JP2010166761A - スイッチドリラクタンスモータ - Google Patents
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Abstract
【課題】製造しやすく、軽量で、トルクリップルが少ないスイッチドリラクタンスモータを実現すること。
【解決手段】ステータコアは、軸方向に延在する複数の軟磁性ステータセグメント３を周方向へ電気角２πピッチで配置して構成される。ステータセグメント３は、スロットを挟んで軸方向に配置されたステータ磁極３１〜３４をもつ。ロータコアは、軸方向に延在する複数の軟磁性ロータセグメント７Ｕ、７Ｖ、７Ｗからなる複数のロータセグメント群を周方向へ電気角２πピッチで配置して構成される。ロータセグメント７Ｕはステータ磁極３１、３２を磁気短絡し、ロータセグメント７Ｖはステータ磁極３２、３３を磁気短絡し、ロータセグメント７Ｗはステータ磁極３３、３４を磁気短絡する。リングコイルからなるＤＣコイル４０Ａ、４０Ｂ、４０Ｃ及びＡＣコイル４Ａ、４Ｂ、４Ｃは、それぞれ各ステータ磁極３１〜３４の間のスロットを別々に周方向へ貫通する。
【選択図】図９
【解決手段】ステータコアは、軸方向に延在する複数の軟磁性ステータセグメント３を周方向へ電気角２πピッチで配置して構成される。ステータセグメント３は、スロットを挟んで軸方向に配置されたステータ磁極３１〜３４をもつ。ロータコアは、軸方向に延在する複数の軟磁性ロータセグメント７Ｕ、７Ｖ、７Ｗからなる複数のロータセグメント群を周方向へ電気角２πピッチで配置して構成される。ロータセグメント７Ｕはステータ磁極３１、３２を磁気短絡し、ロータセグメント７Ｖはステータ磁極３２、３３を磁気短絡し、ロータセグメント７Ｗはステータ磁極３３、３４を磁気短絡する。リングコイルからなるＤＣコイル４０Ａ、４０Ｂ、４０Ｃ及びＡＣコイル４Ａ、４Ｂ、４Ｃは、それぞれ各ステータ磁極３１〜３４の間のスロットを別々に周方向へ貫通する。
【選択図】図９
Description
本発明は、スイッチドリラクタンスモータ及びその駆動回路の改良に関する。
（従来の軸方向ＲＭ）
軟磁性のロータコアの磁気抵抗（リラクタンス）の変化を利用するリラクタンスモータ（ＲＭ）は、高価な永久磁石を用いないため強度が大きく製造コストを減らせるという利点をもつ。更に、永久磁石型のロータをもつ通常の同期モータに比べて永久磁石の機械支持が不要となるため高速回転が可能であり、高速回転時の逆起電力の問題も生じない。これらの利点は、モータアシストターボチャージャやインホィルモータなどの可変速高速回転モータとして好ましい。ＲＭとして、シンクロナスリラクタンスモータ（ＳｙｎＲＭ）、スイッチドリラクタンスモータ（ＳＲＭ）及びＶＲ型ステッピングモータが知られている。
軟磁性のロータコアの磁気抵抗（リラクタンス）の変化を利用するリラクタンスモータ（ＲＭ）は、高価な永久磁石を用いないため強度が大きく製造コストを減らせるという利点をもつ。更に、永久磁石型のロータをもつ通常の同期モータに比べて永久磁石の機械支持が不要となるため高速回転が可能であり、高速回転時の逆起電力の問題も生じない。これらの利点は、モータアシストターボチャージャやインホィルモータなどの可変速高速回転モータとして好ましい。ＲＭとして、シンクロナスリラクタンスモータ（ＳｙｎＲＭ）、スイッチドリラクタンスモータ（ＳＲＭ）及びＶＲ型ステッピングモータが知られている。
磁束が軸方向に流れるＲＭ（軸方向ＲＭ）が公知となっている。たとえば、ＶＲ型ステッピングモータでは、リングコイルの採用とクローティース（Ｃｌａｗ ｔｏｏｔｈ）とをもち、磁束はステータコア（クローポールコア）中を軸方向に流れる。
ステータコイルが集中巻きされた複数の馬蹄形（Ｃ字形）コアを周方向に分散配置したＳＲＭ又はＶＲ型ステッピングモータが下記の特許文献１〜５に開示されている。
特許文献１（Ｆｕｊｉｔａｎｉ）は、Ｃ字形コアからなるステータコアと円筒形のロータコアとをもつＶＲ型ステッピングモータを提案している。このモータは、軸方向にタンデム配置される相数に等しい数のステータ・ロータペアをもつ。ステータコイルは、各馬蹄形ステータコアの一部として軸方向に延在するヨークに集中巻きされる。Ｃ字形コアは、軸方向に隣接して互いに逆極性の磁極（極歯）をもつ。
ステータコイルが集中巻きされた複数の馬蹄形（Ｃ字形）コアを周方向に分散配置したＳＲＭ又はＶＲ型ステッピングモータが下記の特許文献１〜５に開示されている。
特許文献１（Ｆｕｊｉｔａｎｉ）は、Ｃ字形コアからなるステータコアと円筒形のロータコアとをもつＶＲ型ステッピングモータを提案している。このモータは、軸方向にタンデム配置される相数に等しい数のステータ・ロータペアをもつ。ステータコイルは、各馬蹄形ステータコアの一部として軸方向に延在するヨークに集中巻きされる。Ｃ字形コアは、軸方向に隣接して互いに逆極性の磁極（極歯）をもつ。
特許文献２（Ｋｕｎｉｈｉｒｏ）は、Ｃ字形コアをディスク状のロータコアの径方向外側に配置するアキシャルギャップＳＲＭを提案している。ステータ磁極とロータ磁極とは軸方向に対面している。
特許文献３（Ｔａｋａｈａｓｈｉ）は、ステータコアをなす複数のＣ字形コアが周方向に分散配置され、ロータコアをなす複数のＣ字形コアが周方向に分散配置されるラジアルギャップＶＲ型モータを提案している。Ｃ字形コアは、Ｃ字形に屈曲された電磁鋼板を積層して構成されている。
特許文献３（Ｔａｋａｈａｓｈｉ）は、ステータコアをなす複数のＣ字形コアが周方向に分散配置され、ロータコアをなす複数のＣ字形コアが周方向に分散配置されるラジアルギャップＶＲ型モータを提案している。Ｃ字形コアは、Ｃ字形に屈曲された電磁鋼板を積層して構成されている。
特許文献４（Ｔａｋａｎｏ）は、ステータコアがディスク状のロータコアの軸方向一端側に位置して周方向へ複数配置される複数のＣ字形コアをもち、ロータコアが周方向に配置される複数のＣ字形コアをもつアキシャルギャップＶＲ型モータを提案している。ステータ磁極とロータ磁極とは軸方向に対面している。馬蹄形コアの互いに逆極性の２つのステータ磁極は径方向に配列される。ステータの馬蹄形コアとロータ磁極との空間位相は馬蹄形コアごとに異なり、各馬蹄形コアのコイル通電位相も異なる。馬蹄形コアはＣ字形に屈曲された電磁鋼板を重ねて構成されている。
特許文献５（Ｈａｇｉｗａｒａ）は、Ｅ字形ステータコアの両側のステータ磁極（極歯）がディスク状のロータコアの両端面に軸方向に対面し、Ｅ字形ステータコアの中央のステータ磁極（極歯）がディスク状のロータコアの外周面に対面するＳＲＭを提案している。
特許文献５（Ｈａｇｉｗａｒａ）は、Ｅ字形ステータコアの両側のステータ磁極（極歯）がディスク状のロータコアの両端面に軸方向に対面し、Ｅ字形ステータコアの中央のステータ磁極（極歯）がディスク状のロータコアの外周面に対面するＳＲＭを提案している。
特許文献６（Ｎａｓｈｉｋｉ）は、周方向に所定ピッチで配置される複数のステータ磁極によりそれぞれ構成される複数群のステータ磁極群を軸方向に所定ピッチで有するステータコアと、各群のステータ磁極群の間に配置されたループコイル（リングコイル）と、周方向に所定ピッチで配置される複数のロータ磁極によりそれぞれ構成される複数群のロータ群を軸方向に所定ピッチで有するロータコアとを有するＳＲＭを提案している。各ステータ磁極群のステータ磁極は円筒状のバックヨークにより磁気的に結合され、各ロータ磁極群のロータ磁極は円筒状のバックヨークにより磁気的に結合されている。しかしながら、特許文献６のＳＲＭは、３次元状のロータコア及びステータコアをもつため、ステータコア及びロータコアの渦電流損失が大きいという問題があった。圧粉コアの採用により損失を低減することは可能であるが、製造費用が大幅に増大するという問題が派生してしまう。
（従来の軸方向ＲＭの問題点）
モータアシストターボチャージャやインホイルモータは、理由説明は省略されるがトルク当たりの重量の低減要求が特に強い。ＲＭの中でＳＲＭは大きな単位重量当たりのトルクをもつが、永久磁石型同期モータ（ＰＭ）と比較してトルクまだ重量が大きいという問題がある。また、ＳＲＭは、ＰＭに比べて騒音及び振動が大きいという問題、効率が悪いという問題もあった。これらの諸問題の存在が、製造コストの低減が可能にもかかわらず、ＳＲＭがＰＭ（たとえばブラシレスＤＣモータ）に比べて特殊用途のみにしか採用されていない理由である。
モータアシストターボチャージャやインホイルモータは、理由説明は省略されるがトルク当たりの重量の低減要求が特に強い。ＲＭの中でＳＲＭは大きな単位重量当たりのトルクをもつが、永久磁石型同期モータ（ＰＭ）と比較してトルクまだ重量が大きいという問題がある。また、ＳＲＭは、ＰＭに比べて騒音及び振動が大きいという問題、効率が悪いという問題もあった。これらの諸問題の存在が、製造コストの低減が可能にもかかわらず、ＳＲＭがＰＭ（たとえばブラシレスＤＣモータ）に比べて特殊用途のみにしか採用されていない理由である。
本発明は、上記問題点に鑑みなされたものであり、優れた単位重量当たりのトルクをもち、振動及び騒音が小さいＳＲＭを提供することをその目的としている。また、本発明は、損失の低減が可能なＳＲＭを提供することをその目的としている。更に、本発明は発電制御が容易なＳＲＭを提供することをその目的としている。
（発明の目的）
現在のスイッチドリラクタンスモータ（ＳＲＭ）の生産量は非常に少ない。この原因の一つは、トルクリップルや騒音が大きいためである。しかし、スイッチドリラクタンスモータは、可変速高速回転モータとして大きな可能性をもつ。高速回転に対応する正弦波電流を形成することは簡単ではない。本発明は、トルクリップルが少ないスイッチドリラクタンスモータを提供することを目的としている。また、本発明は、小型で高トルクを出力できる可変速高速回転可能なスイッチドリラクタンスモータを提供することを目的としている。
現在のスイッチドリラクタンスモータ（ＳＲＭ）の生産量は非常に少ない。この原因の一つは、トルクリップルや騒音が大きいためである。しかし、スイッチドリラクタンスモータは、可変速高速回転モータとして大きな可能性をもつ。高速回転に対応する正弦波電流を形成することは簡単ではない。本発明は、トルクリップルが少ないスイッチドリラクタンスモータを提供することを目的としている。また、本発明は、小型で高トルクを出力できる可変速高速回転可能なスイッチドリラクタンスモータを提供することを目的としている。
強力な加速能力をもつ車両エンジンアシスト用のモータアシストターボチャージャは、エンジンの小型軽量化の他にスロットル弁の簡素化又は省略の可能性を与える。車両のインホィルモータは、車両加速性を確保しつつエンジンの小型化を実現する。しかし、これらのモータは、重量の低減が非常に重要となる。本発明は、モータアシストターボチャージャ又はインホィルモータに好適な軽量モータを実現することを目的としている。
その他、スイッチドリラクタンスモータを高速回転させる場合、そのユニポーラモータ駆動回路によりステータコイル電流の急速な立ち上げ、立ち下げが必要となる。本発明は、高速駆動が可能なスイッチドリラクタンスモータ用のユニポーラ型モータ駆動回路を提供することをその目的としている。
（発明の要約）
下記の説明は、円筒状のステータコアをもつラジアルギャップ型スイッチドリラクタンスモータを例として説明される。しかし、この明細書で開示されるラジアルギャップ型スイッチドリラクタンスモータをアキシャルギャップ型、リニアモータ型、斜めギャップ型のスイッチドリラクタンスモータに適用できる。すなわち、ラジアルギャップモータの軸方向はアキシャルギャップモータの径方向に相当し、ラジアルギャップモータの径方向はアキシャルギャップモータの軸方向に相当する。したがって、理解を簡単とするため、ラジアルギャップモータ構造に対して請求された本発明は、当業者による方向の読み替えを想定してアキシャルギャップ型、リニアモータ型、斜めギャップ型のスイッチドリラクタンスモータの態様を包含する。
下記の説明は、円筒状のステータコアをもつラジアルギャップ型スイッチドリラクタンスモータを例として説明される。しかし、この明細書で開示されるラジアルギャップ型スイッチドリラクタンスモータをアキシャルギャップ型、リニアモータ型、斜めギャップ型のスイッチドリラクタンスモータに適用できる。すなわち、ラジアルギャップモータの軸方向はアキシャルギャップモータの径方向に相当し、ラジアルギャップモータの径方向はアキシャルギャップモータの軸方向に相当する。したがって、理解を簡単とするため、ラジアルギャップモータ構造に対して請求された本発明は、当業者による方向の読み替えを想定してアキシャルギャップ型、リニアモータ型、斜めギャップ型のスイッチドリラクタンスモータの態様を包含する。
その他、下記に記載する本発明の一部の態様は、スイッチドリラクタンスモータ以外のモータたとえばロータが永久磁石をもつ永久磁石式同期モータや界磁コイル式同期モータにも適用することができる。
下記に説明する３つの独立発明は、複数相の相コイルからなるステータコイルが巻かれた軟磁性のステータコアを有するステータと、前記ステータの周面に小ギャップを隔てて相対回転自在に配置されたロータと、前記各相コイルに異なるタイミングで略台形波状の電流を通電するモータ駆動回路とを有し、前記ロータのステータ対向面は、軟磁性の低磁気抵抗部を周方向所定ピッチで有し、前記ステータコアは、軟磁性を有して前記ロータに向けて突出する複数のステータ磁極を周方向所定ピッチで有するスイッチドリラクタンスモータ（ＳＲＭ）に適用される。この種のＳＲＭは周知である。
下記に説明する３つの独立発明は、複数相の相コイルからなるステータコイルが巻かれた軟磁性のステータコアを有するステータと、前記ステータの周面に小ギャップを隔てて相対回転自在に配置されたロータと、前記各相コイルに異なるタイミングで略台形波状の電流を通電するモータ駆動回路とを有し、前記ロータのステータ対向面は、軟磁性の低磁気抵抗部を周方向所定ピッチで有し、前記ステータコアは、軟磁性を有して前記ロータに向けて突出する複数のステータ磁極を周方向所定ピッチで有するスイッチドリラクタンスモータ（ＳＲＭ）に適用される。この種のＳＲＭは周知である。
（第１発明の説明）
第１発明のＳＲＭでは、前記ステータコアは、周方向所定ピッチで配置されて略軸方向へそれぞれ延在する複数の軟磁性のステータセグメントを有し、前記各ステータセグメントは、軸方向所定ピッチで配置されて略径方向ロータ向きにそれぞれ突出する３個以上のステータ磁極を有し、前記ロータコアは、周方向所定ピッチで配置されて略軸方向へそれぞれ延在する複数の軟磁性のロータセグメントを有し、前記各ロータセグメントは、前記各ステータセグメントの互いに軸方向に隣接する少なくとも２つの前記ステータ磁極に対面可能な軸方向位置に配置され、前記各相の相コイルは、前記各ステータセグメントの前記ステータ磁極の間に設けられたスロットを貫通して略円形に巻かれて前記ロータコアを囲むリングコイルにより構成され、第１の前記ロータセグメントに対面する２つの前記ステータ磁極と前記第１のロータセグメントとの間の周方向相対位置は、第２の前記ロータセグメントに対面する２つの前記ステータ磁極と前記第２のロータセグメントとの間の周方向相対位置に対して周方向へ所定電気角離れており、前記モータ駆動回路は、前記第１のロータセグメントを励磁する第１の前記相コイルへ通電する第１相の電流の位相を、前記第２のロータセグメントを励磁する第２の前記相コイルへ通電する第２相の電流の位相に対して前記電気角に相当する位相角だけずらせることを特徴としている。
