JP2011072156A - Ｄｃ−ｄｃコンバータ - Google Patents

Abstract

【課題】従来のＤＣ−ＤＣコンバータと比較して、出力電圧の昇圧が継続される期間を長くすることができるＤＣ−ＤＣコンバータを提供すること。
【解決手段】歪み回路２４は、可変直流電圧Ｖｂｅｒを０．８ボルトに抑制することで、可変直流電圧Ｖｂｅｒが、ノコギリ波の波高値を越えることを防止する。これにより、歪み回路２４は、電界効果トランジスタＴｒのゲート端子Ｇに入力されるパルス信号のデューティ比の最大値が、１（１００％）になることを防止して、電界効果トランジスタＴｒが導通状態に維持され続けるまでの時間を遅延する。これにより、昇圧回路２１による出力電圧の昇圧を、停止することなく継続することができる。従って、本実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータ２０によれば、従来のＤＣ−ＤＣコンバータと比較して、出力電圧の昇圧が継続される期間を長くすることができる。
【選択図】図１

Description

本発明はＤＣ−ＤＣコンバータに関し、特に、従来のＤＣ−ＤＣコンバータと比較して、出力電圧の昇圧が継続される期間を長くすることができるＤＣ−ＤＣコンバータに関するものである。

電池からコイルへの直流電流の供給と停止とを切り換えて、コイルに起電力を発生させることで出力電圧を昇圧するＤＣ−ＤＣコンバータは、例えば、特開２００１−１０３７３８号公報に記載のものが知られている。この特開２００１−１０３７３８号公報に記載のＤＣ−ＤＣコンバータに代表される従来のＤＣ−ＤＣコンバータでは、目標電圧と昇圧した出力電圧とを比較して、目標電圧に対する出力電圧の低下をフィードバックすることにより、出力電圧を目標電圧に近づけている。

特開２００１−１０３７３８号公報

ここで、ＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、電池の消耗により電池電圧が低下することで、目標電圧に対する出力電圧の低下が大きくなり、その状態が継続すると、フィードバックによって無理な昇圧が行われ、最悪の場合、電池からコイルへ直流電流が供給され続ける事態（導通状態）が発生する。これにより、ＤＣ−ＤＣコンバータが昇圧できない状態に陥ることに加え、コイルの焼損、発熱、内部部品の過電流による破損、或いは、ＤＣ−ＤＣコンバータ自体の過電流による破損が発生し得る。これを防止するため、上述した従来のＤＣ−ＤＣコンバータでは、電池電圧が低下して、目標電圧に対する出力電圧の低下が大きくなると、その時点で、出力電圧の昇圧を停止する。よって、上述した従来のＤＣ−ＤＣコンバータでは、出力電圧の昇圧が継続される期間が比較的短時間であるという問題があった。

本発明は、上述した問題点を解決するためになされたものであり、従来のＤＣ−ＤＣコンバータと比較して、出力電圧の昇圧が継続される期間を長くすることができるＤＣ−ＤＣコンバータを提供することを目的としている。

この目的を達成するために請求項１記載のＤＣ−ＤＣコンバータは、インダクタンス素子を有するインダクタンス手段と、直流電源を供給する電流供給手段と、その電流供給手段から前記インダクタンス手段への前記直流電流の供給および停止を、導通または遮断の切り換えによって制御するスイッチング手段と、１周期中に占める信号出力期間の割合であるデューティ比を増減することで前記スイッチング手段の導通期間を増減する変調信号を生成し、その変調信号を前記スイッチング手段へ出力する信号出力手段と、その信号出力手段により出力された変調信号に応答して前記スイッチング手段に発生した起電力を整流する整流手段およびその整流された起電力を平滑化し充電する平滑充電手段とを備え、その平滑充電手段により平滑化された起電力を、前記平滑充電手段と並列に接続される負荷へ出力電圧として供給すると共に、その供給する出力電圧を昇圧し、目標電圧に近づけるものであり、前記目標電圧に対する前記出力電圧の低下量を検出する検出手段と、その検出手段により検出された低下量が大きくなるに従って、前記信号出力手段が生成する変調信号のデューティ比を増加させる指示を行う増加指示手段と、その増加指示手段により増加が指示された前記デューティ比の増加を抑制し、その抑制したデューティ比による変調信号を前記信号出力手段に出力させることで、前記スイッチング手段が、前記デューティ比が１となり、導通状態になるまでの時間を遅延する遅延手段とを備えている。

なお、変調信号は、信号出力状態および信号停止状態から構成される信号であれば良く、例えば、オンとオフとから構成されるパルス信号や、オンに対応する正半波とオフとから構成される正弦波、矩形波または三角波、或いは、オンに対応する負半波とオフとから構成される正弦波、矩形波または三角波を示すことができる。また、導通状態とは、電流供給手段からスイッチング手段へ直流電流が供給され続ける状態を示している。

請求項２記載のＤＣ−ＤＣコンバータは、請求項１記載のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記増加指示手段は、前記検出手段により検出された低下量が大きくなるに従って、前記信号出力手段が生成する変調信号のデューティ比を単調増加させる指示を行うものであり、前記遅延手段は、前記増加指示手段により増加が指示された前記デューティ比が１未満の値である所定値以下となる場合には、前記増加指示手段による前記デューティ比の単調増加の指示を許可して、その指示されたデューティ比による変調信号を前記信号出力手段に出力させる一方、前記増加指示手段により増加が指示された前記デューティ比が前記所定値を超える場合には、前記検出手段により検出された低下量が大きくなるにつれて、前記増加指示手段により増加が指示されたデューティ比を、そのデューティ比が前記所定値に抑制される直線に漸近させることで、前記増加が指示された前記デューティ比を１未満に抑制することで、前記スイッチング手段が、前記導通状態になるまでの時間を遅延する。

