JP2010252576A - 電流制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】装置コストを低減しつつスイッチング素子の故障を検出すること。
【解決手段】スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦを指示する指示信号の更新間隔を計測するタイマを用いることとしたうえで、電圧検出部が、スイッチング素子に印加された電圧を２値化電圧として検出し、変動間隔計測部が、検出された２値化電圧の変動間隔を、かかるタイマを用いて計測し、故障判定部が、指示信号の更新間隔と、検出された変動間隔との対比に基づいてスイッチング素子が故障であるか否かを判定するように電流制御装置を構成する。
【選択図】 図３

Description

この発明は、スイッチング素子を用いて制御対象に流す電流を制御する電流制御装置に関し、特に、装置コストを低減しつつスイッチング素子の故障を検出することができる電流制御装置に関する。

従来から、三相モータの各相に流す電流を制御する電流制御装置が知られている。かかる電流制御装置では、６個のスイッチング素子を含んだブリッジ回路を用いて電流のＯＮ／ＯＦＦを繰り返す制御を行うことで、擬似的に三相交流を作り出している（たとえば、特許文献１参照）。

ここで、スイッチング素子が短絡（ショート）などの故障を起こすと、モータに対して過電流を供給してしまい、モータの破損や、回路自体の破損を引き起こすこともある。したがって、モータや回路の破損を防止するためには、過電流の原因となるスイッチング素子の故障を早期に検出する必要がある。

このため、ブリッジ回路に電流計測用のシャント抵抗（電流センサ）を付加し、シャント抵抗両端の電圧差に基づいてスイッチング素子の故障を検出する技術が提案されている。ここで、シャント抵抗とは、大電流が流れる回路の電流計測に用いられる抵抗器であり、抵抗値が小さく高精度な抵抗器のことを指す。

特開２００７−２８６９４号公報

しかしながら、シャント抵抗を用いてスイッチング素子の故障を検出する場合、シャント抵抗が高価であるため、電流制御装置の装置価格が高価となってしまうという問題があった。また、シャント抵抗の実装によって、消費電力が増大したり、回路の実装面積が増大したり、といった問題も発生していた。

このため、シャント抵抗を使用せず、各種制御量から推定した推定電流を利用した推定電流センサレス制御手法が提案されている。しかし、この推定電流を用いる手法では、上記した過電流の検知を行うことができないため、スイッチング素子の故障を検出することができない。

これらのことから、装置コストを低減しつつスイッチング素子の故障を検出することができる電流制御装置をいかにして実現するかが大きな課題となっている。なお、かかる課題は、三相モータを制御対象とする場合に限らず、ブラシ付きモータなどの他の制御対象をスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦによって制御する場合にも同様に発生する課題である。

本発明は、上述した従来技術による問題点を解消するためになされたものであって、装置コストを低減しつつスイッチング素子の故障を検出することができる電流制御装置を提供することを目的とする。

上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明は、スイッチング素子を用いて制御対象に流す電流を制御する電流制御装置であって、前記スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦを指示する指示信号の更新間隔を計測するタイマ手段と、前記スイッチング素子に印加された電圧を２値化電圧として検出する電圧検出手段と、前電圧検出手段によって検出された前記２値化電圧の変動間隔を、前記タイマ手段を用いて計測する変動間隔計測手段と、前記指示信号の前記更新間隔と、前記変動間隔計測手段によって検出された前記変動間隔との対比に基づいて前記スイッチング素子が故障であるか否かを判定する故障判定手段とを備えたことを特徴とする。

本発明によれば、スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦを指示する指示信号の更新間隔を計測するタイマを用いることとしたうえで、スイッチング素子に印加された電圧を２値化電圧として検出し、検出された２値化電圧の変動間隔を、かかるタイマを用いて計測し、指示信号の更新間隔と、検出された変動間隔との対比に基づいてスイッチング素子が故障であるか否かを判定することとしたので、シャント抵抗を用いることなくスイッチング素子の故障を検出することができる。また、スイッチング素子に対する指示信号のタイミング制御に用いられていたタイマをそのまま用いることができる。したがって、装置コストを低減しつつスイッチング素子の故障を検出することができるという効果を奏する。