第１発明のＳＲＭでは、前記ステータコアは、周方向所定ピッチで配置されて略軸方向へそれぞれ延在する複数の軟磁性のステータセグメントを有し、前記各ステータセグメントは、軸方向所定ピッチで配置されて略径方向ロータ向きにそれぞれ突出する３個以上のステータ磁極を有し、前記ロータコアは、周方向所定ピッチで配置されて略軸方向へそれぞれ延在する複数の軟磁性のロータセグメントを有し、前記各ロータセグメントは、前記各ステータセグメントの互いに軸方向に隣接する少なくとも２つの前記ステータ磁極に対面可能な軸方向位置に配置され、前記各相の相コイルは、前記各ステータセグメントの前記ステータ磁極の間に設けられたスロットを貫通して略円形に巻かれて前記ロータコアを囲むリングコイルにより構成され、第１の前記ロータセグメントに対面する２つの前記ステータ磁極と前記第１のロータセグメントとの間の周方向相対位置は、第２の前記ロータセグメントに対面する２つの前記ステータ磁極と前記第２のロータセグメントとの間の周方向相対位置に対して周方向へ所定電気角離れており、前記モータ駆動回路は、前記第１のロータセグメントを励磁する第１の前記相コイルへ通電する第１相の電流の位相を、前記第２のロータセグメントを励磁する第２の前記相コイルへ通電する第２相の電流の位相に対して前記電気角に相当する位相角だけずらせることを特徴としている。
なお、それぞれ軸方向延在するステータセグメント及びロータセグメントとリングコイルとをもつこのＳＲＭにおいて、ロータセグメントに永久磁石を固定すれば、磁石磁束を利用したトルク発生も可能である。この磁石付きロータセグメントをもつ軸方向延在セグメントモータにおいて、永久磁石の存在によりロータセグメント７の磁気抵抗が大幅に増大する場合には、リラクタンストルクをほとんど期待できないため、磁石式同期モータとみなすこともできる。
すなわち、このＳＲＭは、３個以上のステータ磁極を有して軸方向に延在するステータセグメント及びこのステータセグメントに対面するロータセグメントをもち、ステータセグメントの各スロットを貫通するリングコイルによりロータセグメントを励磁する。
すなわち、このＳＲＭは、３個以上のステータ磁極を有して軸方向に延在するステータセグメント及びこのステータセグメントに対面するロータセグメントをもち、ステータセグメントの各スロットを貫通するリングコイルによりロータセグメントを励磁する。
このＳＲＭは、短い磁路長をもつので大比重の軟磁性材料の使用量を減らすことができる。また、リングコイルを用いるため従来の円筒型モータに比べてステータコアから軸方向両側に突出するコイルエンドがなく、断面積が大きいコイル導体を容易に巻くことができる。したがって、比重が大きいコイル材料の使用量を減らすことができる。また、コイルエンドの省略分だけ、コイルエンドを囲む金属ハウジングを小型軽量とすることができる。これらの結果として、モータ重量を大幅に低減することができる。
更に、このモータは、互いに周方向に隣接する各ステータセグメントの間にリングコイルを露出させることができるので、リングコイルの冷却が非常に容易となる。これにより、リングコイルの電流密度を更に増大できるので、モータの更なる小型軽量化を実現することができる。
更に、このモータは、互いに周方向に隣接する各ステータセグメントの間にリングコイルを露出させることができるので、リングコイルの冷却が非常に容易となる。これにより、リングコイルの電流密度を更に増大できるので、モータの更なる小型軽量化を実現することができる。
それぞれ軸方向に延在する複数のステータセグメントを周方向に所定ピッチで配置することによりステータコアを構成する構造のモータでは、モータハウジングにこのステータセグメントを支持することが特に重要な課題となる。このＳＲＭでは、ステータコイルとしてリングコイルを採用するため、ステータセグメントの各ステータ磁極の周方向両側の端面はコイルに覆われることがなく、モータハウジングに密着して支持されることができる。その結果、分割された多数のステータセグメントをモータハウジングにより安全に支持することができる。
第１発明のＳＲＭの好適な態様１において、前記リングコイルは、前記各ステータ磁極の間の各スロットに収容された直流電流通電用のＤＣコイル及び交流電流通電用のＡＣコイルを有し、前記モータ駆動回路は、前記各ＤＣコイルに直流電流を通電し、前記ＡＣコイルに略台形波の交流電流を通電する。
すなわち、このＳＲＭは、直流電流が通電されるＤＣコイルをなすリングコイルと、各相の交流電流が通電されるＡＣコイルをなすリングコイルとを同一スロットに収容する。これにより、直流磁束を利用することができる。これにより、直流電流制御により発電の制御が容易となる。また、電動動作時においても、交流電流と直流電流との合計が流れる一つの等価コイルと考えることができるので、交流電流の振幅が小さいにもかかわらず交流電流と直流電流との和の２乗に比例する大きなトルクをインダクタンス増大期間に得ることができる。
すなわち、このＳＲＭは、直流電流が通電されるＤＣコイルをなすリングコイルと、各相の交流電流が通電されるＡＣコイルをなすリングコイルとを同一スロットに収容する。これにより、直流磁束を利用することができる。これにより、直流電流制御により発電の制御が容易となる。また、電動動作時においても、交流電流と直流電流との合計が流れる一つの等価コイルと考えることができるので、交流電流の振幅が小さいにもかかわらず交流電流と直流電流との和の２乗に比例する大きなトルクをインダクタンス増大期間に得ることができる。
第１発明のＳＲＭの好適な態様２において、前記ＤＣコイルをなす前記リングコイルは、前記ＡＣコイルをなす前記リングコイルよりも、小さい導体断面積と多いターン数とをもつ。これにより、ＤＣコイルの銅損を低減できるとともに、スロット内のＡＣコイルの占有率を向上することができるたけ、ＡＣコイルの銅損も低減することができる。
第１発明のＳＲＭの好適な態様３において、前記モータ駆動回路は、電動動作に際して、前記ＡＣコイルのインダクタンス減少期間における前記交流電流の形成磁束の向きが前記直流電流が形成する磁束に対して反対となり、前記ＡＣコイルのインダクタンス増大期間における前記交流電流の形成磁束の向きが前記直流電流が形成する磁束に対して同じとなる向きに前記ＡＣコイルに前記交流電流を通電する。これにより、インダクタンス減少期間におけるＡＣコイルの形成磁束の一部又は全部がＤＣコイルの形成磁束により相殺されるため、逆トルクを減らすか０とすることができる。また、ＡＣコイル及びＤＣコイルの電流によりインダクタンス増大期間におけるトルクを増大することができる。
第１発明のＳＲＭの好適な態様３において、前記モータ駆動回路は、電動動作に際して、前記ＡＣコイルのインダクタンス減少期間における前記交流電流の形成磁束の向きが前記直流電流が形成する磁束に対して反対となり、前記ＡＣコイルのインダクタンス増大期間における前記交流電流の形成磁束の向きが前記直流電流が形成する磁束に対して同じとなる向きに前記ＡＣコイルに前記交流電流を通電する。これにより、インダクタンス減少期間におけるＡＣコイルの形成磁束の一部又は全部がＤＣコイルの形成磁束により相殺されるため、逆トルクを減らすか０とすることができる。また、ＡＣコイル及びＤＣコイルの電流によりインダクタンス増大期間におけるトルクを増大することができる。
第１発明のＳＲＭの好適な態様４において、前記モータ駆動回路は、電動動作に際して、前記ＡＣコイルのインダクタンス減少期間における前記交流電流の形成磁束に略等しく、方向が反対の磁束を形成する前記直流電流を前記ＤＣコイルに通電する。これにより、インダクタンス減少期間にロータセグメントにほとんど磁束が流れないため、逆トルクをほぼ０とすることができ、トルクリップルを大幅に低減することができる。
好適態様において、前記モータ駆動回路は、高効率運転モード（又は小トルクリップル運転モード）において前記ＡＣコイルのインダクタンス減少期間に前記直流磁束の量と略等しく、かつ、逆向きの前記交流磁束を形成し、大トルク運転モードにおいて前記ＡＣコイルのインダクタンス減少期間に、前記直流磁束の量より２０〜５０％大きく、かつ、逆向きの前記交流磁束を形成する。これにより、大トルクが必要な場合に、トルクを増大することができ、高効率又は小トルクリップルが必要な場合に、銅損を減らして効率を高め、トルクリップルを低減することができる。
好適態様において、前記モータ駆動回路は、高効率運転モード（又は小トルクリップル運転モード）において前記ＡＣコイルのインダクタンス減少期間に前記直流磁束の量と略等しく、かつ、逆向きの前記交流磁束を形成し、大トルク運転モードにおいて前記ＡＣコイルのインダクタンス減少期間に、前記直流磁束の量より２０〜５０％大きく、かつ、逆向きの前記交流磁束を形成する。これにより、大トルクが必要な場合に、トルクを増大することができ、高効率又は小トルクリップルが必要な場合に、銅損を減らして効率を高め、トルクリップルを低減することができる。
なお、ＳＲＭに通電される台形波状直流電流を安定した直流電流と交流電流とに分割し、それらを別々のコイル（ＤＣコイル及びＡＣコイル）に通電し、更に直流電流Ｉｄｃの振幅をインダクタンス減少期間の交流電流の平均振幅に略等しくすることにより、インダクタンス減少期間の磁束をほぼキャンセルするこの技術の思想は、公知の一般のＳＲＭにも適用することができることに留意されたい。
第１発明のＳＲＭの好適な態様５において、前記モータ駆動回路は、３相の前記相コイルをなす３つの前記ＡＣコイルにそれぞれ別々に給電する単相フルフレームブリッジ回路を有する。これにより、互いに異なる期間に電流が立ち上がり、立ち下がる動作（たとえば図３、図１３参照）を行うＳＲＭを実現することができる。
第１発明のＳＲＭの好適な態様６において、前記モータ駆動回路は、星形接続されて３相の前記相コイルをなす３つの前記ＡＣコイルに３相交流電流を給電する３相ブリッジ回路を有し、前記３相ブリッジ回路の３つの上アーム素子は、電気角略２π／３づつ順番にオンし、前記３相ブリッジ回路の３つの下アーム素子は、電気角略４π／３づつ順番にオンし、前記ＤＣコイルに流れる直流電流Ｉｄｃは、前記３相ブリッジ回路の３つの上アーム素子の電流の約半分とされる。これにより、請求項４記載のスイッチドリラクタンスモータ。星形接続される３相の前記相コイルを駆動する簡素な３相ブリッジ回路により、そのインダクタンス増大期間以外の期間の交流電流磁束を直流電流磁束によりキャンセルすることができる。
第１発明のＳＲＭの好適な態様７において、前記モータ駆動回路は、互いに直列された前記各ＤＣコイルと並列に接続されたキャパシタを有する。これにより、ＤＣコイルに流れる直流電流をスイッチング制御する時に生じるスイッチングノイズを低減するとともに、ＤＣコイルに誘導される交流誘導電圧を大幅に低減することができる。なお、この発明は、複数相のＤＣコイルをもつ公知の一般のＳＲＭにも適用することができることに留意されたい。
第１発明のＳＲＭの好適な態様５において、前記モータ駆動回路は、３相の前記相コイルをなす３つの前記ＡＣコイルにそれぞれ別々に給電する単相フルフレームブリッジ回路を有する。これにより、互いに異なる期間に電流が立ち上がり、立ち下がる動作（たとえば図３、図１３参照）を行うＳＲＭを実現することができる。
第１発明のＳＲＭの好適な態様６において、前記モータ駆動回路は、星形接続されて３相の前記相コイルをなす３つの前記ＡＣコイルに３相交流電流を給電する３相ブリッジ回路を有し、前記３相ブリッジ回路の３つの上アーム素子は、電気角略２π／３づつ順番にオンし、前記３相ブリッジ回路の３つの下アーム素子は、電気角略４π／３づつ順番にオンし、前記ＤＣコイルに流れる直流電流Ｉｄｃは、前記３相ブリッジ回路の３つの上アーム素子の電流の約半分とされる。これにより、請求項４記載のスイッチドリラクタンスモータ。星形接続される３相の前記相コイルを駆動する簡素な３相ブリッジ回路により、そのインダクタンス増大期間以外の期間の交流電流磁束を直流電流磁束によりキャンセルすることができる。
第１発明のＳＲＭの好適な態様７において、前記モータ駆動回路は、互いに直列された前記各ＤＣコイルと並列に接続されたキャパシタを有する。これにより、ＤＣコイルに流れる直流電流をスイッチング制御する時に生じるスイッチングノイズを低減するとともに、ＤＣコイルに誘導される交流誘導電圧を大幅に低減することができる。なお、この発明は、複数相のＤＣコイルをもつ公知の一般のＳＲＭにも適用することができることに留意されたい。
第１発明のＳＲＭの好適な態様８において、前記モータ駆動回路は、互いに直列された前記各ＤＣコイルに略定電流を通電する定電流回路を有する。これにより、ロータセグメントの移動やＡＣコイルの電流変化によりＤＣコイルに誘導される誘導電圧によるＤＣコイルの直流電流の変動を大幅に低減することができる。なお、この発明は、複数相のＤＣコイルをもつ公知の一般のＳＲＭにも適用することができることに留意されたい。
第１発明のＳＲＭの好適な態様７において、前記モータ駆動回路は、互いに直列された前記各ＤＣコイルに高周波電流を通電する発振回路と、前記高周波電流による前記複数のＤＣコイルの電圧降下に基づいて前記ロータの回転角を検出するロータ回転角検出回路とを有する。これにより、既存のＤＣコイルを利用することにより、ロータセグメントとの相対位置関係に依存するＤＣコイルのインダクタンス変化に応じて変化するロータ回転角を静止時及び回転時に検出することができる。なお、この発明は、複数相のＤＣコイルをもつ公知の一般のＳＲＭにも適用することができることに留意されたい。
第１発明のＳＲＭの好適な態様８において、前記ステータセグメント及び前記ロータセグメントは、略軸方向に延在する多数の軟磁性鋼板を前記ロータの接線方向へ積層して形成され、前記ステータセグメント及び前記ロータセグメントの径方向端部は、全体として近似的に円形となるように互いの間に段差を有して配列されている。この態様は、ＳＲＭ以外に、軸方向延在セグメントを用いる他の形式のモータにも採用することができる。このようにすれば、比較的簡素な製造工程と安価な材料を用いて軸方向延在セグメントＳＲＭの鉄損を低減することができる。この態様は、ＳＲＭ以外に、軸方向延在セグメントを用いる他の形式のモータにも採用することができる。
第１発明のＳＲＭの好適な態様９において、前記ロータセグメントは、前記ステータセグメントの軸方向Ｎ（Ｎは２以上の整数）番目及びＮ＋１番目の前記ステータ磁極に対面する軸方向Ｍ番目の前記ロータセグメントと、前記ステータセグメントの軸方向Ｎ＋１番目及びＮ＋２番目の前記ステータ磁極に対面する軸方向Ｍ＋１番目の前記ロータセグメントとを含み、前記ロータコアは、前記Ｍ番目の前記ロータセグメントと、前記Ｍ＋１番目の前記ロータセグメントとの間に位置して磁気抵抗が大きい高磁気抵抗領域を有する。このようにすれば、Ｍ番目のロータセグメントからＭ＋１番目のロータセグメントへの周方向磁束漏れにより、Ｎ番目とＮ＋２番目のステータ磁極が磁気短絡されることにより、Ｎ番目とＮ＋１番目のステータ磁極の間のコイル、又は、Ｎ＋１番目とＮ＋２番目のステータ磁極の間のコイルのインダクタンスが十分に小さくならないという問題を解決することができる。
