JP2010252492A - モータシステム - Google Patents

Abstract

【課題】ＰＷＭ制御が飽和しても適切な制御を行う。
【解決手段】インバータ２４は高圧直流電源からの直流電力を交流電圧指令に基づき生成されたＰＷＭ信号に応じて交流電流に変換し、モータ２２を駆動する。モータ２２の中性点とインバータの入力側との間には低圧直流電源３２が配置され、インバータ２４の入力側に配置された高圧直流電源３０と低圧直流電源３２との間で電力をやり取りする。電子制御ユニット４０、インバータ２２に供給される前記交流電圧指令が、ＰＷＭ動作範囲を超えて、ＰＷＭ信号が飽和するときに、その飽和に応じて発生するモータ応答と交流電圧指令に基づく本来のモータ応答との差分を外乱と見なし、その外乱を前記電圧指令に加算して補正する。
【選択図】図３

Description

本発明は、高圧直流電源からの直流電力を交流電圧指令に基づき生成されたＰＷＭ信号に応じて交流電流に変換するインバータと、このインバータの出力で駆動されるモータと、モータの中性点とインバータの入力側との間に配置された低圧直流電源と、を含むモータシステムに関する。

従来より、バッテリからの直流電力をインバータで所定の交流電流に変換してモータを駆動するシステムが広く普及している。このようなシステムにおいて、モータの出力トルクを変更する場合には、モータ入力電圧を変更することが好ましい。そこで、モータの中性点にバッテリを接続し、インバータ入力側にはコンデンサを接続し、インバータの駆動によってバッテリとコンデンサの間で電力をやり取りして、インバータ入力電圧を変更するモータシステムが提案されている。このシステムでは、モータの出力トルクに応じてインバータ入力電圧を制御できるとともに、バッテリ電圧を比較的低くしておきながら、十分なインバータ入力電圧が得られるというメリットが得られる。

このようなモータシステムは、例えば特許文献１，２などに示されている。

特開２００２-２９１２５６号公報 特開２０００-５０６８６号公報

ここで、上記モータシステムにおいては、インバータ入力電圧（コンデンサ電圧）を変更した場合に、コンデンサ電圧とモータ中性点電圧との比が変わる。モータの各巻線の端子電圧は中性点を中心に変化する。そこで、電圧比が変化すると、電圧指令Ｖ^＊の最大振幅が制限されることになる。図１には、この状態が示されており、バッテリ電圧Ｖｂがコンデンサ電圧Ｖｃの１／２の場合には、コンデンサ電圧Ｖｃが最大振幅となるが、バッテリ電圧Ｖｂが（１／２）Ｖｃから移動した場合、コンデンサ電圧Ｖｃより小さい２×Ｖｂが最大振幅となる。

ここで、ＰＷＭ制御においては、図２（ａ）に示すように、三角波のＰＷＭキャリアと電圧指令Ｖ^＊を比較してＰＷＭ制御信号を生成している。この例では、電圧指令Ｖ^＊がＰＷＭキャリアより高い部分がＨレベルとなるＰＷＭ制御信号を生成している。

そして、電圧指令値が最大振幅を超えた場合には、図２（ｂ）に示すように、ＰＷＭ制御において、デューティー比１００％（または０％）が継続する期間が生じる。この現象を飽和状態という。中性点の電圧（バッテリ電圧）Ｖｂが、インバータ入力電圧の１／２であれば、この飽和は上下均等に発生するので、あまり問題は生じないが、中性点電圧が移動した場合には、上下の一方側のみ飽和することになり、電圧指令に応じた電流がモータに供給できなくなってしまう。

