JP2011119855A - バースト光受信器 - Google Patents

Abstract

【課題】ＡＴＣ回路を不要とし、かつ受信感度特性に優れたバースト光受信器を得る。
【解決手段】バースト光受信器１において、光バースト信号を電流信号に変換する受光素子２と、電流信号を電圧信号に変換する差動型トランスインピーダンスアンプ回路３と、差動型トランスインピーダンスアンプ回路３からの電圧信号を識別する差動型識別回路４と、一端が電源に接続され他端が受光素子２のカソードに接続された誘導性素子６２と、一端が受光素子２のアノードに接続され他端がＧＮＤに接続された誘導性素子６１と、一端が誘導性素子６２と受光素子２との接続端に接続され他端が差動型トランスインピーダンスアンプ回路３に接続された容量性素子５２と、一端が誘導性素子６１と受光素子２との接続端に接続され他端が差動型トランスインピーダンスアンプ回路３に接続された容量性素子５１と、を備える。
【選択図】図１

Description

本発明は、光通信システムに関するものであり、特に、アクセス系光通信システムの一つの方式であるＰＯＮ（Passive Optical Network）システムに関するものである。

従来、光ファイバを用いた公衆回線網を実現する方式として、ＰＯＮ（Passive Optical Network）システムと呼ばれるポイント・トゥ・マルチポイントのアクセス系光通信システムが広く用いられている。

ＰＯＮシステムは、局側装置である１台のＯＬＴ（Optical Line Terminal）と、光スターカプラを介して接続される複数の加入者端末装置であるＯＮＵ（Optical Network Unit）により構成される。多数のＯＮＵに対して、ＯＬＴと伝送路である光ファイバの大部分は共有できるため運用コストの経済化が期待できることや、受動部品である光スターカプラには給電が必要なく屋外設置が容易であり、信頼性も高いという利点があることから、ブロードバンドネットワークを実現する切り札として近年活発に導入が進められている。

例えば、IEEE802.3ahで規格化されている伝送速度が1.25Gbit/sのＧＥ−ＰＯＮ（Gigabit Ethernet（登録商標）−Passive Optical Network）システムにおいては、ＯＬＴからＯＮＵへの下り方向は、光波長1480〜1500nm帯を用いた同報通信方式を用い、各ＯＮＵは割り当てられたタイムスロットのデータのみ取り出す。一方、各ＯＮＵからＯＬＴへの上り方向は、光波長1260〜1360nm帯を用い、各ＯＮＵのデータが衝突しないように送出タイミングを制御する時分割多重通信方式を用いている。

また、IEEE802.3avで規格化されている伝送速度が10.3Gbit/sの１０Ｇ−ＥＰＯＮシステムにおいては、ＯＬＴからＯＮＵへの下り方向は、光波長1574〜1580nm帯を用いた同報通信方式を用い、各ＯＮＵは割り当てられたタイムスロットのデータのみ取り出す。一方、各ＯＮＵからＯＬＴへの上り方向は、光波長1260〜1280nm帯を用い、各ＯＮＵのデータが衝突しないように送出タイミングを制御する時分割多重通信方式を用いている。

ここで、上記のようなＰＯＮシステムの上り方向の通信においては、各ＯＮＵは光スターカプラから異なる距離に位置することから、ＯＬＴにおける各ＯＮＵの受信レベルは受信パケット毎に異なるため、ＯＬＴ用バースト光受信器には異なる受光レベルのバースト信号を高速に再生する広ダイナミックレンジ特性が求められる。従って、一般的にＯＬＴ用バースト光受信器には、受光レベルに応じて変換利得を変化させるＡＧＣ（Automatic Gain Control）回路と、識別再生する際の閾値電圧を生成するＡＴＣ（Automatic Threshold Control）回路が備えられている。

ＰＯＮシステム用バースト光受信器には様々な方式が提案されているが、例えば非特許文献１においては、受光素子とトランスインピーダンスアンプ回路と差動識別回路とによってバースト光受信器が構成されており、受光レベルに応じてパケット毎にトランスインピーダンスアンプ回路の利得を制御するＡＧＣ回路と、トランスインピーダンスアンプ回路の出力電圧波形のハイレベルとローレベルとを検出し、その中心電位を閾値電圧とするＡＴＣ回路を備え、受光レベルが異なる各受信パケットに対して最適な受信特性を得る方式が開示されている。

S.Yamashita et al.、"Novel Cell-AGC Technique for Burst-Mode CMOS Preamplifier With Wide Dynamic Range and High Sensitivity for ATM-PON System、"IEEE J.Solid-State Circuits、vol.37、No.7、pp.881-886、July 2002.