第１発明のＳＲＭの好適な態様１０において、前記ステータセグメント及び前記ロータセグメントの少なくとも一方は、略軸方向へ延在する多数の軟磁性鋼板を前記ロータの略接線方向へ積層して形成された第１積層部と、略接線方向へ延在する多数の軟磁性鋼板を前記ロータの軸方向へ積層して形成された第２積層部とを組み合わせて構成される。このようにすれば、ステータセグメントとロータセグメントとの部分的な周方向オーバーラップ時にステータセグメントのステータ磁極及びロータセグメントに局部的に磁束集中が生じたり、複数の軟磁性鋼板を貫通して周方向に磁束が流れて渦電流が増大したりする問題を解決することができる。
第１発明のＳＲＭの好適な態様１１において、前記第１積層部は、前記ステータ磁極の先端部近傍に位置して略周方向に開口されて前記第２積層部を収容する孔部を有する。これにより、上記磁束集中低減効果や渦電流低減効果を向上することができる。
第１発明のＳＲＭの好適な態様１２において、軟磁性鉄粉を含むとともに前記第２積層部を前記第１積層部に接着する接着剤層を有する。これにより、第１積層部と第２積層部との間の磁気抵抗を低減することができるとともに、第１積層部と第２積層部との機械的一体性を向上することができる。
第１発明のＳＲＭの好適な態様１２において、軟磁性鉄粉を含むとともに前記第２積層部を前記第１積層部に接着する接着剤層を有する。これにより、第１積層部と第２積層部との間の磁気抵抗を低減することができるとともに、第１積層部と第２積層部との機械的一体性を向上することができる。
第１発明のＳＲＭの好適な態様１３において、前記第２積層部は、略Ｃ字状の軟磁性鋼板を軸方向及び径方向に積層して構成されて一対の先端部が前記ロータに向かって突出するＣ字形コアからなる。これにより、第２積層部を容易に製造することができる。
第１発明のＳＲＭの好適な態様１４において、前記第２積層部は、幅方向両側に突出する一対の突出部を有する長尺の軟磁性鋼板を螺旋巻きするとともに前記一対の突出部を前記ロータに向けて曲げて形成される。これにより、第２積層部を容易に製造することができる。
第１発明のＳＲＭの好適な態様１４において、前記第２積層部は、幅方向両側に突出する一対の突出部を有する長尺の軟磁性鋼板を螺旋巻きするとともに前記一対の突出部を前記ロータに向けて曲げて形成される。これにより、第２積層部を容易に製造することができる。
第１発明のＳＲＭの好適な態様１５において、前記ステータコアは、前記リングコイルの前記ロータ側以外の部分を包むＣ字状断面を有して前記リングコイルから離れる方向へ軟磁性鋼板を積層して構成されたＣ字形コアを有する。これにより、ステータセグメントを容易に製造することができる。
第１発明のＳＲＭの好適な態様１６において、前記Ｃ字形コアは、幅方向両側に突出する一対の突出部を有する長尺の軟磁性鋼板を螺旋巻きするとともに前記一対の突出部を前記ロータに向けて曲げて形成される。このようにすれば、周方向へ所定ピッチで配列される多数のＣ形コア（クローポールコア）を簡単な製法により一挙に製造することができる。なお、この態様では、周方向に配列された各Ｃ形コア（ステータセグメント）は、軟磁性鋼板の周方向に延在する帯状部分により連結されるのでステータコアの機械的強度が増大することができる。この帯状部分がリングコイルの磁界に影響を与えることはない。複数のＣ形コアを軸方向（アキシャルギャップモータでは径方向）に隣接配置させることにより、多相ＳＲＭが可能となる。なお、この発明は、Ｃ字形のコアをもつ公知の一般のモータにもう適用することができることに留意されたい。
第１発明のＳＲＭの好適な態様１６において、前記Ｃ字形コアは、幅方向両側に突出する一対の突出部を有する長尺の軟磁性鋼板を螺旋巻きするとともに前記一対の突出部を前記ロータに向けて曲げて形成される。このようにすれば、周方向へ所定ピッチで配列される多数のＣ形コア（クローポールコア）を簡単な製法により一挙に製造することができる。なお、この態様では、周方向に配列された各Ｃ形コア（ステータセグメント）は、軟磁性鋼板の周方向に延在する帯状部分により連結されるのでステータコアの機械的強度が増大することができる。この帯状部分がリングコイルの磁界に影響を与えることはない。複数のＣ形コアを軸方向（アキシャルギャップモータでは径方向）に隣接配置させることにより、多相ＳＲＭが可能となる。なお、この発明は、Ｃ字形のコアをもつ公知の一般のモータにもう適用することができることに留意されたい。
第１発明のＳＲＭの好適な態様１７において、前記リングコイルは、一つの前記ステータセグメントの複数の前記ステータ磁極の配列方向において一定の厚さを有する長尺の絶縁被覆導電金属板を螺旋巻きして形成され、前記リングコイルの各ターンは、前記ステータセグメントの複数の前記ステータ磁極の配列方向に積層される。これにより、リングコイルを容易にステータセグメントのスロットに収容することができるとともに、ステータコイルの放熱性も向上する。なお、この発明は、リングコイルを用いる公知の一般のモータにもう適用することができることに留意されたい。
第１発明のＳＲＭの好適な態様１８において、前記ロータコアは、回転軸に嵌着された非磁性のボス部と、前記ボス部の外周面に固定されて前記ボス部の軸方向両側に突出する前記ロータセグメントとを有し、前記ロータセグメントは、前記ボス部の両端面から軸方向両側に突出する一対の突出端部を有し、前記リングコイル及び前記ステータ磁極は、前記ロータセグメントの前記突出端部の径方向両側に配置される。これにより、モータの軸方向長を短縮することができる。この態様は、ＳＲＭ以外に、軸方向延在セグメントを用いる他の形式のモータにも採用することができる
（第２発明の説明）
第２発明のＳＲＭでは、前記相コイルは、インダクタンス増大期間と次のインダクタンス減少期間との間に配置されてインダクタンス変化が小さいピーク期間と、インダクタンス減少期間と次のインダクタンス増大期間との間に配置されてインダクタンス変化が小さいボトム期間とをもち、一相の前記相コイルのインダクタンス増大期間に略連続して他の前記相コイルのインダクタンス増大期間が設定され、前記モータ駆動回路は、前記ボトム期間に前記相コイルへの通電電流の立ち上がりをほとんど完了し、前記ピーク期間に前記相コイルへの通電電流の立ち下がりをほとんど完了することを特徴としている。なお、この発明は、公知の一般のＳＲＭにもう適用することができることに留意されたい。
第２発明のＳＲＭでは、前記相コイルは、インダクタンス増大期間と次のインダクタンス減少期間との間に配置されてインダクタンス変化が小さいピーク期間と、インダクタンス減少期間と次のインダクタンス増大期間との間に配置されてインダクタンス変化が小さいボトム期間とをもち、一相の前記相コイルのインダクタンス増大期間に略連続して他の前記相コイルのインダクタンス増大期間が設定され、前記モータ駆動回路は、前記ボトム期間に前記相コイルへの通電電流の立ち上がりをほとんど完了し、前記ピーク期間に前記相コイルへの通電電流の立ち下がりをほとんど完了することを特徴としている。なお、この発明は、公知の一般のＳＲＭにもう適用することができることに留意されたい。
すなわち、この発明は、相コイルのインダクタンス増大期間の開始時点前に相コイルへの通電電流の最大値のほとんど（好適には８０％更に好適には９０％以上）の電流を通電し、かつ、相コイルのインダクタンス増大期間の終了時点後に相コイルへの通電電流の最大値のほとんど（好適には８０％更に好適には９０％以上）の電流を減衰させる。
この発明では、相コイルの電流が大きく変化する相電流の立ち上がり期間及び立ち下がり期間を、相コイルのインダクタンスが大きく増大するインダクタンス増大期間（電動動作時）から除外して設定する。このようにすれば、相電流の立ち上がり期間及び立ち下がり期間におけるトルクを大幅に小さくすることができる。このため、一つの相コイルに流れる相電流によるトルクを急峻に立ち上げ、立ち下げることができる。したがって、この角形のトルクを各相順次に連続させることにより、トルクリップルを大幅に低減することができる。なお、この態様は、その他の公知のスイッチドリラクタンスモータにも適用することができる。なお、ボトム期間及びピーク期間には、リラクタンストルクは発生しないため、これがトルクリップルを生じさせることはない。
この発明では、相コイルの電流が大きく変化する相電流の立ち上がり期間及び立ち下がり期間を、相コイルのインダクタンスが大きく増大するインダクタンス増大期間（電動動作時）から除外して設定する。このようにすれば、相電流の立ち上がり期間及び立ち下がり期間におけるトルクを大幅に小さくすることができる。このため、一つの相コイルに流れる相電流によるトルクを急峻に立ち上げ、立ち下げることができる。したがって、この角形のトルクを各相順次に連続させることにより、トルクリップルを大幅に低減することができる。なお、この態様は、その他の公知のスイッチドリラクタンスモータにも適用することができる。なお、ボトム期間及びピーク期間には、リラクタンストルクは発生しないため、これがトルクリップルを生じさせることはない。
第２発明のＳＲＭの好適な態様１において、前記ステータコアは、周方向所定ピッチで配置されて略軸方向へそれぞれ延在する複数の軟磁性のステータセグメントを有し、前記各ステータセグメントは、軸方向所定ピッチで配置されて略径方向ロータ向きにそれぞれ突出する３個以上のステータ磁極を有し、前記ロータコアは、周方向所定ピッチで配置されて略軸方向へそれぞれ延在する複数の軟磁性のロータセグメントを有し、前記各ロータセグメントは、前記各ステータセグメントの互いに軸方向に隣接する少なくとも２つの前記ステータ磁極に対面可能な軸方向位置に配置され、第１の前記ロータセグメントに対面する２つの前記ステータ磁極と前記第１のロータセグメントとの間の周方向相対位置は、第２の前記ロータセグメントに対面する２つの前記ステータ磁極と前記第２のロータセグメントとの間の周方向相対位置に対して周方向へ所定電気角離れており、前記ロータセグメントの周方向ピッチ及び前記ステータセグメントの周方向ピッチをそれぞれ電気角２πとする時、前記ステータ磁極は略電気角πの周方向幅をもち、前記ロータセグメントは略電気角２π／３の周方向幅をもつ。
このようにすれば、それぞれ略一定のトルクが生じる各相のインダクタンス増大期間を連続して発生させることができるので、トルクリップルを大幅に低減できるとともに、ボトム期間及びピーク期間を十分に確保することができる。
第２発明のＳＲＭの好適な態様２において、前記モータ駆動回路は、大トルクを発生する際に前記ボトム期間における通電開始時点を早め、小トルクを発生する際に前記ボトム期間における通電開始時点を遅らせる。これにより、小トルクを発生する際にトルクを発生しない電流立ち上がり期間の銅損を低減することができる。
第２発明のＳＲＭの好適な態様２において、前記モータ駆動回路は、大トルクを発生する際に前記ボトム期間における通電開始時点を早め、小トルクを発生する際に前記ボトム期間における通電開始時点を遅らせる。これにより、小トルクを発生する際にトルクを発生しない電流立ち上がり期間の銅損を低減することができる。
（第３発明の説明）
第３発明のＳＲＭは、前記モータ駆動回路は、前記相コイルへ通電する相電流の立ち上がり期間又は立ち下がり期間を加速する加速回路を有することを特徴としている。なお、この発明は、公知の一般のＳＲＭにもう適用することができることに留意されたい。これにより、インダクタンス増大期間における平均電流値を向上することができるため、高速運転時にインダクタンス増大期間が短縮されても、トルクを増大することができる。
第３発明のＳＲＭは、前記モータ駆動回路は、前記相コイルへ通電する相電流の立ち上がり期間又は立ち下がり期間を加速する加速回路を有することを特徴としている。なお、この発明は、公知の一般のＳＲＭにもう適用することができることに留意されたい。これにより、インダクタンス増大期間における平均電流値を向上することができるため、高速運転時にインダクタンス増大期間が短縮されても、トルクを増大することができる。
第３発明のＳＲＭの好適な態様１において、前記加速回路は、直流電源の高電位端と相コイルの高電位端とを接続するハイサイドスイッチと、前記直流電源の低電位端と前記相コイルの低電位端とを接続するローサイドスイッチと、前記直流電源の低電位端と前記相コイルの高電位端とを接続するローサイドダイオードと、直列接続されたリアクトルとハイサイドダイオードとを有するとともに前記直流電源の高電位端と前記相コイルの低電位端とを接続するハイサイドバイパス回路とを備える。
このようにすれば、ハイサイドスイッチ又はローサイドスイッチのオフにより直流電源から相コイルへの通電を遮断すると、相コイルに蓄積されたエネルギーにより、ローサイドダイオード、相コイル、ハイサイドバイパス回路を通じて直流電源の低電位端から高電位端への電力回生が生じる。この時、ハイサイドバイパス回路のリアクトルが逆起電力が生じるため、相コイルは直流電源の電圧よりも高電圧を発生する必要があり、その分だけ回生電流が減少し、相コイルの磁気エネルギーは急速に減少する。なお、リアクトルには磁気エネルギーが蓄積されるが、このリアクトルエネルギーは、ローサイドスイッチと逆並列接続されたダイオードなどを通じて直流電源の低電位端から高電位端へと回生されることができる。この態様によれば、回生期間を短縮できるため、回生期間の前の励磁電流通電期間を延長することができる。これにより、トルクを増大することができる。なお、この態様は、その他の公知のスイッチドリラクタンスモータにも適用することができる。また、上記ハイサイドスイッチは、アノードが直流電源の高電位端に接続されたダイオードでもよい。
第３発明のＳＲＭの好適な態様２において、前記リアクトルの一端は、前記直流電源の高電位端に接続され、前記リアクトルの他端は、互いに異なる前記ハイサイドダイオードを通じて互いに異なる相コイルの低電位端に接続される。これにより、リアクトルの数を減らすことができる。
第３発明のＳＲＭの好適な態様３において、前記加速回路は、直流電源の高電位端と相コイルの高電位端とを接続するハイサイドスイッチと、前記直流電源の低電位端と前記相コイルの低電位端とを接続するローサイドスイッチと、一端が前記直流電源の高電位端に接続されたリアクトルと、前記リアクトルの他端と前記直流電源の低電位端とを接続する加速スイッチと、前記リアクトルと前記加速スイッチとの接続点を前記相コイルの高電位端に接続するハイサイドダイオードとを有する。
第３発明のＳＲＭの好適な態様３において、前記加速回路は、直流電源の高電位端と相コイルの高電位端とを接続するハイサイドスイッチと、前記直流電源の低電位端と前記相コイルの低電位端とを接続するローサイドスイッチと、一端が前記直流電源の高電位端に接続されたリアクトルと、前記リアクトルの他端と前記直流電源の低電位端とを接続する加速スイッチと、前記リアクトルと前記加速スイッチとの接続点を前記相コイルの高電位端に接続するハイサイドダイオードとを有する。
