JP2010252576A - Current controller - Google Patents
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Abstract
Description
この発明は、スイッチング素子を用いて制御対象に流す電流を制御する電流制御装置に関し、特に、装置コストを低減しつつスイッチング素子の故障を検出することができる電流制御装置に関する。 The present invention relates to a current control device that controls a current that flows to a controlled object using a switching element, and more particularly to a current control device that can detect a failure of a switching element while reducing the device cost.
従来から、三相モータの各相に流す電流を制御する電流制御装置が知られている。かかる電流制御装置では、６個のスイッチング素子を含んだブリッジ回路を用いて電流のＯＮ／ＯＦＦを繰り返す制御を行うことで、擬似的に三相交流を作り出している（たとえば、特許文献１参照）。 2. Description of the Related Art Conventionally, a current control device that controls a current that flows in each phase of a three-phase motor is known. In such a current control device, a three-phase alternating current is created in a pseudo manner by performing control to repeatedly turn on and off the current using a bridge circuit including six switching elements (see, for example, Patent Document 1). .
ここで、スイッチング素子が短絡（ショート）などの故障を起こすと、モータに対して過電流を供給してしまい、モータの破損や、回路自体の破損を引き起こすこともある。したがって、モータや回路の破損を防止するためには、過電流の原因となるスイッチング素子の故障を早期に検出する必要がある。 Here, when a failure such as a short circuit occurs in the switching element, an overcurrent is supplied to the motor, which may cause damage to the motor or the circuit itself. Therefore, in order to prevent the motor and the circuit from being damaged, it is necessary to detect the failure of the switching element causing the overcurrent at an early stage.
このため、ブリッジ回路に電流計測用のシャント抵抗（電流センサ）を付加し、シャント抵抗両端の電圧差に基づいてスイッチング素子の故障を検出する技術が提案されている。ここで、シャント抵抗とは、大電流が流れる回路の電流計測に用いられる抵抗器であり、抵抗値が小さく高精度な抵抗器のことを指す。 For this reason, a technique for adding a shunt resistor (current sensor) for current measurement to the bridge circuit and detecting a failure of the switching element based on a voltage difference between both ends of the shunt resistor has been proposed. Here, the shunt resistor is a resistor used for current measurement of a circuit through which a large current flows, and indicates a highly accurate resistor having a small resistance value.
しかしながら、シャント抵抗を用いてスイッチング素子の故障を検出する場合、シャント抵抗が高価であるため、電流制御装置の装置価格が高価となってしまうという問題があった。また、シャント抵抗の実装によって、消費電力が増大したり、回路の実装面積が増大したり、といった問題も発生していた。 However, when a failure of a switching element is detected using a shunt resistor, the shunt resistor is expensive, so that there is a problem that the device price of the current control device becomes expensive. In addition, the mounting of the shunt resistor causes problems such as an increase in power consumption and an increase in circuit mounting area.
このため、シャント抵抗を使用せず、各種制御量から推定した推定電流を利用した推定電流センサレス制御手法が提案されている。しかし、この推定電流を用いる手法では、上記した過電流の検知を行うことができないため、スイッチング素子の故障を検出することができない。 Therefore, an estimated current sensorless control method using an estimated current estimated from various control amounts without using a shunt resistor has been proposed. However, the method using the estimated current cannot detect the overcurrent and cannot detect a failure of the switching element.
これらのことから、装置コストを低減しつつスイッチング素子の故障を検出することができる電流制御装置をいかにして実現するかが大きな課題となっている。なお、かかる課題は、三相モータを制御対象とする場合に限らず、ブラシ付きモータなどの他の制御対象をスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦによって制御する場合にも同様に発生する課題である。 For these reasons, how to realize a current control device capable of detecting a failure of a switching element while reducing the device cost is a major issue. Such a problem is not limited to a case where a three-phase motor is a control target, but is also a problem that occurs when another control target such as a motor with a brush is controlled by ON / OFF of a switching element.
本発明は、上述した従来技術による問題点を解消するためになされたものであって、装置コストを低減しつつスイッチング素子の故障を検出することができる電流制御装置を提供することを目的とする。 The present invention has been made to solve the above-described problems caused by the prior art, and an object thereof is to provide a current control device capable of detecting a failure of a switching element while reducing the device cost. .
上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明は、スイッチング素子を用いて制御対象に流す電流を制御する電流制御装置であって、前記スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦを指示する指示信号の更新間隔を計測するタイマ手段と、前記スイッチング素子に印加された電圧を２値化電圧として検出する電圧検出手段と、前電圧検出手段によって検出された前記２値化電圧の変動間隔を、前記タイマ手段を用いて計測する変動間隔計測手段と、前記指示信号の前記更新間隔と、前記変動間隔計測手段によって検出された前記変動間隔との対比に基づいて前記スイッチング素子が故障であるか否かを判定する故障判定手段とを備えたことを特徴とする。 In order to solve the above-described problems and achieve the object, the present invention is a current control device for controlling a current to be supplied to a controlled object using a switching element, which is an instruction signal for instructing ON / OFF of the switching element. Timer means for measuring the update interval, voltage detection means for detecting the voltage applied to the switching element as a binary voltage, and the binarized voltage fluctuation interval detected by the previous voltage detection means, Whether or not the switching element is faulty based on a comparison between a fluctuation interval measurement means that measures using a timer means, the update interval of the instruction signal, and the fluctuation interval detected by the fluctuation interval measurement means And a failure determination means for determining the above.