世界に先駆けて導入された日本のＦＴＴＨサービスは、１９９７年からのＳＴＭ−ＰＯＮ（16Mbps）、２００２年からのＢ−ＰＯＮ（622Mbps/156Mbps）を経て、２００４年からのＧＥ−ＰＯＮ（1.25Gbps）導入を契機に本格的な普及を遂げており、現在，次世代ＰＯＮシステムとして１０Ｇ−ＥＰＯＮ（10.3Gbps）に関する研究開発が盛んに行われている。さらに、映像配信を中心とする様々なサービスによって、加入者系光ネットワークの需要は今後一層高まると期待されており、その伝送速度は25Gbpsや100Gbpsが必要になると予測されている。

ここで、上記非特許文献１にも示されているように、一般的にバースト光受信器は、受光素子とトランスインピーダンスアンプ回路と差動識別回路とによって構成されている。高感度化のためには、トランスインピーダンスアンプ回路の利得を最大限高くすることが有効であるが、通常、トランスインピーダンスアンプ回路の利得と帯域とはトレードオフの関係にあるため、上記ＰＯＮシステムの高速化に伴い、トランスインピーダンスアンプ回路の利得を小さくせざるを得ない状況である。バースト光受信器の受信感度特性は、トランスインピーダンスアンプ回路の利得が高い場合には、後段の差動識別回路の識別感度にはほとんど依存しないが、トランスインピーダンスアンプ回路の利得が低い場合には、トランスインピーダンスアンプ回路の出力電圧振幅が小さいため、後段の差動識別回路の識別感度不足が受信感度劣化要因となり得る。従って、特に，将来の25Gbpsや100GbpsのＰＯＮシステムを実現するためには、後段の差動識別回路の識別感度にも十分配慮する必要がある。

しかしながら、上記非特許文献１に示された技術では、後段の差動識別回路への入力信号は、一方がトランスインピーダンスアンプ回路の出力電圧信号、もう一方がトランスインピーダンスアンプ回路の出力電圧信号から検出したハイレベルとローレベルの中心電位、すなわちＤＣ電圧であり、差動信号が入力される場合と比較すると、入力信号振幅が半減したことと等価となり、受信感度が劣化し易いという問題があった。

本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、異なる受光レベルのバースト信号が時分割多重により混在するＰＯＮシステムにおいて、各パケットに対して高速に識別再生するための閾値電圧を生成するＡＴＣ回路を不要とし、かつ受信感度特性に優れたバースト光受信器を得ることを目的とする。

上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明は、光伝送路を介して複数の加入者側装置から伝送された光バースト信号を受信するバースト光受信器において、受信した光バースト信号を電流信号に変換する受光素子と、前記電流信号を電圧信号に変換する差動型トランスインピーダンスアンプ回路と、前記差動型トランスインピーダンスアンプ回路からの電圧信号を識別する差動型識別回路と、一端が電源に接続され、他端が前記受光素子のカソードに接続された第１の誘導性素子と、一端が前記受光素子のアノードに接続され、他端がＧＮＤに接続された第２の誘導性素子と、一端が前記第１の誘導性素子の他端と前記受光素子のカソードとの接続端に接続され、他端が前記差動型トランスインピーダンスアンプ回路の一方の入力端に接続された容量性素子と、一端が前記第２の誘導性素子の一端と前記受光素子のアノードとの接続端に接続され、他端が前記差動型トランスインピーダンスアンプ回路の他方の入力端に接続された容量性素子と、を備えたことを特徴とする。

この発明によれば、ＡＴＣ回路を不要とし、かつ受信感度特性に優れたバースト光受信器を得ることができるという効果を奏する。

図１は、本発明の実施の形態１にかかるバースト光受信器の構成を示す図である。 図２に、バースト信号受信時におけるバースト光受信器内各部の過渡応答波形の模式図である。 図３は、本発明の実施の形態２にかかるバースト光受信器の構成を示す図である。 図４は、本発明の実施の形態３にかかるバースト光受信器の構成を示す図である。