このようにすれば、相コイルへの通電を開始直前に、まず加速スイッチを通電して、リアクトルに磁気エネルギーを蓄積する。その後、加速スイッチをオフし、ローサイドスイッチのオンにより直流電源から相コイルへの通電を開始する。相コイルの高電位端には、直流電源の高電位端の電位よりもリアクトルの電圧だけ高い電圧が印加される。その結果、相コイルには急速に電流が流れ、励磁電流の立ち上がり期間を短縮することができる。これにより、その後の励磁電流通電期間を延長することができ、トルクを増大することができる。なお、この態様は、その他の公知のスイッチドリラクタンスモータにも適用することができる。また、ハイサイドスイッチは、アノードが直流電源の高電位端に接続されたダイオードでもよい。
第３発明のＳＲＭの好適な態様４において、リアクトルと加速スイッチとの接続点は、互いに異なる逆流防止ダイオードを通じて互いに異なる相コイルの他端に接続される。これにより、リアクトルの数を減らすことができる。好適な態様５において、上記した電流立ち上げを加速するためのリアクトルと電流立ち下げを加速するリアクトルとは共通とされる。
第３発明のＳＲＭの好適な態様５において、前記加速回路は、前記相コイルの低電位端と低位電源母線とを接続するスイッチング素子と、逆流防止用のダイオードとを有し、前記相コイルの低電位端と前記スイッチング素子の高電位端との接続点と前記アシストコイルの高電位端とを前記逆流防止用のダイオードを通じて接続して、前記スイッチング素子のオフ時に前記相コイルの磁気エネルギーを前記アシストコイルに流す。このようにすれば、通電遮断時の相コイルに蓄積された磁気エネルギーを次に励磁される相コイルと一緒に巻かれたアシストコイルに供給するため、電流リップルを減らすとともに、回生すべき磁気エネルギーを急速に消滅させ、かつ、励磁磁束を急速に増大させることができるため、トルクを増大することができる。なお、この発明は、その他の公知のスイッチドリラクタンスモータにも適用することができる。
以下、本発明の好適な実施形態を、インナーロータのラジアルギャップモータ型式を例として説明する。ただし本発明は下記の実施形態に限定解釈されるべきではなく、当業者は、この明細書の記載事項に基づいて想起される公知の他の技術に基づいて本発明の技術思想を実現することができることは当然である。たとえば、実施形態の軸方向を径方向と考えることにより、実施形態のＳＲＭをアキシャルギャップ型ＳＲＭに適用することができ、実施形態のＳＲＭの周方向を直線方向とすることにより、実施形態のＳＲＭをリニアＳＲＭに適用することができる。更に、下記の実施例に記載した技術的な工夫を、ＳＲＭ以外のモータに適用することもできる。
下記の各実施形態で採用する技術用語を以下に説明する。「ステータセグメント」は、軟磁性を有して略軸方向に延在する部材であり、周方向所定ピッチで配置された複数のステータセグメントがステータコアを構成する。「ロータセグメント」は、軟磁性を有して略軸方向に延在する部材であり、周方向所定ピッチで配置された複数のロータセグメントがロータコアを構成する。リングコイルは、ロータコア又は回転軸の周囲を囲んで巻かれた電機子コイルである。リングコイルは、軸方向に隣接する２つのステータ磁極の間の間隙（いわゆるスロット）に収容される。多相ＳＲＭは、各相のリングコイルにより構成される相コイルからなるステータコイルを有する。ここで言う略軸方向は、ロータセグメントやステータセグメントをスキューさせる例を含む。ラジアルギャップモータの場合、ロータセグメントやステータセグメントをスキューさせる場合、ねじることが好ましい。ねじることにより、セグメントの径方向端面を略円筒面とすることができる。上記したステータセグメント、ロータセグメント及びリングコイルをもつ下記の各実施形態のＳＲＭは、「軸方向延在セグメントＳＲＭ」とも呼ばれる。
下記の各実施形態で採用する技術用語を以下に説明する。「ステータセグメント」は、軟磁性を有して略軸方向に延在する部材であり、周方向所定ピッチで配置された複数のステータセグメントがステータコアを構成する。「ロータセグメント」は、軟磁性を有して略軸方向に延在する部材であり、周方向所定ピッチで配置された複数のロータセグメントがロータコアを構成する。リングコイルは、ロータコア又は回転軸の周囲を囲んで巻かれた電機子コイルである。リングコイルは、軸方向に隣接する２つのステータ磁極の間の間隙（いわゆるスロット）に収容される。多相ＳＲＭは、各相のリングコイルにより構成される相コイルからなるステータコイルを有する。ここで言う略軸方向は、ロータセグメントやステータセグメントをスキューさせる例を含む。ラジアルギャップモータの場合、ロータセグメントやステータセグメントをスキューさせる場合、ねじることが好ましい。ねじることにより、セグメントの径方向端面を略円筒面とすることができる。上記したステータセグメント、ロータセグメント及びリングコイルをもつ下記の各実施形態のＳＲＭは、「軸方向延在セグメントＳＲＭ」とも呼ばれる。
（実施例１）
本発明の軸方向延在セグメントＳＲＭの構造及びその制御を実施例１を参照して説明する。
本発明の軸方向延在セグメントＳＲＭの構造及びその制御を実施例１を参照して説明する。
（全体構成）
図１は実施例１のモータ装置の全体構成を示すブロック回路図である。９００は直流電源、９０１は駆動回路、９０２は３相軸方向延在セグメントＳＲＭ（以下、単にＳＲＭとも言う）、９０３はモータコントローラである。駆動回路９０１及びモータコントローラ９０３はモータ駆動回路を構成する。この実施例では、ＳＲＭ９０２の各コイルには略台形波の直流電流が通電されるため、駆動回路９０１として周知の３相ユニポーラタイプのモータ駆動回路が採用される。モータコントローラ９０３は外部から回転数指令Ｎｓ、トルク指令Ｔｓを読み込み、３相ＳＲＭ９０２からモータ回転角及び３相電流値を読み込む。モータコントローラ９０３は内蔵のマイクロコンピュータに記憶されたモータ制御プログラムに従って入力データに基づいて駆動回路９０１をフィードバック制御する。
図１は実施例１のモータ装置の全体構成を示すブロック回路図である。９００は直流電源、９０１は駆動回路、９０２は３相軸方向延在セグメントＳＲＭ（以下、単にＳＲＭとも言う）、９０３はモータコントローラである。駆動回路９０１及びモータコントローラ９０３はモータ駆動回路を構成する。この実施例では、ＳＲＭ９０２の各コイルには略台形波の直流電流が通電されるため、駆動回路９０１として周知の３相ユニポーラタイプのモータ駆動回路が採用される。モータコントローラ９０３は外部から回転数指令Ｎｓ、トルク指令Ｔｓを読み込み、３相ＳＲＭ９０２からモータ回転角及び３相電流値を読み込む。モータコントローラ９０３は内蔵のマイクロコンピュータに記憶されたモータ制御プログラムに従って入力データに基づいて駆動回路９０１をフィードバック制御する。
（ＳＲＭの構造）
ＳＲＭ９０２の構造を図２を参照して説明する。図２（Ａ）はこのＳＲＭ９０２のステータコアを構成する複数のステータセグメントの一つを示す模式図であり、図２（Ｂ）は２つのステータセグメントに所属する各ステータ磁極と各相のロータセグメントとの位置関係を示す周方向展開図である。なお、下記の各図において、ＡＸは軸方向、ＲＡは径方向、ＰＨは周方向を示す。
ＳＲＭ９０２の構造を図２を参照して説明する。図２（Ａ）はこのＳＲＭ９０２のステータコアを構成する複数のステータセグメントの一つを示す模式図であり、図２（Ｂ）は２つのステータセグメントに所属する各ステータ磁極と各相のロータセグメントとの位置関係を示す周方向展開図である。なお、下記の各図において、ＡＸは軸方向、ＲＡは径方向、ＰＨは周方向を示す。
このＳＲＭ９０２は、インナーロータ型ラジアルギャップモータであって、図略のハウジングの内周面に固定されたステータ１と、ステータ１の径方向内側に収容された円筒状のロータとをもつ。ステータ１は、軟磁性鋼板により構成されたステータコアと、ステータコアに巻かれたリングコイル４Ｕ、４Ｖ、４Ｗにより構成されたステータコイルとからなる。ステータコアは、非磁性のハウジングの内周面に電気角２πピッチで固定された偶数個のステータセグメント３により構成されている。各ステータセグメント３は、軟磁性材料により構成されて軸方向に延在している。
。図２（Ａ）は一つのステータセグメント３を示す。ステータセグメント３は軟磁性材料により形成されている。ステータセグメント３は、軸方向に所定距離離れて径方向内側へ突出するステータ磁極３１〜３４と、軸方向に延在して各ステータ磁極３１〜３３の根元部すなわち径方向外端を磁気的に短絡するステータヨーク３０と、スロット３６〜３８とをもつ。ステータ磁極３１〜３４の径方向内端部は軸方向に突出する爪部３９をもつ。爪部３９はスロット３６〜３８の開口を狭める向きに突出している。結局、ステータコアは、Ｎ（Ｎは２以上の偶数）個のステータ磁極３１からなる第１ステータ磁極群と、Ｎ個のステータ磁極３２からなる第２ステータ磁極群と、Ｎ個のステータ磁極３３からなる第３ステータ磁極群と、Ｎ個のステータ磁極３４からなる第４ステータ磁極群とを有している。
。図２（Ａ）は一つのステータセグメント３を示す。ステータセグメント３は軟磁性材料により形成されている。ステータセグメント３は、軸方向に所定距離離れて径方向内側へ突出するステータ磁極３１〜３４と、軸方向に延在して各ステータ磁極３１〜３３の根元部すなわち径方向外端を磁気的に短絡するステータヨーク３０と、スロット３６〜３８とをもつ。ステータ磁極３１〜３４の径方向内端部は軸方向に突出する爪部３９をもつ。爪部３９はスロット３６〜３８の開口を狭める向きに突出している。結局、ステータコアは、Ｎ（Ｎは２以上の偶数）個のステータ磁極３１からなる第１ステータ磁極群と、Ｎ個のステータ磁極３２からなる第２ステータ磁極群と、Ｎ個のステータ磁極３３からなる第３ステータ磁極群と、Ｎ個のステータ磁極３４からなる第４ステータ磁極群とを有している。
Ｕ相コイルをなすリングコイル４Ｕはステータ磁極３１、３２間のスロット３６を周方向（ＰＨ）に貫通する。Ｖ相コイルをなすリングコイル４Ｖはステータ磁極３２、３３間のスロット３７を周方向に貫通する。Ｗ相コイルをなすリングコイル４Ｗはステータ磁極３３、３４間のスロット３８を周方向に貫通する。それぞれ所定ターン数をもつリングコイル４Ｕ、４Ｖ、４Ｗは、図略のロータを囲んでリング状に形成されている。駆動回路９０１は、リングコイル４ＵにＵ相電流ＩＵを、リングコイル４ＶにＶ相電流ＩＶを、リングコイル４ＷにＷ相電流ＩＷを通電している。
円筒状のロータ（図２（Ａ）では図示せず）は、ハウジングに回転自在に支持される回転軸に嵌着、固定された非磁性円筒部材であるボス部（図示せず）と、それぞれロータセグメント７Ｕ、７Ｖ、７ＷからなるＮグループのロータセグメントグループをもつ。ロータセグメント７Ｕ、７Ｖ、７Ｗは、ステータセグメント３に対面可能にボス部の外周面部に固定されている。ロータセグメント７Ｕ、７Ｖ、７Ｗは、それぞれ電気角２πピッチで配列されている。ロータセグメント７Ｕ、７Ｖ、７Ｗは軟磁性材料により形成されている。
ロータセグメント７Ｕ、７Ｖ、７Ｗは、図２（Ｂ）に破線で示される周方向位置及び軸方向位置をもつ。Ｕ相ロータセグメントであるＮ個のロータセグメント７Ｕはステータ磁極３１、３２に対面可能な位置に配置されている。Ｖ相のロータセグメントであるＮ個のロータセグメント７Ｖはステータ磁極３２、３３に対面可能な位置に配置されている。Ｗ相のロータセグメントであるＮ個のロータセグメント７Ｗはステータ磁極３３、３４に対面可能な位置に配置されている。ロータセグメント７Ｕ、７Ｖ、７Ｗは互いに電気角（２／３）πピッチだけ周方向にずれて配置されている。
図２（Ｂ）に示すように、軸方向に延在する小ギャップｇが、ロータセグメント７Ｕ、７Ｖの間、及びロータセグメント７Ｖ、７Ｗの間に形成されている。小ギャップｇは、空隙でも良く、非磁性部材を設けても良い。図２（Ｂ）において黒い太線で略示される小ギャップｇは、ロータセグメント７Ｕ、７Ｖ、７Ｗ間の磁気抵抗（ロータセグメント間磁気抵抗）を増大させる。これにより、ロータセグメント７Ｕ、７Ｖ、７Ｗ間を周方向に流れる漏れ磁束（Φｕ−Φｖ）及び（Φｖ−Φｗ）が低減される。
図２（Ｂ）は、ステータ磁極３１〜３４の先端面とロータセグメント７Ｕ、７Ｖ、７Ｗのステータ対向面との周方向及び軸方向の相対位置関係を示す。この実施例では、軸方向に並んでいるステータ磁極３１〜３４の周方向幅は電気角πとされている。ロータセグメント７Ｕ、７Ｖ、７Ｗの周方向幅は電気角（２／３）πとされている。図２（Ｂ）では、ステータ磁極３１、３４の軸方向幅は、ステータ磁極３２、３３の軸方向幅よりも狭くされているが、それらを等しくしてもよい。
（電動動作）
Ｕ相電流Ｉｕ（又はＩＵ）がリングコイル４Ｕに流れる時に磁束Φｕ（又はΦＵ）がステータ磁極３１、３２を通じてロータセグメント７Ｕに軸方向に流れる。Ｖ相電流Ｉｖ（又はＩＶ）がリングコイル４Ｖに流れる時に磁束Φｖ（又はΦＶ）がステータ磁極３２、３３を通じてロータセグメント７Ｖに軸方向（ＡＸ）に流れる。Ｗ相電流Ｉｗ（又はＩＷ）がリングコイル４Ｗに流れる時に磁束Φｗ（又はΦＷ）がステータ磁極３３、３４を通じてロータセグメント７Ｗに軸方向に流れる。
リングコイル４ＵのインダクタンスＬｕ、リングコイル４ＶのインダクタンスＬｖ、リングコイルＷのインダクタンスＬｗの波形と、３相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗの波形を図３に示す。ステータ磁極３１〜３４の周方向幅がπ、ロータセグメント７Ｕ、７Ｖ、７Ｗの周方向幅が（２／３）π、互いに隣接する２つのステータセグメントの間のギャップの周方向幅がπであるため、３相のインダクタンスＬｕ、Ｌｖ、Ｌｗは、インダクタンスが最低値となるボトム期間Ｔｂと、インダクタンスが最大となるピーク期間Ｔｐとをもつ。ボトム期間Ｔｂ及びピーク期間Ｔｐは電気角（１／３）πとなる。
Ｕ相電流Ｉｕ（又はＩＵ）がリングコイル４Ｕに流れる時に磁束Φｕ（又はΦＵ）がステータ磁極３１、３２を通じてロータセグメント７Ｕに軸方向に流れる。Ｖ相電流Ｉｖ（又はＩＶ）がリングコイル４Ｖに流れる時に磁束Φｖ（又はΦＶ）がステータ磁極３２、３３を通じてロータセグメント７Ｖに軸方向（ＡＸ）に流れる。Ｗ相電流Ｉｗ（又はＩＷ）がリングコイル４Ｗに流れる時に磁束Φｗ（又はΦＷ）がステータ磁極３３、３４を通じてロータセグメント７Ｗに軸方向に流れる。
リングコイル４ＵのインダクタンスＬｕ、リングコイル４ＶのインダクタンスＬｖ、リングコイルＷのインダクタンスＬｗの波形と、３相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗの波形を図３に示す。ステータ磁極３１〜３４の周方向幅がπ、ロータセグメント７Ｕ、７Ｖ、７Ｗの周方向幅が（２／３）π、互いに隣接する２つのステータセグメントの間のギャップの周方向幅がπであるため、３相のインダクタンスＬｕ、Ｌｖ、Ｌｗは、インダクタンスが最低値となるボトム期間Ｔｂと、インダクタンスが最大となるピーク期間Ｔｐとをもつ。ボトム期間Ｔｂ及びピーク期間Ｔｐは電気角（１／３）πとなる。
