JP3811915B2 - 放電灯点灯装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、インバ−タ回路からの高周波電力によって放電灯を点灯させる放電灯の点灯装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
図５に、従来の放電灯点灯装置の回路図を示す。図において、１は商用電源から得られる直流電源、２及び３は、インバ−タ回路を構成するｎチャネルＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子、４は放電灯の電流を制限するための２つの副巻線ａｂ、ｃｄを有するチョ−クコイル、５は放電灯、６は放電灯に並列に接続されたコンデンサ、７は結合コンデンサ、１０及び１１は抵抗及びコンデンサからなるＭＯＳＦＥＴ ２の起動回路、チョ−クコイル４の２つの副巻線ａｂ、ｃｄはそれぞれ抵抗８及び９を介してｎチャネルＭＯＳＦＥＴ ２、３が交互にＯＮ、ＯＦＦするように各々のゲ−ト、ソ−ス間に接続する。２０及び２１は抵抗及びコンデンサからなるタイマ−回路、２２及び２７はツェナ−ダイオ−ド、２３、２４及び２９は抵抗、２５及び２６はトランジスタ、２８及び３０はダイオ−ドである。
【０００３】
なお、商用電源から直流電源を得る場合の直流電源１の構成例を図６に示す。
図に示すように、商用電源１ａから出力された交流電源は、ダイオ−ドブリッジ１ｂで全波整流された後、平滑コンデンサ１ｃで平滑化され、直流電源として負荷回路出力されるように構成される。
【０００４】
以下、この図５に示した従来例の放電灯点灯装置回路の動作を説明する。
まず、直流電源１が投入されると、抵抗１０及びコンデンサ１１からの起動電流によってｎチャネルＭＯＳＦＥＴは交互に高周波数で駆動され放電灯５は点灯に至る。その際、放電灯５が未放電の場合は、チョ−クコイル４、コンデンサ６、コンデンサ７で構成されるＬＣ直列共振回路の共振の鋭さ（以降Ｑと呼ぶ）が大きいため、コンデンサ６の両端には大きな電圧が発生する。しかし、放電灯５のフィラメントが充分予熱されない期間に大きな電圧が印加されると、いわゆるコ−ルドスタ−ト状態になり、ランプが短寿命になる。
【０００５】
これを防ぐため、電源１に直列に接続された抵抗２０とコンデンサ２１からなるタイマ−部、カソ−ドが電源１の正極に接続され、抵抗２０と並列接続されたダイオ−ド３０、カソ−ドがダイオ−ド３０のアノ−ドに接続されたツェナ−ダイオ−ド２２、ツェナ−ダイオ−ド２２のアノ−ドと電源１の負極との間に直列に接続された抵抗２３および抵抗２４、抵抗２３と抵抗２４の接続点にベ−スが、電源１の負極にエミッタが、コレクタから抵抗２９を介して電源１の正極に接続されたトランジスタ２５、トランジスタ２５のコレクタにベ−スが、電源１の負極にエミッタが、コレクタからツェナ−ダイオ−ド２７のアノ−ド、ツェナ−ダイオ−ド２７のカソ−ドにカソ−ドが接続されたダイオ−ド２８を介してｎチャネルＭＯＳＦＥＴ ３のゲ−トに接続されたトランジスタ２６とから構成された予熱タイマ回路４１を設けている。
【０００６】
そして、コンデンサ２１の電圧がツェナ−ダイオ−ド２２、抵抗２３及び２４等で定められる期間は電源１から抵抗２９を介してトランジスタ２６のベ−スに電圧が印加され、トランジスタ２６をＯＮにし、ｎチャネルＭＯＳＦＥＴのゲ−ト電流をダイオ−ド２８、ツェナ−ダイオ−ド２７、トランジスタ２６の経路でバイパスすることにより、ゲ−ト電圧が低くなり、ｎチャネルＭＯＳＦＥＴ ３のＯＮ期間が短くなり、ｎチャネルＭＯＳＦＥＴ ２、３の発振周波数を高くする。（この期間を以降、予熱タイマ期間と呼ぶ。）これにより、チョ−クコイル４、コンデンサ６及び７からなるＬＣ共振回路のＱが小さくなり放電灯５はコ−ルドスタ−トとならない。その後、コンデンサ２１の電圧が上昇すると、トランジスタ２５がＯＮ、トランジスタ２６がＯＦＦとなりコンデンサ６には大きな電圧が発生し、放電灯５は点灯状態に至る。 放電灯５が点灯することにより、コンデンサ６に並列に放電灯５の等価抵抗が接続されることになり、放電灯５を含むＬＣ共振回路のＱは小さくなり、以降、安定点灯状態を維持するものである。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、従来の放電灯点灯装置では、予熱タイマ期間にトランジスタ２６を電源１の投入と同時に連続的にＯＮすることは以下の問題点があった。
図５に示した放電灯点灯装置において、トランジスタ２６がＯＮ時に発振を継続させるためには以下の（１）式を満足する必要がある。
ＶＤ２８＋ＶＤ２７＋ＶＣＥ２６＞ＶＧＳ３ （１）
ここで
ＶＤ２８ ：ダイオ−ド２８の順方向降下電圧
ＶＤ２７ ：ツェナ−ダイオ−ド２７のツェナ−電圧
ＶＣＥ２６：トランジスタ２６のＯＮ時コレクタ・エミッタ間電圧
ＶＧＳ３：ｎチャネルＭＯＳＦＥＴ ３のゲ−ト・ソ−ス間しきい値電圧
である。
【０００８】
ツェナ−ダイオ−ド２７はｎチャネルＭＯＳＦＥＴ ３のゲ−ト・ソ−ス間しきい値電圧との 関係で実用的には３．５Ｖ程度以下の比較的小さいツェナ−電圧値に選定される。この程度のツェナ−電圧を持つツェナ−ダイオ−ドの一例として図７にＮＥＣ製ＲＤ３．３ＥＳ（ツェナ−電圧３．３Ｖ）の特性を図示する。
また、図８に従来例の放電灯点灯装置回路の各部の波形図を示す。同図（Ａ１）、（Ａ２）は、各々、予熱タイマ期間と点灯期間の巻線ｃｄ間の電圧を示し、同図（Ｂ１）、（Ｂ２）は各々、予熱タイマ期間と点灯期間のトランジスタ２５のＶｃｅ電圧を示し、同図（Ｃ１）、（Ｃ２）は各々、予熱タイマ期間と点灯期間のトランジスタ２６のＶｃｅ電圧を示し、同図（Ｄ１）、（Ｄ２）は各々、予熱タイマ期間と点灯期間のＭＯＳＦＥＴ ３のゲート・ソース間電圧を示す。
【０００９】
図７から明らかなように、ツェナ−電流が５ｍＡ（本品のツェナ−電圧規定電流）の場合のツェナ−電圧が３、３Ｖでこれよりツェナ−電流が増加するとツェナ−電圧は増加し、また、これよりツェナ−電流が減少するとツェナ−電圧は減少し、１ｍＡのツェナ−電流ではツェナ−電圧が３Ｖ以下、０．１ｍＡのツェナ−電流ではツェナ−電圧が２．５Ｖ以下となる。以上のことから明らかなように、チョ−クコイル４の副巻線ｃｄ間に、大きい電圧が発生し、ツェナ−ダイオ−ド２７の電流が大きい条件で（１）式を満足するようにツェナ−電圧を選定すると、チョ−クコイル４の副巻線ｃｄ間に、小さい電圧しか発生しない発振開始直後の条件ではツェナ−ダイオ−ド２７の電流が小さくなり、その条件ではツェナ−電圧も小さくなるので（１）式を満足できなくなり、発振が継続的に持続できなくなる問題点があった。