図１は、従来技術に係る電流制御装置の構成を示すブロック図である。 図２は、本発明に係る電流制御手法の概要を示す図である。 図３は、本実施例に係る電流制御装置の構成を示すブロック図である。 図４は、スイッチング素子の状態の一例を示す図である。 図５は、正常時および異常時における各信号の変動タイミングを示す図である。 図６は、制御対象をブラシ付きモータとした場合を説明するための図である。 図７は、電流制御装置が実行する処理手順を示すフローチャートである。

以下に添付図面を参照して、本発明に係る電流制御装置の実施例を詳細に説明する。なお、以下の説明では、従来技術に係る電流制御装置の概要について図１を、本発明に係る電流制御手法の概要について図２を、それぞれ用いて説明した後に、本発明に係る電流制御手法を適用した電流制御装置の実施例について説明することとする。

まず、従来技術に係る電流制御装置の概要について図１を用いて説明する。図１は、従来技術に係る電流制御装置２００の構成を示すブロック図である。なお、以下の説明では、スイッチング素子として電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）の一種であるＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）を用いた場合について説明する。

図１に示したように、従来技術に係る電流制御装置２００は、マイコンなどで構成される制御部２１０が、ブリッジ回路に含まれる６個のスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦを制御することで、モータ６００に流す電流を制御する。

具体的には、ブリッジ回路は、モータ６００のＵ相、Ｖ相およびＷ相ごとに、ＭＯＳＦＥＴ３００およびＭＯＳＦＥＴ３１０を有している。ここで、ＭＯＳＦＥＴ３００は、高電圧側（同図のＤ参照）に配置されており、ＭＯＳＦＥＴ３１０は、低電圧側（同図のＧＮＤ参照）に配置されている。

なお、以下では、Ｕ相に対応するＭＯＳＦＥＴ３００をＭＯＳＦＥＴ３００Ｕ、Ｖ相に対応するＭＯＳＦＥＴ３００をＭＯＳＦＥＴ３００Ｖのように記載することとする。また、同図に示したＡはＵ相のモータ端子電圧を、ＢはＶ相のモータ端子電圧を、ＣはＷ相のモータ端子電圧を、それぞれ指している。

また、図１に示したように、ブリッジ回路の低電圧側（同図のＧＮＤ参照）には、電流取得部４００が設けられており、ブリッジ回路の各相に流れる電流を検知する。具体的には、Ｕ相には、シャント抵抗４１０Ｕが、Ｖ相には、シャント抵抗４１０Ｖが、Ｗ相には、シャント抵抗４１０Ｗがそれぞれ設けられており、スイッチング素子のショート故障時に発生する過電流を検出する。

たとえば、制御部２１０の電流制御部２１１が、高電圧側に設けられたＭＯＳＦＥＴ３００（３００Ｕ、３００Ｖおよび３００Ｗ）に対してＯＮとなる指示を、低電圧側に設けられたＭＯＳＦＥＴ３１０（３１０Ｕ、３１０Ｖおよび３１０Ｗ）に対してＯＦＦになる指示を行っている状態で、ＭＯＳＦＥＴ３１０Ｕがショート故障を起こした場合について説明する。

ＭＯＳＦＥＴ３１０Ｕがショート故障を起こすと、同図のＡ−Ｒ１−Ｒ２区間には過電流が発生する。ここで、シャント抵抗４１０Ｕの両端（Ｒ１およびＲ２）の電圧差は、増幅アンプ５００Ｕで増幅され、制御部２１０へ入力されている。

増幅アンプ５００Ｕからの信号を受け取ったＡ／Ｄコンバータ（アナログデジタルコンバータ）２１２では、アナログ信号をデジタル信号へ変換したうえで、電圧／電流変換部２１３へ渡す。そして、電圧／電流変換部２１３では、電圧（Ｒ１とＲ２との電圧差）をシャント抵抗４１０の抵抗値を用いて電流値へ変換する。

つづいて、故障検知部２１４は、電圧／電流変換部２１３から受け取った電流値と所定の閾値との比較などによって過電流を検出した場合に、ＭＯＳＦＥＴ３１０Ｕの故障を検知する。

なお、上述した説明では、Ｕ相の低電圧側に設けられたＭＯＳＦＥＴ３１０Ｕがショート故障を起こした場合を例示したが、Ｖ相の低電圧側に設けられたＭＯＳＦＥＴ３１０Ｖのショート故障については、シャント抵抗４１０Ｖの両端（Ｓ１およびＳ２）の電圧差を、増幅アンプ５００Ｖ経由で制御部２１０へ渡すことで同様に処理することができる。