請求項３記載のＤＣ−ＤＣコンバータは、請求項１または２に記載のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記昇圧した出力電圧とは別に、前記負荷へ直流電源を供給する一次電池または二次電池から構成される主電池を備え、前記電流供給手段は、一次電池または二次電池から構成されるものであり、前記検出手段は、前記主電源から供給される直流電圧を前記目標電圧として、前記低下量を検出する。

請求項１記載のＤＣ−ＤＣコンバータによれば、電流供給手段がインダクタンス手段へ供給する直流電流の減少により、検出手段により検出される低下量が大きくなるに従って、即ち、目標電圧に対する出力電圧の低下量が大きくなるに従って、増加指示手段は、信号出力手段が生成する変調信号のデューティ比を増加させる指示を行う。これにより、スイッチング手段の導通期間を増加させて、平滑充電手段に充電される起電力を増加し、出力電圧を目標電圧へ近づける。ここで、電流供給手段がインダクタンス手段へ供給する直流電流の減少が更に進み、目標電圧に対する出力電圧の低下が更に大きくなると、増加指示手段は、信号出力手段が生成する変調信号のデューティ比を更に増加させる指示を行う。すると、スイッチング手段の導通期間が更に増加する。このとき、遅延手段は、増加指示手段により増加が指示されたデューティ比の増加を抑制し、その抑制したデューティ比による変調信号を信号出力手段に出力させることで、スイッチング手段が、デューティ比が１となり、導通状態になるまでの時間を遅延する。即ち、遅延手段は、直流電流が電流供給手段からインダクタンス手段へ供給され続けるまでの時間を遅延する。これにより、目標電圧に対する出力電圧の低下が大きくなったとしても、出力電圧の昇圧を、停止することなく継続することができる。従って、従来のＤＣ−ＤＣコンバータと比較して、出力電圧の昇圧が継続される期間を長くすることができるという効果がある。なお、請求項１記載のＤＣ−ＤＣコンバータを、直流電源を負荷へ供給する電池（電流供給手段とは別の電池）と併用して使用する場合には、出力電圧の昇圧が継続する期間を長くすることで、その併用する電池の消耗を抑制して、結果、併用する電池の使用期間を長くすることができるという効果がある。この請求項１記載のＤＣ−ＤＣコンバータは、負荷に印加する電圧の低下が許容できる装置に対して、特に有効である。

請求項２記載のＤＣ−ＤＣコンバータによれば、請求項１記載のＤＣ−ＤＣコンバータの奏する効果に加え、遅延手段は、増加指示手段により増加が指示されたデューティ比が１未満の値である所定値以下となる場合には、増加指示手段によるデューティ比の単調増加の指示を許可して、その指示されたデューティ比による変調信号を信号出力手段に出力させる。一方、遅延手段は、増加指示手段により増加が指示されたデューティ比が所定値を超える場合には、検出手段により検出された低下量が大きくなるにつれて、増加指示手段により増加が指示されたデューティ比を、そのデューティ比が所定値に抑制される直線に漸近させることで、増加が指示されたデューティ比を１未満に抑制する。これにより、遅延手段は、スイッチング手段が導通状態になるまでの時間を遅延する。よって、増加指示手段により増加が指示されたデューティ比が所定値以下となる場合には、出力電圧を目標電圧に近づける昇圧を行う一方、増加指示手段により増加が指示されたデューティ比が所定値を超える場合には、デューティ比を１未満に抑制して、目標電圧に対する出力電圧の低下を許容しつつ、出力電圧の昇圧を継続する。従って、増加指示手段により増加が指示されるデューティ比が所定値を超えるまでは、出力電圧を目標電圧に近づける昇圧を行うというＤＣ−ＤＣコンバータ本来の機能を発揮させた上で、従来のＤＣ−ＤＣコンバータと比較して、出力電圧の昇圧が継続される期間を長くすることができるという効果がある。

請求項３記載のＤＣ−ＤＣコンバータによれば、請求項１または２に記載のＤＣ−ＤＣコンバータの奏する効果に加え、検出手段は、主電池から供給される直流電圧を目標電圧として、低下量を検出する。つまり、主電池から供給される直流電圧の電圧値が低下した場合には、検出手段は、その低下した電圧値を目標電圧として、低下量を検出する。これにより、主電池が供給する直流電圧が低下した場合には、それに伴い、出力電圧を低下させることができる。よって、主電池から供給される直流電圧の低下に伴い、昇圧された出力電圧が、主電池から供給される直流電圧よりも相対的に高くなり、主電池に対して副電池が著しく消耗することを防止することができる。従って、副電池の使用期間を長くすることができるという効果がある。また、検出手段は低下した主電池の電圧値を目標電圧にするので、検出手段が予め定められた一定電圧を目標電圧にする場合と比較して、即ち、従来のＤＣ−ＤＣコンバータと比較して、出力電圧の昇圧率を低率に抑制することができる。この結果、従来のＤＣ−ＤＣコンバータと比較して、デューティ比が最大値（最大値は、１未満の値）になるまでの時間を長くすることができる。よって、ＤＣ−ＤＣコンバータと併用して用いられる主電池の使用期間を、従来のＤＣ−ＤＣコンバータと比較して、長くすることができるという効果がある。

本発明のＤＣ−ＤＣコンバータを使用した電源回路の電気的構成を示した回路図である。 歪み回路の入力電圧および出力電圧の関係を示した図である。 主電源の供給電圧が０ボルトであり、補助電源の直流電圧が１２ボルトである場合の各信号波形を示している。 主電源の供給電圧が１２ボルトであり、補助電源の直流電圧も１２ボルトである場合の各信号波形を示している。 主電源の供給電圧が１２ボルトであり、補助電源の直流電圧が０ボルトである場合の各信号波形を示している。 主電源に対する補助電源の低下量と反転器から出力されるパルス信号のデューティ比との関係を示した図である。