【００１０】
この問題を避けるため、チョ−クコイル４の副巻線ｃｄ間に、小さい電圧が発生した条件で上記（１）式を満足するようにするとチョ−クコイル４の副巻線ｃｄ間に、大きい電圧が発生する条件ではツェナ−ダイオ−ド２７の電流が大きくなり、従ってツェナ−電圧も大きくなり、ダイオ−ド２８のアノ−ド電圧が上昇してトランジスタ２６を介してｎチャネルＭＯＳＦＥＴ ３のゲ−ト電流を充分バイパスできず、発振周波数をコ−ルドスタ−トをしない大きい周波数までシフトできない問題点があった。
【００１１】
上記のように従来の実施例では、チョ−クコイル４の副巻線ｃｄに発生する電圧の大きさや発生電圧の有無（図８（Ａ１））に関係なく、電源１の投入に同期してトランジスタ２６を無条件にＯＮさせるため（図８（Ｄ１））、ツェナ−ダイオ−ド２７の電流が非常に小さい領域から大きい領域までの動作に使用することになりツェナ−電圧を選定する場合には、ツェナ−電流のバラツキによってツェナ−電圧が大きくバラツクことを勘案して、予めツェナ−ダイオ−ド２７のツェナ−電圧値の範囲を狭い範囲に限定する必要があった。そのため、ツェナ−ダイオ−ドの入手が困難になりまた価格が高い等の問題点があった。
【００１２】
また、上記（１）式において、ｎチャネルＭＯＳＦＥＴのゲ−ト・ソ−ス間しきい値電圧は温度が低下すると大きくなる特性を持ち、例えば三菱電機製ＦＳ１０ＶＳ−１２で約７．５ｍＶ／℃の温度係数であり、ダイオ−ド２８の順方向降下電圧の温度係数は温度が低下すると大きくなりシリコンダイオ−ドの場合約２．３ｍＶ／℃で、ｎチャネルＭＯＳＦＥＴ ３とツェナ−ダイオ−ド２７の上記温度特性の比は約３：１である。即ち、上記（１）式は周囲温度の影響を受けることを示しており、低温時の始動において（１）式の右辺が大きくなり発振が継続できない問題点があった。
【００１３】
この発明に係る放電灯点灯装置は、上記の問題点を解決するためになされたもので、予熱タイマ期間に発振が継続的に維持することができるとともに、予熱タイマ回路でスイッチング素子のゲート電流のバイパスに用いられるツェナ−ダイオ−ドにバラツキ範囲の大きい部品が採用でき、かつ、周囲温度の変動に対しても確実に発振が継続できる放電灯点灯装置を提供することを目的とする。
【００１４】
【課題を解決するための手段】
この発明に係る放電灯点灯装置は、直流電源と、この直流電源から供給される直流を高周波電流に変換するインバ−タ回路と、このインバ−タ回路に接続されたチョ−クコイル、放電灯及び結合コンデンサからなる放電灯負荷回路と、この放電灯負荷回路に設けられた上記チョークコイルの副巻線で上記インバ−タ回路のスイッチング素子を駆動する放電灯点灯装置において、上記直流電源を投入後、予め定めたタイマ期間中に、上記インバ−タ回路のスイッチング素子を駆動する上記コイルの副巻線に発生する電圧を、発振周波数の各駆動サイクル毎に予め定めた期間の後バイパスして上記スイッチング素子に印加し、上記スイッチング素子の発振周波数を大きくする予熱タイマ回路を設けたものである。
【００１５】
また、予熱タイマ回路を、インバ−タ回路のスイッチング素子の低電位側スイッチング素子のゲート・ソース間に接続したものである。
【００１６】
また、予熱タイマ回路を、インバ−タ回路のスイッチング素子の高電位側スイッチング素子のゲート・ソース間に接続したものである。
【００１７】
また、インバ−タ回路のスイッチング素子をｎチャネルＭＯＳＦＥＴ及びｐチャネルＭＯＳＦＥＴから構成し、副巻線を上記ｎチャネルＭＯＳＦＥＴ及び上記ｐチャネルＭＯＳＦＥＴ各々の共用のものとしたものである。
【００１８】
また、バイパスするまでの予め定めた期間を少なくても発振周波数の１／４周期以内としたものである。
【００１９】
また、予熱タイマ回路の電源をコイルの副巻線から得るものである。
【００２０】
【発明の実施の形態】
実施の形態１．
図１は、この発明の実施の形態１である放電灯点灯装置の構成を示す回路図、図２（（Ａ１）乃至（Ｄ２））は回路の主要部の動作を示す波形図である。
図１において、１は商用電源から得られる直流電源、２及び３は、インバ−タ回路を構成するｎチャネルＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子、４は放電灯の電流を制限するための２つの副巻線ａｂ、ｃｄを有するチョ−クコイル、５は放電灯、６は放電灯に並列に接続されたコンデンサ、７は結合コンデンサ、１０及び１１は抵抗及びコンデンサからなるＭＯＳＦＥＴ ２の起動回路、チョ−クコイル４の２つの副巻線ａｂ、ｃｄはそれぞれ抵抗８及び９を介してｎチャネルＭＯＳＦＥＴ ２、３が交互にＯＮ、ＯＦＦするように各々のゲ−ト、ソ−ス間に接続する。４１は放電灯負荷回路に流れる高周波電流を予め定められた期間制御するタイマ回路、３１はチョークコイル４の副巻線ｃｄのｄ側と電源１の負極間に直列に接続され、副巻線ｃｄ間に発生する電圧を整流するダイオ−ド、３２は整流電圧を平滑し、タイマ回路４１の動作電源を得るためのコンデンサである。
【００２１】
予熱タイマ回路４１は、ダイオード３１とコンデンサ３２との接続点と電源１の負極間に直列に接続された抵抗２０とコンデンサ２１からなるタイマ−部、カソ−ドが抵抗２０とコンデンサ２１の接続点に接続されたツェナ−ダイオ−ド２２、ツェナ−ダイオ−ド２２のアノ−ドと電源１の負極との間に直列に接続された抵抗２３および抵抗２４、抵抗２３と抵抗２４の接続点にベ−スが、電源１の負極にエミッタが、ｎチャネルＭＯＳＦＥＴ ３のゲ−ト抵抗９に接続された端子ｄに抵抗２９を介してコレクタが接続されたトランジスタ２５、トランジスタ２５のコレクタにベ−スが、電源１の負極にエミッタが、コレクタからツェナ−ダイオ−ド２７のアノ−ド、ツェナ−ダイオ−ド２７のカソ−ドにカソ−ドが接続されたダイオ−ド２８を介してｎチャネルＭＯＳＦＥＴ ３のゲ−トに接続されたトランジスタ２６、アノ−ドがトランジスタ２５のエミッタに、カソ−ドがトランジスタ２５のコレクタに接続されたダイオ−ド３３、ダイオ−ド３３と並列に接続されたコンデンサ３４から構成される。
【００２２】