良く知られているように、ＳＲＭをモータ作動させるためリングコイル４Ｕ、４Ｖ、４Ｗのインダクタンス増大期間Ｔｉに３相台形波電流の通電が行われる。更に説明すると、リングコイル４Ｕ、４Ｖ、４Ｗはインダクタンスをもつので、リングコイル４Ｕ、４Ｖ、４Ｗに略矩形波電圧を印加してもその電流の立ち上がりに時間が掛かる。同様に、リングコイル４Ｕ、４Ｖ、４Ｗに印加した電圧を急激にオフしても磁気エネルギー回生電流が流れるためその電流の立ち下がりには時間が掛かる。このため、リングコイル４Ｕ、４Ｖ、４Ｗには略台形波状の電流が流れる（図３参照）。
この実施形態では、インダクタンス増大期間Ｔｉの開始前に電流の立ち上がりをほぼ終了させ、かつ、インダクタンス増大期間Ｔｉのほぼ終了後に電流の立ち下がりを開始する。更に、電流の立ち上がりをボトム期間Ｔｂにほぼ完了し、電流立ち下がりをピーク期間Ｔｐにほぼ完了する。ここで言う「ほぼ」とは８５％以上、更に好適には９０％以上、更に好適には９５％以上を意味するものとする。
この実施形態では、インダクタンス増大期間Ｔｉの開始前に電流の立ち上がりをほぼ終了させ、かつ、インダクタンス増大期間Ｔｉのほぼ終了後に電流の立ち下がりを開始する。更に、電流の立ち上がりをボトム期間Ｔｂにほぼ完了し、電流立ち下がりをピーク期間Ｔｐにほぼ完了する。ここで言う「ほぼ」とは８５％以上、更に好適には９０％以上、更に好適には９５％以上を意味するものとする。
ＳＲＭのリラクタンストルクは、インダクタンスのロータ角微分値（ｄＬ／ｄθ）と電流（Ｉ）の２乗との積に比例する。この実施形態では、インダクタンスがほとんど変化しないボトム期間Ｔｂ及びピーク期間Ｔｐに電流変化をほぼ完了させる。このため、電流はインダクタンス増大期間Ｔｉにほとんど変化しない。インダクタンス増大期間Ｔｉにおけるインダクタンス増加率は略一定とみなすことができるため、結局、各相のトルクは各相のインダクタンス増大期間Ｔｉに略一定となる。その結果、このＳＲＭの合成トルクΣＴは、図３に示すようにほぼ一定となり、トルクリップル及びそれに伴う振動騒音を非常に小さくすることができる。
このＳＲＭ９０２は、ステータセグメント３のステータヨーク３０及びロータセグメント７Ｕ、７Ｖ、７Ｗが軸方向に延在する小さい軟磁性材料により構成されるため、その磁気振動及び騒音は小さい。このＳＲＭ９０２の磁束はステータヨーク３０を軸方向に流れるため、磁気回路の長さが短いので、鉄損及びモータ重量を低減することができる。このＳＲＭ９０２は、リングコイルにより構成されるステータコイルをもつので、難しい巻装作業を簡素化することができ、コイルエンドを省略することができる。従来のモータにおいて、コイル断面積が大きいステータコイルをスロットの狭い開口への巻装作業は非常に難しかった。
上記したステータコア及びロータコアの両方がほぼ軸方向に延在する軟磁性セグメントにより構成され（言い換えればステータコア及びロータコアの両方が周方向に流れる磁路を完全に又はほぼもたず）、リングコイルがもつＳＲＭは、従来知られていなかった。
上記したステータコア及びロータコアの両方がほぼ軸方向に延在する軟磁性セグメントにより構成され（言い換えればステータコア及びロータコアの両方が周方向に流れる磁路を完全に又はほぼもたず）、リングコイルがもつＳＲＭは、従来知られていなかった。
このＳＲＭ９０２は、ロータセグメント７Ｕ、７Ｖ、７Ｗの周方向幅をステータ磁極３１〜３４の周方向幅及びステータ磁極間のギャップの周方向幅の両方よりも狭くすることにより、ボトム期間Ｔｂ及びピーク期間Ｔｐを設定し、このボトム期間Ｔｂ及びピーク期間Ｔｐに電流の立ち上げ及び立ち下げをほぼ完了するので、合成トルクのリップルを大幅に低減することができる。
なお、電流の立ち上がり及び立ち下がりに必要な時間（立ち上がり時間及び立ち下がり時間）を短縮することにより、ボトム期間Ｔｂ及びピーク期間Ｔｐを短縮することができる。すなわち、図２において、ロータセグメント７Ｕ、７Ｖ、７Ｗの周方向幅を増大することができる。ボトム期間Ｔｂ及びピーク期間Ｔｐにおける電流は実質的に無駄な銅損を発生させるため、立ち上がり時間及び立ち下がり時間の短縮は好ましい。この点については後で説明される。
なお、電流の立ち上がり及び立ち下がりに必要な時間（立ち上がり時間及び立ち下がり時間）を短縮することにより、ボトム期間Ｔｂ及びピーク期間Ｔｐを短縮することができる。すなわち、図２において、ロータセグメント７Ｕ、７Ｖ、７Ｗの周方向幅を増大することができる。ボトム期間Ｔｂ及びピーク期間Ｔｐにおける電流は実質的に無駄な銅損を発生させるため、立ち上がり時間及び立ち下がり時間の短縮は好ましい。この点については後で説明される。
更に、狭いロータセグメント７Ｕ、７Ｖ、７Ｗの周方向幅は、互いに周方向に隣接する各相のロータセグメント７Ｕ、７Ｖ、７Ｗ間に小ギャップｇを設けることを可能とする。この小ギャップの大きな磁気抵抗は、図２に示す周方向漏れ磁束（Φｕ−Φｖ）、（Φｖ−Φｗ）を大幅に減らす。このため、トルクに関与せず、鉄損（ヒステリシス損失及び渦電流損失）を増大させる磁束の周方向への漏れを大幅に低減することが可能となる。この小ギャップｇを特に、ロータセグメント７Ｕ、７Ｖ、７Ｗを薄い電磁鋼板を周方向に積層して形成する後述の実施例において特に重要である。すなわち、周方向積層電磁鋼板において、周方向に流れる磁束は各電磁鋼板を厚さ方向に貫通して流れるため、その渦電流が増大する。この問題は上記した小ギャップｇを各相のロータセグメント７Ｕ、７Ｖ、７Ｗの間に設置することにより良好に改善される。
（発電動作）
リングコイル４Ｕ、４Ｖ、４Ｗに直流電流を通電すると、ロータの回転により、リングコイル４Ｕ、４Ｖ、４Ｗに発電電圧を発生させることができる。この場合、ステータ磁極３２、３３は２相が共用するため、上記した３つのリングコイル４Ｕ、４Ｖ、４Ｗに流れる直流電流によりこれらステータ磁極３２、３３に形成される直流磁束の向きが同じとなるように直流電流を流すことが好適である。
リングコイル４Ｕ、４Ｖ、４Ｗに直流電流を通電すると、ロータの回転により、リングコイル４Ｕ、４Ｖ、４Ｗに発電電圧を発生させることができる。この場合、ステータ磁極３２、３３は２相が共用するため、上記した３つのリングコイル４Ｕ、４Ｖ、４Ｗに流れる直流電流によりこれらステータ磁極３２、３３に形成される直流磁束の向きが同じとなるように直流電流を流すことが好適である。
（通電開始タイミングの制御）
モータコントローラ９０３により行われるモータトルクの制御を図４を参照して説明する。まず、外部から回転数指令Ｎｓ及びトルク指令Ｔｓを読み込み、図略のロータ回転角検出回路及び相電流検出回路からロータ回転角θ及び３相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを読み込む（Ｓ１０４）。
次に、読み込んだトルク指令Ｔｓに基づいてリングコイル４Ｕ、４Ｖ、４Ｗに通電する台形波状の３相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗの振幅を算出する（Ｓ１０２）。すなわち、モータコントローラ９０３は、記憶する数式（Ｔ＝ｄＬ／ｄθ・Ｉ・Ｉ）に基づいて電流Ｉの振幅を算出し、それをＩｕ、Ｉｖ、Ｉｗの定常期間の振幅とする。なお、ｄＬ／ｄθは、インダクタンス増大期間Ｔｉにおける各リングコイル４Ｕ、４Ｖ、４Ｗのインダクタンス増加率である。この実施例では、所定のロータ角速度ωｏにおけるｄＬ／ｄθの値Ａを記憶しておき、任意の角速度ωにおけるｄＬ／ｄθを次の式から算出する。
ｄＬ／ｄθ＝（ω／ωｏ）・Ａ
モータコントローラ９０３により行われるモータトルクの制御を図４を参照して説明する。まず、外部から回転数指令Ｎｓ及びトルク指令Ｔｓを読み込み、図略のロータ回転角検出回路及び相電流検出回路からロータ回転角θ及び３相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを読み込む（Ｓ１０４）。
次に、読み込んだトルク指令Ｔｓに基づいてリングコイル４Ｕ、４Ｖ、４Ｗに通電する台形波状の３相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗの振幅を算出する（Ｓ１０２）。すなわち、モータコントローラ９０３は、記憶する数式（Ｔ＝ｄＬ／ｄθ・Ｉ・Ｉ）に基づいて電流Ｉの振幅を算出し、それをＩｕ、Ｉｖ、Ｉｗの定常期間の振幅とする。なお、ｄＬ／ｄθは、インダクタンス増大期間Ｔｉにおける各リングコイル４Ｕ、４Ｖ、４Ｗのインダクタンス増加率である。この実施例では、所定のロータ角速度ωｏにおけるｄＬ／ｄθの値Ａを記憶しておき、任意の角速度ωにおけるｄＬ／ｄθを次の式から算出する。
ｄＬ／ｄθ＝（ω／ωｏ）・Ａ
もちろん、磁気飽和によるインダクタンス減少やステータ磁極及びロータセグメントの形状効果などを考慮して更に複雑な方程式又はマップを利用することにより、ｄＬ／ｄθを更に精密に算出しても良い。
次に、算出した電流Ｉの振幅（＝Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗの定常期間の平均振幅）に基づいて３相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗの立ち上がりタイミングΔＴを設定する。なお、ここで言う立ち上がりタイミングΔＴとは、図３に示すインダクタンス増加期間Ｔｉの開始時点から時間ΔＴだけ遡った時点から通電を開始することを意味する。３相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗが大きい場合にそれがほぼ定常状態に達するまでの時間ΔＴは長くなり、３相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗが小さい場合にそれがほぼ定常状態に達するまでの時間ΔＴは短くなる。図３においてΔＴは、実線で示す３相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗが大きい場合を示し、ΔＴ’は破線で示す３相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗが小さい場合を示す。なお、ΔＴは、モータコントローラ９０３に予め記憶されたΔＴと電流Ｉの振幅との関係を示すマップに電流Ｉを代入して計算される。
次に、算出した電流Ｉの振幅（＝Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗの定常期間の平均振幅）に基づいて３相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗの立ち上がりタイミングΔＴを設定する。なお、ここで言う立ち上がりタイミングΔＴとは、図３に示すインダクタンス増加期間Ｔｉの開始時点から時間ΔＴだけ遡った時点から通電を開始することを意味する。３相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗが大きい場合にそれがほぼ定常状態に達するまでの時間ΔＴは長くなり、３相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗが小さい場合にそれがほぼ定常状態に達するまでの時間ΔＴは短くなる。図３においてΔＴは、実線で示す３相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗが大きい場合を示し、ΔＴ’は破線で示す３相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗが小さい場合を示す。なお、ΔＴは、モータコントローラ９０３に予め記憶されたΔＴと電流Ｉの振幅との関係を示すマップに電流Ｉを代入して計算される。
これにより、３相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗはほぼインダクタンス増大期間Ｔｉの開始時点でほぼ定常状態となるように制御することができる。その結果、インダクタンスのボトム期間Ｔｂにおける無駄な銅損を低減しつつ、トルクリップルを低減することができる。なお、図３において、ＴｕはＵ相トルク、ＴｖはＶ相トルク、ＴｗはＷ相トルクである。
モータコントローラ９０３は、トルク指令Ｔｓから求めた３相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗの指令値と検出した３相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗの検出値との差に基づいて駆動回路９０１をフィードバック制御する。このモータフィードバック制御自体は従来と同じである。また、このトルクフィードバック制御に優先して、検出したロータ回転角θから求めた角速度ωと回転数指令Ｎｓとの偏差に基づいて速度を回転数指令Ｎｓに収束させるために３相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗをフィードバック制御する。更に、モータコントローラ９０３は検出したロータ回転角θに基づいて各相のインダクタンス増大期間Ｔｉのタイミングを判定する。これらの制御は従来のＳＲＭのそれと本質的に同じであるため、説明が省略される。
モータコントローラ９０３は、トルク指令Ｔｓから求めた３相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗの指令値と検出した３相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗの検出値との差に基づいて駆動回路９０１をフィードバック制御する。このモータフィードバック制御自体は従来と同じである。また、このトルクフィードバック制御に優先して、検出したロータ回転角θから求めた角速度ωと回転数指令Ｎｓとの偏差に基づいて速度を回転数指令Ｎｓに収束させるために３相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗをフィードバック制御する。更に、モータコントローラ９０３は検出したロータ回転角θに基づいて各相のインダクタンス増大期間Ｔｉのタイミングを判定する。これらの制御は従来のＳＲＭのそれと本質的に同じであるため、説明が省略される。
（トルクリップルの低減）
この実施例のＳＲＭは、インダクタンス増大期間Ｔｉにほぼ略台形波の直流電流がほぼ定常状態を維持するため、従来のＳＲＭに比べて小さいトルクリップル及び騒音をもつ。電流の立ち上げ及び立ち下げを急峻に行うことにより、銅損増大も抑制することができる。なお、ＳＲＭ９０２の相数は３相に限定されず更に増大してもよい。ボトム期間Ｔｂ及びピーク期間Ｔｐは、ステータ磁極の周方向幅とロータ磁極（ロータセグメントのうちステータ磁極に対面する領域）の周方向幅とを調整することにより実現することができる。
この実施例のＳＲＭは、インダクタンス増大期間Ｔｉにほぼ略台形波の直流電流がほぼ定常状態を維持するため、従来のＳＲＭに比べて小さいトルクリップル及び騒音をもつ。電流の立ち上げ及び立ち下げを急峻に行うことにより、銅損増大も抑制することができる。なお、ＳＲＭ９０２の相数は３相に限定されず更に増大してもよい。ボトム期間Ｔｂ及びピーク期間Ｔｐは、ステータ磁極の周方向幅とロータ磁極（ロータセグメントのうちステータ磁極に対面する領域）の周方向幅とを調整することにより実現することができる。