以下、本発明の好ましい実施例について、添付図面を参照して説明する。図１は、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータ２０を使用した電源回路１の電気的構成を示した回路図である。電源回路１は、主電源回路１０とＤＣ−ＤＣコンバータ２０とから構成されている。なお、このＤＣ−ＤＣコンバータ２０は、従来のＤＣ−ＤＣコンバータと比較して、出力電圧の昇圧が継続される期間を長くすることができるものである。

主電源回路１０は、直流電圧を負荷ＲＬへ供給するメイン回路であり、主電源ＤＣ１、電圧選択回路１１および負荷ＲＬを有している。主電源ＤＣ１は、最大１２ボルトの直流電圧を供給する直流電源である。なお、本実施形態においては、主電源ＤＣ１は、１．５ボルトの一次電池を直列接続して形成している。

電圧選択回路１１は、主電源ＤＣ１から供給される供給電圧とＤＣ−ＤＣコンバータ２０から出力される出力電圧との２つの電圧のうち、電圧値が高い方を選択して負荷ＲＬへ供給（印加）する回路である。電圧選択回路１１は、ダイオードＤ１，Ｄ２の２つのダイオードから構成されており、ダイオードＤ１のアノードは、主電源ＤＣ１のプラス端子およびＤＣ−ＤＣコンバータ２０の抵抗Ｒ１に接続され、ダイオードＤ１のカソードは、負荷ＲＬの一端およびダイオードＤ２のカソードに接続されている。また、ダイオードＤ２のアノードは、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０により昇圧した電圧を出力する端子（コンデンサＣの一端）に接続され、ダイオードＤ２のカソードは、負荷ＲＬの一端およびダイオードＤ１のカソードに接続されている。この接続により、電圧選択回路１１は、供給電圧と出力電圧とのうち、高い電圧を選択して、その電圧を負荷ＲＬへ供給する。

負荷ＲＬは、直流電圧が印加される場合に動作するものであり、例えば、スピーカを駆動させる駆動装置を例示することができる。なお、負荷ＲＬの他端および主電源ＤＣ１のマイナス端子は、グランドされている。

ＤＣ−ＤＣコンバータ２０は、出力電圧（昇圧した電圧）を負荷ＲＬへ補助的に供給するサブ回路であり、昇圧回路２１、差分検出回路２２、低下検出回路２３、歪み回路２４および昇圧駆動回路２５を有している。

昇圧回路２１は、直流電圧を昇圧する回路であり、補助電源ＤＣ２、コイルＬ、電界効果トランジスタＴｒ、ショットキーバリアダイオードＳＤおよびコンデンサＣから構成されている。補助電源ＤＣ２は、最大４ボルトの直流電圧を供給する直流電源である。

コイルＬは、補助電源ＤＣ２から供給される直流電流を流すための素子であり、一端が、補助電源ＤＣ２のプラス端子と接続され、他端が、ショットキーバリアダイオードＳＤのアノードおよび電界効果トランジスタＴｒのドレイン端子に接続されている。

電界効果トランジスタＴｒは、補助電源ＤＣ２からコイルＬへ流れる直流電流を制御するスイッチング素子である。ゲート端子Ｇは、昇圧駆動回路２５に接続され、ドレイン端子Ｄは、コイルＬの他端およびショットキーバリアダイオードＳＤのアノードと接続され、ソース端子Ｓは、グランドされている。電界効果トランジスタＴｒは、昇圧駆動回路２５から出力されるパルス信号（正の直流電圧）がゲート端子Ｇに入力すると、ドレイン端子Ｄとソース端子Ｓとを導通させる一方、ゲート端子Ｇにパルス信号が入力されない場合には（昇圧駆動回路２５からパルス信号が出力されない場合には）、ドレイン端子Ｄとソース端子Ｓとを遮断する。即ち、電界効果トランジスタＴｒの導通期間は、１週期中に対するパルス信号の出力期間の割合であるデューティ比によって制御される。

ショットキーバリアダイオードＳＤは、スイッチング特性に優れたダイオードであり、アノード端子が、コイルＬの他端および電界効果トランジスタＴｒのドレイン端子Ｄに接続され、カソード端子が、コンデンサＣの一端、差分検出回路２２およびダイオードＤ２のアノード端子に接続されている。このショットキーバリアダイオードＳＤは、コイルＬに発生した起電力を整流する素子であり、コンデンサＣは、ショットキーバリアダイオードＳＤによって整流された起電力を充電する素子であることに加え、コイルＬに発生した起電力を平滑化する素子である。このコンデンサＣの他端は、グランドされている。

ここで、昇圧回路２１の動作について説明する。昇圧駆動回路２５からパルス信号が出力された場合（電界効果トランジスタＴｒのゲート端子Ｇにパルス信号が入力された場合）、電界効果トランジスタＴｒのドレイン端子とソース端子とが導通して、コイルＬに電流が流れ込む。このとき、コイルＬはエネルギーを蓄える。そして、昇圧駆動回路２５からパルス信号が出力されない状態に切り換わると（電界効果トランジスタＴｒのゲート端子Ｇにパルス信号が入力されない状態に切り換わると）、電界効果トランジスタＴｒのドレイン端子とソース端子とが遮断する。このとき、コイルＬは、電流を維持しようとして、これまで蓄えたエネルギーを放出する。これにより、コイルＬには、起電力、即ち、補助電源ＤＣ２の直流電圧が昇圧された出力電圧が発生する。この出力電圧が、ショットキーバリアダイオードＳＤにより整流された後に、コンデンサＣに充電されることで、平滑化された出力電圧を負荷ＲＬに印加することができる。

