JP2010171723A - 非接触型通信装置、その受信装置 - Google Patents

Abstract

【課題】通信処理性能が低下することなく比較的小さな回路規模にて、ヌル点発生を抑止する。
【解決手段】検波回路４、増幅器５、コンパレータ６から成る受信装置に新たにカード位置検出部７を設けると共に、２値化回路であるコンパレータ６内に正帰還の抵抗Ｒ２と直列にスイッチＳＷ１を設ける。カード位置検出部７において、検波回路４の出力をＬＰＦ８に入力してそのＡＣ成分を除去し直流成分を得て、この直流成分電圧を所定の基準電圧Ｖref2と大小比較することで、スイッチＳＷ１をＯＮ／ＯＦＦする信号を出力する。ＩＣカードとの距離がＶref2に対応する所定距離以下であるときは、スイッチＳＷ１はＯＮ制御され、コンパレータ６のヒステリシスが働く。
【選択図】 図１

Description

本発明は、非接触ＩＣカード等の非接触型情報媒体との近接無線通信を行う非接触型通信装置、その受信装置等に関する。

近年、電子マネーや電子乗車券などの分野において、非接触ＩＣカードの普及が進んでいる。非接触ICカードシステムは、リーダ・ライタと非接触ＩＣカードから構成され、リーダ・ライタから放射される磁界により非接触ＩＣカードは内蔵するＩＣを起動する。放射する磁界の振幅に変調をかけることによりリーダ・ライタから非接触ＩＣカードへの通信を実現し、非接触ＩＣカードからリーダ・ライタへの通信は、リーダ・ライタが放射する磁界に対して非接触ＩＣカード内の負荷を切り替え、これをリーダ・ライタが検出することにより行われる（負荷変調）。

非接触ＩＣカードとリーダ・ライタ間の通信は、通信可能である距離範囲内においても、リーダ・ライタと非接触ＩＣカードの位置関係や両者のアンテナにおける共振周波数の関係などにより、通信不能となる領域（ヌル点）が発生することが知られている。特に、カードがアンテナと密着に近い状態にてヌル点が発生することがあるが、これは非接触ＩＣカードの使用特性上、望ましくない。

一般にヌル現象を抑制する方式として、ヌル現象発生を検出（受信不能と判定）した際に、リーダ・ライタ側の送信回路の出力電力やインピーダンスを制御する方法が提案されている。これは、例えば、送信制御部のインピーダンスを切替えることで、ヌル点の発生位置を移動させて対策をしていた。しかし、この方式では、受信不能と判断した時点でインピーダンス切替えなどの制御を行なう為、通信処理シーケンスの途中でヌル点が発生した場合は、通信処理シーケンスを初めから再実行する必要があり、処理のオーバーヘッドが生じる為、通信処理性能が低下する問題があった。

上記問題に対して、（ヌル現象発生の検出とインピーダンス切替制御等による）処理のオーバーヘッド（通信処理性能の低下）が発生しない方式として、例えば特許文献１、２、３に記載の方式が提案されている。これらは、非接触ＩＣカードが負荷変調を行う際に、振幅変調をリーダ・ライタにて検出することができない場合も、同時に位相にも変調がかかることから、これをリーダ・ライタにて検出することにより、ヌル点問題の発生を抑制しようとするものである（正常に受信（復調）処理が行えるようにするものである）。

特開２００５−３１８３８５号公報 特開２００６−３４４２２８号公報 特開２００７−１２０７６号公報

しかしながら、これら特許文献１〜３の全ての提案は、位相の検出を行うために、従来の振幅変調の復調手段とは別に、位相変調の検出手段を設け、これらの出力信号を合成することにより、復調出力を得ようとするものであり、回路規模や消費電力が増大する、と言う問題があった。

本発明の課題は、通信処理性能が低下することなく、比較的小さな回路規模で、ヌル点問題を解消して正常に通信できるようにする非接触型通信装置、その受信装置等を提供することである。

