JP2010283989A

JP2010283989A - 電力変換装置

Info

Publication number: JP2010283989A
Application number: JP2009135117A
Authority: JP
Inventors: Junichi Yoshida; 純一吉田; Koichi Kimura; 幸市木村
Original assignee: Mitsubishi Heavy Industries Ltd
Current assignee: Mitsubishi Heavy Industries Ltd
Priority date: 2009-06-04
Filing date: 2009-06-04
Publication date: 2010-12-16

Abstract

【課題】三相間の電流平衡を保つことのできる電力変換装置を提供することを目的とする。
【解決手段】単相電力変換部１２の第２整流回路２０１が備える一対の入力端子のうち、一方の入力端子を電源１０の中性点に接続し、他方の入力端子を三相電力変換部１１の第１整流回路１０１の負極出力側に接続した電力変換装置を提供する。
【選択図】図１

Description

本発明は、電力変換装置に係り、特に、三相負荷と単相負荷とが混在する電力利用システムに適用可能な電力変換装置に関するものである。

三相電源線の他に中性線を備えた三相４線式の電源を用いて、三相負荷と単相負荷とが混在する複合機器を駆動する場合、三相のうちのいずれか一相を用いて単相交流電力を生成し、この単相交流電力を単相負荷に供給することが提案されている。
例えば、特許文献１には、図１１に示すように、三相のうちのいずれか一相と中性点との間の相電圧から単相交流電力を生成し、単相負荷に単相交流電力を供給する電力変換装置が開示されている。

再表２００５／００６５３１号公報（図１）

しかしながら、特許文献１に開示されているように、三相のうちの一相を用いて単相交流電力を生成する場合、以下のような問題点があった。
即ち、図１１において、単相電力変換装置と接続される相の相電流をＩ_L1´，他の２相の電流をそれぞれＩ_L2´，Ｉ_L3´とした場合、図１２に示すように、相電流Ｉ_L1´に単相負荷へ供給される単相負荷電流Ｉ_L4´が重畳されてしまい、三相間の電流平衡が保てないという問題があった。
更に、単相負荷電流Ｉ_L4´は３次高調波成分を多く有していることから、相電流Ｉ_L1´に高調波が含まれてしまい、高調波の大きさによっては、所定の高調波規格（例えば、IEC/EN61000-3-2等）を満足することができないという問題があった。

本発明は、このような事情に鑑みてなされたものであって、三相間の電流平衡を保つことのできる電力変換装置を提供することを目的とする。

上記課題を解決するために、本発明は以下の手段を採用する。
本発明は、三相４線式の電源に適用可能な電力変換装置であって、三相負荷に電力を供給する三相電力変換部と、単相負荷に電力を供給する単相電力変換部とを備え、前記三相電力変換部は、前記電源から出力された三相交流電力を直流電力に変換する第１整流回路と、前記第１整流回路によって整流された直流電力を三相交流電力に変換する第１インバータとを備え、前記単相電力変換部は、一方の入力端子が前記電源の中性点に接続され、他方の入力端子が前記第１整流回路の負極出力側に接続された第２整流回路と、前記第２整流回路から出力された直流電力を単相交流電力に変換する第２インバータとを具備する電力変換装置を提供する。

本発明によれば、単相電力変換部において、第２整流回路の一方の入力端子が電源の中性点に接続され、他方の入力端子が第１整流回路の負極出力側に接続されているので、三相電力変換部における整流後の電流を単相電力変換部へ入力させることができる。これにより、単相電力変換部へ供給する電流を電源の三相間にバランスよく負担させることができ、この結果、三相間の電流を平衡化させることができる。

上記電力変換装置は、前記第２整流回路の正極側の出力端子と前記第２インバータの正極側の入力端子との間に直列接続されたリアクトルと、前記リアクトルと並列に接続された共振用コンデンサとを更に備えていてもよい。

このように、リアクトルと共振用コンデンサとを並列に接続することにより、単相電力変換部における通電時間を長くすることができる。これにより、単相電力変換部における電流の周波数成分を、共振用コンデンサを有しない場合と比べて変化させることができる。この結果、共振用コンデンサを有しない場合に生じる３次の高調波成分を低減することができ、これに伴い、三相電力変換部に入力される各相電流の３次の高調波成分を抑制することが可能となる。