本発明によれば、スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦを指示する指示信号の更新間隔を計測するタイマを用いることとしたうえで、スイッチング素子に印加された電圧を２値化電圧として検出し、検出された２値化電圧の変動間隔を、かかるタイマを用いて計測し、指示信号の更新間隔と、検出された変動間隔との対比に基づいてスイッチング素子が故障であるか否かを判定することとしたので、シャント抵抗を用いることなくスイッチング素子の故障を検出することができる。また、スイッチング素子に対する指示信号のタイミング制御に用いられていたタイマをそのまま用いることができる。したがって、装置コストを低減しつつスイッチング素子の故障を検出することができるという効果を奏する。 According to the present invention, a timer that measures an update interval of an instruction signal that instructs ON / OFF of a switching element is used, and a voltage applied to the switching element is detected as a binarized voltage. Measuring the fluctuation interval of the binarized voltage using such a timer, and determining whether or not the switching element is faulty based on a comparison between the update interval of the instruction signal and the detected fluctuation interval Therefore, the failure of the switching element can be detected without using a shunt resistor. In addition, the timer used for the timing control of the instruction signal for the switching element can be used as it is. Therefore, it is possible to detect the failure of the switching element while reducing the device cost.
以下に添付図面を参照して、本発明に係る電流制御装置の実施例を詳細に説明する。なお、以下の説明では、従来技術に係る電流制御装置の概要について図１を、本発明に係る電流制御手法の概要について図２を、それぞれ用いて説明した後に、本発明に係る電流制御手法を適用した電流制御装置の実施例について説明することとする。 Embodiments of a current control device according to the present invention will be described below in detail with reference to the accompanying drawings. In the following description, the current control method according to the present invention will be described after referring to FIG. 1 for the overview of the current control device according to the prior art and FIG. 2 for the overview of the current control method according to the present invention. An embodiment of the applied current control device will be described.
まず、従来技術に係る電流制御装置の概要について図１を用いて説明する。図１は、従来技術に係る電流制御装置２００の構成を示すブロック図である。なお、以下の説明では、スイッチング素子として電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）の一種であるＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）を用いた場合について説明する。
First, an outline of a current control device according to the prior art will be described with reference to FIG. FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a
図１に示したように、従来技術に係る電流制御装置２００は、マイコンなどで構成される制御部２１０が、ブリッジ回路に含まれる６個のスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦを制御することで、モータ６００に流す電流を制御する。
As shown in FIG. 1, the
具体的には、ブリッジ回路は、モータ６００のＵ相、Ｖ相およびＷ相ごとに、ＭＯＳＦＥＴ３００およびＭＯＳＦＥＴ３１０を有している。ここで、ＭＯＳＦＥＴ３００は、高電圧側（同図のＤ参照）に配置されており、ＭＯＳＦＥＴ３１０は、低電圧側（同図のＧＮＤ参照）に配置されている。
Specifically, the bridge circuit has MOSFET 300 and MOSFET 310 for each of the U phase, V phase, and W phase of
なお、以下では、Ｕ相に対応するＭＯＳＦＥＴ３００をＭＯＳＦＥＴ３００Ｕ、Ｖ相に対応するＭＯＳＦＥＴ３００をＭＯＳＦＥＴ３００Ｖのように記載することとする。また、同図に示したＡはＵ相のモータ端子電圧を、ＢはＶ相のモータ端子電圧を、ＣはＷ相のモータ端子電圧を、それぞれ指している。
In the following description, MOSFET 300 corresponding to the U phase is referred to as
また、図１に示したように、ブリッジ回路の低電圧側（同図のＧＮＤ参照）には、電流取得部４００が設けられており、ブリッジ回路の各相に流れる電流を検知する。具体的には、Ｕ相には、シャント抵抗４１０Ｕが、Ｖ相には、シャント抵抗４１０Ｖが、Ｗ相には、シャント抵抗４１０Ｗがそれぞれ設けられており、スイッチング素子のショート故障時に発生する過電流を検出する。
As shown in FIG. 1, a
たとえば、制御部２１０の電流制御部２１１が、高電圧側に設けられたＭＯＳＦＥＴ３００（３００Ｕ、３００Ｖおよび３００Ｗ）に対してＯＮとなる指示を、低電圧側に設けられたＭＯＳＦＥＴ３１０（３１０Ｕ、３１０Ｖおよび３１０Ｗ）に対してＯＦＦになる指示を行っている状態で、ＭＯＳＦＥＴ３１０Ｕがショート故障を起こした場合について説明する。