本発明は、高圧直流電源からの直流電力を交流電圧指令に基づき生成されたＰＷＭ信号に応じて交流電流に変換するインバータと、このインバータの出力で駆動されるモータと、モータの中性点とインバータの入力側との間に配置された低圧直流電源と、を含み、高圧直流電源と低圧直流電源との間で電力をやり取りすることで高圧直流電源と低圧直流電源の出力電圧比が変更可能なモータシステムであって、インバータに供給される前記交流電圧指令が、ＰＷＭ動作範囲を超えて、ＰＷＭ信号が飽和するときに、その飽和に応じて発生するモータ応答と交流電圧指令に基づく本来のモータ応答との差分を外乱と見なし、その外乱を前記電圧指令に加算する補正手段を有することを特徴とする。

また、前記補正手段は、モータの数式モデルのモータ応答と、実際のモータ応答の差を演算し、これを外乱と見なすことが好適である。

また、前記補正手段は、モータ出力トルクと、モータ回転数とに基づき、外乱を推定することが好適である。

また、前記外乱の推定は、予め記憶されているマップを参照することによって行うことが好適である。

また、前記補正手段は、モータ出力トルクおよびモータ回転数に基づき、外乱を推定しこれを前記電圧指令に加算するとともに、モータの数式モデルのモータ応答と、実際のモータ応答の差を演算し、これを前記電圧指令に加算することが好適である。

本発明によれば、インバータに供給される前記交流電圧指令が、ＰＷＭ動作範囲を超えて、ＰＷＭ信号が飽和するときに、その飽和に応じて発生するモータ応答と交流電圧指令に基づく本来のモータ応答との差分を外乱と見なし、その外乱を前記電圧指令に加算する。これによって、飽和した場合にも電圧指令に応じたモータ駆動を行うことができる。

以下、本発明の実施形態について、図面に基づいて説明する。

図３は、本発明の一実施形態であるモータシステム２０の概略構成を示す図である。このモータシステム２０は、三相交流により回転駆動するモータ２２と、直流電力を三相交流電力に変換してモータ２２に供給可能なインバータ回路２４と、インバータ回路２４の正極母線２６と負極母線２８とに接続されたコンデンサ３０と、インバータ回路２４の負極母線２８とモータ２２の中性点とに接続された直流電源３２と、装置全体をコントロールする電子制御ユニット４０とを備える。

モータ２２は、例えば、外表面に永久磁石が貼り付けられたロータと、三相コイルが巻回されたステータとからなる発電可能なＰＭ型の同期発電電動機が採用される。モータ２２の回転軸は出力軸となっており、この回転軸から動力が出力される。また、モータ２２は、その回転軸に動力を入力すれば、発電できる。

インバータ回路２４は、６個のトランジスタＴ１〜Ｔ６と６個のダイオードＤ１〜Ｄ６とから構成されている。トランジスタＴ１〜Ｔ６は、それぞれ正極母線２６と負極母線２８とに対してソース側とシンク側となるよう２個ずつペアで配置されており、その接続点にはモータ２２の三相コイル（ｕ，ｖ，ｗ）の各々が接続されている。したがって、トランジスタＴ１〜Ｔ６をスイッチングすることにより、モータ２２の三相コイルにより回転磁界が形成され、モータ２２を回転駆動することができる。

直流電源３２は、例えば、ニッケル水素系やリチウムイオン系の充放電可能な二次電池で構成されている。

電子制御ユニット４０は、マイクロプロセッサとして構成されており、モータ２２の三相コイルの各相に取り付けられた電流センサ４２〜４６からの各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗやモータ２２の中性点に取り付けられた電流センサ４８からの中性点電流Ｉｏ、モータ２２の回転軸に取り付けられた回転角センサ３８からのロータの回転角θ、コンデンサ３０に取り付けられた電圧センサ３４からの端子間電圧Ｖｃ、直流電源３２に取り付けられた電圧センサ３６からの端子間電圧Ｖｂ、モータの動作に関する指令値（例えば、モータ出力トルク指令値）などが入力される。また、電子制御ユニット４０は、インバータ回路２４のトランジスタＴ１〜Ｔ６のスイッチング制御を行なうための制御信号を出力する。