上記電力変換装置は、前記共振用コンデンサと直列に接続される抵抗を更に備えていてもよい。

このように、共振用コンデンサと直列に抵抗を接続することで、共振用コンデンサを接続することにより生ずる電流の急峻な立ち上がり（ピーク値）を低減させることが可能となる。これにより、単相負荷に供給される単相負荷電流の高調波成分を更に抑制することができ、この結果、三相電力変換部に入力される各相電流の高調波成分を更に抑制することが可能となる。

本発明によれば、三相間の電流平衡を保つことができるという効果を奏する。

本発明の第１の実施形態に係る電力変換装置の概略構成を示した図である。本発明の第１の実施形態に係る電力変換装置の効果を説明するための図である。本発明の第１の実施形態に係る電力変換装置の平滑コンデンサに流れる電流及び端子間電圧の一例を示した図である。図３の比較例を示した図である。本発明の第２の実施形態に係る電力変換装置の概略構成を示した図である。本発明の第２の実施形態に係る電力変換装置の効果を説明するための図である。本発明の第３の実施形態に係る電力変換装置の概略構成を示した図である。本発明の第３の実施形態に係る電力変換装置の効果を説明するための図である。本発明の第３の実施形態に係る電力変換装置の効果を説明するための図である。本発明の第３の実施形態に係る電力変換装置の効果を説明するための図である。従来の電力変換装置の概略構成を示した図である。図１１に示した電力変換装置における各相電流と単相負荷電流とを示した図である。

以下に、本発明に係る電力変換装置の各実施形態について、図面を参照して説明する。
〔第１の実施形態〕
図１は、本発明の第１の実施形態に係る電力変換装置の概略構成を示したブロック図である。本実施形態に係る電力変換装置は、三相４線式の電源に適用可能な電力変換装置であって、三相負荷に電力を供給する三相電力変換部１１と、単相負荷に電力を供給する単相電力変換部１２とを備えている。

三相電力変換部１１は、三相４線式の電源１０から出力された三相交流電力を直流電力に変換する第１整流回路１０１と、第１整流回路１０１によって整流された直流電力を三相交流電力に変換する第１インバータ１０２とを備えている。第１整流回路１０１の正極出力端子Ｐ１と負極出力端子Ｎ１との間には、平滑コンデンサ１０３が接続されている。換言すると、第１整流回路１０１と第１インバータ１０２との間には、平滑コンデンサ１０３が並列に接続されている。更に、第１整流回路１０１の正極出力端子Ｐ１と平滑コンデンサ１０３の正極側の接続点Ｐ２とは、リアクトル１０４を介して接続されている。

単相電力変換部１２は、一方の入力端子が電源１０の中性点Ｎに接続され、他方の入力端子が第１整流回路１０１の負極出力側に接続された第２整流回路２０１と、第２整流回路２０１から出力された直流電力を単相交流電力に変換する第２インバータ２０２とを備えている。具体的には、第２整流回路２０１の他方の入力端子は、第１整流回路１０１の負極出力端子Ｎ１と第１インバータ１０２の負極入力端子とを接続する配線、または、端子自体に直接的に接続されている。
第２整流回路２０１の正極出力端子Ｐ３と負極出力端子Ｎ３との間には、平滑コンデンサ２０３が接続されている。更に、第２整流回路２０１の正極出力端子Ｐ３と平滑コンデンサ２０３の正極側の接続点Ｐ４とは、リアクトル２０４を介して接続されている。

このような回路構成において、電源１０から出力された三相交流電力は、第１整流回路１０１によって直流電力に変換され、出力される。第１整流回路１０１から出力された直流電力は、第１インバータ１０２に入力される。第１インバータ１０２において、入力された直流電力は三相交流電力に変換され、三相負荷である三相交流モータ３００に出力される。例えば、本実施形態に係る電力変換装置が空気調和機に電力を供給する電源装置に適用された場合、三相交流モータ３００の一例としては、空気調和機のコンプレッサを駆動するモータが挙げられる。

また、単相電力変換部１２において、第２整流回路２０１の一方の入力端子は電源１０の中性点Ｎに、他方の入力端子は第１整流回路１０１の負極出力側に接続されていることから、電源１０の中性点Ｎと第１整流回路１０１の負極出力側との間の電力が第２整流回路２０１に入力電力（三相全波整流非平滑直流電圧）として供給される。第２整流回路２０１から出力された直流電力は、リアクトル２０４及び平滑コンデンサ２０３の作用により、平滑化及び高調波成分（リップル）抑制され、第２インバータ２０２に入力される。この際、整流回路２０１は単相負荷電流が第１整流回路に逆流しない為の役割を有する。第２インバータ２０２において、入力された直流電力は単相交流電力に変換され、単相負荷である単相交流モータ４００に出力される。例えば、本実施形態に係る電力変換装置が空気調和機に電力を供給する電源装置に適用された場合、単相交流モータ４００の一例としては、空気調和機の室外機のファンを駆動するモータが挙げられる。