For example, the
ＭＯＳＦＥＴ３１０Ｕがショート故障を起こすと、同図のＡ−Ｒ１−Ｒ２区間には過電流が発生する。ここで、シャント抵抗４１０Ｕの両端（Ｒ１およびＲ２）の電圧差は、増幅アンプ５００Ｕで増幅され、制御部２１０へ入力されている。
When the
増幅アンプ５００Ｕからの信号を受け取ったＡ／Ｄコンバータ（アナログデジタルコンバータ）２１２では、アナログ信号をデジタル信号へ変換したうえで、電圧／電流変換部２１３へ渡す。そして、電圧／電流変換部２１３では、電圧（Ｒ１とＲ２との電圧差）をシャント抵抗４１０の抵抗値を用いて電流値へ変換する。
The A / D converter (analog / digital converter) 212 that has received the signal from the
つづいて、故障検知部２１４は、電圧／電流変換部２１３から受け取った電流値と所定の閾値との比較などによって過電流を検出した場合に、ＭＯＳＦＥＴ３１０Ｕの故障を検知する。
Subsequently, the
なお、上述した説明では、Ｕ相の低電圧側に設けられたＭＯＳＦＥＴ３１０Ｕがショート故障を起こした場合を例示したが、Ｖ相の低電圧側に設けられたＭＯＳＦＥＴ３１０Ｖのショート故障については、シャント抵抗４１０Ｖの両端（Ｓ１およびＳ２）の電圧差を、増幅アンプ５００Ｖ経由で制御部２１０へ渡すことで同様に処理することができる。
In the above description, the case where the
また、Ｗ相の低電圧側に設けられたＭＯＳＦＥＴ３１０Ｗのショート故障については、シャント抵抗４１０Ｗの両端（Ｔ１およびＴ２）の電圧差を、増幅アンプ５００Ｗ経由で制御部２１０へ渡すことで同様に処理することができる。
Further, the short circuit failure of the
このように、シャント抵抗４１０を用いることとすれば、ブリッジ回路の各相における過電流を検出することができるので、これにより、低電圧側に設けられたＭＯＳＦＥＴ３１０のショート故障を検出することができる。 As described above, if the shunt resistor 410 is used, an overcurrent in each phase of the bridge circuit can be detected. Accordingly, a short circuit failure of the MOSFET 310 provided on the low voltage side can be detected. .
しかし、シャント抵抗４１０は高価であるため、電流制御装置２００の装置コストが高くなってしまうという問題があった。また、シャント抵抗４１０を実装するスペースを確保するために回路の実装面積が増大したり、シャント抵抗４１０の発熱によって消費電力が増大したり、といった問題もあった。
However, since the shunt resistor 410 is expensive, there is a problem that the device cost of the
そこで、本発明に係る電流制御手法では、シャント抵抗４１０を用いることなくブリッジ回路に発生する過電流を検出する仕組みを提供することで、装置コストを低減しつつスイッチング素子の故障を検出することができるようにした。以下では、本発明に係る電流制御手法の概要について図２を用いて説明する。 Therefore, in the current control method according to the present invention, it is possible to detect the failure of the switching element while reducing the device cost by providing a mechanism for detecting the overcurrent generated in the bridge circuit without using the shunt resistor 410. I was able to do it. Below, the outline | summary of the current control method which concerns on this invention is demonstrated using FIG.
図２は、本発明に係る電流制御手法の概要を示す図である。なお、同図に示す「タイマ」は、図１に示した従来技術に係る電流制御装置２００の電流制御部２１１が、各スイッチング素子に対するＯＮ／ＯＦＦ指示のタイミング制御に用いていたタイマのことを指す。
FIG. 2 is a diagram showing an outline of the current control method according to the present invention. The “timer” shown in the figure is a timer used by the
また、同図に示す「下ＭＯＳＦＥＴ」とは、低電圧側のＭＯＳＦＥＴ（図１では、ＭＯＳＦＥＴ３１０Ｕ、ＭＯＳＦＥＴ３１０ＶあるいはＭＯＳＦＥＴ３１０Ｗ）のことを指す。そして、同図に示す「Ｇ−Ｓ」は、ＭＯＳＦＥＴにおけるＧ（ゲート）／Ｓ（ソース）間電圧を、「Ｄ−Ｓ」は、ＭＯＳＦＥＴにおけるＤ（ドレイン）／Ｓ（ソース）間電圧を、それぞれ指している。
Further, the “lower MOSFET” shown in the figure refers to a low voltage side MOSFET (in FIG. 1,
図２に示したように、タイマが刻む時間間隔に従って各スイッチング素子に対するＯＮ／ＯＦＦ指示が行われ、「Ｇ−Ｓ」は、タイマの周期に従って変動する。また、「Ｇ−Ｓ」の変動による結果として「Ｄ−Ｓ」も変動する。具体的には、「Ｇ−Ｓ」が０Ｖである場合に、「Ｄ−Ｓ」は所定の電圧値をとり、「Ｇ−Ｓ」が０Ｖではない場合に、「Ｄ−Ｓ」は０Ｖとなる。なお、実際には、「Ｄ−Ｓ」の変動は「Ｇ−Ｓ」の変動から若干遅れることになる。 As shown in FIG. 2, an ON / OFF instruction is given to each switching element according to the time interval that the timer ticks, and “GS” varies according to the period of the timer. Also, “DS” varies as a result of the variation of “GS”. Specifically, when “GS” is 0V, “DS” takes a predetermined voltage value, and when “GS” is not 0V, “DS” is 0V. Become. Actually, the fluctuation of “DS” is slightly delayed from the fluctuation of “GS”.
