the terminals Ta and T1b of the coil W1 and the terminals T2a and T2b of the coil W2 are electrically connected to the coils W1 and W2. To the outside of the core 20. FIG.12 (b) is the AA cross section of Fig.12 (a). As illustrated, in the core 20, the length of the shaft guide portions 20b and 20c is shorter than the length of the center cores 20d and 20e. Further, the coils W1 and W2 are longer in the direction perpendicular to the axial length than in the axial direction. FIG.12 (c) is the BB cross section of FIG.12 (b). However, here, a diagram excluding the coil W2 is shown. Moreover, FIG.12 (d) is CC cross section of FIG.12 (b).
なお、センターコア２０ｄ，２０ｅの単位長さ当たりの磁気抵抗が軸案内部２０ｂ，２０ｃや結合部２０ｆの単位長さ当たりの磁気抵抗と比較して十分に大きくない場合、コイルＷ１，Ｗ２を流れるリプル電流の位相等に無視し得ない差が生じることとなるが、この場合であっても、上記第１の実施形態の上記（１）の効果を得ることはできる。 When the magnetic resistance per unit length of the center cores 20d and 20e is not sufficiently large as compared with the magnetic resistance per unit length of the shaft guide portions 20b and 20c and the coupling portion 20f, it flows through the coils W1 and W2. A difference that cannot be ignored occurs in the phase or the like of the ripple current. Even in this case, the effect (1) of the first embodiment can be obtained.
また、コイルの軸方向の長さをこれに直交する方向の長さよりも長くしても上記第１の実施形態の上記（１）等の効果を得ることはできる。
＜磁気結合されるコイルの数について＞
磁気結合されるコイルの数は、２個に限らず、３個以上であってもよい。図１３に、コイルの数が３個である場合を示す。ここで、コイルＷ１，Ｗ２，Ｗ３は、その軸方向が、中心ＣＰに対して同一平面上で放射状且つ等角度間隔に配置されている。そして、コイルＷ１、Ｗ２，Ｗ３のそれぞれに対する電圧の相対的な設定方向を調節することで、コイルＷ１、Ｗ２，Ｗ３のそれぞれの起磁力と同一方向の単位ベクトルの和をゼロとする。なお、これらの巻数と印加電圧の大きさとは互いに同一とする。
Further, even if the length of the coil in the axial direction is made longer than the length in the direction perpendicular to the coil, the effect (1) and the like of the first embodiment can be obtained.
<Number of magnetically coupled coils>
The number of magnetically coupled coils is not limited to two and may be three or more. FIG. 13 shows a case where the number of coils is three. Here, the axial directions of the coils W1, W2, and W3 are arranged radially and equiangularly on the same plane with respect to the center CP. And the sum of the unit vector of the same direction as each magnetomotive force of each of coil W1, W2, and W3 is made zero by adjusting the relative setting direction of the voltage with respect to each of coil W1, W2, and W3. The number of turns and the applied voltage are the same.
さらに、３個のコイルを備えるものにも限らず、４個以上のコイルを備えてもよい。この場合であっても、各コイルの軸方向を、中心に対して同一平面上で放射状且つ等角度間隔に配置して且つ、それぞれに対する電圧の相対的な設定方向を調節することで、それぞれの起磁力と同一方向の単位ベクトルの和をゼロとする。 Furthermore, it is not limited to the one provided with three coils, and may be provided with four or more coils. Even in this case, the axial direction of each coil is arranged radially and equiangularly on the same plane with respect to the center, and the relative setting direction of the voltage with respect to each is adjusted. The sum of the unit vectors in the same direction as the magnetomotive force is set to zero.
もっとも、各コイルの軸方向を、中心に対して放射状且つ等角度間隔に配置するに際しては、これら各コイルの軸が同一平面内に収まるものにも限らない。例えば６個のコイルを備えるものにおいて、中心に対して同一平面上で放射状且つ等角度間隔に４つのコイルを配置して且つ、この平面に直交する方向に２つのコイルを配置してもよい。 However, when the axial directions of the coils are arranged radially and equiangularly with respect to the center, the axes of the coils are not limited to be within the same plane. For example, in a structure including six coils, four coils may be arranged radially and equiangularly on the same plane with respect to the center, and two coils may be arranged in a direction perpendicular to the plane.
なお、Ｎｃ個のコイルを備える場合、これらとバッテリ１０とを接続するループ回路を開閉するスイッチング素子を互いに「３６０°／Ｎｃ」の位相差で操作することが望ましい。ただし、こうした設定としなくても、スイッチング素子の操作の位相に差があるなら、スイッチング周波数よりもリプル電流の周波数を大きくすることはできる。
＜そのほか＞
・上記各実施形態では、コイルＷ１，Ｗ２を流れる電流の流通方向が互いに相違しないようにしたがこれに限らない。相違しない場合において、特にセンターコア２０ｄ，２０ｅ以外の磁束経路の磁気抵抗を無視し得ないなら、コイルＷ１の起磁力とコイルＷ２の起磁力とのそれぞれに平行な単位ベクトルの和がゼロとならないタイミングが生じうる。この場合、上記単位ベクトルの和の時間平均値がゼロとなるようにしたり、スイッチング素子のオン・オフ操作の１周期における上記ゼロとならない期間の比率を小さくしたりすることで、コア２０の外部に漏れる磁束を低減することはできると考えられる。
When Nc coils are provided, it is desirable to operate the switching elements that open and close the loop circuit connecting these and the battery 10 with a phase difference of “360 ° / Nc”. However, even if such a setting is not used, if there is a difference in the operation phase of the switching element, the frequency of the ripple current can be made larger than the switching frequency.