本発明の非接触型通信装置は、非接触型情報媒体による負荷変調信号を受信し、該受信信号の包絡線を検波出力する包絡線検波回路と、該包絡線検波出力を増幅する増幅器と、該増幅器出力を入力して２値化するコンパレータとを有する非接触型通信装置において、前記包絡線検波出力に基づいて前記非接触型情報媒体との距離が所定距離以下か否かを検出して、該検出結果により前記コンパレータのヒステリシス幅を制御する位置検出制御手段を備える。

例えば、前記コンパレータにおいて正帰還の抵抗と直列にスイッチを設け、前記位置検出制御手段は、前記非接触型情報媒体との距離が所定距離以下である場合には前記スイッチをＯＮ制御することで、コンパレータのヒステリシスが働くようにする。

上記非接触型通信装置は、特に非接触型通信装置のアンテナとＩＣカードとの距離が近いときにコンパレータへの入力信号波形が大きく歪むことで、コンパレータ出力のデューティー比がズレることによって正しく復号できない、というヌル点問題を解消するものである。

その為に、上記位置検出手段を設け、コンパレータのヒステリシス幅を制御する。例えば、上記の通り、非接触型情報媒体との距離が所定距離以下である場合には、コンパレータのヒステリシスが働くように制御する。所定距離以下の領域のどこかで、コンパレータへの入力信号波形が大きく歪んでも、コンパレータのヒステリシスが働いていることから、コンパレータ出力のデューティー比がずれないようにでき、正しく復号できる。

また、例えば、前記位置検出制御手段の検出出力によって、更に、前記増幅器の利得を制御する。
これは、例えば、前記増幅器には、負帰還の２つの抵抗を並列に設けると共に該２つの抵抗の何れか一方に直列に接続される第２スイッチを設け、前記位置検出制御手段は、前記非接触型情報媒体との距離が所定距離以下である場合には前記第２スイッチもＯＮ制御することで、前記増幅器の利得を下げる。

コンパレータへの入力信号波形が非常に大きく歪んで、コンパレータのヒステリシスが働いていても正しく復号できない可能性がある場合でも、その前段の増幅器の利得を下げることにより入力信号波形の振幅を小さくすることで、コンパレータ出力のデューティー比がずれないようにでき、正しく復号できる。

本発明の非接触型通信装置、その受信装置等によれば、非接触ＩＣカードシステムにおいて、通信処理性能が低下することなく、比較的小さな回路規模で、ヌル点問題の発生を抑止して正常に通信できるようにすることができる。

実施例１による非接触ＩＣカード・リーダライタの構成図である。 検波回路への入力信号波形の一例である。 検波回路の出力波形（包絡線検波出力波形）の一例である。 包絡線検波出力の直流成分のアンテナ−ＩＣカード間距離特性を示す図である。 包絡線検波出力のＡＣ成分の振幅のアンテナ−ＩＣカード間距離特性を示す図である。 包絡線検波出力のＡＣ成分波形の一例を示す図である。 実施例２による非接触ＩＣカード・リーダライタの構成図である。

以下、図面を参照して本発明の実施の形態について説明する。
以下、実施例１、実施例２について説明する。
図１は、実施例１による非接触ＩＣカード・リーダライタの構成図である。

尚、リーダライタの通信相手は、非接触ＩＣカードのようなカード型の形態に限らず、例えばＩＣカード機能内蔵の携帯電話やタグ型（ＩＣタグ）あるいは腕時計型の形態等であってもよく、これらを総称して非接触型情報媒体と呼ぶものとする。また、これより、リーダライタも、非接触ＩＣカード・リーダライタに限らないものであり、総称して非接触型通信装置と呼ぶものとする。但し、以下の説明では非接触ＩＣカード、非接触ＩＣカード・リーダライタを例にする。尚、非接触ＩＣカードを省略してＩＣカードという場合もある。