このようなモータシステム２０では、モータ２２、インバータ回路２４を介し、コンデンサ３０と、直流電源３２の間で、電力をやり取りすることができる。すなわち、インバータ回路２４における上側のトランジスタＴ１，Ｔ３，Ｔ５と、下側のトランジスタＴ２，Ｔ４，Ｔ６のオン期間の比を制御することで、コンデンサ３０と、直流電源３２の間での電力のやり取りを制御する。そこで、モータ出力トルク指令などに応じてコンデンサ３０の出力電圧を適切なものに制御して、モータ２２を駆動することができる。

すなわち、電子制御ユニット４０では、出力トルク指令値、モータ２２の回転数、モータ各相電流などから、インバータ回路２４のスイッチング制御信号を発生し、モータの出力トルクを制御するが、上側、下側トランジスタのデューティー比の制御によって、電力の移動を行う。また、モータ出力トルク指令値、モータ回転数などに応じてインバータ入力電圧（コンデンサ３０の電圧）を決定し、その電圧に制御する。

ここで、インバータ入力電圧については、目標電圧に設定されていることを前提として、その際のモータ出力トルク制御について説明する。

図４には、電子制御ユニット４０におけるＰＷＭ制御信号（トランジスタＴ１〜Ｔ６のスイッチングを制御するＰＷＭ信号）の発生について示してある。目標トルク（モータ出力トルク指令値）、モータ回転数などから、目標励磁電流Ｉｄ^＊、目標トルク電流Ｉｑ^＊、目標インバータ入力電圧（コンデンサ電圧）Ｖｃ^＊が計算される。そして、これら目標値は、減算器５０ｄ，５０ｑ，５０ｃに入力され、差分が計算され、ＰＩ制御部５２ｄ，５２ｑ，５２ｃにおいて、目標偏差に応じたＰＩ制御における指令値に変換される。ＰＩ制御部５２ｄ，５２ｑの出力は、加算器５４ｄ，５４ｑに入力され、ここで他軸からの干渉項が加算される。加算器５４ｄでは、ＲＩｄ^＊−ωｅＬｑＩｑ^＊が加算される。ここで、Ｒはモータコイルの抵抗、ωｅはモータの電気角速度、Ｌｑはｑ軸についてのモータのインダクタンスである。なお、干渉項は、一般的なモータの教科書などに示されている事項である。

加算器５４ｑでは、ＲＩｑ^＊−ωｅＬｄＩｄ^＊＋ωｅΦが加算される。ここで、Ｌｄはｄ軸についてのモータのインダクタンス、Φは磁束でありωｅΦが速度起電力成分である。また、ＰＩ制御部５２ｃの出力である目標ゼロ相電流（中性点電流）Ｉ０＊は、減算器５６に入力され、ここで計測されたｄｑ変換後のゼロ相電流Ｉ０が減算されて偏差が求められる。減算器５６の出力はＰＩ制御部５８に入力され、偏差に応じた目標ゼロ相電流が得られる。

このようにして得られた励磁電流、トルク電流、ゼロ相電流の制御値は、ｄｑ０逆変換部６０に入力され、ここでｕｖｗ相の電圧指令値に変換される。得られた電圧指令値はＰＷＭ変調部６２において、ＰＷＭキャリアと比較され、各スイッチング素子のＰＷＭ制御信号を得て、これがインバータ回路２４の各トランジスタＴ１〜Ｔ６の制御端（トランジスタがＩＧＢＴであればゲート）に入力され、これらがスイッチングされる。

図５には、通常のＰＷＭ制御の場合におけるｄ軸制御のモデルとして示してある。すなわち、この図においてはモータ２２のｄ軸部分が減算器２２ａとモータ２２ｂとで示されている。減算器２２ａは、実際に入力される干渉項を表現するものである。加算器５４ｄにおいて加算しておいた−ωｅＬｑＩｑ^＊は、この干渉項を相殺するためのものである。そして、干渉項を補償した入力がモータ２２ｂに入力される。このモータ２２ｂは、ｄ軸のみを示しており、入力されるｄ軸電流に対し、（１／（Ｌｄ・ｓ＋Ｒ））という演算を行うことに対応する。そして、このモータ２２ｂにおいて流れるｄ軸電流Ｉｄが減算器５０ｄに入力される。実際には、モータ２２のｕ，ｖ，ｗ相電流を計測し、これからｄ軸電流Ｉｄ、ｑ軸電流Ｉｑが算出される。