本発明に係る電流制御手法では、モータ端子電圧（図１のＡ、ＢあるいはＣ参照）が、「Ｇ−Ｓ」の変動、すなわち、タイマが刻む時間間隔と連動して変動することに着目し、モータ端子電圧をＭＯＳＦＥＴゲート制御タイマを用いて監視することとした（同図の（Ａ）参照）。 In the current control method according to the present invention, attention is paid to the fact that the motor terminal voltage (see A, B or C in FIG. 1) fluctuates in conjunction with the fluctuation of “GS”, that is, the time interval that the timer ticks. The motor terminal voltage was monitored using a MOSFET gate control timer (see (A) of the figure).
具体的には、ＭＯＳＦＥＴが正常である場合には、モータ端子電圧の変動は、タイマが刻む時間間隔で規則的に変動する。しかし、ＭＯＳＦＥＴにショート故障が発生した後においては、モータ端子電圧は０Ｖとなる。これは、下ＭＯＳＦＥＴ（図１における３１０Ｕ、３１０Ｖあるいは３１０Ｗ参照）がショート故障を起こすと、モータ端子電圧（図１におけるＡ、ＢあるいはＣ参照）がＧＮＤと同値となるためである。 Specifically, when the MOSFET is normal, the fluctuation of the motor terminal voltage regularly fluctuates at a time interval counted by the timer. However, after a short circuit failure occurs in the MOSFET, the motor terminal voltage becomes 0V. This is because when the lower MOSFET (refer to 310U, 310V or 310W in FIG. 1) causes a short circuit failure, the motor terminal voltage (see A, B or C in FIG. 1) becomes the same value as GND.
そこで、本発明に係る電流制御手法では、上記したタイマによるモータ端子電圧の監視結果が、「ＯＫ」であるか「ＮＧであるか」に基づき、ＭＯＳＦＥＴの故障を検知することとした（同図の（Ｂ）参照）。 Therefore, in the current control method according to the present invention, the failure of the MOSFET is detected based on whether the monitoring result of the motor terminal voltage by the timer is “OK” or “NG” (see FIG. (See (B)).
このようにすることで、ＭＯＳＦＥＴのショート故障後に発生するモータ相電流の上昇を早期に検出することができる。なお、本発明に係る電流制御手法では、ＭＯＳＦＥＴ故障の誤検知を防止する処理を併せて行うが、この点については後述することとする。 By doing so, an increase in motor phase current that occurs after a short-circuit failure of the MOSFET can be detected at an early stage. In the current control method according to the present invention, a process for preventing erroneous detection of MOSFET failure is also performed. This will be described later.
また、図２では、下ＭＯＳＦＥＴ（低電圧側に設けられたＭＯＳＦＥＴ）の故障を検出する場合について示したが、上ＭＯＳＦＥＴ（高電圧側に設けられたＭＯＳＦＥＴ）の故障を検出することもできる。この場合、図１におけるＤ−Ａ間、Ｄ−Ｂ間あるいはＤ−Ｃ間の電圧差を、図２におけるモータ端子電圧の代わりに用いることとすればよい。 Although FIG. 2 shows a case where a failure of the lower MOSFET (MOSFET provided on the low voltage side) is detected, a failure of the upper MOSFET (MOSFET provided on the high voltage side) can also be detected. In this case, the voltage difference between D-A, D-B, or D-C in FIG. 1 may be used instead of the motor terminal voltage in FIG.
以下では、かかる電流制御手法を適用した電流制御装置についての実施例を詳細に説明する。 Below, the Example about the current control apparatus to which this current control method is applied is described in detail.