以下に、添付図面を参照して、本発明にかかるバースト光受信器の実施の形態を詳細に説明する。なお、この実施の形態により本発明が限定されるものではない。

実施の形態１．
図１は、本発明の実施の形態１にかかるバースト光受信器１の構成を示す図である。図１において、バースト光受信器１は、主たる構成として、受光素子２、差動型トランスインピーダンスアンプ回路（以下単に「ＴＩＡ回路」と称する）３、差動型識別回路４、容量性素子５１、５２、および誘導性素子６１、６２を有して構成されている。受光素子２のカソード端子は、誘導性素子（第１の誘導性素子）６２を介して電源に接続され、受光素子２のアノード端子は、誘導性素子６１（第２の誘導性素子）を介してＧＮＤに接続されている。同時に受光素子２のカソード端子は、容量性素子５２を介して、受光素子２のアノード端子は、容量性素子５１を介して、それぞれＴＩＡ回路３の入力部に接続されている。すなわち、図１に示されるバースト光受信器１は、一端が電源に接続され他端が受光素子２のカソードに接続された誘導性素子６２と、一端が受光素子２のアノードに接続され他端がＧＮＤに接続された誘導性素子６１と、一端が誘導性素子６２の他端と受光素子２のカソードとの接続端に接続され他端がＴＩＡ回路３の一方の入力端に接続された容量性素子５２と、一端が誘導性素子６１の一端と受光素子２のアノードとの接続端に接続され他端がＴＩＡ回路３の他方の入力端に接続された容量性素子５１と、を備えている。また、ＴＩＡ回路３の出力部は、差動型識別回路４の入力部に接続され、差動型識別回路４の出力部がバースト光受信器１の出力部となっている。

次に動作について説明する。カソード端子が誘導性素子６２を介して電源に接続され、アノード端子が誘導性素子６１を介してＧＮＤに接続された受光素子２は、ＤＣ的に逆バイアスされた状態となり、受信した光信号（光バースト信号）の受光レベルに応じた電流（電流信号）を出力する。受光素子２とＴＩＡ回路３とは、容量性素子５１、５２を介して接続されているため、受光素子２の出力電流の高周波成分がＴＩＡ回路３に差動電流信号として入力されることとなり、ＴＩＡ回路３により差動電圧信号（電圧信号）に変換される。さらに、ＴＩＡ回路３からの差動電圧信号は、差動型識別回路４によって識別・増幅され、再生された２値信号を出力する。

図２に、バースト信号受信時におけるバースト光受信器１内各部の過渡応答波形の模式図である。ここで、図２中に示しているように，受光素子２の電流波形をＡと定義し、ＴＩＡ回路３の出力電圧波形をＢ、Ｃと定義し、差動型識別回路４の出力電圧波形をＤ、Ｅと定義する。受光素子２は、光を電流に線形変換する素子であるため、電流波形Ａは、受信したバースト光信号と同等の波形となる。受光素子２とＴＩＡ回路３とは、容量性素子５１、５２によって容量結合されているため、電圧波形Ｂ、およびＣは、電流波形Ａを微分した波形となる。また、電圧波形Ｄ、およびＥは、電圧波形Ｂ、およびＣを増幅した波形となるが、差動型識別回路４においては、所望の電圧振幅以上はリミッティング動作するために、出力振幅一定の波形となる。

ここで、容量性素子５１、５２のキャパシタンス値と、誘導性素子６１、６２のインダクタンス値とは、以下の条件を満足する必要がある。まず、容量性素子５１、５２のキャパシタンス値に関しては、受光素子２で電流信号に変換されたバースト信号に含まれる必要な周波数成分（所定の周波数成分）を通過させる必要があり、特に低域の成分が通過する所望のキャパシタンス値よりも大きな値とする必要がある。同時に、前記キャパシタンス値と前記微分波形の応答時定数とは比例関係にあり、信号再生する際の高速性を実現するためには、所望のキャパシタンス値よりも小さな値とする必要がある。つまり、容量性素子５１、５２のキャパシタンス値は、受信信号の必要な周波数成分を通過させるキャパシタンス値よりも大きく、かつ必要な高速応答性を実現するキャパシタンス値よりも小さくする必要がある。

一方、誘導性素子６１、６２のインダクタンス値に関しては、受光素子２で電流信号に変換されたバースト信号に含まれる必要な周波数成分（所定の周波数成分）を阻止する必要があり、同時に、受光素子２にＤＣ的に逆バイアスを印加できるよう、ＤＣを含む低周波成分を通過する必要がある。つまり、誘導性素子６１、６２のインダクタンス値は、受信信号の必要な周波数成分を阻止するインダクタンス値よりも大きくする必要がある。