図１に示す実施例１の非接触ＩＣカード・リーダライタは、制御部１、送信回路２、アンテナ３、及び復調部として検波回路４、増幅器５、コンパレータ６、及びカード位置検出部７等を有する。これら構成のうち、本例の特徴は主に、カード位置検出部７を設けた点と、コンパレータ６を所謂“ヒステリシスコンパレータ”として動作し得る構成とすると共にカード位置検出部７の出力に応じてＯＮ／ＯＦＦするスイッチＳＷ１を設けたことで、コンパレータ６を“ヒステリシスコンパレータ”として動作させるモードとそうでないモードとに切り替えるようにした点である。

よって、これら以外の構成は、従来の構成と略同様であってよく、以下、簡単に説明する。
制御部１は、ＣＰＵ／ＭＰＵ等であり、非接触ＩＣカードとのデータ送受信処理を制御する。すなわち、任意の送信データを送信回路２に送って、送信回路２及びアンテナ３によりＩＣカードに送信データを無線送信させる。また、上記復調部によって得られる、ＩＣカードからの応答データ（復調信号）を入力して、所定のデータ受信処理を実行する。

送信回路２は、制御部１から入力される送信データに伴って、磁界に変調をかけ、アンテナ３より放射することにより、送信データをＩＣカードへ無線伝送する。
非接触ＩＣカードからの応答は、送信回路２から無変調の磁界が出力されている状態で、非接触ＩＣカードによる負荷変調を上記検波回路４で検出し（負荷変調信号の包絡線を検出する）、この包絡線検出信号を増幅器５で増幅した後、２値化回路としてのコンパレータ６で２値化して、制御部１に入力する。

非接触ＩＣカードにより負荷変調された磁界の波形（検波回路４への入力信号波形）は、例えば、図２のようになる。尚、図２の波形は、実際には、例えば上記特許文献３の図１５のように、上記送信回路２からの無変調信号（例えば周波数13.56MHzの搬送波）が負荷変調された波形となるが、図２においては搬送波は省略して示している。

検波回路４では、当該負荷変調された磁界波形の包絡線を検出する。よって、図２の例に対する検波回路４の出力波形（包絡線検波出力波形）は、図３のようになる。図３に示すように、検波回路４の出力波形は、図２に示す信号の包絡線を抽出した波形であり、図示の振幅VmのＡＣ成分と、電圧Ｖ_ＨのＤＣ成分とから成る。

上記包絡線のＡＣ成分（振幅Vmの信号）が、増幅器５により増幅され、コンパレータ６において“１”、“０”の２値に変換されて制御部１において復号化されることにより、非接触ＩＣカードからの応答データが再現される。

ここで、包絡線検波出力の直流成分Vdc（図３のＶ_Ｈに相当）のリーダ・ライタアンテナ−ＩＣカード間距離特性は、カード（メディア）にもよるが、例えば図４のようになる。

図４に示すようにＩＣカードがアンテナ３に近接した状態において電圧が高くなっているのは、ＩＣカードが近接することによりリーダ・ライタのアンテナ３との結合度が高くなり、結果として送信回路２の出力インピーダンスと不整合になるためである。

一方で、包絡線検波出力のＡＣ成分の振幅Vm（その絶対値｜Ｖm｜）のアンテナ−ＩＣカード間距離特性は、例えば図５のようになる。また、ヌル点における包絡線検波出力のＡＣ成分波形の一例を図６に示す。

図５を見ると、一見、ＩＣカードがアンテナに近接した状態においてもコンパレータ６にて２値化するのに十分な振幅があり、制御部１にて復号が可能であるように見える。しかしながら、包絡線検波信号は本来、矩形波に近い波形となるべきところが、ＩＣカードがアンテナ３に近接した状態では図６のように大きく歪んだ波形となり、これがコンパレータ６へ入力されることからコンパレータ出力のデューティー比がずれ、結果として復号器（制御部１）にて正しく復号できない場合がある。