また、Ｗ相の低電圧側に設けられたＭＯＳＦＥＴ３１０Ｗのショート故障については、シャント抵抗４１０Ｗの両端（Ｔ１およびＴ２）の電圧差を、増幅アンプ５００Ｗ経由で制御部２１０へ渡すことで同様に処理することができる。

このように、シャント抵抗４１０を用いることとすれば、ブリッジ回路の各相における過電流を検出することができるので、これにより、低電圧側に設けられたＭＯＳＦＥＴ３１０のショート故障を検出することができる。

しかし、シャント抵抗４１０は高価であるため、電流制御装置２００の装置コストが高くなってしまうという問題があった。また、シャント抵抗４１０を実装するスペースを確保するために回路の実装面積が増大したり、シャント抵抗４１０の発熱によって消費電力が増大したり、といった問題もあった。

そこで、本発明に係る電流制御手法では、シャント抵抗４１０を用いることなくブリッジ回路に発生する過電流を検出する仕組みを提供することで、装置コストを低減しつつスイッチング素子の故障を検出することができるようにした。以下では、本発明に係る電流制御手法の概要について図２を用いて説明する。

図２は、本発明に係る電流制御手法の概要を示す図である。なお、同図に示す「タイマ」は、図１に示した従来技術に係る電流制御装置２００の電流制御部２１１が、各スイッチング素子に対するＯＮ／ＯＦＦ指示のタイミング制御に用いていたタイマのことを指す。

また、同図に示す「下ＭＯＳＦＥＴ」とは、低電圧側のＭＯＳＦＥＴ（図１では、ＭＯＳＦＥＴ３１０Ｕ、ＭＯＳＦＥＴ３１０ＶあるいはＭＯＳＦＥＴ３１０Ｗ）のことを指す。そして、同図に示す「Ｇ−Ｓ」は、ＭＯＳＦＥＴにおけるＧ（ゲート）／Ｓ（ソース）間電圧を、「Ｄ−Ｓ」は、ＭＯＳＦＥＴにおけるＤ（ドレイン）／Ｓ（ソース）間電圧を、それぞれ指している。

図２に示したように、タイマが刻む時間間隔に従って各スイッチング素子に対するＯＮ／ＯＦＦ指示が行われ、「Ｇ−Ｓ」は、タイマの周期に従って変動する。また、「Ｇ−Ｓ」の変動による結果として「Ｄ−Ｓ」も変動する。具体的には、「Ｇ−Ｓ」が０Ｖである場合に、「Ｄ−Ｓ」は所定の電圧値をとり、「Ｇ−Ｓ」が０Ｖではない場合に、「Ｄ−Ｓ」は０Ｖとなる。なお、実際には、「Ｄ−Ｓ」の変動は「Ｇ−Ｓ」の変動から若干遅れることになる。

本発明に係る電流制御手法では、モータ端子電圧（図１のＡ、ＢあるいはＣ参照）が、「Ｇ−Ｓ」の変動、すなわち、タイマが刻む時間間隔と連動して変動することに着目し、モータ端子電圧をＭＯＳＦＥＴゲート制御タイマを用いて監視することとした（同図の（Ａ）参照）。

具体的には、ＭＯＳＦＥＴが正常である場合には、モータ端子電圧の変動は、タイマが刻む時間間隔で規則的に変動する。しかし、ＭＯＳＦＥＴにショート故障が発生した後においては、モータ端子電圧は０Ｖとなる。これは、下ＭＯＳＦＥＴ（図１における３１０Ｕ、３１０Ｖあるいは３１０Ｗ参照）がショート故障を起こすと、モータ端子電圧（図１におけるＡ、ＢあるいはＣ参照）がＧＮＤと同値となるためである。

そこで、本発明に係る電流制御手法では、上記したタイマによるモータ端子電圧の監視結果が、「ＯＫ」であるか「ＮＧであるか」に基づき、ＭＯＳＦＥＴの故障を検知することとした（同図の（Ｂ）参照）。