（ユニポーラ駆動回路例１）
略台形波状の３相直流電流をＳＲＭ９０２に通電するユニポーラタイプの駆動回路９０１の改良回路を図５を参照して説明する。なお、この駆動回路９０１は従来のＳＲＭの駆動にも適用することができる。
この駆動回路９０１は、Ｕ相駆動回路ＡとＶ相駆動回路ＢとＷ相駆動回路ＣとリアクトルＲとをもつ。これらの相駆動回路Ａ〜Ｃは周知のＳＲＭ駆動回路と同じである。１００ＵはＵ相コイル、１００ＶはＶ相コイル、１００ＷはＷ相コイルである。１０１Ｕ、１０１Ｖ、１０１Ｗは直流電源の高電位端１０２と各相コイル１００Ｕ、１００Ｖ、１００Ｗの高電位端とを個別に接続するハイサイドスイッチである。ハイサイドスイッチ１０１Ｕ、１０１Ｖ、１０１ＷはＭＯＳトランジスタとすることが好適であるが、ダイオードでも
よい。１０３Ｕ、１０３Ｖ、１０３Ｗは直流電源の低電位端１０４と各相コイル１００Ｕ、１００Ｖ、１００Ｗの低電位端とを個別に接続するＰＷＭ制御用のローサイドスイッチである。１０５は直流電源の低電位端１０４と各相コイル１００Ｕ、１００Ｖ、１００Ｗの高電位端とを個別に接続するローサイドダイオードである。１０６はリアクトルＲの一端と各相コイル１００Ｕ、１００Ｖ、１００Ｗの低電位端とを個別に接続するハイサイドダイオードである。リアクトルＲの他端は直流電源の高電位端１０２に接続されている。リアクトルＲとハイサイドダイオード１０６はハイサイドバイパス回路を構成している。
略台形波状の３相直流電流をＳＲＭ９０２に通電するユニポーラタイプの駆動回路９０１の改良回路を図５を参照して説明する。なお、この駆動回路９０１は従来のＳＲＭの駆動にも適用することができる。
この駆動回路９０１は、Ｕ相駆動回路ＡとＶ相駆動回路ＢとＷ相駆動回路ＣとリアクトルＲとをもつ。これらの相駆動回路Ａ〜Ｃは周知のＳＲＭ駆動回路と同じである。１００ＵはＵ相コイル、１００ＶはＶ相コイル、１００ＷはＷ相コイルである。１０１Ｕ、１０１Ｖ、１０１Ｗは直流電源の高電位端１０２と各相コイル１００Ｕ、１００Ｖ、１００Ｗの高電位端とを個別に接続するハイサイドスイッチである。ハイサイドスイッチ１０１Ｕ、１０１Ｖ、１０１ＷはＭＯＳトランジスタとすることが好適であるが、ダイオードでも
よい。１０３Ｕ、１０３Ｖ、１０３Ｗは直流電源の低電位端１０４と各相コイル１００Ｕ、１００Ｖ、１００Ｗの低電位端とを個別に接続するＰＷＭ制御用のローサイドスイッチである。１０５は直流電源の低電位端１０４と各相コイル１００Ｕ、１００Ｖ、１００Ｗの高電位端とを個別に接続するローサイドダイオードである。１０６はリアクトルＲの一端と各相コイル１００Ｕ、１００Ｖ、１００Ｗの低電位端とを個別に接続するハイサイドダイオードである。リアクトルＲの他端は直流電源の高電位端１０２に接続されている。リアクトルＲとハイサイドダイオード１０６はハイサイドバイパス回路を構成している。
この駆動回路の動作を説明する。ローサイドスイッチ１０３Ｕの通電を遮断すると、相コイル１００Ｕに蓄積されている磁気エネルギーにより、ローサイドダイオード１０５、相コイル１００Ｕ、ハイサイドダイオード１０６、リアクトルＲを通じて、直流電源の低電位端１０４からその高電位端１０２へ回生電流が周知のように流れる。この時、リアクトルＲの逆起電力により、相コイル１００Ｕは、ハイサイドダイオード１０６が直流電源の高電位端１０２に回生電流を流す従来よりも高電圧を発生する必要がある。このため、相コイル１００Ｕに流れる回生電流は小さくなるが、回生電圧が高いため、その磁気エネルギーは急速に減衰する。したがって、この回路によれば、回生電流を急速に減少でき、その分だけ相コイル１００Ｕへの通電期間を延長してトルクを増大できる。この時、リアクトルＲに磁気エネルギーが蓄積されるが、この磁気エネルギーは、オン状態のローサイドスイッチ（たとえば１０３Ｖ）、Ｖ相駆動回路のハイサイドダイオード１０６、リアクトルＲを通じて直流電源の高電位端１０２に回生されることができる。
ローサイドスイッチ（たとえば１０３Ｖ）がオン状態であるということは、このローサイドスイッチ１０３Ｖにこの回生電流と逆向きに励磁電流が流れることを意味するため、結局、このローサイドスイッチ１０３の順方向電流（励磁電流）がこの回生電流の分だけ減少することも意味する。これは、このローサイドスイッチ１０３Ｖの励磁電流がリアクトルＲにより吸引されることを意味するため、相コイル１００Ｖに流れるＶ相電流の立ち
上がり期間を短縮して相コイル１００Ｖに流す電流を増大して、トルクを増大できる。なお、リアクトルＲを各相ごとに個別に設けてもよい。他の相の駆動回路の動作も上記と同じである。
上がり期間を短縮して相コイル１００Ｖに流す電流を増大して、トルクを増大できる。なお、リアクトルＲを各相ごとに個別に設けてもよい。他の相の駆動回路の動作も上記と同じである。
（ユニポーラ駆動回路例２）
略台形波状の３相直流電流をＳＲＭ９０２に通電するユニポーラタイプの駆動回路９０１の改良回路を図６を参照して説明する。なお、この駆動回路９０１は従来のＳＲＭの駆動にも適用することができる。
この駆動回路９０１は、Ｕ相駆動回路ＡとＶ相駆動回路ＢとＷ相駆動回路ＣとリアクトルＲとをもつ。これらの相駆動回路Ａ〜Ｃは図５５で説明した回生用のローサイドダイオード１０５とハイサイドダイオード１０６とを省略しているが、これらを追加してもよい。ハイサイドスイッチ１０１Ｕ、１０１Ｖ、１０１Ｗとしてダイオードを採用したが、トランジスタでもよいことは明らかである。１０７は、各相コイル１００Ｕ、１００Ｖ、１００Ｗの高電位端とリアクトルＲの一端とを接続するハイサイドダイオードである。リア
クトルＲの一端と直流電源の低電位端１０４とはスイッチ１０８により接続されている。リアクトルＲの他端は直流電源の低電位端１０４に接続されている。その他の回路構成は図５と同じであり、他の相の駆動回路の動作も上記と同じである。
略台形波状の３相直流電流をＳＲＭ９０２に通電するユニポーラタイプの駆動回路９０１の改良回路を図６を参照して説明する。なお、この駆動回路９０１は従来のＳＲＭの駆動にも適用することができる。
この駆動回路９０１は、Ｕ相駆動回路ＡとＶ相駆動回路ＢとＷ相駆動回路ＣとリアクトルＲとをもつ。これらの相駆動回路Ａ〜Ｃは図５５で説明した回生用のローサイドダイオード１０５とハイサイドダイオード１０６とを省略しているが、これらを追加してもよい。ハイサイドスイッチ１０１Ｕ、１０１Ｖ、１０１Ｗとしてダイオードを採用したが、トランジスタでもよいことは明らかである。１０７は、各相コイル１００Ｕ、１００Ｖ、１００Ｗの高電位端とリアクトルＲの一端とを接続するハイサイドダイオードである。リア
クトルＲの一端と直流電源の低電位端１０４とはスイッチ１０８により接続されている。リアクトルＲの他端は直流電源の低電位端１０４に接続されている。その他の回路構成は図５と同じであり、他の相の駆動回路の動作も上記と同じである。
この駆動回路の動作を説明する。
ローサイドスイッチ１０３Ｕの通電開始の前に、スイッチ１０８を所定期間だけオンすることによりリアクトルＲに磁気エネルギーを蓄積する。その後、スイッチ１０８をオフし、たとえばローサイドスイッチ１０３Ｕをオンすると、リアクトルＲは、直流電源の高電位端１０２よりも高い電圧をハイサイドダイオード１０７を通じて相コイル１００Ｕの高電位端に印加する。これにより、相コイル１００Ｕの電流は短期間に立ち上がり、その後、相コイル１００Ｕへの通電を長く行うことができる。これにより、トルクを増大することができる。スイッチ１０８は加速スイッチであり、リアクトルＲとともにいわゆるチョッパ回路を構成している。相コイル１００Ｕへの電流が立ち上がった後は、リアクトルＲから高電圧を相コイル１００Ｕに与える必要がないため、直流電源の高電位端１０２からハイサイドスイッチ１０１Ｕを通じてである相コイル１００Ｕに通電すればよい。これにより、リアクトルＲを小型化することができる。リアクトルＲを相ごとに個別に設けても良い。
ローサイドスイッチ１０３Ｕの通電開始の前に、スイッチ１０８を所定期間だけオンすることによりリアクトルＲに磁気エネルギーを蓄積する。その後、スイッチ１０８をオフし、たとえばローサイドスイッチ１０３Ｕをオンすると、リアクトルＲは、直流電源の高電位端１０２よりも高い電圧をハイサイドダイオード１０７を通じて相コイル１００Ｕの高電位端に印加する。これにより、相コイル１００Ｕの電流は短期間に立ち上がり、その後、相コイル１００Ｕへの通電を長く行うことができる。これにより、トルクを増大することができる。スイッチ１０８は加速スイッチであり、リアクトルＲとともにいわゆるチョッパ回路を構成している。相コイル１００Ｕへの電流が立ち上がった後は、リアクトルＲから高電圧を相コイル１００Ｕに与える必要がないため、直流電源の高電位端１０２からハイサイドスイッチ１０１Ｕを通じてである相コイル１００Ｕに通電すればよい。これにより、リアクトルＲを小型化することができる。リアクトルＲを相ごとに個別に設けても良い。
（ユニポーラ駆動回路例３）
略台形波状の３相直流電流をＳＲＭ９０２に通電するユニポーラタイプの駆動回路９０１の改良回路を図７を参照して説明する。なお、この駆動回路９０１は従来のＳＲＭの駆動にも適用することができる。
この駆動回路９０１は、理解を容易とするためＵ相の駆動回路ＡだけとリアクトルＲとスイッチ（加速スイッチ）１０８とだけが記載されている。図７の回路は、図５、図６に示す回路を一体とし、しかもリアクトルＲを共通としたものである。この場合、相コイル１００Ｕの回生電流がダイオード１０２、１０７により短絡されるのを防止するため、図６のハイサイドダイオード１０７の代わりにＭＯＳスイッチ１０９が採用されている。なお、ハイサイドダイオード１０６をＭＯＳスイッチに置換してもよい。
略台形波状の３相直流電流をＳＲＭ９０２に通電するユニポーラタイプの駆動回路９０１の改良回路を図７を参照して説明する。なお、この駆動回路９０１は従来のＳＲＭの駆動にも適用することができる。
この駆動回路９０１は、理解を容易とするためＵ相の駆動回路ＡだけとリアクトルＲとスイッチ（加速スイッチ）１０８とだけが記載されている。図７の回路は、図５、図６に示す回路を一体とし、しかもリアクトルＲを共通としたものである。この場合、相コイル１００Ｕの回生電流がダイオード１０２、１０７により短絡されるのを防止するため、図６のハイサイドダイオード１０７の代わりにＭＯＳスイッチ１０９が採用されている。なお、ハイサイドダイオード１０６をＭＯＳスイッチに置換してもよい。
この駆動回路の動作を説明する。この駆動回路の動作は、図５、図６の回路の動作と本質的に同じである。ただし、ローサイドスイッチ１０３Ｕをオンすると同時に、ハイサイドダイオード１０７の代わりに設けたＭＯＳスイッチ１０９をオンし、スイッチ（加速スイッチ）１０８をオフする。これにより、リアクトルＲに蓄積された磁気エネルギーにより直流電源の高電位端１０２よりも高い電圧がＵ相の相コイル１００Ｕに高電圧を印加して、相コイル１００Ｕの励磁電流の立ち上がりを従来よりも加速することができる。
（ユニポーラ駆動回路例４）
略台形波状の３相直流電流をＳＲＭ９０２に通電するユニポーラタイプの駆動回路９０４の改良回路を図８を参照して説明する。なお、この駆動回路９０１は従来のＳＲＭの駆動にも適用することができる。
この駆動回路９０１は、Ｕ相駆動回路ＡとＶ相駆動回路ＢとＷ相駆動回路Ｃとをもつ。１００ＵはＵ相コイル、１００ＶはＶ相コイル、１００ＷはＷ相コイルである。１０３Ｕ、１０３Ｖ、１０３Ｗは直流電源の低電位端１０４と各相コイル１００Ｕ、１００Ｖ、１００Ｗの低電位端とを個別に接続するＰＷＭ制御用のローサイドスイッチである。１１０Ｕ、１１０Ｖ、１１０Ｗは回生電流を相間で転流させる逆流防止用のダイオードである。１１１ＵはＵ相の相コイル１００Ｕと一緒にステータに巻かれたＵ相のアシストコイル、１１１ＶはＶ相の相コイル１００Ｕと一緒にステータに巻かれたＶ相のアシストコイル、１１１ＷはＷ相の相コイル１００Ｗと一緒にステータに巻かれたＷ相のアシストコイルである。相コイル１００Ｕ、１００Ｖ、１００Ｗの低電位端とローサイドスイッチ１０３Ｕ、１０３Ｖ、１０３Ｗの接続点Ｐ１、Ｐ２、Ｐ３は、ダイオード１１０Ｕ、１１０Ｖ、１１０Ｗを通じてアシストコイル１１１Ｕ、１１１Ｖ、１１１Ｗの高電位端１０２に個別に接続されている。アシストコイル１１１Ｕ、１１１Ｖ、１１１Ｗの低電位端は直流電源の低電位端１０４に接続されている。ただし、この実施形態では、たとえば図１０に示すように一つの相の相電流の立ち上がり期間が他の一つの相の相電流の立ち下がり期間と重なるように設定されている。
略台形波状の３相直流電流をＳＲＭ９０２に通電するユニポーラタイプの駆動回路９０４の改良回路を図８を参照して説明する。なお、この駆動回路９０１は従来のＳＲＭの駆動にも適用することができる。
この駆動回路９０１は、Ｕ相駆動回路ＡとＶ相駆動回路ＢとＷ相駆動回路Ｃとをもつ。１００ＵはＵ相コイル、１００ＶはＶ相コイル、１００ＷはＷ相コイルである。１０３Ｕ、１０３Ｖ、１０３Ｗは直流電源の低電位端１０４と各相コイル１００Ｕ、１００Ｖ、１００Ｗの低電位端とを個別に接続するＰＷＭ制御用のローサイドスイッチである。１１０Ｕ、１１０Ｖ、１１０Ｗは回生電流を相間で転流させる逆流防止用のダイオードである。１１１ＵはＵ相の相コイル１００Ｕと一緒にステータに巻かれたＵ相のアシストコイル、１１１ＶはＶ相の相コイル１００Ｕと一緒にステータに巻かれたＶ相のアシストコイル、１１１ＷはＷ相の相コイル１００Ｗと一緒にステータに巻かれたＷ相のアシストコイルである。相コイル１００Ｕ、１００Ｖ、１００Ｗの低電位端とローサイドスイッチ１０３Ｕ、１０３Ｖ、１０３Ｗの接続点Ｐ１、Ｐ２、Ｐ３は、ダイオード１１０Ｕ、１１０Ｖ、１１０Ｗを通じてアシストコイル１１１Ｕ、１１１Ｖ、１１１Ｗの高電位端１０２に個別に接続されている。アシストコイル１１１Ｕ、１１１Ｖ、１１１Ｗの低電位端は直流電源の低電位端１０４に接続されている。ただし、この実施形態では、たとえば図１０に示すように一つの相の相電流の立ち上がり期間が他の一つの相の相電流の立ち下がり期間と重なるように設定されている。
Ｕ相のローサイドスイッチ１０３Ｕをオフすると、Ｕ相の相コイル１００Ｕの磁気エネルギーによる回生電流がダイオード１１０Ｕを通じてアシストコイル１１１Ｕに印加される。これにより、ローサイドスイッチ１０３Ｕのオフ時点からＵ相の電流立ち下がり期間が所定期間継続する。Ｕ相のローサイドスイッチ１０３Ｕのオフとほぼ同時に、Ｖ相のローサイドスイッチ１０３Ｖがオンされる。これにより、ローサイドスイッチ１０３Ｖのオン時点からＶ相の電流立ち上がり期間が所定期間継続する。
このようにすれば、Ｕ相の電流立ち下がり期間に生じる回生電流が、Ｖ相の電流立ち上がり期間にＶ相のアシストコイル１１１Ｖに通電されるため、Ｖ相のステータ磁極は、Ｖ相の相コイル１００Ｖの励磁電流に加えて、Ｖ相のアシストコイル１１１Ｖに流れる電流により、更に強力に励磁される。この結果として、Ｖ相のステータ磁極の磁束の立ち上がりを早めることができる。