図３は、本実施例に係る電流制御装置１０の構成を示すブロック図である。なお、ブリッジ回路における各ＭＯＳＦＥＴおよびモータについては、図１に示した従来技術に係る電流制御装置２００の場合と同様であるので、図１と同一の符号を付している。
FIG. 3 is a block diagram illustrating a configuration of the
図３に示したように、電流制御装置１０は、制御部１１と、分圧抵抗１２と、ブリッジ回路とを備えており、ブリッジ回路の高電圧側には、ＭＯＳＦＥＴ３００Ｕ、ＭＯＳＦＥＴ３００ＶおよびＭＯＳＦＥＴ３００Ｗが、低電圧側には、ＭＯＳＦＥＴ３１０Ｕ、ＭＯＳＦＥＴ３１０ＶおよびＭＯＳＦＥＴ３１０Ｗが、それぞれ設けられている。
As shown in FIG. 3, the
また、制御部１１は、ＯＮ／ＯＦＦ指示部１１ａと、タイマ部１１ｂと、変動間隔計測部１１ｄと、故障判定部１１ｅとを備えている。ＯＮ／ＯＦＦ指示部１１ａは、各ＭＯＳＦＥＴのＧ（ゲート）に対して回路をＯＮ／ＯＦＦする指示を行う処理部である。具体的には、このＯＮ／ＯＦＦ指示部１１ａは、タイマ部１１ｂが刻むタイマの時間間隔に従ってＯＮ／ＯＦＦ指示を行う。
The
タイマ部１１ｂは、ＯＮ／ＯＦＦ指示部１１ａおよび変動間隔計測部１１ｄに対し、時間軸に沿って規則的に変動する信号を送出する処理を行う処理部である。たとえば、このタイマ部１１ｂは、図２の「タイマ」に示したように、所定の閾値に達するまでは線形に増加し、所定の閾値に達すると０にリセットされる信号（鋸歯状波形）を送出する。
The
なお、本実施では、タイマ部１１ｂが送出する信号の波形を、図２に示した鋸歯状波形とした場合について説明するが、タイマ部１１ｂが送出する信号の波形については、他の波形とすることとしてもよい。たとえば、かかる信号を、パルス波や三角波とすることができる。
In this embodiment, the case where the waveform of the signal transmitted from the
電圧検出部１１ｃは、ブリッジ回路の各相におけるモータ端子電圧（同図に示すＡ、ＢおよびＣ参照）を検出する処理を行う処理部である。なお、この電圧検出部１１ｃは、分圧抵抗１２（同図に示す１２Ｕ、１２Ｖおよび１２Ｗ）経由で低電圧化されたモータ端子電圧を受け取り、検出したモータ端子電圧を変動間隔計測部１１ｄへ渡す。
The
変動間隔計測部１１ｄは、タイマ部１１ｂが刻むタイマの時間間隔に基づき、電圧検出部１１ｃから受け取ったモータ端子電圧における変動間隔を計測する処理を行う処理部である。そして、この変動間隔計測部１１ｄは、計測した変動間隔を、タイマ部１１ｂが刻む時間間隔とともに故障判定部１１ｅへ通知する処理を併せて行う。
The fluctuation interval measurement unit 11d is a processing unit that performs a process of measuring the fluctuation interval in the motor terminal voltage received from the
故障判定部１１ｅは、変動間隔計測部１１ｄから受け取ったモータ端子電圧の変動間隔と、タイマ部１１ｂが刻む時間間隔とを対比することで、ＭＯＳＦＥＴ３００あるいはＭＯＳＦＥＴ３１０が故障しているか否かを判定する処理を行う処理部である。なお、故障判定部１１ｅが行う判定処理の詳細については、図５を用いて後述する。
The
次に、故障判定部１１ｅが行う故障判定処理の詳細な内容について図４および図５を用いて説明する。図４は、スイッチング素子の状態の一例を示す図であり、図５は、正常時および異常時における各信号の変動タイミングを示す図である。なお、図４に示した回路は、図３と同一である。また、以下では、図４に示したスイッチング素子の状態を前提として故障判定処理を説明することとする。
Next, detailed contents of the failure determination process performed by the
図４に示したように、高電圧側のＭＯＳＦＥＴ３００（３００Ｕ、３００Ｖおよび３００Ｗ）は、すべてＯＮであり、低電圧側のＭＯＳＦＥＴ３１０（３１０Ｕ、３１０Ｖおよび３１０Ｗ）は、すべてＯＦＦであるとする。かかる前提において、低電圧側のＵ相に対応するＭＯＳＦＥＴ３１０Ｕがショート故障を起こす場合の故障判定処理について図５を用いて説明する。
As shown in FIG. 4, it is assumed that the high-voltage side MOSFETs 300 (300 U, 300 V, and 300 W) are all ON, and the low-voltage side MOSFETs 310 (310 U, 310 V, and 310 W) are all OFF. Under such a premise, a failure determination process when the
図５の（Ａ）に示したのは、ＭＯＳＦＥＴ３１０Ｕが正常である場合の各信号の変動タイミングであり、同図の（Ｂ）に示したのは、ＭＯＳＦＥＴ３１０Ｕが異常である場合の各信号の変動タイミングである。
FIG. 5A shows the fluctuation timing of each signal when the
図５の（Ａ）に示したように、タイマ部１１ｂによるタイマは、鋸歯状波形であり、２つの山が、１サイクルに対応している。なお、１サイクルの最初の山の時間間隔（α）および次の山の時間間隔（β）については、それぞれ異なる間隔とすることができる。
As shown in FIG. 5A, the timer by the
かかるタイマによってＯＮ／ＯＦＦ制御されるＭＯＳＦＥＴ３１０ＵのＧ（ゲート）／Ｓ（ソース）間電圧（Ｇ−Ｓ）は、タイマの周期と同調して、同図に示すように変動する。ここで、モータ端子電圧（図４のＡ−ＧＮＤ間の電圧差）は、タイマの周期と略同調して、同図に示すように変動する。
The G (gate) / S (source) voltage (GS) of the
故障判定部１１ｅは、図５の（Ａ）に示したように、タイマ値が０から増加して再び０になるまでの時間間隔と、モータ端子電圧の各エッジ（立ち上がりエッジあるいは立ち下がりエッジ）間の時間間隔とのずれが所定の閾値以内である場合に、ＭＯＳＦＥＴ３１０Ｕの状態が正常であると判定する（同図に示す「ＯＫ」参照）。
As shown in FIG. 5A, the
なお、モータ端子電圧のエッジ間隔を使用する代わりに、タイマ値が０となるタイミングの近傍にモータ端子電圧のパルス波のエッジが現れた場合に、ＭＯＳＦＥＴ３１０Ｕの状態が正常であると判定することとしてもよい。また、図５の（Ａ）では、１サイクルを基準として、すなわち、タイマ２回分ごとにモータ端子電圧を監視する場合について示しているが、タイマ１回ごとにモータ端子電圧を監視することとしてもよい。