このようにすることで、ＭＯＳＦＥＴのショート故障後に発生するモータ相電流の上昇を早期に検出することができる。なお、本発明に係る電流制御手法では、ＭＯＳＦＥＴ故障の誤検知を防止する処理を併せて行うが、この点については後述することとする。

また、図２では、下ＭＯＳＦＥＴ（低電圧側に設けられたＭＯＳＦＥＴ）の故障を検出する場合について示したが、上ＭＯＳＦＥＴ（高電圧側に設けられたＭＯＳＦＥＴ）の故障を検出することもできる。この場合、図１におけるＤ−Ａ間、Ｄ−Ｂ間あるいはＤ−Ｃ間の電圧差を、図２におけるモータ端子電圧の代わりに用いることとすればよい。

以下では、かかる電流制御手法を適用した電流制御装置についての実施例を詳細に説明する。

図３は、本実施例に係る電流制御装置１０の構成を示すブロック図である。なお、ブリッジ回路における各ＭＯＳＦＥＴおよびモータについては、図１に示した従来技術に係る電流制御装置２００の場合と同様であるので、図１と同一の符号を付している。

図３に示したように、電流制御装置１０は、制御部１１と、分圧抵抗１２と、ブリッジ回路とを備えており、ブリッジ回路の高電圧側には、ＭＯＳＦＥＴ３００Ｕ、ＭＯＳＦＥＴ３００ＶおよびＭＯＳＦＥＴ３００Ｗが、低電圧側には、ＭＯＳＦＥＴ３１０Ｕ、ＭＯＳＦＥＴ３１０ＶおよびＭＯＳＦＥＴ３１０Ｗが、それぞれ設けられている。

また、制御部１１は、ＯＮ／ＯＦＦ指示部１１ａと、タイマ部１１ｂと、変動間隔計測部１１ｄと、故障判定部１１ｅとを備えている。ＯＮ／ＯＦＦ指示部１１ａは、各ＭＯＳＦＥＴのＧ（ゲート）に対して回路をＯＮ／ＯＦＦする指示を行う処理部である。具体的には、このＯＮ／ＯＦＦ指示部１１ａは、タイマ部１１ｂが刻むタイマの時間間隔に従ってＯＮ／ＯＦＦ指示を行う。

タイマ部１１ｂは、ＯＮ／ＯＦＦ指示部１１ａおよび変動間隔計測部１１ｄに対し、時間軸に沿って規則的に変動する信号を送出する処理を行う処理部である。たとえば、このタイマ部１１ｂは、図２の「タイマ」に示したように、所定の閾値に達するまでは線形に増加し、所定の閾値に達すると０にリセットされる信号（鋸歯状波形）を送出する。

なお、本実施では、タイマ部１１ｂが送出する信号の波形を、図２に示した鋸歯状波形とした場合について説明するが、タイマ部１１ｂが送出する信号の波形については、他の波形とすることとしてもよい。たとえば、かかる信号を、パルス波や三角波とすることができる。

電圧検出部１１ｃは、ブリッジ回路の各相におけるモータ端子電圧（同図に示すＡ、ＢおよびＣ参照）を検出する処理を行う処理部である。なお、この電圧検出部１１ｃは、分圧抵抗１２（同図に示す１２Ｕ、１２Ｖおよび１２Ｗ）経由で低電圧化されたモータ端子電圧を受け取り、検出したモータ端子電圧を変動間隔計測部１１ｄへ渡す。

変動間隔計測部１１ｄは、タイマ部１１ｂが刻むタイマの時間間隔に基づき、電圧検出部１１ｃから受け取ったモータ端子電圧における変動間隔を計測する処理を行う処理部である。そして、この変動間隔計測部１１ｄは、計測した変動間隔を、タイマ部１１ｂが刻む時間間隔とともに故障判定部１１ｅへ通知する処理を併せて行う。

故障判定部１１ｅは、変動間隔計測部１１ｄから受け取ったモータ端子電圧の変動間隔と、タイマ部１１ｂが刻む時間間隔とを対比することで、ＭＯＳＦＥＴ３００あるいはＭＯＳＦＥＴ３１０が故障しているか否かを判定する処理を行う処理部である。なお、故障判定部１１ｅが行う判定処理の詳細については、図５を用いて後述する。