このようにすれば、Ｕ相の電流立ち下がり期間に生じる回生電流が、Ｖ相の電流立ち上がり期間にＶ相のアシストコイル１１１Ｖに通電されるため、Ｖ相のステータ磁極は、Ｖ相の相コイル１００Ｖの励磁電流に加えて、Ｖ相のアシストコイル１１１Ｖに流れる電流により、更に強力に励磁される。この結果として、Ｖ相のステータ磁極の磁束の立ち上がりを早めることができる。
同様に、Ｖ相のローサイドスイッチ１０３Ｖのオフとほぼ同時にＷ相のローサイドスイッチ１０３Ｗのオンがなされ、上記と同様にＶ相の相コイル１００Ｖの磁気エネルギーによりＷ相のアシストコイル１１１Ｗへの通電が行われる。これにより、Ｗ相のステータ磁極の磁束の立ち上がりが促進される。同様に、Ｗ相のローサイドスイッチ１０３Ｗのオフとほぼ同時にＵ相のローサイドスイッチ１０３Ｕのオンがなされ、上記と同様にＷ相の相コイル１００Ｗの磁気エネルギーによりＵ相のアシストコイル１１１Ｕへの通電が行われる。これにより、Ｕ相のステータ磁極の磁束の立ち上がりが促進される。アシストコイル１１１Ｕ、１１１Ｖ、１１１Ｗは、相コイル１００Ｕ、１００Ｖ、１００Ｗに比べて相対的に小断面積で多ターンとされることが好適である。このようにすれば、相コイルのスロット収容が阻害される弊害を軽減することができる。また、回生電流が流れる際に、アシストコイルは大きな逆起電力を発生させることができるので、相コイルの回生電流の大きさを小さくすることができ、相コイルの電流立ち下がり期間を短縮することができる。
この実施例のモータ駆動回路は、ローサイドスイッチ１０３Ｕ、１０３Ｖ、１０３Ｗの他にダイオード１１０Ｕ、１１０Ｖ、１１０Ｗを追加するだけでよいため、モータ駆動回路の費用及び損失を低減することができる利点がある。更に、上記回生電流はアシストコイルから次の相のローサイドスイッチに流れることがなく、次の相のローサイドスイッチの損失、発熱を低減することもできる。なお、図８において、Ｉｍは相コイル１００の励磁電流、Ｉｒは回生電流である。
（変形態様）
図２の軸方向延在セグメントＳＲＭは、ステータ磁極３１〜３４をもつステータセグメント３を軸方向に延在させる。これにより、ステータ磁極３１〜３４は周方向等しい位置に配置され、ロータセグメント７Ｕ、７Ｖ、７Ｗは互いに電気角（２／３）πだけ周方向に異なる周方向位置をもつ。その代わりに、ロータセグメント７Ｕ、７Ｖ、７Ｗを一体化して軸方向に延在させ、Ｕ相のステータ磁極３１、３２のペア（Ｕ相磁極ペア）と、Ｖ相のステータ磁極３２、３３のペア（Ｖ相磁極ペア）と、Ｗ相のステータ磁極３３、３４のペア（Ｗ相磁極ペア）とを互いに電気角（２／３）πだけ周方向にずらせてもよい。この態様は、各相の磁極ペアを別々に製造する場合に好適である。その他、各相の磁極ペアを周方向にずらせ、更にロータセグメント７Ｕ、７Ｖ、７Ｗを周方向にずらせても良い。
図２の軸方向延在セグメントＳＲＭは、ステータ磁極３１〜３４をもつステータセグメント３を軸方向に延在させる。これにより、ステータ磁極３１〜３４は周方向等しい位置に配置され、ロータセグメント７Ｕ、７Ｖ、７Ｗは互いに電気角（２／３）πだけ周方向に異なる周方向位置をもつ。その代わりに、ロータセグメント７Ｕ、７Ｖ、７Ｗを一体化して軸方向に延在させ、Ｕ相のステータ磁極３１、３２のペア（Ｕ相磁極ペア）と、Ｖ相のステータ磁極３２、３３のペア（Ｖ相磁極ペア）と、Ｗ相のステータ磁極３３、３４のペア（Ｗ相磁極ペア）とを互いに電気角（２／３）πだけ周方向にずらせてもよい。この態様は、各相の磁極ペアを別々に製造する場合に好適である。その他、各相の磁極ペアを周方向にずらせ、更にロータセグメント７Ｕ、７Ｖ、７Ｗを周方向にずらせても良い。
（実施例２）
本発明の軸方向延在セグメントＳＲＭの構造及びその制御を実施例２を参照して説明する。この実施例のＳＲＭ９０２の軸方向模式図を図９に示す。このＳＲＭ９０２は、図２に示される実施例１のＳＲＭ９０２において、直流電流が流れるリングコイル４０Ａ、４０Ｂ、４０Ｃを追加したことをその特徴とする。このＳＲＭ９０２の動作を図１０を参照して説明する。図１０はこのＳＲＭ９０２のインダクタンス及び相電流の波形を示すタイミングチャートである。このＳＲＭ９０２のインダクタンス波形は図３に示す実施例１のＳＲＭ９０２のそれと同じである。つまり、実施例２のＳＲＭ９０２のステータ磁極３１〜３４及びロータセグメント７Ｕ、７Ｖ、７Ｗの形状及び配置は図２のそれと同じである。
本発明の軸方向延在セグメントＳＲＭの構造及びその制御を実施例２を参照して説明する。この実施例のＳＲＭ９０２の軸方向模式図を図９に示す。このＳＲＭ９０２は、図２に示される実施例１のＳＲＭ９０２において、直流電流が流れるリングコイル４０Ａ、４０Ｂ、４０Ｃを追加したことをその特徴とする。このＳＲＭ９０２の動作を図１０を参照して説明する。図１０はこのＳＲＭ９０２のインダクタンス及び相電流の波形を示すタイミングチャートである。このＳＲＭ９０２のインダクタンス波形は図３に示す実施例１のＳＲＭ９０２のそれと同じである。つまり、実施例２のＳＲＭ９０２のステータ磁極３１〜３４及びロータセグメント７Ｕ、７Ｖ、７Ｗの形状及び配置は図２のそれと同じである。
短く説明すると、この実施例は、図３に示す実施例１のＳＲＭ９０２の３相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗをその交流成分と、その直流成分とに分割し、３相交流電流（Ｉｕａｃ、Ｉｖａｃ、Ｉｗａｃ）をリングコイル４Ｕ、４Ｖ、４Ｗに通電し、直流電流Ｉｄｃをリングコイル４０Ａ、４０Ｂ、４０Ｃに通電したものである。
Ｕ相リングコイル４０Ａに流れるＵ相直流電流Ｉｄｃがステータ磁極３２に作る直流磁界の方向は、Ｖ相リングコイル４０Ｂに流れるＶ相直流電流Ｉｄｃがステータ磁極３２に作る直流磁界の方向と同じとされる。Ｖ相リングコイル４０Ｂに流れるＶ相直流電流Ｉｄｃがステータ磁極３３に作る直流磁界の方向は、Ｗ相リングコイル４０Ｃに流れるＷ相直流電流Ｉｄｃがステータ磁極３３に作る直流磁界の方向と同じとされる。
Ｕ相リングコイル４０Ａに流れるＵ相直流電流Ｉｄｃがステータ磁極３２に作る直流磁界の方向は、Ｖ相リングコイル４０Ｂに流れるＶ相直流電流Ｉｄｃがステータ磁極３２に作る直流磁界の方向と同じとされる。Ｖ相リングコイル４０Ｂに流れるＶ相直流電流Ｉｄｃがステータ磁極３３に作る直流磁界の方向は、Ｗ相リングコイル４０Ｃに流れるＷ相直流電流Ｉｄｃがステータ磁極３３に作る直流磁界の方向と同じとされる。
Ｕ相リングコイル４Ｕがインダクタンス増大期間Ｔｉにステータ磁極３１、３２に作る交流磁界の方向は、Ｕ相リングコイル４０Ａに流れるＵ相直流電流Ｉｄｃがステータ磁極３１、３２に作る直流磁界の方向と同じとされる。Ｖ相リングコイル４Ｖがインダクタンス増大期間Ｔｉにステータ磁極３２、３３に作る交流磁界の方向は、Ｖ相リングコイル４０Ｂに流れるＶ相直流電流Ｉｄｃがステータ磁極３２、３３に作る直流磁界の方向と同じとされる。Ｗ相リングコイル４Ｗがインダクタンス増大期間Ｔｉにステータ磁極３３、３４に作る交流磁界の方向は、Ｗ相リングコイル４０Ｃに流れるＷ相直流電流Ｉｄｃがステータ磁極３３、３４に作る直流磁界の方向と同じとされる。
このようにすれば、リングコイル４Ｕ、４Ｖ、４Ｗに流れる３相交流電流（Ｉｕａｃ、Ｉｖａｃ、Ｉｗａｃ）とリングコイル４０Ａ、４０Ｂ、４０Ｃに流れる直流電流Ｉｄｃとにより形成される磁界は、図３に示す実施例１の３相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗが形成する磁界と等しくなる。形成磁界波形が同じであるため、この実施例のＳＲＭは実施例１のＳＲＭと同じ動作を行うことができる。なお、図１０において、３相交流電流（Ｉｕａｃ、Ｉｖａｃ、Ｉｗａｃ）及び直流電流Ｉｄｃの実線は大電流通電時の各電流波形を示し、破線は小電流通電時の各電流波形を示す。ただし、図１０における直流電流Ｉｄｃ、Ｉｄｃ’は、リングコイル４Ｕ、４Ｖ、４Ｗとリングコイル４０Ａ、４０Ｂ、４０Ｃのターン数が等しいと仮定した条件で記載されている。実際には、ターン数が多い分だけ、直流電流Ｉｄｃの振幅は小さい。３相交流電流（Ｉｕａｃ、Ｉｖａｃ、Ｉｗａｃ）の０値は、ボトム期間Ｔｂの中間点及びピーク期間Ｔｐの中間点に設定されている。
この実施例で重要なことは、ＤＣコイルの形成磁界（アンペアターン）を、インダクタンス増大期間Ｔｉにおける３相交流電流（Ｉｕａｃ、Ｉｖａｃ、Ｉｗａｃ）の形成磁界（アンペアターン）とほぼ等しく（９０％以上等しく）した点にある。これにより、インダクタンス減少期間Ｔｄにおいて、３相交流電流（Ｉｕａｃ、Ｉｖａｃ、Ｉｗａｃ）の形成磁界は直流電流Ｉｄｃの形成磁界によりキャンセルされる。すなわち、インダクタンス減少期間Ｔｄにロータセグメント７Ｕ、７Ｖ、７Ｗに作用する合成磁界はほぼ０となり、逆リラクタンストルクが発生しない。これは、トルク減少及びトルクリップルを低減し、磁気騒音及び磁気振動を低減する。
ＤＣコイルであるリングコイル４０Ａ、４０Ｂ、４０Ｃのターン数はリングコイル４Ｕ、４Ｖ、４Ｗのそれよりも大幅に増大され、リングコイル４０Ａ、４０Ｂ、４０Ｃの導体断面積はリングコイル４Ｕ、４Ｖ、４Ｗのそれよりも大幅に小さくされる。これにより、リングコイル４０Ａ、４０Ｂ、４０Ｃの銅損を低減することができる。
更に説明すると、インダクタンス減少期間Ｔｄにおいて同一スロットの２つのリングコイルに逆向きの電流を通電するのは無駄に見える。しかし、リングコイル４０Ａ、４０Ｂ、４０Ｃのターン数の大幅な増大により、その銅損は大幅に低減される。スロット占積率１００％と仮定して同一スロット断面積にコイルを収容する場合、形成磁界はターン数に比例する。
更に、同一スロットの２つのリングコイル（たとえば４０Ａと４Ｕ）に流れる２種類の電流（たとえばＩｕａｃとＩｄｃ）はロータセグメント７Ｕから見れば一つの電流であるため、これら２つのリングコイルのターン数を等しいと仮定すれば、モータトルクＴは（ＩｕａｃとＩｄｃ）の二乗値に比例することになる。
更に説明すると、インダクタンス減少期間Ｔｄにおいて同一スロットの２つのリングコイルに逆向きの電流を通電するのは無駄に見える。しかし、リングコイル４０Ａ、４０Ｂ、４０Ｃのターン数の大幅な増大により、その銅損は大幅に低減される。スロット占積率１００％と仮定して同一スロット断面積にコイルを収容する場合、形成磁界はターン数に比例する。
更に、同一スロットの２つのリングコイル（たとえば４０Ａと４Ｕ）に流れる２種類の電流（たとえばＩｕａｃとＩｄｃ）はロータセグメント７Ｕから見れば一つの電流であるため、これら２つのリングコイルのターン数を等しいと仮定すれば、モータトルクＴは（ＩｕａｃとＩｄｃ）の二乗値に比例することになる。
（モータ駆動回路）
この実施例のモータ駆動回路の構成を図１１に示す。２１はロータ回転角検出回路、２２は正弦波発振回路、２３は直流電流制御用のトランジスタ、２４、２５はキャパシタ、２６はフライホイルダイオード、２７は電流検出抵抗、２８はベース電流制限抵抗である。キャパシタ２４及びフライホイルダイオード２６は直列接続されたリングコイル４０Ａ、４０Ｂ、４０Ｃと並列に接続されている。電流検出抵抗２７はトランジスタ３４のエミッタ電流による電圧降下を検出してモータコントローラ９０３に送る。
駆動回路９０１は、３相のリングコイル４Ｕ、４Ｖ、４Ｗにそれぞれ独立に単相交流電流を供給する３つのＨブリッジ回路（単相フルフレームブリッジ回路）により構成されている。周知のＨブリッジ回路は４つのスイッチングトランジスタをもつ。
この実施例のモータ駆動回路の構成を図１１に示す。２１はロータ回転角検出回路、２２は正弦波発振回路、２３は直流電流制御用のトランジスタ、２４、２５はキャパシタ、２６はフライホイルダイオード、２７は電流検出抵抗、２８はベース電流制限抵抗である。キャパシタ２４及びフライホイルダイオード２６は直列接続されたリングコイル４０Ａ、４０Ｂ、４０Ｃと並列に接続されている。電流検出抵抗２７はトランジスタ３４のエミッタ電流による電圧降下を検出してモータコントローラ９０３に送る。
駆動回路９０１は、３相のリングコイル４Ｕ、４Ｖ、４Ｗにそれぞれ独立に単相交流電流を供給する３つのＨブリッジ回路（単相フルフレームブリッジ回路）により構成されている。周知のＨブリッジ回路は４つのスイッチングトランジスタをもつ。
直列接続されたリングコイル４０Ａ、４０Ｂ、４０Ｃに通電される直流電流Ｉｄｃは、トランジスタ２３によりＰＷＭ制御される。キャパシタ２４はトランジスタ２３のスイッチングノイズを吸収するとともに、ロータセグメント７Ｕ、７Ｖ、７Ｗの移動によるリングコイル４０Ａ、４０Ｂ、４０Ｃの誘起電圧合計の変動を吸収する。つまり、この実施例では、ロータセグメント７Ｕ、７Ｖ、７Ｗが順次ステータ磁極３１〜３４に対面する期間に、リングコイル４Ｕ、４Ｖ、４Ｗとリングコイル４０Ａ、４０Ｂ、４０Ｃとが磁気的に結合し、リングコイル４０Ａ、４０Ｂ、４０Ｃに交流電圧が順次誘導される。この交流電圧の影響はキャパシタ２４に吸収されるため、直流電源９００への悪影響を低減することができる。
更に、この実施例では、電流検出抵抗２７により検出した直流電流Ｉｄｃに基づいてトランジスタ２３のＰＷＭデユーティ比をフィードバック制御して、直流電流Ｉｄｃを指令値すなわち３相交流電流（Ｉｕａｃ、Ｉｖａｃ、Ｉｗａｃ）のインダクタンス減少期間Ｔｄの振幅に略等しい値に調整する。正確に言えば、直流電流Ｉｄｃによる直流磁界とインダクタンス減少期間Ｔｄの３相交流電流（Ｉｕａｃ、Ｉｖａｃ、Ｉｗａｃ）による交流磁界とを略等しくする。
更に具体的に説明する。
モータコントローラ９０３は、電流検出抵抗２７の電圧降下を増幅した後、その高調波成分を除去して直流電流Ｉｄｃ及び低周波数電圧（誘導電圧）を検出する。この検出電流と直流電流Ｉｄｃの指令値との差が０となるようにトランジスタ２３をＰＷＭ制御してリングコイル４０Ａ、４０Ｂ、４０Ｃに流れる電流を直流電流Ｉｄｃの指令値に制御する。これにより、リングコイル４０Ａ、４０Ｂ、４０Ｃに流れる直流電流Ｉｄｃがロータセグメント７Ｕ、７Ｖ、７Ｗの移動と３相交流電流（Ｉｕａｃ、Ｉｖａｃ、Ｉｗａｃ）の変化により変動するのを防止することができる。
正弦波発振回路２２は、約１００ｋＨｚの正弦波電圧を直流カット用のキャパシタ２５を通じてリングコイル４０Ａ、４０Ｂの接続点に印加する。なお、この正弦波電圧は、リングコイル４０Ｃとトランジスタ２３との接続点に印加されてもよく、キャパシタ２４とリングコイル４０Ａとの接続点に印加されてもよい。正弦波電圧の代わりにその他の波形、周波数の高周波数電圧を用いても良い。リングコイル４０Ａ、４０Ｂ、４０Ｃの電圧降下はロータ回転角検出回路２１に入力される。
モータコントローラ９０３は、電流検出抵抗２７の電圧降下を増幅した後、その高調波成分を除去して直流電流Ｉｄｃ及び低周波数電圧（誘導電圧）を検出する。この検出電流と直流電流Ｉｄｃの指令値との差が０となるようにトランジスタ２３をＰＷＭ制御してリングコイル４０Ａ、４０Ｂ、４０Ｃに流れる電流を直流電流Ｉｄｃの指令値に制御する。これにより、リングコイル４０Ａ、４０Ｂ、４０Ｃに流れる直流電流Ｉｄｃがロータセグメント７Ｕ、７Ｖ、７Ｗの移動と３相交流電流（Ｉｕａｃ、Ｉｖａｃ、Ｉｗａｃ）の変化により変動するのを防止することができる。