従来より、“ヌル点問題”が生じる原因としては、例えば特許文献１に記載のように、負荷変調の結果が負荷変調信号（包絡線検波信号）の振幅に現れないこと、すなわち上記ＡＣ成分の振幅Vmがほぼ０（ゼロ）（振幅変化を検出できない状態）になってしまうことが知られているが、これ以外でも上記の通り歪んだ波形となることでコンパレータ出力のデューティー比がズレることによって正しく復号できないことも、“ヌル点問題”（ヌル現象発生）の原因の一つとして知られている。

本手法は、包絡線検波信号が歪んだ波形となることで生じる“ヌル点問題”を解決するものである。
そこで、上記図１に示す本構成では、カード位置検出部７を設けたことにより、当該カード位置検出部７にてＩＣカードが近接していることを検出し、コンパレータ６のヒステリシス幅を制御することにより、このような歪んだ波形が復調部に入力された場合でも、コンパレータ出力のデューティー比がずれないようにし、制御部１（復号器）にて正しく復号できるようにする。

以下、図１の構成に関して（特にカード位置検出部７とコンパレータ６に係わる構成に関して）、更に詳細に説明する。
まず、増幅器５は、図示のようなオペアンプＭ１を用いた一般的な増幅器の構成であってよい。すなわち、図示のように、オペアンプＭ１の−端子（反転入力端子）には検波回路４の出力がコンデンサＣ、抵抗Ｒ３を介して入力しており、また負帰還の抵抗Ｒ５が設けられている。また、オペアンプＭ１の＋（プラス）端子には、抵抗Ｒ４を介して基準電圧Ｖref1が印加されている。この構成により、上記包絡線検波信号が所定の増幅率で増幅されて、コンパレータ６へ出力される。

コンパレータ６においては、そのオペアンプＭ２の−端子に上記増幅器５出力が抵抗６を介して入力される。また、オペアンプＭ２の＋端子には、抵抗Ｒ１を介して上記基準電圧Ｖref1が印加され、正帰還の抵抗Ｒ２が設けられている。但し、この抵抗Ｒ２と直列にスイッチＳＷ１（アナログスイッチ等）が設けられており、スイッチＳＷ１がＯＮの状態（接続状態）ではコンパレータ６のヒステリシスが働くことになるが、スイッチＳＷ１がＯＦＦの状態（開放状態）のときには、コンパレータ６のヒステリシスは無い状態となる。

ここで、例えば、コンパレータ６のスレッショルドレベルが、ヒステリシスが無い状態では図６に示すレベルＡとなり、ヒステリシスが働く状態ではこのレベルＡから図示の±Ｖｈずれたレベル（図示のレベルＢ，Ｃ）となるように設定される。尚、厳密に言えば、レベルＡ自体も２つのレベルから成るが、この２つのレベルは殆ど同じ値であるので、ここでは１つのレベルとして扱うものとする。

上記スイッチＳＷ１のＯＮ／ＯＦＦは、カード位置検出部７の出力により制御されるものである。本例では、カード位置検出部７の出力が‘１’（Hiレベル）のときにはスイッチＳＷ１はＯＮ状態となり、‘０’（Lowレベル）のときにはスイッチＳＷ１はＯＦＦ状態（開放状態）となる。

カード位置検出部７は、ＬＰＦ（ローパスフィルタ）８、抵抗Ｒ７、オペアンプＭ３より成る。上記検波回路４の出力（包絡線検波出力）はＬＰＦ（ローパスフィルタ）８に入力される。ＬＰＦ８では、この包絡線検波出力のＡＣ成分を除去し、直流成分Vdcを出力する。ＬＰＦ８の出力は抵抗Ｒ７を介してオペアンプＭ３の＋端子に入力する。また、オペアンプＭ３の−端子には所定の基準電圧（閾値電圧）Ｖref2が印加されている。これより、オペアンプＭ３の出力は、その＋端子の入力値（直流成分値）が閾値電圧値Ｖref2よりも高い場合にはHi、低い場合にはLowとなる。