このようにして、ｄ軸電流Ｉｄが目標出力トルクから求めた目標ｄ軸電流Ｉｄ^＊に一致するように、モータ２２ｂの制御が行われる。このような制御は、モータがＬｑを使って表され、また干渉項が上述のように異なるが、全体的にはｑ軸電流Ｉｑ^＊についても同様である。

ここで、上述したように、本実施形態では、コンデンサ電圧Ｖｃを目標値に制御する。そして、コンデンサ電圧Ｖｃが変化することで、電圧指令の最大振幅が変動し、電圧指令の上側または下側の一方側のみが飽和する場合が生じる。例えば、図１（ｃ）に示すように、直流電源３２の電圧Ｖｂがコンデンサ電圧Ｖｃの１／２より小さい場合には、電圧指令が０以下になった場合には、実際の電圧が０以下にならないためＰＷＭ信号は対応する期間においてデューティー比が０％となって飽和する。上側はコンデンサＶｃ以下であれば飽和しない。

このように、下側のみが飽和すると、電流は指令通りにはならず、図６に示したように指令値より高くなってしまう。図６の下図には、モータのｕ相の電圧指令値が０以下になる状態が示されており、この場合に上図のように、この例では特にｄ軸電流が指令値からずれてしまう。

本実施形態では、図７のような構成をとることで、飽和の影響を解消する。まず、この図７の構成の概略を説明する。

減算器２２ａにおいて、干渉項と飽和に基づく影響である飽和外乱が入力されていると考え、加算器５４ｄに対応する推定外乱を入力加算したモータのモデルとする。

そして、推定外乱を得るために、外乱オブザーバ８０を用いる。この外乱オブザーバ８０には、モータ２２ｂにおけるｄ軸電流Ｉｄと、モータ２２に入力されるｄ軸電圧指令Ｖｄ＊が入力される。外乱オブザーバ８０は、ｄ軸電流Ｉｄから、これに対応するモータ２２ｂの入力ｄ軸電圧Ｖｄを算出し、これとモータ２２に入力されてくる電圧指令Ｖｄ＊の差を演算する。これによって、減算器２２ａにおいて減算された「−ωｅＬｑＩｑ＋飽和外乱」が外乱オブザーバ８０において推定外乱として得られるはずである。そこで、この推定外乱を加算器５４ｄに加算することで、減算器２２ａに入力される「−ωｅＬｑＩｑ＋飽和外乱」が相殺されて、干渉項および飽和外乱を補償した制御が行える。

なお、このような飽和外乱に対応する項を加算するということは、電圧指令をオフセットさせることに該当する。すなわち、電圧指令は通常直流電源電圧Ｖｂを中心として上下するサインカーブであるが、これがオフセット分シフトし、例えば下側が飽和する場合にはカーブが下側にシフトして、全体として下側の期間が長くなって電圧指令に応じた制御が行えるようになる。

ここで、外乱オブザーバ８０では、励磁電流Ｉｄを演算部８１に入力して、（Ｌｄ・ｓ＋Ｒ）・Ｉｄを計算する。この（Ｌｄ・ｓ＋Ｒ）・Ｉｄは、モータ２２ｂに入力されるＶｄであり、従って、このＶｄを減算器８２で電圧指令Ｖｄ＊から減算することで、「−ωｅＬｑＩｑ＋飽和外乱」が得られるはずである。そこで、この減算器８２の出力をローパスフィルタ８３で安定化することで推定外乱として、加算器５４ｄに供給することで、干渉項および飽和外乱を補償することができる。なお、ローパスフィルタ８３は、（１／τｓ＋１）と表される。ここで、τは所定の時定数である。