<Other>
In each of the above embodiments, the flow directions of the currents flowing through the coils W1 and W2 are not different from each other, but the present invention is not limited to this. In the case where there is no difference, the sum of the unit vectors parallel to the magnetomotive force of the coil W1 and the magnetomotive force of the coil W2 does not become zero unless the magnetic resistance of the magnetic flux paths other than the center cores 20d and 20e can be ignored. Timing can occur. In this case, the time average value of the sum of the unit vectors is set to zero, or the ratio of the non-zero period in one cycle of the on / off operation of the switching element is reduced, thereby reducing the external of the core 20. It is considered that the magnetic flux leaking to the substrate can be reduced.
・チョッパ制御に用いるスイッチング素子としては、ＩＧＢＴに限らない。例えばパワーＭＯＳ電界効果トランジスタ等の電界効果トランジスタであってもよい。 -Switching elements used for chopper control are not limited to IGBTs. For example, a field effect transistor such as a power MOS field effect transistor may be used.
・ＤＣＤＣコンバータとしては、昇圧コンバータや昇降圧チョッパ回路に限らず、例えば降圧コンバータであってもよい。これは、例えば先の図１１に示した構成において、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を削除することで構成することができる。またこれに限らず、例えば、所定の複数個のコイルのそれぞれを備えるループ回路を開閉するスイッチング素子を備えて構成されるコンバータにおいて、コイル同士を磁気結合させる構成であればよい。 The DCDC converter is not limited to a step-up converter or a step-up / step-down chopper circuit, and may be a step-down converter, for example. This can be configured, for example, by deleting the switching elements Q1, Q2 in the configuration shown in FIG. The present invention is not limited to this. For example, in a converter configured to include a switching element that opens and closes a loop circuit including each of a plurality of predetermined coils, any configuration may be used as long as the coils are magnetically coupled.
１０…バッテリ、１２…コンデンサ、２０…コア、Ｗ１，Ｗ２…コイル、ＣＶ…ＤＣＤＣコンバータ。 DESCRIPTION OF SYMBOLS 10 ... Battery, 12 ... Capacitor, 20 ... Core, W1, W2 ... Coil, CV ... DCDC converter.
Claims (7)
前記コイルは、中心に対して放射状且つ互いに等角度間隔に軸方向が配置された所定の複数個のコイルを含み、
前記中心に位置する部分と、該中心に位置する部分から前記各コイルの軸方向に延びる部分と、前記コイルを覆う部分とを有するコアと、
前記チョッパ制御に用いられて且つ前記所定の複数個のコイルのそれぞれを備えるループ回路を開閉するスイッチング素子とを備え、
前記所定の複数個のコイルのそれぞれの起磁力と同一方向の単位ベクトルの和がゼロベクトルとなるように設定されていることを特徴とするＤＣＤＣコンバータ。 In the DCDC converter that converts and outputs the input voltage by increasing / decreasing the current flowing through the coil by chopper control,
The coil includes a plurality of predetermined coils that are radially arranged with respect to the center and arranged axially at equal angular intervals.
A core having a portion located at the center, a portion extending in the axial direction of each coil from the portion located at the center, and a portion covering the coil;
A switching element that opens and closes a loop circuit that is used for the chopper control and includes each of the predetermined plurality of coils,
The DCDC converter, wherein the sum of unit vectors in the same direction as the magnetomotive forces of the plurality of predetermined coils is set to a zero vector.
前記スイッチング素子は、前記入力端子の正極および負極間を前記コイルを介して接続する経路を開閉することを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載のＤＣＤＣコンバータ。 Each of the predetermined plurality of coils is interposed between the positive electrode and the negative electrode of the input terminal,
5. The DCDC converter according to claim 1, wherein the switching element opens and closes a path connecting the positive electrode and the negative electrode of the input terminal via the coil.
前記スイッチング素子は、前記入力端子の正極および前記出力端子の正極間を前記コイルを介して接続する経路を開閉し、
前記出力端子の正極および負極間に整流手段を備えることを特徴とする請求項１〜５のいずれか１項に記載のＤＣＤＣコンバータ。 Each of the predetermined plurality of coils is interposed between the positive electrode of the input terminal and the positive electrode of the output terminal,
The switching element opens and closes a path connecting the positive electrode of the input terminal and the positive electrode of the output terminal via the coil;
The DCDC converter according to any one of claims 1 to 5, further comprising a rectifying unit between a positive electrode and a negative electrode of the output terminal.
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