差分検出回路２２は、主電源ＤＣ１から供給される供給電圧を基準として（昇圧の目標電圧として）、その供給電圧に対する出力電圧の差分を検出し、その差分に応じて電圧値を変化させた差分検出電圧を出力する回路である。差分検出回路２２は、抵抗Ｒ１〜Ｒ４とオペアンプＥｏｕｔとから構成されている。抵抗Ｒ１の一端は、主電源ＤＣ１およびダイオードＤ１のアノード端子と接続されており、抵抗Ｒ１の他端は、オペアンプＥｏｕｔの反転入力端子および抵抗Ｒ２の一端に接続されている。抵抗Ｒ２の他端は、オペアンプＥｏｕｔの出力端子と接続されている。抵抗Ｒ３の一端は、コンデンサＣの一端およびダイオードＤ２のアノード端子と接続されており、抵抗Ｒ３の他端は、オペアンプＥｏｕｔの非反転入力端子および抵抗Ｒ４の一端と接続されている。そして、抵抗Ｒ４の他端は、グランドされている。なお、オペアンプＥｏｕｔの電源電圧は、主電源ＤＣ１の供給電圧を使用しており、最小動作電圧は、５ボルトとなっている。

差分検出回路２２は、抵抗Ｒ１の一端の電圧（主電源ＤＣ１の供給電圧）が１２ボルトであり、抵抗Ｒ３の一端の電圧（補助電源ＤＣ２の直流電圧）が０ボルトである場合に、即ち、主電源ＤＣ１の電圧が補助電源ＤＣ２よりも高く、その差が最大である場合に、−１．５ボルトを、差分検出電圧として出力する。また、抵抗Ｒ１の一端の電圧（主電源ＤＣ１の供給電圧）が１２ボルトであり、抵抗Ｒ３の一端の電圧（補助電源ＤＣ２の直流電圧）も１２ボルトである場合には、即ち、主電源ＤＣ１の電圧が補助電源ＤＣ２の電圧と同一である場合には、０ボルトを、差分検出電圧として出力する。そして、抵抗Ｒ１の一端の電圧（主電源ＤＣ１の供給電圧）が０ボルトであり、抵抗Ｒ３の一端の電圧（補助電源ＤＣ２の直流電圧）が１２ボルトである場合に、即ち、補助電源ＤＣ２の電圧が主電源ＤＣ１よりも高く、その差が最大である場合に、＋１．５ボルトを、差分検出電圧として出力する。

低下検出回路２３は、差分検出回路２２から出力された差分検出電圧が、比較電圧であるＶｒｅｆ電圧に対してどの程度異なるかを検出することで、供給電圧に対する出力電圧の差分の変化量を判定し、その変化量に応じた低下検出電圧を出力する回路である。低下検出回路２３は、オペアンプＥｃｏから構成されており、オペアンプＥｃｏの非反転入力端子には、Ｖｒｅｆ電圧を供給する基準電源ＤＣ３が接続されており、オペアンプＥｃｏの反転入力端子には、オペアンプＥｏｕｔの出力端子および抵抗Ｒ２の他端が接続されている。なお、オペアンプＥｃｏの電源電圧は、主電源ＤＣ１の供給電圧を使用しており、最小動作電圧は、５ボルトとなっている。また、Ｖｒｅｆ電圧は、１．５ボルトに設定している。

低下検出回路２３は、オペアンプＥｃｏの反転入力端子に入力される差分検出電圧が−１．５ボルトである場合に、即ち、主電源ＤＣ１の電圧が補助電源ＤＣ２よりも高く、その差が最大である場合に、＋３ボルトの電圧を、低下検出電圧として出力する。また、オペアンプＥｃｏの反転入力端子に入力される差分検出電圧が０ボルトである場合には、即ち、主電源ＤＣ１の電圧が補助電源ＤＣ２の電圧と同一である場合には、低下検出回路２３は、＋１．５ボルトの電圧を、低下検出電圧として出力する。オペアンプＥｃｏの反転入力端子に入力される差分検出電圧が＋１．５ボルトである場合には、即ち、補助電源ＤＣ２の電圧が主電源ＤＣ１よりも高く、その差が最大である場合には、低下検出回路２３は、０ボルトの電圧を、低下検出電圧として出力する。なお、主電源ＤＣ１の供給電圧が１２ボルトのとき、Ｖｒｅｆ電圧を１．５ボルトに設定したのは、補助電源ＤＣ２の電圧が主電源ＤＣ１の供給電圧と同一である場合に、昇圧駆動回路２５から出力されるパルス信号のデューティ比を、０．５（５０％）に設定するためである。

ここで、オペアンプＥｃｏから出力される低下検出電圧の最大値は、最小動作電圧である５ボルトよりも低い３ボルトであるので、主電源ＤＣ１の消耗により（主電源ＤＣ１の供給電圧の低下により）、オペアンプＥｃｏの電源電圧が低下しても、オペアンプＥｃｏは、主電源ＤＣ１の消耗の影響を受けず、最大値３ボルトの低下検出電圧を出力することができる。よって、主電源ＤＣ１が消耗して、主電源ＤＣ１の供給電圧が低下しても、低下検出回路２３は、その影響を受けず、供給電圧が５ボルトを下回るまでは、主電源ＤＣ１の電圧と補助電源ＤＣ２の電圧との電圧の差に対応して、低下検出電圧を出力することができる。