以上、説明してきたように、本実施形態によれば、電源１０の中性点Ｎと第１整流回路１０１の負極出力側とから単相電力変換部１２の電源（三相全波整流非平滑直流電圧）をとるので、負荷へ供給される電流（以下、「単相負荷電流」という。）を電源１０の三相間にバランスよく負担させることができる。
この結果、図２に示すように、三相間の電流を平衡化させることができる。図２において、Ｉ_L1，Ｉ_L2，Ｉ_L3は、図１に示すように三相の各相に流れる電流を示しており、Ｉ_L4は、単相負荷電流である。図２から単相負荷電流Ｉ_L4が、各相電流Ｉ_L1，Ｉ_L2，Ｉ_L3にバランスよく分配されていることがわかる。

また、電源１０の中性点Ｎと第１整流回路１０１の負極出力側とから単相電力変換部１２の入力電力を供給するので、平滑コンデンサ２０３の容量を小さくすることが可能となる。図３に、本実施形態に係る電力変換装置の平滑コンデンサ２０３に流れる電流Ｉc及び端子間電圧Ｖcを示す。また、図４に、比較例として、例えば、図１１に示される構成のように、交流電源の中性点Ｎと三相のうちの一相とから単相電力変換部に入力電力を供給した場合の平滑コンデンサ２０３に流れる電流Ｉc及び端子間電圧Ｖcを示す。

本実施形態に係る電力変換装置によれば、図１に示すように、第１整流回路１０１により三相全波整流された後の電流の一部を単相電力変換部１２に供給することから、平滑コンデンサ２０３の充放電の周期を図１１に示した回路構成の場合よりも短くすることができる。この結果、図３に示すように、図４に比べて、平滑コンデンサ２０３に流れる電流Ｉc及び端子間電圧Ｖcを小さくでき、平滑コンデンサ２０３を小容量化することが可能となる。

〔第２の実施形態〕
次に、本発明の第２の実施形態について、図５を用いて説明する。
図５は、本実施形態に係る電力変換装置の概略構成を示した図である。図５に示すように、本実施形態に係る電力変換装置は、単相電力変換部１２において、リアクトル２０４と並列に共振用コンデンサ２０５が接続されている点において、上述した第１の実施形態に係る電力変換装置と異なる。

共振用コンデンサ２０５をリアクトル２０４と並列に接続することで、単相負荷電流の周波数成分を変化させることができる。
図６は、共振用コンデンサ２０５を接続した場合の単相負荷電流Ｉ_L4-1及び相電流Ｉ_L-1と、共振用コンデンサ２０５を接続していない場合、即ち、上述した第１の実施形態に係る電力変換装置の入力電流Ｉ_L4及び相電流Ｉ_Lとを比較して示した図である。ここで、相電流Ｉ_L-1は、各相電流Ｉ_L1-1，Ｉ_L2-1，Ｉ_L3-1のうちのいずれかを示している。即ち、本実施形態において、各相電流Ｉ_L1-1，Ｉ_L2-1，Ｉ_L3-1はいずれも位相が異なるのみで、波形は同一であるため、これら相電流Ｉ_L1-1，Ｉ_L2-1，Ｉ_L3-1のいずれかを代表例として示したものである。なお、相電流Ｉ_Lについても同様である。

図６に示されるように、共振用コンデンサ２０５を接続することにより、単相負荷電流Ｉ_L4-1の通電時間を長くすることができる（例えば、図６の領域Ａ参照）。つまり、共振用コンデンサ２０５を接続しない場合の単相負荷電流Ｉ_L4は、電流が流れない時間が周期的に現れている。このように、単相負荷電流Ｉ_L4-1が流れている時間を長期化することにより、３次の高調波成分を低減させることができる。具体的には、図１１に示した従来回路の場合、負荷電流は、負荷によっても変化するが、一般的に、電源電圧１周期分（５０Ｈzの場合２０mｓ）に対し、その約１／３期間分が流れることとなる。このため、図１１に示した従来回路の単相負荷電流には電源電圧周期の３次成分が多く含まれることとなる。これに対し、本実施形態に係る電力変換装置によれば、単相負荷電流Ｉ_L4-1の通電時間を長くすることができ、３次成分を低減することができる。更に、単相負荷電流Ｉ_L4-1の周波数成分を変化させることにより、相電流Ｉ_L-1のピーク値を低減させることができる（図６の領域Ｂ参照）。