Instead of using the edge interval of the motor terminal voltage, it is determined that the state of the
一方、ＭＯＳＦＥＴ３１０Ｕにショート故障が発生した場合には、図５の（Ｂ）に示したように、ショート故障発生後のモータ端子電圧は０Ｖとなるので、タイマとの同調がみられない。これは、ＭＯＳＦＥＴ３１０Ｕのショートによって、Ｕ相におけるモータ端子電圧（図４のＡ参照）が、ＧＮＤと同値となるためである。
On the other hand, when a short circuit failure occurs in
このように、モータ端子電圧のパルス波にエッジが現れない場合には、故障判定部１１ｅは、ＭＯＳＦＥＴ３１０Ｕの状態が異常であると判定する（同図に示す「ＮＧ１」、「ＮＧ２」等を参照）。なお、タイマ値が０となるタイミングの近傍にモータ端子電圧のパルス波のエッジが現れないことをもって異常であると判定することとしてもよい。
As described above, when no edge appears in the pulse wave of the motor terminal voltage, the
さらに、故障判定部１１ｅは、連続して異常と判定した回数（連続異常回数）をカウントアップし、連続異常回数、あるいは、この連続異常回数にタイマの周期を乗算することによって得られる連続異常時間が、所定の閾値を超えた場合に、ＭＯＳＦＥＴ３１０Ｕが故障したと判定する。なお、図５の（Ｂ）に示した「ＮＧｎ」は、異常（ＮＧ）が連続してｎ回発生したことを示している。
Further, the
ここで、スイッチング素子の異常が所定回数連続して発生した場合に、スイッチング素子を故障と判定するのは、故障の誤検出を防止するためである。具体的には、ノイズ等の影響によって、スイッチング素子が正常であるにも関わらず異常であると検出する場合も想定されることから、連続異常回数が所定の閾値を超えたことをもってはじめてスイッチング素子を故障と判定することとした。 Here, the reason why the switching element is determined to be faulty when the abnormality of the switching element continuously occurs a predetermined number of times is to prevent erroneous detection of the fault. Specifically, since it may be assumed that the switching element is abnormal although it is normal due to the influence of noise or the like, it is not until the number of continuous abnormalities exceeds a predetermined threshold value. Was determined to be a failure.
なお、連続異常回数あるいは連続異常回数と対比される閾値については、故障の誤検出を防止することができ、かつ、故障検知の遅れによる部品等の破損を防止することができる値に調整されるものとする。すなわち、最初の異常を検出してから故障判定を行うまでの時間は、誤検出を防止でき、かつ、故障検知の遅れによる部品等の破損を防止することができる値に調整される。 The number of continuous abnormalities or the threshold value to be compared with the number of continuous abnormalities is adjusted to a value that can prevent erroneous detection of a failure and prevent damage to components due to a delay in failure detection. Shall. That is, the time from when the first abnormality is detected to when the failure is determined is adjusted to a value that can prevent erroneous detection and prevent damage to parts due to failure detection delay.
なお、本実施例では、スイッチング素子の異常が連続して検出された回数に基づいて故障判定を行う場合について説明するが、所定時間内に取得された総検出回数に対する異常検出回数の割合に基づいて故障判定を行うこととしてもよい。 In the present embodiment, the case where the failure determination is performed based on the number of times that the abnormality of the switching element is continuously detected will be described, but based on the ratio of the number of abnormality detections to the total number of detections acquired within a predetermined time The failure determination may be performed.
また、図５では、下ＭＯＳＦＥＴ（低電圧側に設けられたＭＯＳＦＥＴ３１０）の故障を検出する場合について示したが、上ＭＯＳＦＥＴ（高電圧側に設けられたＭＯＳＦＥＴ３００）の故障についても検出することができる。 Further, FIG. 5 shows a case where a failure of the lower MOSFET (MOSFET 310 provided on the low voltage side) is detected, but a failure of the upper MOSFET (MOSFET 300 provided on the high voltage side) can also be detected. .