歪み回路２４は、昇圧駆動回路２５へ入力する可変直流電圧Ｖｂｅｒが約０．８ボルトを超えないように、低下検出回路２３から出力された低下検出電圧を歪ませる（可変直流電圧Ｖｂｅｒを非線形に増加させる）回路である。歪み回路２４は、抵抗Ｒ５およびダイオードＤ３から構成されている。抵抗Ｒ５の一端は、オペアンプＥｃｏの出力端子と接続され、抵抗Ｒ５の他端は、ダイオードＤ３のアノード端子および昇圧駆動回路２５と接続されている。ダイオードＤ３のカソード端子は、グランドされている。

ここで、図２を参照して、歪み回路２４の動作について説明する。図２は、歪み回路２４の入力電圧および出力電圧の関係を示した図である。歪み回路２４は、低下検出回路２３から低下検出電圧が出力されると、その低下検出電圧を、入力電圧として、抵抗Ｒ５とダイオードＤ３とで分圧する。このとき、低下検出電圧が増加すると（入力電圧が増加すると）、それに伴い、抵抗Ｒ５およびダイオードＤ３に印加される電圧は上昇するが、図２に示すように、低下検出電圧が１．８ボルトとなって、ダイオードＤ３に印加される電圧が約０．８ボルトとなると、その後、低下検出電圧が増加しても、ダイオードＤ３に印加される電圧は約０．８ボルトを維持する。この歪み回路２４の動作によって、ダイオードＤ３に印加される電圧、即ち、歪み回路２４の出力電圧（昇圧駆動回路２５へ入力する可変直流電圧Ｖｂｅｒ）は、約０．８ボルトを超えることはない。

昇圧駆動回路２５は、昇圧回路２１の電界効果トランジスタＴｒの導通、遮断を切り換えるパルス信号を出力する回路である。昇圧駆動回路２５は、パルス波生成器Ｐ＿ＳＧ、ノコギリ波生成器Ｎ＿ＳＧおよび反転器Ｃｏｎｖから構成されている。パルス生成器Ｐ＿ＳＧは、デューティ比が可変であるパルス波を生成する生成器である。パルス生成器Ｐ＿ＳＧの非反転入力端子は、ノコギリ波生成器Ｎ＿ＳＧが接続され、パルス生成器Ｐ＿ＳＧの反転入力端子は、歪み回路２４のダイオードＤ３のアノードおよび抵抗Ｒ５の他端と接続されている。よって、パルス生成器Ｐ＿ＳＧは、非反転入力端子から入力されるノコギリ波と、反転入力端子から入力される可変直流電圧Ｖｂｅｒとを比較し、ノコギリ波の振幅値が可変直流電圧Ｖｂｅｒを超えている期間、パルス波を生成する。ノコギリ波生成器Ｎ＿ＳＧは、最小値がゼロボルト、最大値（波高値）が１．０ボルトであるノコギリ波を生成する生成器である。反転器Ｃｏｎｖは、パルス波生成器Ｐ＿ＳＧから出力されたパルス波を反転して、パルス信号を出力するものであり、入力端子が、パルス波生成器Ｐ＿ＳＧの出力端子に接続され、出力端子が、電界効果トランジスタＴｒのゲート端子Ｇに接続されている。この接続により、昇圧駆動回路２５は、パルス生成器Ｐ＿ＳＧの非反転入力端子へ入力されるノコギリ波の振幅値が、パルス生成器Ｐ＿ＳＧの反転入力端子へ入力される可変直流電圧Ｖｂｅｒを超えている期間が増えるに連れて、パルス信号のデューティ比を単調増加させる。

ここで、図３〜５を参照して、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０の動作について説明する。図３〜５において、（ａ）は、パルス生成器Ｐ＿ＳＧの非反転入力端子へ入力されるノコギリ波とパルス生成器Ｐ＿ＳＧの反転入力端子へ入力される可変直流電圧Ｖｂｅｒと波形を示した図であり、（ｂ）は、パルス生成器Ｐ＿ＳＧから出力されるパルス波の波形を示した図であり、（ｃ）は、反転器Ｃｏｎｖから出力されるパルス信号の波形を示した図である。また、図３は、主電源ＤＣ１の供給電圧が０ボルトであり、補助電源ＤＣ２の直流電圧が１２ボルトである場合の、即ち、補助電源ＤＣ２の電圧が主電源ＤＣ１よりも高く、その差が最大である場合の各信号波形を示し、図４は、主電源ＤＣ１の供給電圧が１２ボルトであり、補助電源ＤＣ２の直流電圧も１２ボルトである場合の、即ち、主電源ＤＣ１の電圧が補助電源ＤＣ２の電圧と同一である場合の各信号波形を示し、図５は、主電源ＤＣ１の供給電圧が１２ボルトであり、補助電源ＤＣ２の直流電圧が０ボルトである場合の、即ち、主電源ＤＣ１の電圧が補助電源ＤＣ２よりも高く、その差が最大である場合の各信号波形を示している。

まず、主電源ＤＣ１の供給電圧が０ボルトであり、補助電源ＤＣ２の直流電圧が１２ボルトである場合について、即ち、図３について説明する。図３に示す場合には、低下検出回路２３は、低下検出電圧として０ボルトの電圧を出力するので、図３（ａ）に示すように、可変直流電圧Ｖｂｅｒはゼロボルトとなる。よって、図３（ａ）に示すように、ノコギリ波の振幅（パルス生成器Ｐ＿ＳＧの非反転入力端子への入力）が、可変直流電圧Ｖｂｅｒを超えている期間は常時となり、図３（ｂ）に示すように、パルス生成器Ｐ＿ＳＧは、デューティ比が１（１００％）のパルス波を生成する。従って、図３（ｃ）に示すように、反転器Ｃｏｎｖから出力されるパルス信号のデューティ比は０となる。このとき、電界効果トランジスタＴｒは遮断状態となるので、昇圧回路２１による昇圧は停止状態となる。これにより、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０の出力電圧は、主電源ＤＣ１の供給電圧である０ボルトへ近づく。