次に、故障判定部１１ｅが行う故障判定処理の詳細な内容について図４および図５を用いて説明する。図４は、スイッチング素子の状態の一例を示す図であり、図５は、正常時および異常時における各信号の変動タイミングを示す図である。なお、図４に示した回路は、図３と同一である。また、以下では、図４に示したスイッチング素子の状態を前提として故障判定処理を説明することとする。

図４に示したように、高電圧側のＭＯＳＦＥＴ３００（３００Ｕ、３００Ｖおよび３００Ｗ）は、すべてＯＮであり、低電圧側のＭＯＳＦＥＴ３１０（３１０Ｕ、３１０Ｖおよび３１０Ｗ）は、すべてＯＦＦであるとする。かかる前提において、低電圧側のＵ相に対応するＭＯＳＦＥＴ３１０Ｕがショート故障を起こす場合の故障判定処理について図５を用いて説明する。

図５の（Ａ）に示したのは、ＭＯＳＦＥＴ３１０Ｕが正常である場合の各信号の変動タイミングであり、同図の（Ｂ）に示したのは、ＭＯＳＦＥＴ３１０Ｕが異常である場合の各信号の変動タイミングである。

図５の（Ａ）に示したように、タイマ部１１ｂによるタイマは、鋸歯状波形であり、２つの山が、１サイクルに対応している。なお、１サイクルの最初の山の時間間隔（α）および次の山の時間間隔（β）については、それぞれ異なる間隔とすることができる。

かかるタイマによってＯＮ／ＯＦＦ制御されるＭＯＳＦＥＴ３１０ＵのＧ（ゲート）／Ｓ（ソース）間電圧（Ｇ−Ｓ）は、タイマの周期と同調して、同図に示すように変動する。ここで、モータ端子電圧（図４のＡ−ＧＮＤ間の電圧差）は、タイマの周期と略同調して、同図に示すように変動する。

故障判定部１１ｅは、図５の（Ａ）に示したように、タイマ値が０から増加して再び０になるまでの時間間隔と、モータ端子電圧の各エッジ（立ち上がりエッジあるいは立ち下がりエッジ）間の時間間隔とのずれが所定の閾値以内である場合に、ＭＯＳＦＥＴ３１０Ｕの状態が正常であると判定する（同図に示す「ＯＫ」参照）。

なお、モータ端子電圧のエッジ間隔を使用する代わりに、タイマ値が０となるタイミングの近傍にモータ端子電圧のパルス波のエッジが現れた場合に、ＭＯＳＦＥＴ３１０Ｕの状態が正常であると判定することとしてもよい。また、図５の（Ａ）では、１サイクルを基準として、すなわち、タイマ２回分ごとにモータ端子電圧を監視する場合について示しているが、タイマ１回ごとにモータ端子電圧を監視することとしてもよい。

一方、ＭＯＳＦＥＴ３１０Ｕにショート故障が発生した場合には、図５の（Ｂ）に示したように、ショート故障発生後のモータ端子電圧は０Ｖとなるので、タイマとの同調がみられない。これは、ＭＯＳＦＥＴ３１０Ｕのショートによって、Ｕ相におけるモータ端子電圧（図４のＡ参照）が、ＧＮＤと同値となるためである。

このように、モータ端子電圧のパルス波にエッジが現れない場合には、故障判定部１１ｅは、ＭＯＳＦＥＴ３１０Ｕの状態が異常であると判定する（同図に示す「ＮＧ１」、「ＮＧ２」等を参照）。なお、タイマ値が０となるタイミングの近傍にモータ端子電圧のパルス波のエッジが現れないことをもって異常であると判定することとしてもよい。

さらに、故障判定部１１ｅは、連続して異常と判定した回数（連続異常回数）をカウントアップし、連続異常回数、あるいは、この連続異常回数にタイマの周期を乗算することによって得られる連続異常時間が、所定の閾値を超えた場合に、ＭＯＳＦＥＴ３１０Ｕが故障したと判定する。なお、図５の（Ｂ）に示した「ＮＧｎ」は、異常（ＮＧ）が連続してｎ回発生したことを示している。

ここで、スイッチング素子の異常が所定回数連続して発生した場合に、スイッチング素子を故障と判定するのは、故障の誤検出を防止するためである。具体的には、ノイズ等の影響によって、スイッチング素子が正常であるにも関わらず異常であると検出する場合も想定されることから、連続異常回数が所定の閾値を超えたことをもってはじめてスイッチング素子を故障と判定することとした。