上記の構成で従来例と異なるのは、ダイオ−ド３３が設けられ、抵抗２９がチョ−クコイル４の副巻線ｃｄの内、ｎチャネルＭＯＳＦＥＴ ３のゲ−ト抵抗９に接続される端子ｄに接続されている点である。
【００２３】
次に、図１、図２により、動作を説明する。図２（Ａ１）、（Ａ２）は、各々、予熱タイマ期間と点灯期間の巻線ｃｄ間の電圧を示し、同図（Ｂ１）、（Ｂ２）は各々、予熱タイマ期間と点灯期間のトランジスタ２５のＶｃｅ電圧を示し、同図（Ｃ１）、（Ｃ２）は各々、予熱タイマ期間と点灯期間のトランジスタ２６のＶｃｅ電圧を示し、同図（Ｄ１）、（Ｄ２）は各々、予熱タイマ期間と点灯期間のＭＯＳＦＥＴ ３のゲート・ソース間電圧を示す。なお、図２は従来の例で示した図８（Ａ１）乃至（Ｄ２）に対応している。
【００２４】
図１において、電源１が投入されると抵抗１０及びコンデンサ１１からの起動電流によってｎチャネルＭＯＳＦＥＴは交互に高周波で駆動される。この時コンデンサ２１の充電電圧がトランジスタ２５のベ−スを駆動できる電圧まで上昇するまではトランジスタ２５はＯＦＦを継続する（図２（Ｂ１））。
従来例は、トランジスタ２５のカソードが抵抗２９を介して直流電源１の正極に接続されていたが、本実施の形態では、副巻線ｃｄの内ｎチャネルＭＯＳＦＥＴ ３のゲ−ト抵抗９に接続される端子ｄに接続されているので、波形が図２（Ａ１）の波形に対応している。
【００２５】
この時、チョ−クコイル４の副巻線ｃｄのｄ端子が負の半サイクル（図２（Ａ１））には、コンデンサ３４が抵抗２９を介してトランジスタ２６のベ−スが負になる極性で充電される。この場合の充電電圧値はダイオ−ド３３の順方向降下電圧で規制され約０．６Ｖになる。即ち、副巻線のｄ端子が負のサイクルではトランジスタ２６はＯＦＦとなる（図２（Ｃ１））。次に、副巻線の電圧が反転し、ｄ端子が正の半サイクルになるとコンデンサ３４は抵抗２９を介して負の半サイクルとは逆の極性で充電される。ここで、抵抗２９及びコンデンサ３４の値を適当に選定し、図２（Ｃ１）に示すように副巻線のｄ端子が正のピ−ク値に至るまでの時間ｔ１でコンデンサ３４の電圧をトランジスタ２６のベ−スしきい値電圧よりも大きくなるようにする。
即ち、ｎチャネルＭＯＳＦＥＴ ３のゲ−ト・ソ−ス間電圧がそのしきい値電圧を越えるとき（図２（Ｄ１））を時間ｔ１とする。
【００２６】
時間ｔ１経過後、コンデンサ３４の電圧がトランジスタ２６のベ−スしきい値電圧に達すれば、トランジスタ２６は時間ｔ２の間ＯＮになり（図２（Ｃ１））、ダイオ−ド２８、ツェナ−ダイオ−ド２７を介してｎチャネルＭＯＳＦＥＴ ３のゲ−ト電流をバイパスすることにより、ゲ−ト電圧が低くなりｎチャネルＭＯＳＦＥＴ ３のＯＮ期間が短くなりｎチャネルＭＯＳＦＥＴ ２、３の発振周波数が高くなり、放電灯５のコールドスタ−トを防止できる。ここで、時間ｔ１における副巻線のｄ端子の電圧がｎチャネルＭＯＳＦＥＴ ３のゲ−ト・ソ−ス間しきい値電圧より大きく、かつ、ツェナ−ダイオ−ド２７の電流がツェナ−電圧規程電流より大幅に下回らない値になるように抵抗９、ツェナ−ダイオ−ド２７の電圧を選定する。また、再び副巻線のｄ端子が負のサイクルになるとコンデンサ３４は抵抗２９を介してトランジスタ２６のベ−ス電圧を負電位にするように充電されるので、トランジスタ２６はＯＦＦになる（図２（Ｃ１））。以降、この繰り返しは、コンデンサ２１の充電電圧が上昇し、トランジスタ２５がＯＮ（図２（Ｂ２）の状態）になるまで継続される。
【００２７】
予熱タイマ期間が過ぎトランジスタ２５のベ−ス電圧がＯＮ状態にバイアスされると（図２（Ｂ２））、副巻線のｄ端子が正の場合はトランジスタ２５はＯＮになり、トランジスタ２６はＯＦＦ、また、副巻線のｄ端子が負の場合はトランジスタ２５のコレクタ電圧はダイオ−ド３３の順方向電圧に等しい負電位になりトランジスタ２６はＯＦＦとなる（図２（Ｃ２））。
即ち、予熱タイマ期間以降はトランジスタ２６は常時ＯＦＦを継続する。
【００２８】
このように、ｎチャネルＭＯＳＦＥＴ ３のゲ−ト・ソ−ス間電圧がそのしきい値電圧を越えた時間ｔ１後にトランジスタ２６をＯＮするように、発振周波数の各１サイクル毎に制御している。
【００２９】
以上のように、この発明の実施の形態１によれば、ｎチャネルＭＯＳＦＥＴ ３のゲ−ト・ソ−ス間電圧がそのしきい値電圧を越えた時間ｔ１後にトランジスタ２６をＯＮするように、発振周波数の各１サイクル毎に制御しているので予熱タイマ期間に放電灯５をコ−ルドスタ−トに至らない発振周波数で確実に発振継続できる。
【００３０】
また、上記予熱タイマ期間中にＭＯＳＦＥＴスイッチング素子のゲ−ト電流をバイパスする回路に使用するツェナ−ダイオ−ド２７はツェナ−電流の非常に小さい領域での使用が避けられるのでツェナ−電圧値のバラツキの範囲を広く選定でき、その入手性が困難、価格が高いなどの問題を解決することができる。
【００３１】
また、トランジスタ２６がＯＮする時間ｔ１における副巻線のｄ端子の電圧をｎチャネルＭＯＳＦＥＴ ３のゲ−ト・ソ−ス間しきい値電圧に比べて充分大きく選定すればｎチャネルＭＯＳＦＥＴ ３やダイオ−ド２８などの温度特性の影響を避けることができ低温時の始動などにおいて発振が継続できない問題点を解決できる。
【００３２】
なお、副巻線ｃｄ間の予熱タイマ期間における電圧は、発振周波数の周期の１／４で最大となり（図２（Ａ１））、それ以降は減少に転じ、その後ｔ１が大きくなるに従ってトランジスタ２６がＯＮ時のｎチャネルＭＯＳＦＥＴのゲ−ト・ソ−ス間電圧が減少する（図２（Ｄ１））。従って、予熱タイマ期間にトランジスタ２６をＯＮするまでの時間ｔ１は、この期間における発振周波数の周期の１／４以下になるように選定すれば、ｎチャネルＭＯＳＦＥＴのゲ−ト・ソ−ス間電圧が減少しないので、その後に副巻線のｄ端子の電圧の減少し過ぎや発振が停止することを防止でき、ツェナ−ダイオ−ド２７のツェナ−電圧のバラツキを大きく選定でき、また、回路の周囲温度の変動などの影響を受け難くすることができる。
【００３３】
実施の形態２．
図３はこの発明の別の実施の形態２を示す放電灯点灯装置の回路図である。
実施の形態１では図１における予熱タイマー回路４１をｎチャンネルＭＯＳＦＥＴ ３のゲ−ト・ソース間に接続したが、予熱タイマ回路４１を電源１の高電位側に接続されるｎチャネルＭＯＳＦＥＴ ２のゲ−ト・ソ−ス間に接続し、予熱タイマ期間にｎチャネルＭＯＳＦＥＴ ２のゲ−ト電流をバイパスするように構成したもので、他の構成、及び動作は実施の形態１と同じであり、説明を省略するが、実施の形態１の場合と同様の効果が得られる。