〔第３の実施形態〕
次に、本発明の第３の実施形態について、図７を用いて説明する。
図７は、本実施形態に係る電力変換装置の概略構成を示した図である。図７に示すように、本実施形態に係る電力変換装置は、単相電力変換部１２において、リアクトル２０４と並列に、共振用コンデンサ２０５と抵抗２０６とを直列に接続した直列接続回路２１０が接続されている点において、上述した第１の実施形態に係る電力変換装置と異なる。即ち、本実施形態に係る電力変換装置は、第２の実施形態に係る電力変換装置において、共振用コンデンサ２０５と直列に抵抗２０６が接続されている。

例えば、第２の実施形態に係る電力変換装置のように、リアクトル２０４と並列に共振用コンデンサ２０５を接続すると、上述したように、単相負荷電流Ｉ_L4-1の通電時間を長くすることができるが、周期的に、電流値が一瞬増加する現象が起こる（図６の領域Ａを参照）。そこで、周期的に発生する単相負荷電流Ｉ_L4-1の瞬時的な増加を抑制するために、抵抗２０６を共振用コンデンサ２０５に直列接続する。図８に抵抗２０６の値を１Ω、５Ω、１０Ωの３パターンに振ったときの単相負荷電流Ｉ_L4-2の変化を示す。ここでは、５Ωの抵抗２０６を採用したときに、単相負荷電流Ｉ_L4-2のピーク値が最小であった。また、図９に、抵抗２０６の値を１Ω、５Ω、１０Ωの３パターンに振ったときの相電流Ｉ_L-2を示す。図９に示すように、単相負荷電流Ｉ_L4-2の低下に伴い、相電流Ｉ_L-2の高調波成分が抑制されていることがわかる。なお、相電流Ｉ_L-2の定義は、上述した第２の実施形態と同様である。

このように、本実施形態に係る電力変換装置によれば、共振用コンデンサ２０５と抵抗２０６とを直列に接続した直列接続回路２１０をリアクトル２０４と並列に接続するので、各相電流Ｉ_L1-2，Ｉ_L2-2，Ｉ_L3-2に発生する高調数成分を更に抑制することができる。これにより、例えば、図１０に示すように、高調波規格であるIEC/EN61000-3-2を満足する結果を得ることができる。図１０は、図７に示した回路構成において、抵抗２０６として５Ωを採用した場合の試験結果を示したものである。図１０において、ＰＷＨＤ（Partial weighted harmonic distortion）は部分加重高調波歪み、ＴＨＤ（Total harmonic distortion）は全高調波歪みである。

１０電源
１１三相電力変換部
１２単相電力変換部
１０１第１整流回路
１０２第１インバータ
１０３，２０３平滑コンデンサ
１０４，２０４リアクトル
２０１第２整流回路
２０２第２インバータ
２０５共振用コンデンサ
２０６抵抗
３００三相交流モータ
４００単相交流モータ

Claims

三相４線式の電源に適用可能な電力変換装置であって、
三相負荷に電力を供給する三相電力変換部と、
単相負荷に電力を供給する単相電力変換部と
を備え、
前記三相電力変換部は、
前記電源から出力された三相交流電力を直流電力に変換する第１整流回路と、
前記第１整流回路によって整流された直流電力を三相交流電力に変換する第１インバータと
を備え、
前記単相電力変換部は、
一方の入力端子が前記電源の中性点に接続され、他方の入力端子が前記第１整流回路の負極出力側に接続された第２整流回路と、
前記第２整流回路から出力された直流電力を単相交流電力に変換する第２インバータと
を具備する電力変換装置。
前記第２整流回路の正極側の出力端子と前記第２インバータの正極側の入力端子との間に直列接続されたリアクトルと、
前記リアクトルと並列に接続された共振用コンデンサと、
を具備する請求項１に記載の電力変換装置。
前記共振用コンデンサと直列に接続される抵抗を備える請求項２に記載の電力変換装置。