この図７の構成では、演算部８１においてラプラス演算子ｓを用いるため、微分演算が含まれる。この微分演算を回避するために、次の変換を行う。

すなわち、演算部８１の演算は、
Ｌｄｓ＋Ｒ＝（τｓ＋１）Ｌｄ／τ−（Ｌｄ／τ−Ｒ）
と書き直せる。

そして、この演算部８１からの出力は、ローパスフィルタ８３で処理するので、演算部８１から出力される項は、
−（Ｌｄｓ＋Ｒ）／（τｓ＋１）＝（Ｌｄ／τ−Ｒ）／（τｓ＋１）−Ｌｄ／τ
と表せる。

従って、外乱オブザーバは、図８のように構成することができる。すなわち、検出された励磁電流Ｉｄは演算部８５に入力され、（Ｌｄ／τ−Ｒ）・Ｉｄという演算が行われる。演算部８５の出力は、加算器８６に供給され、目標電圧指令Ｖｄ^＊が加算される。加算器８６の出力は、ローパスフィルタ８７に供給され、演算部８５の出力についての項は（Ｌｄ／τ−Ｒ）・Ｉｄ／（τｓ＋１）となる。また、励磁電流Ｉｄは、演算部８８に供給され、ここでＬｄ／τが乗算される。そして、ローパスフィルタ８７の出力と、演算部８８の出力は、減算器８９に入力され、ここで（Ｌｄ／τ−Ｒ）・Ｉｄ／（τｓ＋１）−Ｌｄ／τが得られる。

実際には、減算器８９の出力は、Ｖｄ^＊／（τｓ＋１）＋（Ｌｄ／τ−Ｒ）・Ｉｄ／（τｓ＋１）−Ｌｄ／τ＝（Ｖｄ^＊−（Ｌｄｓ＋Ｒ））／（τｓ＋１）であり、Ｖｄ＊−Ｖｄをローパスフィルタ８７で平滑化した、推定外乱「−ωｅＬｑＩｑ＋飽和外乱」が得られる。

図９には、本実施形態により制御を行った結果を示している。図５と同様の電圧制御指令により、制御が飽和するが、励磁電流Ｉｄが目標通りに制御されていることが理解される。

上記実施形態においては、推定外乱を外乱オブザーバ８０において生成し、これを電圧指令にオフセットとして加算した。しかし、この構成では、実際に検出されるモータ２２のｄ軸電流Ｉｄに基づくフィードバック制御となる。特に、ローパスフィルタも用いるため、制御が遅れる場合も考えられる。

図１０には、フィードフォワード制御により、飽和を補償するための構成を示す。この例では、トルク指令およびモータ回転数から補償外乱を算出し、これを加算器５４ｄに供給する。

すなわち、トルク指令およびモータ回転数が決定されると、その出力を得るためのｄ軸、ｑ軸電流指令および電圧指令値が決定される。さらに、その時のモータ２２の駆動における最適インバータ入力電圧（コンデンサ電圧）Ｖｃも決定される。このように、電圧指令値が決定されれば、その運転条件における補償外乱（−ωｅＬｑＩｑ＋飽和外乱）も事前に決定できる。

そこで、本実施形態では、トルク指令およびモータ回転数を入力として、これに対応する補償外乱を出力する補償外乱テーブル９０に記憶している。そこで、この補償外乱テーブル９０を利用して、その時点でのモータ２２の目標出力トルク、および回転数から補償外乱をモータ電流などの計測値のフィードバックなしに得ることができる。そこで、補償外乱を時間遅れなしに得てフィードフォワード制御を行うことができる。