【００３４】
実施の形態３．
図４は、この発明の実施の形態３を示す放電灯点灯装置の回路図である。
本実施の形態は、実施の形態２の図３におけるｎチャネルＭＯＳＦＥＴ ３を、ｐチャネルＭＯＳＦＥＴで置換し、チョ−クコイル４の副巻線４ｂを、ｎチャネルＭＯＳＦＥＴ ２及びｐチャネルＭＯＳＦＥＴ ３の共通に接続されたゲ−ト・ソ−ス間に抵抗８を介して接続した構成のもので、他の構成、及び動作は実施の形態１と同じであり、説明を省略するが、回路構成を簡単にすることができ、実施の形態１の場合と同様の効果が得られれる。
【００３５】
なお、実施の形態１〜３において、予熱タイマ期間を定める予熱タイマ回路４１の抵抗２０及びコンデンサ２１の駆動電源を従来例と異なり、電源１とは直流的に結合しないチョ−クコイル４の副巻線に発生した高周波電圧をダイオ−ド３１、コンデンサ３２で整流・平滑して得ているので、特別な回路を付加すること無く、スイッチング素子ＭＯＳＦＥＴ ２及びＭＯＳＦＥＴ ３の何れのゲ−ト・ソ−ス間にも接続でき、回路を簡単にすることができるる。
【００３６】
【発明の効果】
この発明は、以上説明したように構成されているので、以下に示すような効果を奏する。
【００３７】
この発明に係る放電灯点灯装置は、直流電源と、この直流電源から供給される直流を高周波電流に変換するインバ−タ回路と、このインバ−タ回路に接続されたチョ−クコイル、放電灯及び結合コンデンサからなる放電灯負荷回路と、この放電灯負荷回路に設けられた上記チョークコイルの副巻線で上記インバ−タ回路のスイッチング素子を駆動する放電灯点灯装置において、上記直流電源を投入後、予め定めたタイマ期間中に、上記インバ−タ回路のスイッチング素子を駆動する上記コイルの副巻線に発生する電圧を、発振周波数の各駆動サイクル毎に予め定めた期間の後バイパスして上記スイッチング素子に印加し、上記スイッチング素子の発振周波数を大きくする予熱タイマ回路を設けたので、予熱タイマ期間に放電灯をコ−ルドスタ−トに至らない発振周波数で確実に発振継続することができる。
また、予熱タイマ回路において、スイッチング素子のゲート電流をバイパスする回路に使用するツェナ−ダイオードに、バラツキ範囲の大きい部品が採用でき、かつ、周囲温度の変動に対しても確実に発振が継続することができる。
【００３８】
また、予熱タイマ回路を、インバ−タ回路のスイッチング素子の低電位側スイッチング素子のゲート・ソース間に接続したので、予熱タイマ期間に放電灯をコ−ルドスタ−トに至らない発振周波数で確実に発振継続することができる。
また、予熱タイマ回路において、スイッチング素子のゲート電流をバイパスする回路に使用するツェナ−ダイオードに、バラツキ範囲の大きい部品が採用でき、かつ、周囲温度の変動に対しても確実に発振が継続することができる。
【００３９】
また、予熱タイマ回路を、インバ−タ回路のスイッチング素子の高電位側スイッチング素子のゲート・ソース間に接続したので、予熱タイマ期間に放電灯をコ−ルドスタ−トに至らない発振周波数で確実に発振継続することができる。
また、予熱タイマ回路において、スイッチング素子のゲート電流をバイパスする回路に使用するツェナ−ダイオ−ドに、バラツキ範囲の大きい部品が採用でき、かつ、周囲温度の変動に対しても確実に発振が継続することができる。
【００４０】
また、インバ−タ回路のスイッチング素子をｎチャネルＭＯＳＦＥＴ及びｐチャネルＭＯＳＦＥＴから構成し、副巻線を上記ｎチャネルＭＯＳＦＥＴ及び上記ｐチャネルＭＯＳＦＥＴ各々の共用のものとしので、回路構成を簡単にすることができる。
【００４１】
また、バイパスするまでの予め定めた期間を少なくても発振周波数の１／４周期以内としたので、その後に副巻線のｄ端子が減少し過ぎ発振が停止することを防止でき、ツェナ−ダイオ−ドのツェナ−電圧のバラツキを大きく選定でき、また、回路の周囲温度の変動などの影響を受け難くすることができる。
【００４２】
また、予熱タイマ回路の電源をコイルの副巻線から得るので、特別な回路を付加すること無く、スイッチング素子ＭＯＳＦＥＴ ２及びＭＯＳＦＥＴ ３の何れのゲ−ト・ソ−ス間にも接続でき、回路を簡単にすることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 この発明の実施の形態１を示す放電灯点灯装置の回路図である。
【図２】 この発明の実施の形態１を示す放電灯点灯装置の回路の各部の波形を示す波形図である。
【図３】 この発明の実施の形態２を示す放電灯点灯装置の回路図である。
【図４】 この発明の実施の形態３を示す放電灯点灯装置の回路図である。
【図５】 従来の放電灯点灯装置の回路図である。
【図６】 従来の放電灯点灯装置の直流電源の回路図である。
【図７】 ツェナ−ダイオ−ド特性例を示す特性図である。
【図８】 従来の放電灯点灯装置の回路の各部の波形を示す波形図である。
【符号の説明】
１ 直流電源、１ａ 交流電源、１ｂ ダイオ−ドブリッジ、１ｃ 電解コンデンサ、２ ＭＯＳＦＥＴ、３ ＭＯＳＦＥＴ、４ チョ−クコイル、ａｂ チョ−クコイル４の副巻線、ｃｄ チョ−クコイル４の副巻線、ａ チョ−クコイル４の主巻線、ｂ チョ−クコイル４の副巻線、５ 放電灯、６ コンデンサ、７ 結合コンデンサ、８、９、１０ 抵抗、１１ コンデンサ、２０、２３、２４ 抵抗、２１ コンデンサ、２２、２７ ツェナ−ダイオ−ド、２５、２６ トランシタ、２８ ダイオ−ド、２９ 抵抗、３１ ダイオ−ド、３２ コンデンサ、４１ 予熱タイマ回路。
【発明の属する技術分野】
この発明は、インバ−タ回路からの高周波電力によって放電灯を点灯させる放電灯の点灯装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
図５に、従来の放電灯点灯装置の回路図を示す。図において、１は商用電源から得られる直流電源、２及び３は、インバ−タ回路を構成するｎチャネルＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子、４は放電灯の電流を制限するための２つの副巻線ａｂ、ｃｄを有するチョ−クコイル、５は放電灯、６は放電灯に並列に接続されたコンデンサ、７は結合コンデンサ、１０及び１１は抵抗及びコンデンサからなるＭＯＳＦＥＴ ２の起動回路、チョ−クコイル４の２つの副巻線ａｂ、ｃｄはそれぞれ抵抗８及び９を介してｎチャネルＭＯＳＦＥＴ ２、３が交互にＯＮ、ＯＦＦするように各々のゲ−ト、ソ−ス間に接続する。２０及び２１は抵抗及びコンデンサからなるタイマ−回路、２２及び２７はツェナ−ダイオ−ド、２３、２４及び２９は抵抗、２５及び２６はトランジスタ、２８及び３０はダイオ−ドである。