ここで、包絡線検波出力の直流成分Vdcは、上述の通り、図４のような特性になることから、オペアンプＭ３の閾値電圧Vref2を適切な値に設定することにより（例えば図４に示す距離Ｐに対応する値に設定する）、ＩＣカードがある距離よりも近接した状態において、オペアンプＭ３の出力がＨｉレベルになるようにすることが出来る。

すなわち、図４に示すように、包絡線検波出力の直流成分Vdcの値は、ＩＣカードとアンテナ３との距離が近いほど大きくなる。よって、上記閾値電圧Vref2を例えば図４に示す距離Ｐに対応する値に設定した場合、これに対応するアンテナ３−ＩＣカード間の距離（図示の距離Ｐ）よりも距離が短い領域（図上、Ｐの左側の領域）においては、オペアンプＭ３の出力がＨｉレベルとなる。一方、Ｐよりも距離が長い領域（図上、Ｐの右側の領域）においては、オペアンプＭ３の出力がLowレベルとなる。尚、閾値電圧Vref2の値（つまり距離Ｐ）は、設計者等が適宜決定すればよい。

このように、カード位置検出部７は、検波回路４の出力の直流成分を検出し、この直流成分電圧を、予め設定される所定の距離に対応する閾値電圧Vref2と大小比較することで、等価的にＩＣカードの位置が所定距離Ｐ以下か否かを検出するものである。そして、この検出結果によりコンパレータ６のスイッチＳＷ１をＯＮ／ＯＦＦ制御するものである。

上記のように、カード位置検出部７の出力によりコンパレータ６のスイッチＳＷ１を制御することにより、ＩＣカードが所定距離Ｐより離れている状態（カード位置検出部７の出力がLowレベル）においては、スイッチＳＷ１はＯＦＦ制御されて開放状態になっており、したがって、コンパレータ６のヒステリシスは無い状態となる。一方、ＩＣカードが所定の距離Ｐよりもアンテナに近づくとカード位置検出部７の出力がＨｉレベルになり、スイッチＳＷ１はＯＮ制御されて短絡状態になり、コンパレータ６のヒステリシスが働く（機能する）ようになる。

コンパレータ６のヒステリシスが働く時、コンパレータ６のヒステリシス幅Vhは、コンパレータ６のＨｉレベル出力電圧をVouthとすると、接続されている抵抗R1、R2の値より以下の式（１）のようになる。

設計者等は、この（１）式を考慮して、ヒステリシス幅Vhが適切と思われる値となるように抵抗R1、R2の抵抗値等を適宜決定すればよい。例えば、図６に示す波形に対して図示のようなヒステリシス幅Vhとなるように設定することで、コンパレータ６のヒステリシスが働くことにより、出力波形のデューティー比が崩れることなく、復号器（制御部１）にて正しく復号できるようになる。

また、上記従来のようにヌル点を検出してインピーダンスを制御する方法では、処理のオーバーヘッドが生じたが、上記手法では、ヌル点を検出してインピーダンスを変えるのではなく、ＩＣカードがある距離よりも近接したら（ヌル点になる前に）スイッチＳＷ１を切り替えるだけなので、処理のオーバーヘッドが生じることはない。

尚、コンパレータ６のヒステリシス幅Vhは、スイッチＳＷ１がＯＮ制御されたときは上記（１）式に応じた値となるが、スイッチＳＷ１がＯＦＦ制御されたときには実質的にヒステリシス幅Vh≒０に制御されることになる。これより、カード位置検出部７の出力によりコンパレータ６のヒステリシス幅が制御されるものと言える。

また、常にコンパレータ６のヒステリシスが働く状態としないのは、図５に示すように、ＩＣカードとアンテナ３との距離が遠くなるに従って、包絡線検波出力のＡＣ成分の振幅Vm（その絶対値｜Ｖm｜）が小さくなるからである（つまり、図６に示す波形の振幅が小さくなる）。つまり、ある程度以上距離が遠くなると、図６に示す波形の振幅のピークが上記レベルＢ，Ｃの閾値を越えない状態となる為、ある程度以上距離が遠い状態（図示の距離Ｐより右側の領域）においては、上記レベルＢ，Ｃの閾値ではなく、上記レベルＡの閾値を適用させるようにしている。距離Ｐは、この様な事を考慮して、設計者等が適宜、適切と思われる値を決定して、これに応じた閾値電圧Vref2の値を設定すればよい。