図１１には、図８のフィードバック制御と、図１１のフィードフォワード制御の両方を併せ持った構成を示している。この構成によれば、フィードフォワード制御による誤差をフィードバック制御で修正することができ、より適切な制御が行える。すなわち、加算器５０ｄには、補償外乱テーブル９０からの補償外乱の他に外乱オブザーバ８０からの推定外乱が供給され、この補償外乱による補償が先に行われ、その補償外乱による制御による誤差を外乱オブザーバ８０からの推定外乱によってさらに補償することができる。

上述の実施形態では、ｄ軸について説明したが、ｑ軸についても同様の制御が行える。図１２には、図８に対応したｑ軸制御についての構成を示す。このように、モータ２２の加算器２２ａでは−ωｅＬｄＩｄ^＊＋ωｅΦ＋飽和外乱が加算され、モータ２２ｂは１／（Ｌｑｓ＋Ｒ）で表され、ｑ軸モータ電流Ｉｑが得られる。そして、外乱オブザーバ８０において、Ｖｑ^＊とｄ軸電流Ｉｑを逆算して得られたＶｑ^＊−ωｅＬｄＩｄ＋ωｅΦ＋飽和外乱の差が推定外乱として得られる。

電圧指令Ｖ^＊、コンデンサ電圧Ｖｃ、バッテリ電圧（中点電圧）Ｖｂを示す図である。 電圧指令Ｖ^＊とＰＷＭキャリアによるＰＷＭ制御信号を示す図である。 システムの構成を示す図である。 ＰＷＭ制御信号発生のための構成を示す図である。 通常のＰＷＭ制御（ｄ軸）の制御系を示す図である。 電圧指令が制限範囲を超えた時（飽和時）の応答を示す図である。 外乱オブザーバを用いた基本構成を示す図である。 外乱オブザーバを用いた構成を示す図である。 図８の構成において、電圧指令が制限範囲を超えた時（飽和時）の応答を示す図である。 補償外乱テーブルを用いる構成例を示す図である。 外乱オブザーバおよび補償外乱テーブルを用いた構成例を示す図である。 ｑ軸についての外乱オブザーバを用いた構成を示す図である。

２０ モータシステム、２２ モータ、２４ インバータ回路、２６ 正極母線、２８ 負極母線、３０ コンデンサ、３２ 直流電源、３４，３６ 電圧センサ、４０ 電子制御ユニット、４２〜４８ 電流センサ、８０ 外乱オブザーバ、９０ 補償外乱テーブル。

Claims (5)

1. 高圧直流電源からの直流電力を交流電圧指令に基づき生成されたＰＷＭ信号に応じて交流電流に変換するインバータと、
   このインバータの出力で駆動されるモータと、
   モータの中性点とインバータの入力側との間に配置された低圧直流電源と、
   を含み、高圧直流電源と低圧直流電源との間で電力をやり取りすることで高圧直流電源と低圧直流電源の出力電圧比が変更可能なモータシステムであって、
   インバータに供給される前記交流電圧指令が、ＰＷＭ動作範囲を超えて、ＰＷＭ信号が飽和するときに、その飽和に応じて発生するモータ応答と交流電圧指令に基づく本来のモータ応答との差分を外乱と見なし、その外乱を前記電圧指令に加算する補正手段を有するモータシステム。
2. 請求項１に記載のモータシステムであって、
   前記補正手段は、
   モータの数式モデルのモータ応答と、実際のモータ応答の差を演算し、これを外乱と見なすモータシステム。
3. 請求項１に記載のモータシステムであって、
   前記補正手段は、
   モータ出力トルクと、モータ回転数とに基づき、外乱を推定するモータシステム。
4. 請求項３に記載のモータシステムであって、
   前記外乱の推定は、予め記憶されているマップを参照することによって行うモータシステム。
5. 請求項１に記載のモータシステムであって、
   前記補正手段は、
   モータ出力トルクおよびモータ回転数に基づき、外乱を推定しこれを前記電圧指令に加算するとともに、モータの数式モデルのモータ応答と、実際のモータ応答の差を演算し、これを前記電圧指令に加算するモータシステム。

Images