【０００３】
なお、商用電源から直流電源を得る場合の直流電源１の構成例を図６に示す。
図に示すように、商用電源１ａから出力された交流電源は、ダイオ−ドブリッジ１ｂで全波整流された後、平滑コンデンサ１ｃで平滑化され、直流電源として負荷回路出力されるように構成される。
【０００４】
以下、この図５に示した従来例の放電灯点灯装置回路の動作を説明する。
まず、直流電源１が投入されると、抵抗１０及びコンデンサ１１からの起動電流によってｎチャネルＭＯＳＦＥＴは交互に高周波数で駆動され放電灯５は点灯に至る。その際、放電灯５が未放電の場合は、チョ−クコイル４、コンデンサ６、コンデンサ７で構成されるＬＣ直列共振回路の共振の鋭さ（以降Ｑと呼ぶ）が大きいため、コンデンサ６の両端には大きな電圧が発生する。しかし、放電灯５のフィラメントが充分予熱されない期間に大きな電圧が印加されると、いわゆるコ−ルドスタ−ト状態になり、ランプが短寿命になる。
【０００５】
これを防ぐため、電源１に直列に接続された抵抗２０とコンデンサ２１からなるタイマ−部、カソ−ドが電源１の正極に接続され、抵抗２０と並列接続されたダイオ−ド３０、カソ−ドがダイオ−ド３０のアノ−ドに接続されたツェナ−ダイオ−ド２２、ツェナ−ダイオ−ド２２のアノ−ドと電源１の負極との間に直列に接続された抵抗２３および抵抗２４、抵抗２３と抵抗２４の接続点にベ−スが、電源１の負極にエミッタが、コレクタから抵抗２９を介して電源１の正極に接続されたトランジスタ２５、トランジスタ２５のコレクタにベ−スが、電源１の負極にエミッタが、コレクタからツェナ−ダイオ−ド２７のアノ−ド、ツェナ−ダイオ−ド２７のカソ−ドにカソ−ドが接続されたダイオ−ド２８を介してｎチャネルＭＯＳＦＥＴ ３のゲ−トに接続されたトランジスタ２６とから構成された予熱タイマ回路４１を設けている。
【０００６】
そして、コンデンサ２１の電圧がツェナ−ダイオ−ド２２、抵抗２３及び２４等で定められる期間は電源１から抵抗２９を介してトランジスタ２６のベ−スに電圧が印加され、トランジスタ２６をＯＮにし、ｎチャネルＭＯＳＦＥＴのゲ−ト電流をダイオ−ド２８、ツェナ−ダイオ−ド２７、トランジスタ２６の経路でバイパスすることにより、ゲ−ト電圧が低くなり、ｎチャネルＭＯＳＦＥＴ ３のＯＮ期間が短くなり、ｎチャネルＭＯＳＦＥＴ ２、３の発振周波数を高くする。（この期間を以降、予熱タイマ期間と呼ぶ。）これにより、チョ−クコイル４、コンデンサ６及び７からなるＬＣ共振回路のＱが小さくなり放電灯５はコ−ルドスタ−トとならない。その後、コンデンサ２１の電圧が上昇すると、トランジスタ２５がＯＮ、トランジスタ２６がＯＦＦとなりコンデンサ６には大きな電圧が発生し、放電灯５は点灯状態に至る。 放電灯５が点灯することにより、コンデンサ６に並列に放電灯５の等価抵抗が接続されることになり、放電灯５を含むＬＣ共振回路のＱは小さくなり、以降、安定点灯状態を維持するものである。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、従来の放電灯点灯装置では、予熱タイマ期間にトランジスタ２６を電源１の投入と同時に連続的にＯＮすることは以下の問題点があった。
図５に示した放電灯点灯装置において、トランジスタ２６がＯＮ時に発振を継続させるためには以下の（１）式を満足する必要がある。
ＶＤ２８＋ＶＤ２７＋ＶＣＥ２６＞ＶＧＳ３ （１）
ここで
ＶＤ２８ ：ダイオ−ド２８の順方向降下電圧
ＶＤ２７ ：ツェナ−ダイオ−ド２７のツェナ−電圧
ＶＣＥ２６：トランジスタ２６のＯＮ時コレクタ・エミッタ間電圧
ＶＧＳ３：ｎチャネルＭＯＳＦＥＴ ３のゲ−ト・ソ−ス間しきい値電圧
である。
【０００８】
ツェナ−ダイオ−ド２７はｎチャネルＭＯＳＦＥＴ ３のゲ−ト・ソ−ス間しきい値電圧との 関係で実用的には３．５Ｖ程度以下の比較的小さいツェナ−電圧値に選定される。この程度のツェナ−電圧を持つツェナ−ダイオ−ドの一例として図７にＮＥＣ製ＲＤ３．３ＥＳ（ツェナ−電圧３．３Ｖ）の特性を図示する。
また、図８に従来例の放電灯点灯装置回路の各部の波形図を示す。同図（Ａ１）、（Ａ２）は、各々、予熱タイマ期間と点灯期間の巻線ｃｄ間の電圧を示し、同図（Ｂ１）、（Ｂ２）は各々、予熱タイマ期間と点灯期間のトランジスタ２５のＶｃｅ電圧を示し、同図（Ｃ１）、（Ｃ２）は各々、予熱タイマ期間と点灯期間のトランジスタ２６のＶｃｅ電圧を示し、同図（Ｄ１）、（Ｄ２）は各々、予熱タイマ期間と点灯期間のＭＯＳＦＥＴ ３のゲート・ソース間電圧を示す。
【０００９】
図７から明らかなように、ツェナ−電流が５ｍＡ（本品のツェナ−電圧規定電流）の場合のツェナ−電圧が３、３Ｖでこれよりツェナ−電流が増加するとツェナ−電圧は増加し、また、これよりツェナ−電流が減少するとツェナ−電圧は減少し、１ｍＡのツェナ−電流ではツェナ−電圧が３Ｖ以下、０．１ｍＡのツェナ−電流ではツェナ−電圧が２．５Ｖ以下となる。以上のことから明らかなように、チョ−クコイル４の副巻線ｃｄ間に、大きい電圧が発生し、ツェナ−ダイオ−ド２７の電流が大きい条件で（１）式を満足するようにツェナ−電圧を選定すると、チョ−クコイル４の副巻線ｃｄ間に、小さい電圧しか発生しない発振開始直後の条件ではツェナ−ダイオ−ド２７の電流が小さくなり、その条件ではツェナ−電圧も小さくなるので（１）式を満足できなくなり、発振が継続的に持続できなくなる問題点があった。
【００１０】
この問題を避けるため、チョ−クコイル４の副巻線ｃｄ間に、小さい電圧が発生した条件で上記（１）式を満足するようにするとチョ−クコイル４の副巻線ｃｄ間に、大きい電圧が発生する条件ではツェナ−ダイオ−ド２７の電流が大きくなり、従ってツェナ−電圧も大きくなり、ダイオ−ド２８のアノ−ド電圧が上昇してトランジスタ２６を介してｎチャネルＭＯＳＦＥＴ ３のゲ−ト電流を充分バイパスできず、発振周波数をコ−ルドスタ−トをしない大きい周波数までシフトできない問題点があった。
【００１１】