次に、主電源ＤＣ１の供給電圧が１２ボルトであり、補助電源ＤＣ２の直流電圧も１２ボルトである場合について、即ち、図４について説明する。図４に示す場合には、低下検出回路２３は、低下検出電圧として＋１．５ボルトの電圧を出力する。このとき、ダイオードＤ３に印加される電圧は、０．５ボルトとなるので（図２参照）、図４（ａ）に示すように、可変直流電圧Ｖｂｅｒは０．５ボルトとなる。よって、図４（ａ）に示すように、ノコギリ波の振幅（パルス生成器Ｐ＿ＳＧの非反転入力端子への入力）が、可変直流電圧Ｖｂｅｒを超えている期間は、ｔ１時〜ｔ２時、ｔ３時〜ｔ４時、ｔ５時〜ｔ６時となる。これに合わせて、パルス生成器Ｐ＿ＳＧは、図４（ｂ）に示すように、デューティ比が０．５（５０％）のパルス波を生成する。従って、反転器Ｃｏｎｖから出力されるパルス信号のデューティ比は、図４（ｃ）に示すように、０．５となる。このとき、電界効果トランジスタＴｒは導通状態と遮断状態とを均等時間で繰り返す。これにより、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０の出力電圧は、１２ボルト、即ち、主電源ＤＣ１の供給電圧と同一の電圧を維持する。

最後に、主電源ＤＣ１の供給電圧が１２ボルトであり、補助電源ＤＣ２の直流電圧が０ボルトである場合について、即ち、図５について説明する。図５に示す場合には、低下検出回路２３は、低下検出電圧として＋３．０ボルトの電圧を出力する。このとき、ダイオードＤ３に印加される電圧は、０．８ボルトとなるので（図２参照）、図５（ａ）に示すように、可変直流電圧Ｖｂｅｒは０．８ボルトとなる。よって、図５（ａ）に示すように、ノコギリ波の振幅（パルス生成器Ｐ＿ＳＧの非反転入力端子への入力）が、可変直流電圧Ｖｂｅｒを超えている期間は、ｔ１´時〜ｔ２´時、ｔ３´時〜ｔ４´時、ｔ５´時〜ｔ６´時となる。これに合わせて、パルス生成器Ｐ＿ＳＧは、図５（ｂ）に示すように、デューティ比が０．２（２０％）のパルス波を生成する。従って、反転器Ｃｏｎｖから出力されるパルス信号のデューティ比は、図５（ｃ）に示すように、０．８となる。これにより、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０の出力電圧は、主電源ＤＣ１の供給電圧である１２ボルトを目標電圧にして昇圧される。

上述の結果を、図６を参照して説明する。図６は、主電源ＤＣ１に対する補助電源ＤＣ２の低下量と反転器Ｃｏｎｖから出力されるパルス信号のデューティ比との関係を示した図である。図６に示すように、主電源ＤＣ１の供給電圧が０ボルトであり、補助電源ＤＣ２の直流電圧が１２ボルトである場合には、主電源ＤＣ１に対する補助電源ＤＣ２の低下量は、−１２ボルトとなるので、反転器Ｃｏｎｖから出力されるパルス信号のデューティ比は０となり、これは、図３の結果と同一となる。また、主電源ＤＣ１の供給電圧が１２ボルトであり、補助電源ＤＣ２の直流電圧も１２ボルトである場合には、主電源ＤＣ１に対する補助電源ＤＣ２の低下量は、０ボルトとなるので、反転器Ｃｏｎｖから出力されるパルス信号のデューティ比は０．５となり、これは、図４の結果と同一となる。最後に、主電源ＤＣ１の供給電圧が１２ボルトであり、補助電源ＤＣ２の直流電圧が０ボルトである場合には、主電源ＤＣ１に対する補助電源ＤＣ２の低下量は、＋１２ボルトとなるので、反転器Ｃｏｎｖから出力されるパルス信号のデューティ比は、そのデューティ比が０．８に維持される直線に漸近する結果となる。即ち、これは、図５の結果と同一となる。

上述したように、主電源ＤＣ１の供給電圧が１２ボルトであり、補助電源ＤＣ２の直流電圧が０ボルトとなっても、即ち、主電源ＤＣ１の電圧が補助電源ＤＣ２よりも高く、その差が最大となっても、歪み回路２４は、可変直流電圧Ｖｂｅｒを０．８ボルトに抑制することで、可変直流電圧Ｖｂｅｒが、ノコギリ波の波高値を越えることを防止する。よって、パルス生成器Ｐ＿ＳＧが生成するパルス波では、デューティ比の最小値を、ゼロよりも大きくすることができる。これにより、歪み回路２４は、反転器Ｃｏｎｖから出力されるパルス信号のデューティ比の最大値が、即ち、電界効果トランジスタＴｒのゲート端子Ｇに入力されるパルス信号のデューティ比の最大値が、１（１００％）になることを防止して（デューティ比の最大値を１未満に抑制して）、電界効果トランジスタＴｒが導通状態に維持され続けるまでの時間を遅延する。言い換えれば、歪み回路２４は、直流電流が補助電源ＤＣ２からコイルＬへ供給され続けるまでの時間を遅延する（延長する）。これにより、主電源ＤＣ１の供給電圧に対して（目標電圧に対して）、昇圧回路２１により昇圧した出力電圧の低下が大きくなったとしても、昇圧回路２１による出力電圧の昇圧を、停止することなく継続することができる。従って、本実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータ２０によれば、従来のＤＣ−ＤＣコンバータと比較して、出力電圧の昇圧が継続される期間を長くすることができる。このＤＣ−ＤＣコンバータ２０は、負荷ＲＬに印加する電圧の低下が許容できる装置への使用が、特に有効である。この装置としては、スピーカに印加する電圧の低下が許容できる放音装置（出力される音量の低下が許容できる放音装置）や、電球に印加する電圧の低下が許容できる発光装置（発光の低下が許容できる発光装置）を例示することができる。