なお、連続異常回数あるいは連続異常回数と対比される閾値については、故障の誤検出を防止することができ、かつ、故障検知の遅れによる部品等の破損を防止することができる値に調整されるものとする。すなわち、最初の異常を検出してから故障判定を行うまでの時間は、誤検出を防止でき、かつ、故障検知の遅れによる部品等の破損を防止することができる値に調整される。

なお、本実施例では、スイッチング素子の異常が連続して検出された回数に基づいて故障判定を行う場合について説明するが、所定時間内に取得された総検出回数に対する異常検出回数の割合に基づいて故障判定を行うこととしてもよい。

また、図５では、下ＭＯＳＦＥＴ（低電圧側に設けられたＭＯＳＦＥＴ３１０）の故障を検出する場合について示したが、上ＭＯＳＦＥＴ（高電圧側に設けられたＭＯＳＦＥＴ３００）の故障についても検出することができる。

たとえば、Ｕ相に対応するＭＯＳＦＥＴ３００Ｕがショートすると、Ｕ相におけるモータ端子電圧（図４のＡ参照）は図４のＤにおける電圧と同値となる。したがって、上ＭＯＳＦＥＴの故障を検出する場合には、図４におけるＤ−Ａ間、Ｄ−Ｂ間あるいはＤ−Ｃ間の電圧差をモータ端子電圧として用いることとすればよい。

ところで、これまでは、三相モータであるモータ６００を制御対象とする場合について説明してきたが、ブラシ付きモータを制御対象とすることとしてもよい。図６は、制御対象をブラシ付きモータとした場合を説明するための図である。なお、この場合、図３に示したブリッジ回路の代わりに、図６に示したハーフブリッジ回路を用いることとすればよい。

図６に示したハーフブリッジ回路では、高電圧側（同図に示すＣ参照）にＭＯＳＦＥＴ３２０およびＭＯＳＦＥＴ３２１が、低電圧側（同図に示すＧＮＤ参照）にＭＯＳＦＥＴ３２２およびＭＯＳＦＥＴ３２３が、それぞれ設けられている。また、ブラシ付きモータのロータ７００は、同図に示すＡおよびＢでハーフブリッジ回路に接続される。

ここで、ＭＯＳＦＥＴ３２２にショート故障が発生した場合には、同図のＡにおける電圧は、同図のＧＮＤと等値（すなわち０Ｖ）となる。したがって、図３に示した場合と同様に、同図のＡにおける電圧を分圧抵抗１２Ｘで低電圧化したうえで制御部１１へ入力させることとすれば、ＭＯＳＦＥＴ３２２の故障を検出することができる。

また、ＭＯＳＦＥＴ３２１にショート故障が発生した場合には、同図のＢにおける電圧は、同図のＣにおける電圧と等値となる。したがって、図３に示した場合と同様に、同図のＢとＣとの電圧差を分圧抵抗１２Ｘで低電圧化したうえで制御部１１へ入力させることとすれば、ＭＯＳＦＥＴ３２１の故障を検出することができる。

次に、本実施例に係る電流制御装置１０が実行する処理手順について図７を用いて説明する。図７は、電流制御装置１０が実行する処理手順を示すフローチャートである。同図に示すように、変動間隔計測部１１ｄは、モータ端子電圧の立ち上がりエッジおよび立ち下がりエッジを検出し（ステップＳ１０１）、ＯＮ／ＯＦＦ信号切替用タイマ（タイマ部１１ｂ）を用いてエッジ間の時間を計測する（ステップＳ１０２）。

つづいて、故障判定部１１ｅは、ステップＳ１０２で計測されたエッジ間の時間と、ＯＮ／ＯＦＦ信号によるゲート駆動時間とを対比し（ステップＳ１０３）、ステップＳ１０３における両時間の差分が閾値（α）を超えたか否かを判定する（ステップＳ１０４）。そして、両時間の差分が閾値（α）を超えた場合には（ステップＳ１０４，Ｙｅｓ）、異常として検出する（ステップＳ１０５）。