上記のように従来の実施例では、チョ−クコイル４の副巻線ｃｄに発生する電圧の大きさや発生電圧の有無（図８（Ａ１））に関係なく、電源１の投入に同期してトランジスタ２６を無条件にＯＮさせるため（図８（Ｄ１））、ツェナ−ダイオ−ド２７の電流が非常に小さい領域から大きい領域までの動作に使用することになりツェナ−電圧を選定する場合には、ツェナ−電流のバラツキによってツェナ−電圧が大きくバラツクことを勘案して、予めツェナ−ダイオ−ド２７のツェナ−電圧値の範囲を狭い範囲に限定する必要があった。そのため、ツェナ−ダイオ−ドの入手が困難になりまた価格が高い等の問題点があった。
【００１２】
また、上記（１）式において、ｎチャネルＭＯＳＦＥＴのゲ−ト・ソ−ス間しきい値電圧は温度が低下すると大きくなる特性を持ち、例えば三菱電機製ＦＳ１０ＶＳ−１２で約７．５ｍＶ／℃の温度係数であり、ダイオ−ド２８の順方向降下電圧の温度係数は温度が低下すると大きくなりシリコンダイオ−ドの場合約２．３ｍＶ／℃で、ｎチャネルＭＯＳＦＥＴ ３とツェナ−ダイオ−ド２７の上記温度特性の比は約３：１である。即ち、上記（１）式は周囲温度の影響を受けることを示しており、低温時の始動において（１）式の右辺が大きくなり発振が継続できない問題点があった。
【００１３】
この発明に係る放電灯点灯装置は、上記の問題点を解決するためになされたもので、予熱タイマ期間に発振が継続的に維持することができるとともに、予熱タイマ回路でスイッチング素子のゲート電流のバイパスに用いられるツェナ−ダイオ−ドにバラツキ範囲の大きい部品が採用でき、かつ、周囲温度の変動に対しても確実に発振が継続できる放電灯点灯装置を提供することを目的とする。
【００１４】
【課題を解決するための手段】
この発明に係る放電灯点灯装置は、直流電源と、この直流電源から供給される直流を高周波電流に変換するインバ−タ回路と、このインバ−タ回路に接続されたチョ−クコイル、放電灯及び結合コンデンサからなる放電灯負荷回路と、この放電灯負荷回路に設けられた上記チョークコイルの副巻線で上記インバ−タ回路のスイッチング素子を駆動する放電灯点灯装置において、上記直流電源を投入後、予め定めたタイマ期間中に、上記インバ−タ回路のスイッチング素子を駆動する上記コイルの副巻線に発生する電圧を、発振周波数の各駆動サイクル毎に予め定めた期間の後バイパスして上記スイッチング素子に印加し、上記スイッチング素子の発振周波数を大きくする予熱タイマ回路を設けたものである。
【００１５】
また、予熱タイマ回路を、インバ−タ回路のスイッチング素子の低電位側スイッチング素子のゲート・ソース間に接続したものである。
【００１６】
また、予熱タイマ回路を、インバ−タ回路のスイッチング素子の高電位側スイッチング素子のゲート・ソース間に接続したものである。
【００１７】
また、インバ−タ回路のスイッチング素子をｎチャネルＭＯＳＦＥＴ及びｐチャネルＭＯＳＦＥＴから構成し、副巻線を上記ｎチャネルＭＯＳＦＥＴ及び上記ｐチャネルＭＯＳＦＥＴ各々の共用のものとしたものである。
【００１８】
また、バイパスするまでの予め定めた期間を少なくても発振周波数の１／４周期以内としたものである。
【００１９】
また、予熱タイマ回路の電源をコイルの副巻線から得るものである。
【００２０】
【発明の実施の形態】
実施の形態１．
図１は、この発明の実施の形態１である放電灯点灯装置の構成を示す回路図、図２（（Ａ１）乃至（Ｄ２））は回路の主要部の動作を示す波形図である。
図１において、１は商用電源から得られる直流電源、２及び３は、インバ−タ回路を構成するｎチャネルＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子、４は放電灯の電流を制限するための２つの副巻線ａｂ、ｃｄを有するチョ−クコイル、５は放電灯、６は放電灯に並列に接続されたコンデンサ、７は結合コンデンサ、１０及び１１は抵抗及びコンデンサからなるＭＯＳＦＥＴ ２の起動回路、チョ−クコイル４の２つの副巻線ａｂ、ｃｄはそれぞれ抵抗８及び９を介してｎチャネルＭＯＳＦＥＴ ２、３が交互にＯＮ、ＯＦＦするように各々のゲ−ト、ソ−ス間に接続する。４１は放電灯負荷回路に流れる高周波電流を予め定められた期間制御するタイマ回路、３１はチョークコイル４の副巻線ｃｄのｄ側と電源１の負極間に直列に接続され、副巻線ｃｄ間に発生する電圧を整流するダイオ−ド、３２は整流電圧を平滑し、タイマ回路４１の動作電源を得るためのコンデンサである。
【００２１】
予熱タイマ回路４１は、ダイオード３１とコンデンサ３２との接続点と電源１の負極間に直列に接続された抵抗２０とコンデンサ２１からなるタイマ−部、カソ−ドが抵抗２０とコンデンサ２１の接続点に接続されたツェナ−ダイオ−ド２２、ツェナ−ダイオ−ド２２のアノ−ドと電源１の負極との間に直列に接続された抵抗２３および抵抗２４、抵抗２３と抵抗２４の接続点にベ−スが、電源１の負極にエミッタが、ｎチャネルＭＯＳＦＥＴ ３のゲ−ト抵抗９に接続された端子ｄに抵抗２９を介してコレクタが接続されたトランジスタ２５、トランジスタ２５のコレクタにベ−スが、電源１の負極にエミッタが、コレクタからツェナ−ダイオ−ド２７のアノ−ド、ツェナ−ダイオ−ド２７のカソ−ドにカソ−ドが接続されたダイオ−ド２８を介してｎチャネルＭＯＳＦＥＴ ３のゲ−トに接続されたトランジスタ２６、アノ−ドがトランジスタ２５のエミッタに、カソ−ドがトランジスタ２５のコレクタに接続されたダイオ−ド３３、ダイオ−ド３３と並列に接続されたコンデンサ３４から構成される。
【００２２】
上記の構成で従来例と異なるのは、ダイオ−ド３３が設けられ、抵抗２９がチョ−クコイル４の副巻線ｃｄの内、ｎチャネルＭＯＳＦＥＴ ３のゲ−ト抵抗９に接続される端子ｄに接続されている点である。
【００２３】
次に、図１、図２により、動作を説明する。図２（Ａ１）、（Ａ２）は、各々、予熱タイマ期間と点灯期間の巻線ｃｄ間の電圧を示し、同図（Ｂ１）、（Ｂ２）は各々、予熱タイマ期間と点灯期間のトランジスタ２５のＶｃｅ電圧を示し、同図（Ｃ１）、（Ｃ２）は各々、予熱タイマ期間と点灯期間のトランジスタ２６のＶｃｅ電圧を示し、同図（Ｄ１）、（Ｄ２）は各々、予熱タイマ期間と点灯期間のＭＯＳＦＥＴ ３のゲート・ソース間電圧を示す。なお、図２は従来の例で示した図８（Ａ１）乃至（Ｄ２）に対応している。
【００２４】
図１において、電源１が投入されると抵抗１０及びコンデンサ１１からの起動電流によってｎチャネルＭＯＳＦＥＴは交互に高周波で駆動される。この時コンデンサ２１の充電電圧がトランジスタ２５のベ−スを駆動できる電圧まで上昇するまではトランジスタ２５はＯＦＦを継続する（図２（Ｂ１））。