たとえば、Ｕ相に対応するＭＯＳＦＥＴ３００Ｕがショートすると、Ｕ相におけるモータ端子電圧（図４のＡ参照）は図４のＤにおける電圧と同値となる。したがって、上ＭＯＳＦＥＴの故障を検出する場合には、図４におけるＤ−Ａ間、Ｄ−Ｂ間あるいはＤ−Ｃ間の電圧差をモータ端子電圧として用いることとすればよい。
For example, when the
ところで、これまでは、三相モータであるモータ６００を制御対象とする場合について説明してきたが、ブラシ付きモータを制御対象とすることとしてもよい。図６は、制御対象をブラシ付きモータとした場合を説明するための図である。なお、この場合、図３に示したブリッジ回路の代わりに、図６に示したハーフブリッジ回路を用いることとすればよい。
By the way, until now, although the case where the
図６に示したハーフブリッジ回路では、高電圧側（同図に示すＣ参照）にＭＯＳＦＥＴ３２０およびＭＯＳＦＥＴ３２１が、低電圧側（同図に示すＧＮＤ参照）にＭＯＳＦＥＴ３２２およびＭＯＳＦＥＴ３２３が、それぞれ設けられている。また、ブラシ付きモータのロータ７００は、同図に示すＡおよびＢでハーフブリッジ回路に接続される。
In the half-bridge circuit shown in FIG. 6, a
ここで、ＭＯＳＦＥＴ３２２にショート故障が発生した場合には、同図のＡにおける電圧は、同図のＧＮＤと等値（すなわち０Ｖ）となる。したがって、図３に示した場合と同様に、同図のＡにおける電圧を分圧抵抗１２Ｘで低電圧化したうえで制御部１１へ入力させることとすれば、ＭＯＳＦＥＴ３２２の故障を検出することができる。
Here, when a short circuit failure occurs in the
また、ＭＯＳＦＥＴ３２１にショート故障が発生した場合には、同図のＢにおける電圧は、同図のＣにおける電圧と等値となる。したがって、図３に示した場合と同様に、同図のＢとＣとの電圧差を分圧抵抗１２Ｘで低電圧化したうえで制御部１１へ入力させることとすれば、ＭＯＳＦＥＴ３２１の故障を検出することができる。
When a short circuit fault occurs in the
次に、本実施例に係る電流制御装置１０が実行する処理手順について図７を用いて説明する。図７は、電流制御装置１０が実行する処理手順を示すフローチャートである。同図に示すように、変動間隔計測部１１ｄは、モータ端子電圧の立ち上がりエッジおよび立ち下がりエッジを検出し（ステップＳ１０１）、ＯＮ／ＯＦＦ信号切替用タイマ（タイマ部１１ｂ）を用いてエッジ間の時間を計測する（ステップＳ１０２）。
Next, a processing procedure executed by the
つづいて、故障判定部１１ｅは、ステップＳ１０２で計測されたエッジ間の時間と、ＯＮ／ＯＦＦ信号によるゲート駆動時間とを対比し（ステップＳ１０３）、ステップＳ１０３における両時間の差分が閾値（α）を超えたか否かを判定する（ステップＳ１０４）。そして、両時間の差分が閾値（α）を超えた場合には（ステップＳ１０４，Ｙｅｓ）、異常として検出する（ステップＳ１０５）。
Subsequently, the
そして、故障判定部１１ｅは、異常の連続数が閾値（β）を超えたか否かを判定し（ステップＳ１０６）、異常の連続数が閾値（β）を超えた場合には（ステップＳ１０６，Ｙｅｓ）、故障と判定する（ステップＳ１０８）。なお、ステップＳ１０４の判定条件を満たさなかった場合（ステップＳ１０４，Ｎｏ）、および、ステップＳ１０６の判定条件を満たさなかった場合には（ステップＳ１０６，Ｎｏ）、検知対象信号を次のサイクルへ変更したうえで（ステップＳ１０７）、ステップＳ１０１以降の処理を繰り返す。
Then, the
ステップＳ１０８につづき、制御部１１は、制御対象に対する電流制御を停止するとともに（ステップＳ１０９）、故障が発生した旨の報知処理を行い（ステップＳ１１０）、処理を終了する。なお、ステップＳ１１０の報知処理は、図示しないワーニングランプを点灯させたり、図示しないスピーカーから警報音を発したりすることによって行うことができる。
Following step S108, the
上述してきたように、本実施例では、スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦを指示する指示信号の更新間隔を計測するタイマを用いることとしたうえで、電圧検出部が、スイッチング素子に印加された電圧を２値化電圧として検出し、変動間隔計測部が、検出された２値化電圧の変動間隔を、かかるタイマを用いて計測し、故障判定部が、指示信号の更新間隔と、検出された変動間隔との対比に基づいてスイッチング素子が故障であるか否かを判定するように電流制御装置を構成した。したがって、シャント抵抗を用いることなくスイッチング素子の故障を検出することができる。また、スイッチング素子に対する指示信号のタイミング制御に用いられていたタイマをそのまま用いることができる。これにより、装置コストを低減しつつスイッチング素子の故障を検出することができる。 As described above, in this embodiment, the voltage detection unit calculates the voltage applied to the switching element after using the timer that measures the update interval of the instruction signal instructing ON / OFF of the switching element. Detected as a binarized voltage, the fluctuation interval measurement unit measures the fluctuation interval of the detected binarized voltage using such a timer, and the failure determination unit detects the update interval of the instruction signal and the detected fluctuation. The current control device is configured to determine whether or not the switching element is in failure based on the comparison with the interval. Therefore, the failure of the switching element can be detected without using a shunt resistor. In addition, the timer used for the timing control of the instruction signal for the switching element can be used as it is. Thereby, the failure of the switching element can be detected while reducing the device cost.