このように、容量性素子５１、５２のキャパシタンス値は、バースト信号に含まれる所定の周波数成分を通過するキャパシタンス値以上に設定され、誘導性素子６１、６２のインダクタンス値は、バースト信号に含まれる所定の周波数成分を阻止するインダクタンス値以上に設定されている。

ここで、受光素子２としては、ＰＩＮフォトダイオードやアバランシェフォトダイオードなどが代表的である。中でもアバランシェフォトダイオードは、半導体のｐ−ｎ接合部に数十Ｖ程度の大きな逆バイアス電圧を印加することにより得られる電流増倍作用を利用する受光素子であり、信号対雑音比を大きく取れる利点を有している。この場合、受光素子２のアノード端子とカソード端子間には数十Ｖ程度の電圧が印加されることとなるが、受光素子２とＴＩＡ回路３とは容量性素子５１、５２を介して接続されているため、ＴＩＡ回路３の入力端子間に数十Ｖ程度の電圧が印加されることにはならない。一般的に、高速用半導体集積回路の耐圧は数Ｖ程度であるが、上記のように受光素子２としてアバランシェフォトダイオードを適用する場合であっても、受光素子２とＴＩＡ回路３とは容量性素子５１、５２を介して容量結合されているため、すなわちＤＣカットされているため、受光素子への高逆バイアス電圧印加と半導体集積回路の耐圧とを両立可能である。

また、受光素子２の両端子がＴＩＡ回路３と高周波的に接続されているため、差動信号がＴＩＡ回路３に入力されていることとなり、従来例で単相信号を差動信号に変換するために必要であったＡＴＣ回路は不要となる。

同時に、受光素子２の吐き出し電流のみならず、吸い込み電流をもＴＩＡ回路３で増幅できるため、受信感度特性に優れたバースト光受信器１を得ることができる。

さらに、差動型識別回路４には、自ずと差動信号が入力されることとなるため、入力の片側がＤＣ電圧である従来例と比較して、入力信号振幅が倍増したことと等価となり、受信感度特性に優れたバースト光受信器１を得ることができる。

このように、本実施の形態にかかるバースト光受信器１においては、受光素子２２の両端子がＴＩＡ回路３に容量結合され、受光素子２にＤＣ的に逆バイアスを印加し、かつ受信信号に含まれる周波数成分は後段のＴＩＡ回路３にのみ流れるよう誘導性素子６１、６２を備え、さらに、ＴＩＡ回路３と差動型識別回路４とは、差動型増幅回路で構成されている。従って、従来例と比較して、受信感度特性に優れ、かつＡＴＣ回路が不要な経済的なバースト光受信器１を実現できる。

実施の形態２.
図３は、本発明の実施の形態２にかかるバースト光受信器１の構成を示す図である。図３において、１〜４、５１、５２、６１、６２は、実施の形態１による図１に示すものと同様であり、ＴＩＡ回路３は、同一回路、同一レイアウトのペアリングに優れた一対の単相型トランスインピーダンスアンプ回路（以下単に「単相型ＴＩＡ回路」と称する）３１、３２により構成されている。

一般的に、半導体集積回路においては、同一回路であっても、集積回路製造プロセスにおける製造条件の揺らぎに伴う特性ばらつきが生じる。この特性ばらつきは、同一ウェハ内の近接した場所に、同一レイアウトで対称配置とすることにより、軽減することが可能であり、前記一対の単相型ＴＩＡ回路３１、３２は、同一回路、同一レイアウトのペアリングに優れたことを特徴としている。より具体的に説明すると、差動型増幅回路においては、入力される正相信号と逆相信号との間にオフセットが生じると感度劣化が懸念されるが、ＴＩＡ回路３を、同一回路、同一レイアウトのペアリングに優れた一対の単相型ＴＩＡ回路３１、３２により構成することにより、入力ならびに出力バイアスのオフセットを抑圧することが可能である。つまり、ＴＩＡ回路３の入力バイアスオフセット、ならびに差動型識別回路４の入力バイアスオフセットを極力低減することができ、差動型増幅回路における感度劣化の懸念を払拭できる。

このように、本実施の形態にかかるバースト光受信器１においては、ＴＩＡ回路３を、同一回路、同一レイアウトのペアリングに優れた一対の単相型ＴＩＡ回路３１、３２により構成しているため、実施の形態１で得られる効果に加えて、さらに受信感度特性に優れたバースト光受信器１を実現できる。