また、本実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータ２０によれば、歪み回路２４は、低下検出回路２３の低下検出電圧が１．８ボルト未満である場合には（電界効果トランジスタＴｒのゲート端子Ｇに入力されるパルス信号のデューティ比が０．８以下の指示となる低下検出電圧が出力された場合には）、可変直流電圧Ｖｂｅｒを単調増加して、パルス信号のデューティ比を昇圧駆動回路２５に単調増加させる（歪み回路２４は、低下検出電圧によるデューティ比の単調増加の指示を許可して、その指示されたデューティ比によるパルス信号を昇圧駆動回路２５に出力させる）。一方、歪み回路２４は、低下検出回路２３の低下検出電圧が１．８ボルト以上となった場合には（パルス信号のデューティ比が０．８を超える指示の低下検出電圧が出力された場合には）、低下検出回路２３の低下検出電圧が大きくなるにつれて、可変直流電圧Ｖｂｅｒを、ダイオードＤ３の順方向電圧である０．８ボルトに漸近させる。言い換えれば、歪み回路２４は、パルス信号のデューティ比が０．８を超える指示の低下検出電圧が出力された場合には、補助電源ＤＣ２の電圧が主電源ＤＣ１よりも低くなるにつれて、低下検出電圧により指示されたデューティ比を、そのデューティ比が０．８に抑制される直線に漸近させることで、結果、指示されたデューティ比を０．８（１未満）に抑制する。これにより、歪み回路２４は、電界効果トランジスタＴｒが導通状態に維持され続けるまでの時間を遅延する（延長する）。よって、パルス信号のデューティ比が０．８以下の指示となる低下検出電圧が低下検出回路２３から出力された場合には、主電源ＤＣ１の供給電圧に出力電圧を近づける昇圧を行う一方、パルス信号のデューティ比が０．８を超える指示の低下検出電圧が低下検出回路２３から出力された場合には、デューティ比を０．８に抑制して、供給電圧に対する出力電圧の低下を許容しつつ、出力電圧の昇圧を継続する。従って本実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータ２０によれば、低下検出電圧により指示されるパルス信号のデューティ比が０．８を超えるまでは、主電源ＤＣ１の供給電圧（目標電圧）に出力電圧を近づける昇圧を行うというＤＣ−ＤＣコンバータ本来の機能を発揮させた上で、従来のＤＣ−ＤＣコンバータと比較して、出力電圧の昇圧が継続される期間を長くすることができる。

また、本実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータ２０によれば、差分検出回路２２は、主電源ＤＣ１から供給される供給電圧を基準として（昇圧の目標電圧として）、その供給電圧に対する出力電圧の差分を検出し、その差分に応じて電圧値を変化させた差分検出電圧を出力する。つまり、主電源ＤＣ１から供給される供給電圧が低下した場合には、差分検出回路２２は、その低下した供給電圧を目標電圧として、供給電圧に対する出力電圧の差分を検出する。これにより、主電源ＤＣ１から供給される供給電圧が低下した場合には、それに伴い、昇圧回路２１で昇圧する出力電圧を低下させることができる。よって、主電源ＤＣ１から供給される供給電圧の低下に伴い、昇圧された出力電圧が、主電源ＤＣ１から供給される供給電圧よりも相対的に高くなり、主電源ＤＣ１に対して補助電源ＤＣ２が著しく消耗することを防止することができる。従って、補助電源ＤＣ２の使用期間を長くすることができる。

上述に加え、更に、本実施形態の電源回路１によれば、差分検出回路２２は低下した供給電圧を目標電圧にするので、差分検出回路２２が予め定められた一定電圧を目標電圧にする場合と比較して、即ち、従来のＤＣ−ＤＣコンバータと比較して、出力電圧の昇圧率を低率に抑制することができる。よって、従来のＤＣ−ＤＣコンバータと比較して、デューティ比が最大値（最大値は、１未満の値）になるまでの時間を遅延することができる（長くすることができる）。従って、ＤＣ−ＤＣコンバータと併用して用いられる主電池の使用期間を、従来のＤＣ−ＤＣコンバータと比較して、長くすることができる。つまり、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０と併用して用いられる主電源ＤＣ１の消耗を抑制して、結果、主電源ＤＣ１の使用期間を、従来のＤＣ−ＤＣコンバータと比較して、長くすることができる。

以上、本実施形態に基づき本発明を説明したが、本発明は上記形態に何ら限定されるものではなく、本発明の趣旨を逸脱しない範囲内で種々の変形改良が可能であることは容易に推察できるものである。

上述した実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータ２０では、差分検出回路２２、低下検出回路２３、歪み回路２４および昇圧駆動回路２５を、電子デバイスを用いた電子回路で構成したが、これに限られるものではない。即ち、差分検出回路２２、低下検出回路２３、歪み回路２４および昇圧駆動回路２５を、中央演算装置（ＣＰＵ）を用いた信号処理（ソフトウェア）により実現しても良い。具体的には、差分検出回路２２の代わりに、主電源ＤＣ１から供給される供給電圧を基準として（昇圧の目標電圧として）、その供給電圧に対する出力電圧の差分を検出し、その差分に応じて、例えば振幅値を変化させた差分検出信号を出力する信号処理を行う。次に、低下検出回路２３の代わりに、差分検出信号が、比較電圧であるＶｒｅｆ電圧に対してどの程度異なるかを検出することで、供給電圧に対する出力電圧の差分の変化量を判定し、その変化量に応じて、例えば振幅値を変化させた低下検出信号を出力する信号処理を行う。そして、歪み回路２４の代わりに、低下検出信号を歪ませることで（可変直流電圧Ｖｂｅｒを非線形に増加させることで）、可変直流電圧Ｖｂｅｒを約０．８ボルトに抑制する信号処理を行う。最後に、昇圧駆動回路２５の代わりに、ノコギリ波と可変直流電圧Ｖｂｅｒとを入力し、それらを比較して、ノコギリ波が可変直流電圧Ｖｂｅｒを超えている期間に応じてパルス波を生成し、その後、パルス波を反転してパルス信号を生成した後に、そのパルス信号を、電界効果トランジスタＴｒのゲート端子Ｇへ出力する信号処理を行う構成とすれば良い。この構成によれば、差分検出回路２２、低下検出回路２３、歪み回路２４および昇圧駆動回路２５を、電子回路ではなく、信号処理（ソフトウェア）として構成することができるので、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０を小型化することができる。