そして、故障判定部１１ｅは、異常の連続数が閾値（β）を超えたか否かを判定し（ステップＳ１０６）、異常の連続数が閾値（β）を超えた場合には（ステップＳ１０６，Ｙｅｓ）、故障と判定する（ステップＳ１０８）。なお、ステップＳ１０４の判定条件を満たさなかった場合（ステップＳ１０４，Ｎｏ）、および、ステップＳ１０６の判定条件を満たさなかった場合には（ステップＳ１０６，Ｎｏ）、検知対象信号を次のサイクルへ変更したうえで（ステップＳ１０７）、ステップＳ１０１以降の処理を繰り返す。

ステップＳ１０８につづき、制御部１１は、制御対象に対する電流制御を停止するとともに（ステップＳ１０９）、故障が発生した旨の報知処理を行い（ステップＳ１１０）、処理を終了する。なお、ステップＳ１１０の報知処理は、図示しないワーニングランプを点灯させたり、図示しないスピーカーから警報音を発したりすることによって行うことができる。

上述してきたように、本実施例では、スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦを指示する指示信号の更新間隔を計測するタイマを用いることとしたうえで、電圧検出部が、スイッチング素子に印加された電圧を２値化電圧として検出し、変動間隔計測部が、検出された２値化電圧の変動間隔を、かかるタイマを用いて計測し、故障判定部が、指示信号の更新間隔と、検出された変動間隔との対比に基づいてスイッチング素子が故障であるか否かを判定するように電流制御装置を構成した。したがって、シャント抵抗を用いることなくスイッチング素子の故障を検出することができる。また、スイッチング素子に対する指示信号のタイミング制御に用いられていたタイマをそのまま用いることができる。これにより、装置コストを低減しつつスイッチング素子の故障を検出することができる。

以上のように、本発明に係る電流制御装置は、装置コストを低減しつつスイッチング素子の故障を検出したい場合に有用であり、特に、車両などに用いられるモータの故障検知のように安全性の観点から確実な故障検知を行いたい場合に適している。

１０ 電流制御装置
１１ 制御部
１１ａ ＯＮ／ＯＦＦ指示部
１１ｂ タイマ部
１１ｃ 電圧検出部
１１ｄ 変動間隔計測部
１１ｅ 故障判定部
１２ 分圧抵抗
３００、３１０ ＭＯＳＦＥＴ
６００ モータ
３２０、３２１、３２２、３２３ ＭＯＳＦＥＴ

Claims (5)

1. スイッチング素子を用いて制御対象に流す電流を制御する電流制御装置であって、
   前記スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦを指示する指示信号の更新間隔を計測するタイマ手段と、
   前記スイッチング素子に印加された電圧を２値化電圧として検出する電圧検出手段と、
   前電圧検出手段によって検出された前記２値化電圧の変動間隔を、前記タイマ手段を用いて計測する変動間隔計測手段と、
   前記指示信号の前記更新間隔と、前記変動間隔計測手段によって検出された前記変動間隔との対比に基づいて前記スイッチング素子が故障であるか否かを判定する故障判定手段と
   を備えたことを特徴とする電流制御装置。
2. 前記故障判定手段は、
   前記変動間隔計測手段によって計測された前記２値化電圧の変動間隔と、前記指示信号の更新間隔との差分が所定の閾値を超えた場合に、前記スイッチング素子の状態を異常として検出し、該異常の回数に基づいて前記スイッチング素子が故障であるか否かを判定することを特徴とする請求項１に記載の電流制御装置。
3. 前記故障判定手段は、
   １組の前記指示信号ごとに前記スイッチング素子の状態を検出し、所定組の前記指示信号にわたって前記スイッチング素子の状態が連続して異常である場合に、前記スイッチング素子が故障であると判定することを特徴とする請求項２に記載の電流制御装置。
4. 前記指示信号の更新間隔は、
   該指示信号における立ち上がりから立ち下がりまでの時間間隔または立ち下がりから立ち上がりまでの時間間隔であり、
   前記２値化電圧の変動間隔は、
   該２値化電圧における立ち上がりから立ち下がりまでの時間間隔または立ち下がりから立ち上がりまでの時間間隔であることを特徴とする請求項１、２または３に記載の電流制御装置。
5. 前記電圧検出手段は、
   前記スイッチング素子に印加された電圧を分圧抵抗によって低電圧化したうえで前記２値化電圧として検出することを特徴とする請求項１〜４のいずれか一つに記載の電流制御装置。

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