また、上述してあるように、コンパレータ出力のデューティー比がずれるような波形の歪みが生じるのは、ＩＣカードがアンテナ３に近い状態のときであるので、ある程度以上距離が遠い領域ではレベルＡの閾値を用いても問題なく、正しく復号できる。

この様に、本手法によれば、非接触ＩＣカードシステムにおいて、通信プロトコルに対するオーバーヘッドがなく、かつも比較的小さな回路規模にて、実質的にヌル現象（ヌル点発生）を抑制することが可能となり、ＩＣカード−アンテナ３間の距離が通信可能範囲内であればどこでも、正常に通信できるようにすることができる。

以上、実施例１について説明した。
以下、実施例２について説明する。
実施例２では、カード位置検出部７の出力によって、コンパレータ６のヒステリシス幅だけでなく、前段の増幅器５の利得も制御することにより、ヌル現象（ヌル点発生）を抑制する効果を更に向上させることができる。これについて、以下、図７を用いて以下に説明する。

ここで、図７においては、図１に示す構成要素と略同一の構成要素には同一符号を付してあり、その説明は省略する。図示の通り、図７の実施例２の構成が図１に示す実施例１の構成と異なる点は、上記増幅器５の代わりに図示の増幅器１０を設けて、カード位置検出部７の出力を、この増幅器１０の利得の制御にも用いることである。

増幅器１０は、上記増幅器５の構成に加えて、更に、上記負帰還の抵抗Ｒ５と並列に、抵抗Ｒ８及びスイッチＳＷ２を設けた構成となっている。つまり、負帰還の２つの抵抗を並列に設けると共にこれら２つの抵抗の何れか一方に直列に接続されるスイッチＳＷ２を設けた構成となっている。そして、カード位置検出部７の出力を、上記スイッチＳＷ１の制御だけでなくスイッチＳＷ２の制御にも用いる。すなわち、図７の構成においては、カード位置検出部７の出力は、コンパレータ６のヒステリシス幅を制御するスイッチＳＷ１だけでなく、前段の増幅器１０の帰還抵抗Ｒ８に直列に接続されるスイッチＳＷ２の制御にも用いられる。

スイッチＳＷ２は、上記スイッチＳＷ１と同様に、カード位置検出部７の出力がＨｉレベルのときにはＯＮ（短絡状態）、LowレベルのときにはＯＦＦ（開放状態）となる。
よって、ＩＣカードが所定距離Ｐより離れている状態（カード位置検出部７の出力がＬｏレベル）においては、スイッチＳＷ２は開放状態になっており、したがって、増幅器１０の利得はＲ５／Ｒ３となる。

一方、ＩＣカードが所定距離Ｐよりもアンテナ３近づくと、カード位置検出部７の出力がＨｉレベルになり、スイッチＳＷ２は短絡状態になる。よって、この時の増幅器１０の利得Gは、以下の（２）式のようになる。

つまり、ＩＣカードが所定距離Ｐよりもアンテナ３に近い状態では、増幅器１０の利得は、カード位置検出部７の出力がLowレベルの時（所定距離Ｐより遠いとき）と比較して下がることになり、従ってコンパレータ６に入力される信号の振幅を下げることになる。

ここで、ＩＣカードがアンテナ３に近接している状態では、図５に示すように包絡線検波出力のＡＣ成分の振幅は十分大きく、増幅器１０の利得を小さくしても問題ないが、実施例２の構成では近距離領域で増幅器１０の利得を小さくすることで、以下に述べる効果が得られる。