実施の形態３.
図４は、本発明の実施の形態３にかかるバースト光受信器１の構成を示す図である。図４において、１〜４、５１、５２、６１、６２は、実施の形態１による図１に示すものと同様であり、ＴＩＡ回路３は、差動型リミッティング増幅回路３３により構成されている。

差動型リミッティング増幅回路３３は、入力信号の振幅が小さい場合には線形増幅し、所望の振幅以上の入力信号に対しては、一定振幅を出力するよう動作する。

非特許文献１にも示されているように、通常、ＰＯＮシステムで用いられるバースト光受信器１には、広ダイナミックレンジ化を実現するためにＡＧＣ回路が備えられている。一般的な単相型ＴＩＡ回路においては、帰還抵抗値によりその利得が決まるが、帰還抵抗値と入力電流振幅値との積で決まる出力電圧振幅値が、ある一定値以上となる領域では、回路的に飽和するために正常に増幅動作しなくなる。これを回避するために、入力電流振幅、ないしは出力電圧振幅を検出し、その検出結果を基に帰還抵抗値を可変制御するＡＧＣ回路を用いることが一般的である。

一方、一般的な差動型リミッティング増幅回路は、正相、逆相にそれぞれ配設された一対のトランジスタのON／OFF動作により、固定電流値の分岐比を切り替えるよう動作する。所望の振幅以上の信号が入力された場合には、その分岐比は０％対１００％、ないしは１００％対０％と完全にスイッチング動作するが、特に回路的に飽和する要素はなく、正常に一定振幅を出力する。

従って、ＴＩＡ回路３を、差動型リミッティング増幅回路３３により構成する場合には、従来のようなＡＧＣ回路を特段設けることなく広ダイナミックレンジ化を実現できる。

このように、本実施の形態にかかるバースト光受信器１においては、ＴＩＡ回路３を、差動型リミッティング増幅回路３３により構成しているため、従来必要であったＡＧＣ回路が不要となり、実施の形態１で得られる効果に加えて、さらに経済性に優れたバースト光受信器１を実現できる。

以上のように、本発明は、アクセス系光通信システムの一つの方式であるＰＯＮシステムに適用可能であり、特に、ＡＴＣ回路を不要とし、かつ受信感度特性に優れたバースト光受信器を得ることができる発明として有用である。

１ バースト光受信器
２ 受光素子
３ 差動型トランスインピーダンスアンプ回路
４ 差動型識別回路
３１，３２ 単相型トランスインピーダンスアンプ回路
３３ 差動型リミッティング増幅回路
５１，５２ 容量性素子
６１ 誘導性素子（第２の誘導性素子）
６２ 誘導性素子（第１の誘導性素子）

Claims (4)

1. 光伝送路を介して複数の加入者側装置から伝送された光バースト信号を受信するバースト光受信器において、
   受信した光バースト信号を電流信号に変換する受光素子と、
   前記電流信号を電圧信号に変換する差動型トランスインピーダンスアンプ回路と、
   前記差動型トランスインピーダンスアンプ回路からの電圧信号を識別する差動型識別回路と、
   一端が電源に接続され、他端が前記受光素子のカソードに接続された第１の誘導性素子と、
   一端が前記受光素子のアノードに接続され、他端がＧＮＤに接続された第２の誘導性素子と、
   一端が前記第１の誘導性素子の他端と前記受光素子のカソードとの接続端に接続され、他端が前記差動型トランスインピーダンスアンプ回路の一方の入力端に接続された容量性素子と、
   一端が前記第２の誘導性素子の一端と前記受光素子のアノードとの接続端に接続され、他端が前記差動型トランスインピーダンスアンプ回路の他方の入力端に接続された容量性素子と、
   を備えたことを特徴とするバースト光受信器。
2. 前記各容量性素子は、前記光バースト信号に含まれる所定の周波数成分を通過するキャパシタンス値以上に設定され、
   前記各誘導性素子は、前記所定の周波数成分を阻止するインダクタンス値以上に設定されていることを特徴とする請求項１に記載のバースト光受信器。
3. 前記差動型トランスインピーダンスアンプ回路は、同一回路、かつ、同一レイアウトのペアリングした一対の単相型トランスインピーダンスアンプ回路で構成されていることを特徴とする請求項１または２に記載のバースト光受信器。
4. 前記差動型トランスインピーダンスアンプ回路は、所望の振幅以上の入力信号に対して一定振幅を出力する差動型リミッティング増幅回路で構成されていることを特徴とする請求項１または２に記載のバースト光受信器。

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