また、上述した実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータ２０では、１２ボルトの主電源ＤＣ１を、１．５ボルトの一次電池を直列接続して形成したが、これに限られるものではなく、主電源ＤＣ１を１２ボルトの二次電池で構成しても良い。また、補助電源ＤＣ２を、４ボルトの二次電池で構成しても良いし、電気二重層コンデンサで構成しても良い。なお、二次電池や電気二重層コンデンサで補助電源ＤＣ２を構成した場合には、補助電池ＤＣ２を、主電源ＤＣ１から供給される直流電源によって充電する構成とすれば良い。

また、上述した実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータ２０では、電界効果トランジスタＴｒの導通、遮断を制御する信号（ゲート端子Ｇへ出力する信号）をパルス信号としたが、これに限られるものではない。即ち、電界効果トランジスタＴｒの導通、遮断を制御する信号は、オンおよびオフから構成される信号であれば良いので、オンに対応する正半波とオフに対応する直流電圧とから構成される正弦波や、矩形波または三角波、或いは、オンに対応する負半波とオフに対応する直流電圧とから構成される正弦波、矩形波または三角波であっても良い。

また、上述した実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータ２０では、コイルＬに発生した起電力を整流する素子としてショットキーバリアダイオードＳＤを用いたが、これに限られるものではなく、ショットキーバリアダイオードＳＤの代わりに、電流を一方向へ流す素子、例えば、高速スイッチング特性を持つ通常のダイオードや電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）を用いても良い。また、コイルＬも同様に、インダクタとして動作する様々な形状、構成の素子を用いても良い。

２０ ＤＣ−ＤＣコンバータ
２２ 差分検出回路（検出手段）
２３ 低下検出回路（増加指示手段）
２４ 歪み回路（遅延手段）
２５ 昇圧駆動回路（信号出力手段）
Ｃ コンデンサ（平滑充電手段）
ＤＣ２ 補助電源（電流供給手段）
Ｌ コイル（インダクタンス手段）
ＳＤ ショットキーバリアダイオード（整流手段）
Ｔｒ 電界効果トランジスタ（スイッチング手段）

Claims (3)

1. インダクタンス素子を有するインダクタンス手段と、直流電源を供給する電流供給手段と、その電流供給手段から前記インダクタンス手段への前記直流電流の供給および停止を、導通または遮断の切り換えによって制御するスイッチング手段と、１周期中に占める信号出力期間の割合であるデューティ比を増減することで前記スイッチング手段の導通期間を増減する変調信号を生成し、その変調信号を前記スイッチング手段へ出力する信号出力手段と、その信号出力手段により出力された変調信号に応答して前記スイッチング手段に発生した起電力を整流する整流手段およびその整流された起電力を平滑化し充電する平滑充電手段とを備え、その平滑充電手段により平滑化された起電力を、前記平滑充電手段と並列に接続される負荷へ出力電圧として供給すると共に、その供給する出力電圧を昇圧し、目標電圧に近づけるＤＣ−ＤＣコンバータであって、
   前記目標電圧に対する前記出力電圧の低下量を検出する検出手段と、
   その検出手段により検出された低下量が大きくなるに従って、前記信号出力手段が生成する変調信号のデューティ比を増加させる指示を行う増加指示手段と、
   その増加指示手段により増加が指示された前記デューティ比の増加を抑制し、その抑制したデューティ比による変調信号を前記信号出力手段に出力させることで、前記スイッチング手段が、前記デューティ比が１となり、導通状態になるまでの時間を遅延する遅延手段とを備えていることを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
2. 前記増加指示手段は、
   前記検出手段により検出された低下量が大きくなるに従って、前記信号出力手段が生成する変調信号のデューティ比を単調増加させる指示を行うものであり、
   前記遅延手段は、
   前記増加指示手段により増加が指示された前記デューティ比が１未満の値である所定値以下となる場合には、前記増加指示手段による前記デューティ比の単調増加の指示を許可して、その指示されたデューティ比による変調信号を前記信号出力手段に出力させる一方、
   前記増加指示手段により増加が指示された前記デューティ比が前記所定値を超える場合には、前記検出手段により検出された低下量が大きくなるにつれて、前記増加指示手段により増加が指示されたデューティ比を、そのデューティ比が前記所定値に抑制される直線に漸近させることで、前記増加が指示された前記デューティ比を１未満に抑制することで、前記スイッチング手段が、前記導通状態になるまでの時間を遅延することを特徴とする請求項１記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
3. 前記昇圧した出力電圧とは別に、前記負荷へ直流電源を供給する一次電池または二次電池から構成される主電池を備え、
   前記電流供給手段は、一次電池または二次電池から構成されるものであり、
   前記検出手段は、前記主電源から供給される直流電圧を前記目標電圧として、前記低下量を検出することを特徴とする請求項１または２に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。

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