すなわち、上記実施例２の構成は、実施例１によるコンパレータ６のヒステリシス幅の制御のみでは対応できないような歪んだ波形が入力されるような場合に特に有効である。
つまり、例えば図６に示す波形が更に歪んで、ピーク以外の部分（例えば図６に示すβの部分）でもレベルＢやＣの閾値を超えるような状況になった場合、本来であれば図６に示すピーク部分（例えばαで示す部分）で閾値越えを検出すべきところ、上記βの位置で閾値越えを検出してしまう（誤検出する）可能性がある。この為、コンパレータ６のヒステリシスが働く状態にしても、コンパレータ出力のデューティー比がずれ、結果として復号器（制御部１）にて正しく復号できない可能性がある。

これに対して、実施例２では、この波形の振幅を狭めることにより、ピーク以外の部分はレベルＢ，Ｃの閾値を超えないようにすることができる。
この様に、実施例２では、実施例１のヒステリシス幅制御に加えて、増幅器の利得も制御することにより、ヌル現象（ヌル点発生）を抑制する効果を更に向上させることができる。

以上説明したように、本発明により、簡易な構成にて、非接触ＩＣカードとリーダ・ライタ間で、ヌル点のない品質の安定した通信が可能となる。

１ 制御部
２ 送信回路
３ アンテナ
４ 検波回路
５ 増幅器
６ コンパレータ
７ カード位置検出部
８ ＬＰＦ（ローパスフィルタ）
Ｍ１，Ｍ２，Ｍ３ オペアンプ
Ｒ１、Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４，Ｒ５，Ｒ６，Ｒ７ 抵抗
ＳＷ１ スイッチ
Ｃ コンデンサ
１０ 増幅器
Ｒ８ 抵抗
ＳＷ２ スイッチ

Claims (6)

1. 非接触型情報媒体による負荷変調信号を受信し、該受信信号の包絡線を検波出力する包絡線検波回路と、該包絡線検波出力を増幅する増幅器と、該増幅器出力を入力して２値化するコンパレータとを有する非接触型通信装置において、
   前記包絡線検波出力に基づいて前記非接触型情報媒体との距離が所定距離以下か否かを検出して、該検出結果により前記コンパレータのヒステリシス幅を制御する位置検出制御手段を備えたことを特徴とする非接触型通信装置。
2. 前記コンパレータにおいて正帰還の抵抗と直列にスイッチを設け、
   前記位置検出制御手段は、前記非接触型情報媒体との距離が所定距離以下である場合には前記スイッチをＯＮ制御することで、コンパレータのヒステリシスが働くようにすることを特徴とする請求項１記載の非接触型通信装置。
3. 前記位置検出制御手段の検出出力によって、更に、前記増幅器の利得を制御することを特徴とする請求項１または２記載の非接触型通信装置。
4. 前記増幅器には、負帰還の２つの抵抗を並列に設けると共に該２つの抵抗の何れか一方に直列に接続される第２スイッチを設け、
   前記位置検出制御手段は、前記非接触型情報媒体との距離が所定距離以下である場合には前記第２スイッチもＯＮ制御することで、前記増幅器の利得を下げることを特徴とする請求項３記載の非接触型通信装置。
5. 前記位置検出制御手段は、前記包絡線検波出力の直流成分を検出し、この直流成分電圧を予め設定される所定の閾値電圧と大小比較することで、前記非接触型情報媒体との距離が所定距離以下か否かを検出することを特徴とする請求項１〜４の何れかに記載の非接触型通信装置。
6. 非接触型情報媒体による負荷変調信号の包絡線を検波出力する包絡線検波回路と、該包絡線検波出力を増幅する増幅器と、該増幅器出力を入力して２値化するコンパレータとを備える復調部を有する非接触型通信装置における該復調部であって、
   前記包絡線検波出力に基づいて前記非接触型情報媒体との距離が所定距離以下か否かを検出して、該検出結果により前記コンパレータのヒステリシス幅を制御する位置検出制御手段を備えたことを特徴とする非接触型通信装置の復調部。