従来例は、トランジスタ２５のカソードが抵抗２９を介して直流電源１の正極に接続されていたが、本実施の形態では、副巻線ｃｄの内ｎチャネルＭＯＳＦＥＴ ３のゲ−ト抵抗９に接続される端子ｄに接続されているので、波形が図２（Ａ１）の波形に対応している。
【００２５】
この時、チョ−クコイル４の副巻線ｃｄのｄ端子が負の半サイクル（図２（Ａ１））には、コンデンサ３４が抵抗２９を介してトランジスタ２６のベ−スが負になる極性で充電される。この場合の充電電圧値はダイオ−ド３３の順方向降下電圧で規制され約０．６Ｖになる。即ち、副巻線のｄ端子が負のサイクルではトランジスタ２６はＯＦＦとなる（図２（Ｃ１））。次に、副巻線の電圧が反転し、ｄ端子が正の半サイクルになるとコンデンサ３４は抵抗２９を介して負の半サイクルとは逆の極性で充電される。ここで、抵抗２９及びコンデンサ３４の値を適当に選定し、図２（Ｃ１）に示すように副巻線のｄ端子が正のピ−ク値に至るまでの時間ｔ１でコンデンサ３４の電圧をトランジスタ２６のベ−スしきい値電圧よりも大きくなるようにする。
即ち、ｎチャネルＭＯＳＦＥＴ ３のゲ−ト・ソ−ス間電圧がそのしきい値電圧を越えるとき（図２（Ｄ１））を時間ｔ１とする。
【００２６】
時間ｔ１経過後、コンデンサ３４の電圧がトランジスタ２６のベ−スしきい値電圧に達すれば、トランジスタ２６は時間ｔ２の間ＯＮになり（図２（Ｃ１））、ダイオ−ド２８、ツェナ−ダイオ−ド２７を介してｎチャネルＭＯＳＦＥＴ ３のゲ−ト電流をバイパスすることにより、ゲ−ト電圧が低くなりｎチャネルＭＯＳＦＥＴ ３のＯＮ期間が短くなりｎチャネルＭＯＳＦＥＴ ２、３の発振周波数が高くなり、放電灯５のコールドスタ−トを防止できる。ここで、時間ｔ１における副巻線のｄ端子の電圧がｎチャネルＭＯＳＦＥＴ ３のゲ−ト・ソ−ス間しきい値電圧より大きく、かつ、ツェナ−ダイオ−ド２７の電流がツェナ−電圧規程電流より大幅に下回らない値になるように抵抗９、ツェナ−ダイオ−ド２７の電圧を選定する。また、再び副巻線のｄ端子が負のサイクルになるとコンデンサ３４は抵抗２９を介してトランジスタ２６のベ−ス電圧を負電位にするように充電されるので、トランジスタ２６はＯＦＦになる（図２（Ｃ１））。以降、この繰り返しは、コンデンサ２１の充電電圧が上昇し、トランジスタ２５がＯＮ（図２（Ｂ２）の状態）になるまで継続される。
【００２７】
予熱タイマ期間が過ぎトランジスタ２５のベ−ス電圧がＯＮ状態にバイアスされると（図２（Ｂ２））、副巻線のｄ端子が正の場合はトランジスタ２５はＯＮになり、トランジスタ２６はＯＦＦ、また、副巻線のｄ端子が負の場合はトランジスタ２５のコレクタ電圧はダイオ−ド３３の順方向電圧に等しい負電位になりトランジスタ２６はＯＦＦとなる（図２（Ｃ２））。
即ち、予熱タイマ期間以降はトランジスタ２６は常時ＯＦＦを継続する。
【００２８】
このように、ｎチャネルＭＯＳＦＥＴ ３のゲ−ト・ソ−ス間電圧がそのしきい値電圧を越えた時間ｔ１後にトランジスタ２６をＯＮするように、発振周波数の各１サイクル毎に制御している。
【００２９】
以上のように、この発明の実施の形態１によれば、ｎチャネルＭＯＳＦＥＴ ３のゲ−ト・ソ−ス間電圧がそのしきい値電圧を越えた時間ｔ１後にトランジスタ２６をＯＮするように、発振周波数の各１サイクル毎に制御しているので予熱タイマ期間に放電灯５をコ−ルドスタ−トに至らない発振周波数で確実に発振継続できる。
【００３０】
また、上記予熱タイマ期間中にＭＯＳＦＥＴスイッチング素子のゲ−ト電流をバイパスする回路に使用するツェナ−ダイオ−ド２７はツェナ−電流の非常に小さい領域での使用が避けられるのでツェナ−電圧値のバラツキの範囲を広く選定でき、その入手性が困難、価格が高いなどの問題を解決することができる。
【００３１】
また、トランジスタ２６がＯＮする時間ｔ１における副巻線のｄ端子の電圧をｎチャネルＭＯＳＦＥＴ ３のゲ−ト・ソ−ス間しきい値電圧に比べて充分大きく選定すればｎチャネルＭＯＳＦＥＴ ３やダイオ−ド２８などの温度特性の影響を避けることができ低温時の始動などにおいて発振が継続できない問題点を解決できる。
【００３２】
なお、副巻線ｃｄ間の予熱タイマ期間における電圧は、発振周波数の周期の１／４で最大となり（図２（Ａ１））、それ以降は減少に転じ、その後ｔ１が大きくなるに従ってトランジスタ２６がＯＮ時のｎチャネルＭＯＳＦＥＴのゲ−ト・ソ−ス間電圧が減少する（図２（Ｄ１））。従って、予熱タイマ期間にトランジスタ２６をＯＮするまでの時間ｔ１は、この期間における発振周波数の周期の１／４以下になるように選定すれば、ｎチャネルＭＯＳＦＥＴのゲ−ト・ソ−ス間電圧が減少しないので、その後に副巻線のｄ端子の電圧の減少し過ぎや発振が停止することを防止でき、ツェナ−ダイオ−ド２７のツェナ−電圧のバラツキを大きく選定でき、また、回路の周囲温度の変動などの影響を受け難くすることができる。
【００３３】
実施の形態２．
図３はこの発明の別の実施の形態２を示す放電灯点灯装置の回路図である。
実施の形態１では図１における予熱タイマー回路４１をｎチャンネルＭＯＳＦＥＴ ３のゲ−ト・ソース間に接続したが、予熱タイマ回路４１を電源１の高電位側に接続されるｎチャネルＭＯＳＦＥＴ ２のゲ−ト・ソ−ス間に接続し、予熱タイマ期間にｎチャネルＭＯＳＦＥＴ ２のゲ−ト電流をバイパスするように構成したもので、他の構成、及び動作は実施の形態１と同じであり、説明を省略するが、実施の形態１の場合と同様の効果が得られる。
【００３４】
実施の形態３．
図４は、この発明の実施の形態３を示す放電灯点灯装置の回路図である。
本実施の形態は、実施の形態２の図３におけるｎチャネルＭＯＳＦＥＴ ３を、ｐチャネルＭＯＳＦＥＴで置換し、チョ−クコイル４の副巻線４ｂを、ｎチャネルＭＯＳＦＥＴ ２及びｐチャネルＭＯＳＦＥＴ ３の共通に接続されたゲ−ト・ソ−ス間に抵抗８を介して接続した構成のもので、他の構成、及び動作は実施の形態１と同じであり、説明を省略するが、回路構成を簡単にすることができ、実施の形態１の場合と同様の効果が得られれる。
【００３５】
なお、実施の形態１〜３において、予熱タイマ期間を定める予熱タイマ回路４１の抵抗２０及びコンデンサ２１の駆動電源を従来例と異なり、電源１とは直流的に結合しないチョ−クコイル４の副巻線に発生した高周波電圧をダイオ−ド３１、コンデンサ３２で整流・平滑して得ているので、特別な回路を付加すること無く、スイッチング素子ＭＯＳＦＥＴ ２及びＭＯＳＦＥＴ ３の何れのゲ−ト・ソ−ス間にも接続でき、回路を簡単にすることができるる。