以上のように、本発明に係る電流制御装置は、装置コストを低減しつつスイッチング素子の故障を検出したい場合に有用であり、特に、車両などに用いられるモータの故障検知のように安全性の観点から確実な故障検知を行いたい場合に適している。 As described above, the current control device according to the present invention is useful when it is desired to detect a failure of a switching element while reducing the device cost, and in particular, safety detection such as failure detection of a motor used in a vehicle or the like. This is suitable when you want to perform reliable failure detection from a viewpoint.
１０ 電流制御装置
１１ 制御部
１１ａ ＯＮ／ＯＦＦ指示部
１１ｂ タイマ部
１１ｃ 電圧検出部
１１ｄ 変動間隔計測部
１１ｅ 故障判定部
１２ 分圧抵抗
３００、３１０ ＭＯＳＦＥＴ
６００ モータ
３２０、３２１、３２２、３２３ ＭＯＳＦＥＴ
DESCRIPTION OF
600
Claims (5)
前記スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦを指示する指示信号の更新間隔を計測するタイマ手段と、
前記スイッチング素子に印加された電圧を２値化電圧として検出する電圧検出手段と、
前電圧検出手段によって検出された前記２値化電圧の変動間隔を、前記タイマ手段を用いて計測する変動間隔計測手段と、
前記指示信号の前記更新間隔と、前記変動間隔計測手段によって検出された前記変動間隔との対比に基づいて前記スイッチング素子が故障であるか否かを判定する故障判定手段と
を備えたことを特徴とする電流制御装置。 A current control device for controlling a current flowing to a controlled object using a switching element,
Timer means for measuring an update interval of an instruction signal instructing ON / OFF of the switching element;
Voltage detecting means for detecting a voltage applied to the switching element as a binarized voltage;
A fluctuation interval measuring means for measuring a fluctuation interval of the binarized voltage detected by the previous voltage detecting means using the timer means;
Failure determination means for determining whether or not the switching element is defective based on a comparison between the update interval of the instruction signal and the fluctuation interval detected by the fluctuation interval measurement means. A current control device.
前記変動間隔計測手段によって計測された前記２値化電圧の変動間隔と、前記指示信号の更新間隔との差分が所定の閾値を超えた場合に、前記スイッチング素子の状態を異常として検出し、該異常の回数に基づいて前記スイッチング素子が故障であるか否かを判定することを特徴とする請求項１に記載の電流制御装置。 The failure determination means includes
When the difference between the fluctuation interval of the binarized voltage measured by the fluctuation interval measurement means and the update interval of the instruction signal exceeds a predetermined threshold, the state of the switching element is detected as abnormal, The current control device according to claim 1, wherein it is determined whether or not the switching element is faulty based on the number of times of abnormality.
１組の前記指示信号ごとに前記スイッチング素子の状態を検出し、所定組の前記指示信号にわたって前記スイッチング素子の状態が連続して異常である場合に、前記スイッチング素子が故障であると判定することを特徴とする請求項２に記載の電流制御装置。 The failure determination means includes
The state of the switching element is detected for each set of the instruction signals, and when the state of the switching element is continuously abnormal over a predetermined set of the instruction signals, the switching element is determined to be faulty. The current control device according to claim 2.
該指示信号における立ち上がりから立ち下がりまでの時間間隔または立ち下がりから立ち上がりまでの時間間隔であり、
前記２値化電圧の変動間隔は、
該２値化電圧における立ち上がりから立ち下がりまでの時間間隔または立ち下がりから立ち上がりまでの時間間隔であることを特徴とする請求項１、２または３に記載の電流制御装置。 The update interval of the instruction signal is
A time interval from rising to falling or a time interval from falling to rising in the instruction signal,
The binarization voltage fluctuation interval is
4. The current control device according to claim 1, wherein the current control device is a time interval from a rise to a fall or a time interval from a fall to a rise in the binarized voltage.
前記スイッチング素子に印加された電圧を分圧抵抗によって低電圧化したうえで前記２値化電圧として検出することを特徴とする請求項１〜４のいずれか一つに記載の電流制御装置。 The voltage detection means includes
5. The current control device according to claim 1, wherein the voltage applied to the switching element is detected as the binarized voltage after being lowered by a voltage dividing resistor. 6.
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| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2017130859A (en) * | 2016-01-22 | 2017-07-27 | 日立オートモティブシステムズ株式会社 | Load drive device |
| JP2017163655A (en) * | 2016-03-08 | 2017-09-14 | 株式会社デンソー | Failure detection circuit for switching element |
| WO2021196314A1 (en) * | 2020-03-31 | 2021-10-07 | 厦门邑通软件科技有限公司 | Device health monitoring and early-warning method and system, storage medium, and device |
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2009
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