【００３６】
【発明の効果】
この発明は、以上説明したように構成されているので、以下に示すような効果を奏する。
【００３７】
この発明に係る放電灯点灯装置は、直流電源と、この直流電源から供給される直流を高周波電流に変換するインバ−タ回路と、このインバ−タ回路に接続されたチョ−クコイル、放電灯及び結合コンデンサからなる放電灯負荷回路と、この放電灯負荷回路に設けられた上記チョークコイルの副巻線で上記インバ−タ回路のスイッチング素子を駆動する放電灯点灯装置において、上記直流電源を投入後、予め定めたタイマ期間中に、上記インバ−タ回路のスイッチング素子を駆動する上記コイルの副巻線に発生する電圧を、発振周波数の各駆動サイクル毎に予め定めた期間の後バイパスして上記スイッチング素子に印加し、上記スイッチング素子の発振周波数を大きくする予熱タイマ回路を設けたので、予熱タイマ期間に放電灯をコ−ルドスタ−トに至らない発振周波数で確実に発振継続することができる。
また、予熱タイマ回路において、スイッチング素子のゲート電流をバイパスする回路に使用するツェナ−ダイオードに、バラツキ範囲の大きい部品が採用でき、かつ、周囲温度の変動に対しても確実に発振が継続することができる。
【００３８】
また、予熱タイマ回路を、インバ−タ回路のスイッチング素子の低電位側スイッチング素子のゲート・ソース間に接続したので、予熱タイマ期間に放電灯をコ−ルドスタ−トに至らない発振周波数で確実に発振継続することができる。
また、予熱タイマ回路において、スイッチング素子のゲート電流をバイパスする回路に使用するツェナ−ダイオードに、バラツキ範囲の大きい部品が採用でき、かつ、周囲温度の変動に対しても確実に発振が継続することができる。
【００３９】
また、予熱タイマ回路を、インバ−タ回路のスイッチング素子の高電位側スイッチング素子のゲート・ソース間に接続したので、予熱タイマ期間に放電灯をコ−ルドスタ−トに至らない発振周波数で確実に発振継続することができる。
また、予熱タイマ回路において、スイッチング素子のゲート電流をバイパスする回路に使用するツェナ−ダイオ−ドに、バラツキ範囲の大きい部品が採用でき、かつ、周囲温度の変動に対しても確実に発振が継続することができる。
【００４０】
また、インバ−タ回路のスイッチング素子をｎチャネルＭＯＳＦＥＴ及びｐチャネルＭＯＳＦＥＴから構成し、副巻線を上記ｎチャネルＭＯＳＦＥＴ及び上記ｐチャネルＭＯＳＦＥＴ各々の共用のものとしので、回路構成を簡単にすることができる。
【００４１】
また、バイパスするまでの予め定めた期間を少なくても発振周波数の１／４周期以内としたので、その後に副巻線のｄ端子が減少し過ぎ発振が停止することを防止でき、ツェナ−ダイオ−ドのツェナ−電圧のバラツキを大きく選定でき、また、回路の周囲温度の変動などの影響を受け難くすることができる。
【００４２】
また、予熱タイマ回路の電源をコイルの副巻線から得るので、特別な回路を付加すること無く、スイッチング素子ＭＯＳＦＥＴ ２及びＭＯＳＦＥＴ ３の何れのゲ−ト・ソ−ス間にも接続でき、回路を簡単にすることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 この発明の実施の形態１を示す放電灯点灯装置の回路図である。
【図２】 この発明の実施の形態１を示す放電灯点灯装置の回路の各部の波形を示す波形図である。
【図３】 この発明の実施の形態２を示す放電灯点灯装置の回路図である。
【図４】 この発明の実施の形態３を示す放電灯点灯装置の回路図である。
【図５】 従来の放電灯点灯装置の回路図である。
【図６】 従来の放電灯点灯装置の直流電源の回路図である。
【図７】 ツェナ−ダイオ−ド特性例を示す特性図である。
【図８】 従来の放電灯点灯装置の回路の各部の波形を示す波形図である。
【符号の説明】
１ 直流電源、１ａ 交流電源、１ｂ ダイオ−ドブリッジ、１ｃ 電解コンデンサ、２ ＭＯＳＦＥＴ、３ ＭＯＳＦＥＴ、４ チョ−クコイル、ａｂ チョ−クコイル４の副巻線、ｃｄ チョ−クコイル４の副巻線、ａ チョ−クコイル４の主巻線、ｂ チョ−クコイル４の副巻線、５ 放電灯、６ コンデンサ、７ 結合コンデンサ、８、９、１０ 抵抗、１１ コンデンサ、２０、２３、２４ 抵抗、２１ コンデンサ、２２、２７ ツェナ−ダイオ−ド、２５、２６ トランシタ、２８ ダイオ−ド、２９ 抵抗、３１ ダイオ−ド、３２ コンデンサ、４１ 予熱タイマ回路。
Claims (6)
- 直流電源と、この直流電源から供給される直流を高周波電流に変換するインバ−タ回路と、このインバ−タ回路に接続されたチョ−クコイル、放電灯及び結合コンデンサからなる放電灯負荷回路と、この放電灯負荷回路に設けられた上記チョークコイルの副巻線で上記インバ−タ回路のスイッチング素子を駆動する放電灯点灯装置において、
上記直流電源を投入後、予め定めたタイマ期間中に、上記インバ−タ回路のスイッチング素子を駆動する上記コイルの副巻線に発生する電圧を、発振周波数の各駆動サイクル毎に予め定めた期間の後バイパスして上記スイッチング素子に印加し、上記スイッチング素子の発振周波数を大きくする予熱タイマ回路を設けたことを特徴とする放電灯点灯装置。 - 予熱タイマ回路を、インバ−タ回路のスイッチング素子の低電位側スイッチング素子のゲート・ソース間に接続したことを特徴とする請求項１記載の放電灯点灯装置。
- 予熱タイマ回路を、インバ−タ回路のスイッチング素子の高電位側スイッチング素子のゲート・ソース間に接続したことを特徴とする請求項１記載の放電灯点灯装置。
- インバ−タ回路のスイッチング素子をｎチャネルＭＯＳＦＥＴ及びｐチャネルＭＯＳＦＥＴから構成し、副巻線を上記ｎチャネルＭＯＳＦＥＴ及び上記ｐチャネルＭＯＳＦＥＴ各々の共用のものとしたことを特徴とする請求項１記載の放電灯点灯装置。
- バイパスするまでの予め定めた期間を少なくても発振周波数の１／４周期以内としたことを特徴とする許請求項１乃至４のいずれかに記載の放電灯点灯装置。
- 予熱タイマ回路の電源をコイルの副巻線から得ることを特徴とする請求項１乃至５のいずれかに記載の放電灯点灯装置。
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