正弦波発振回路２２は、約１００ｋＨｚの正弦波電圧を直流カット用のキャパシタ２５を通じてリングコイル４０Ａ、４０Ｂの接続点に印加する。なお、この正弦波電圧は、リングコイル４０Ｃとトランジスタ２３との接続点に印加されてもよく、キャパシタ２４とリングコイル４０Ａとの接続点に印加されてもよい。正弦波電圧の代わりにその他の波形、周波数の高周波数電圧を用いても良い。リングコイル４０Ａ、４０Ｂ、４０Ｃの電圧降下はロータ回転角検出回路２１に入力される。
ロータ回転角検出回路２１は、入力された各リングコイル４０Ａ、４０Ｂ、４０Ｃの電圧降下の正弦波電圧成分を含む帯域を抽出し、それを整流して回転角信号を形成する。この回転角信号は、既述したようにロータ回転角に応じて変化するリングコイル４０Ａ、４０Ｂ、４０Ｃのインダクタンスに略比例する。ロータ回転角検出回路２１は、各相のインダクタンス変化波形に基づいてロータ回転角が推定し、それをモータコントローラ９０３に出力する。このロータ回転角検出回路２１はロータが静止していてもロータ回転角を検出することができる。
（トルク制御）
モータコントローラ９０３により行われるモータトルクの制御を図１２を参照して説明する。まず、外部から回転数指令Ｎｓ及びトルク指令Ｔｓを読み込み、ロータ回転角検出回路２１及び電流検出回路からロータ回転角θ及び３相交流電流（Ｉｕａｃ、Ｉｖａｃ、Ｉｗａｃ）及び直流電流Ｉｄｃを読み込む（Ｓ１００）。
次に、読み込んだトルク指令Ｔｓに基づいてリングコイル４Ｕ、４Ｖ、４Ｗに通電する台形波状の３相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗの振幅を算出し、この３相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを分割することにより、３相交流電流（Ｉｕａｃ、Ｉｖａｃ、Ｉｗａｃ）と直流電流Ｉｄｃの指令値を算出する（Ｓ１０２）。次に、３相交流電流（Ｉｕａｃ、Ｉｖａｃ、Ｉｗａｃ）及び直流電流Ｉｄｃの検出値が上記指令値に等しくなるようにフィードバック制御する。なお、トルク指令値Ｔｓから３相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗの指令値を算出するには、インダクタンス増大率ｄＬ／ｄθを求める必要があるが、このインダクタンス増大率ｄＬ／ｄθの算出は実施例１と同様の方法により求めればよい。
（トルク制御）
モータコントローラ９０３により行われるモータトルクの制御を図１２を参照して説明する。まず、外部から回転数指令Ｎｓ及びトルク指令Ｔｓを読み込み、ロータ回転角検出回路２１及び電流検出回路からロータ回転角θ及び３相交流電流（Ｉｕａｃ、Ｉｖａｃ、Ｉｗａｃ）及び直流電流Ｉｄｃを読み込む（Ｓ１００）。
次に、読み込んだトルク指令Ｔｓに基づいてリングコイル４Ｕ、４Ｖ、４Ｗに通電する台形波状の３相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗの振幅を算出し、この３相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを分割することにより、３相交流電流（Ｉｕａｃ、Ｉｖａｃ、Ｉｗａｃ）と直流電流Ｉｄｃの指令値を算出する（Ｓ１０２）。次に、３相交流電流（Ｉｕａｃ、Ｉｖａｃ、Ｉｗａｃ）及び直流電流Ｉｄｃの検出値が上記指令値に等しくなるようにフィードバック制御する。なお、トルク指令値Ｔｓから３相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗの指令値を算出するには、インダクタンス増大率ｄＬ／ｄθを求める必要があるが、このインダクタンス増大率ｄＬ／ｄθの算出は実施例１と同様の方法により求めればよい。
（効果）
この実施例によれば、ステータ磁極３１〜３４はインダクタンス増加期間に３相交流電流（Ｉｕａｃ、Ｉｖａｃ、Ｉｗａｃ）及び直流電流Ｉｄｃの両方により強く励磁されるため、強いリラクタンストルクを発生することができる。また、リングコイル４０Ａ、４０Ｂ、４０Ｃに流す直流電流Ｉｄｃを、３相交流電流（Ｉｕａｃ、Ｉｖａｃ、Ｉｗａｃ）の振幅に等しく調整するため、インダクタンス減少期間Ｔｄにおける逆リラクタンストルク（発電トルク）の発生をほぼ０とすることができる。更に、リングコイル４０Ａ、４０Ｂ、４０Ｃに流す直流電流Ｉｄｃを制御することにより、リングコイル４Ｕ、４Ｖ、４Ｗに生じる３相発電電圧を容易に調整することができる。その他、ＳＲＭ９０２に直流磁束を形成するためのＤＣコイル（すなわちリングコイル４０Ａ、４０Ｂ、４０Ｃ）に高周波数電圧を印加することにより、それらのインダクタンス変化を利用してロータ回転角を検出する技術思想は従来知られていなかった。
この実施例によれば、ステータ磁極３１〜３４はインダクタンス増加期間に３相交流電流（Ｉｕａｃ、Ｉｖａｃ、Ｉｗａｃ）及び直流電流Ｉｄｃの両方により強く励磁されるため、強いリラクタンストルクを発生することができる。また、リングコイル４０Ａ、４０Ｂ、４０Ｃに流す直流電流Ｉｄｃを、３相交流電流（Ｉｕａｃ、Ｉｖａｃ、Ｉｗａｃ）の振幅に等しく調整するため、インダクタンス減少期間Ｔｄにおける逆リラクタンストルク（発電トルク）の発生をほぼ０とすることができる。更に、リングコイル４０Ａ、４０Ｂ、４０Ｃに流す直流電流Ｉｄｃを制御することにより、リングコイル４Ｕ、４Ｖ、４Ｗに生じる３相発電電圧を容易に調整することができる。その他、ＳＲＭ９０２に直流磁束を形成するためのＤＣコイル（すなわちリングコイル４０Ａ、４０Ｂ、４０Ｃ）に高周波数電圧を印加することにより、それらのインダクタンス変化を利用してロータ回転角を検出する技術思想は従来知られていなかった。
（実施例３）
本発明の軸方向延在セグメントＳＲＭの構造及びその制御を実施例３を参照して説明する。ＳＲＭ９０２の構造を図１３を参照して説明する。図１３（Ｂ）はＳＲＭ９０２のステータコアを構成する複数のステータセグメントの一つを示す模式図であり、図１３（Ａ）は２つのステータセグメントに所属する各ステータ磁極と、各相のロータセグメントとの位置関係を示す周方向展開図である。このＳＲＭは、図２に示す実施例１、２のＳＲＭ９０２において、ステータ磁極３１〜３４の周方向幅を電気角πから電気角度２π／３に変更したものである。各スロットには、実施例２と同じく、ＡＣコイルであるリングコイル４Ａ〜４Ｃとともに、ＤＣコイルであるリングコイル４０Ａ、４０Ｂ、４０Ｃが収容されている。
本発明の軸方向延在セグメントＳＲＭの構造及びその制御を実施例３を参照して説明する。ＳＲＭ９０２の構造を図１３を参照して説明する。図１３（Ｂ）はＳＲＭ９０２のステータコアを構成する複数のステータセグメントの一つを示す模式図であり、図１３（Ａ）は２つのステータセグメントに所属する各ステータ磁極と、各相のロータセグメントとの位置関係を示す周方向展開図である。このＳＲＭは、図２に示す実施例１、２のＳＲＭ９０２において、ステータ磁極３１〜３４の周方向幅を電気角πから電気角度２π／３に変更したものである。各スロットには、実施例２と同じく、ＡＣコイルであるリングコイル４Ａ〜４Ｃとともに、ＤＣコイルであるリングコイル４０Ａ、４０Ｂ、４０Ｃが収容されている。
このＳＲＭ９０２の動作を図１４を参照して説明する。図１４はこのＳＲＭ９０２のインダクタンス及び相電流の波形を示すタイミングチャートである。このＳＲＭ９０２のインダクタンス波形は、ステータ磁極３１〜３４の周方向幅が短縮されているので、ピーク期間がほぼ０となっている。
３相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗは略π／３期間に＋電流となり、残りの略２π／３期間に−電流となっている。ただし、３相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗの−電流の大きさはそれらの＋電流の大きさの半分となっている。直流電流Ｉｄｃは、３相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗの−の電流の大きさに略等しくされている。ただし、図１３では、ＤＣコイルのターン数は、ＡＣコイルのターン数に等しいと見なしている。これにより、インダクタンス増大期間以外におけるステータ磁極３１〜３４の励磁がキャンセルされる。
３相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗは略π／３期間に＋電流となり、残りの略２π／３期間に−電流となっている。ただし、３相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗの−電流の大きさはそれらの＋電流の大きさの半分となっている。直流電流Ｉｄｃは、３相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗの−の電流の大きさに略等しくされている。ただし、図１３では、ＤＣコイルのターン数は、ＡＣコイルのターン数に等しいと見なしている。これにより、インダクタンス増大期間以外におけるステータ磁極３１〜３４の励磁がキャンセルされる。
図１４に示す波形を有する３相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗは、図１５に示すように、３相星形接続されたリングコイル４Ａ〜４Ｃに給電する３相インバータ２１を下記のように動作させることができる。すなわち、期間ｔ０ーｔ１において、Ｖ相上アーム素子ＶＨとＵ相下アーム素子ＵＬとＷ相下アーム素子ＷＬとをオンする。期間ｔ１ーｔ２において、Ｗ相上アーム素子ＷＨとＵ相下アーム素子ＵＬとＶ相下アーム素子ＶＬとをオンする。期間ｔ２ーｔ３において、Ｕ相上アーム素子ＵＨとＶ相下アーム素子ＶＬとＷ相下アーム素子ＷＬとをオンする。このようにすれば、リングコイル４Ａ〜４Ｃは、インダクタンス増大期間の電流の半分の電流をインダクタンス増大期間以外の期間に通電される。
実際には、ＤＣコイルであるリングコイル４０Ａ、４０Ｂ、４０Ｃのターン数は、ＡＣコイルであるリングコイル４Ａ、４Ｂ、４Ｃのターン数のＫ倍とされ、リングコイル４０Ａ、４０Ｂ、４０Ｃに通電される直流電流Ｉｄｃは、リングコイル４Ａ〜４Ｃのインダクタンス増大期間の電流の１／２Ｋとされる。この実施例によれば、モータ駆動回路のパワースイッチング素子の数を半減することができる。
実際には、ＤＣコイルであるリングコイル４０Ａ、４０Ｂ、４０Ｃのターン数は、ＡＣコイルであるリングコイル４Ａ、４Ｂ、４Ｃのターン数のＫ倍とされ、リングコイル４０Ａ、４０Ｂ、４０Ｃに通電される直流電流Ｉｄｃは、リングコイル４Ａ〜４Ｃのインダクタンス増大期間の電流の１／２Ｋとされる。この実施例によれば、モータ駆動回路のパワースイッチング素子の数を半減することができる。
（変形態様１）
上記実施例１、２において、リングコイル４０Ａ、４０Ｂ、４０Ｃの代わりに、直流電流Ｉｄｃが流れるＤＣコイルをたとえばステータ磁極３２のグループに集中巻きし、ステータ磁極３３の磁極グループに集中巻きしてもよい。
（変形態様２）
上記実施例１、２において、モータコントローラ９０３は、高効率運転モードと大トルク運転モードとをもつことができる。高効率運転モードでは、インダクタンス減少期間Ｔｄにリングコイル４Ｕ、４Ｖ、４Ｗのアンペアターンとリングコイル４０Ａ、４０Ｂ、４０Ｃのアンペアターンとを略等しくする（９０％以上等しくする）。これにより、インダクタンス減少期間Ｔｄの逆リラクタンストルクをほぼキャンセルすることができる。
大トルク運転モードでは、インダクタンス減少期間Ｔｄにリングコイル４Ｕ、４Ｖ、４Ｗのアンペアターンをリングコイル４０Ａ、４０Ｂ、４０Ｃのアンペアターンよりも１０〜５０％だけ大きくする。このようにすれば、期間Ｔｃ、Ｔｄに逆トルクが発生する。けれども、インダクタンス増大期間Ｔｉの正トルクは、リングコイル４０Ａ、４０Ｂ、４０Ｃのアンペアターンとリングコイル４Ｕ、４Ｖ、４Ｗのアンペアターンの和となるため、トルクリップルが大きくなるものの大きなリラクタンストルクを得ることができる。
上記実施例１、２において、リングコイル４０Ａ、４０Ｂ、４０Ｃの代わりに、直流電流Ｉｄｃが流れるＤＣコイルをたとえばステータ磁極３２のグループに集中巻きし、ステータ磁極３３の磁極グループに集中巻きしてもよい。
（変形態様２）
上記実施例１、２において、モータコントローラ９０３は、高効率運転モードと大トルク運転モードとをもつことができる。高効率運転モードでは、インダクタンス減少期間Ｔｄにリングコイル４Ｕ、４Ｖ、４Ｗのアンペアターンとリングコイル４０Ａ、４０Ｂ、４０Ｃのアンペアターンとを略等しくする（９０％以上等しくする）。これにより、インダクタンス減少期間Ｔｄの逆リラクタンストルクをほぼキャンセルすることができる。
大トルク運転モードでは、インダクタンス減少期間Ｔｄにリングコイル４Ｕ、４Ｖ、４Ｗのアンペアターンをリングコイル４０Ａ、４０Ｂ、４０Ｃのアンペアターンよりも１０〜５０％だけ大きくする。このようにすれば、期間Ｔｃ、Ｔｄに逆トルクが発生する。けれども、インダクタンス増大期間Ｔｉの正トルクは、リングコイル４０Ａ、４０Ｂ、４０Ｃのアンペアターンとリングコイル４Ｕ、４Ｖ、４Ｗのアンペアターンの和となるため、トルクリップルが大きくなるものの大きなリラクタンストルクを得ることができる。
（変形態様３）
上記実施例１、２において、直流電流Ｉｄｃを低減するために、ステータ磁極３１〜３４に永久磁石を設けてもよい。
（変形態様４）
実施例１〜３で説明された３相軸方向延在セグメントＳＲＭの相数を変更してもよいことはもちろんである。たとえば図１６、図１７に２相ダブルコイル型ＳＲＭを示す。図１６において、Ｉｆはステータ磁極３２に集中巻きされたあるいはリングコイルにより構成されたＤＣコイル４０に通電される直流電流Ｉｄｃである。４Ａはステータ磁極３１、３２間のスロットを貫通するリングコイルである。４Ｂはステータ磁極３、３３間のスロットを貫通するリングコイルである。ロータセグメント７はステータ磁極３１、３２に対面し、ロータセグメント８はステータ磁極３１、３２に対面する。ロータセグメント７、８は図１７に示すように電気角π離れて配置されている。リングコイル４Ａ、４Ｂには逆位相の交流電流Ｉが通電される。図１７は図１６のＳＲＭのステータ磁極３１〜３３とロータセグメント７、８との周方向位置関係を示す。図１７（Ａ）はロータ電気角０の状態を示し、図１７（Ｂ）はロータ電気角πの状態を示す。
上記実施例１、２において、直流電流Ｉｄｃを低減するために、ステータ磁極３１〜３４に永久磁石を設けてもよい。
（変形態様４）
実施例１〜３で説明された３相軸方向延在セグメントＳＲＭの相数を変更してもよいことはもちろんである。たとえば図１６、図１７に２相ダブルコイル型ＳＲＭを示す。図１６において、Ｉｆはステータ磁極３２に集中巻きされたあるいはリングコイルにより構成されたＤＣコイル４０に通電される直流電流Ｉｄｃである。４Ａはステータ磁極３１、３２間のスロットを貫通するリングコイルである。４Ｂはステータ磁極３、３３間のスロットを貫通するリングコイルである。ロータセグメント７はステータ磁極３１、３２に対面し、ロータセグメント８はステータ磁極３１、３２に対面する。ロータセグメント７、８は図１７に示すように電気角π離れて配置されている。リングコイル４Ａ、４Ｂには逆位相の交流電流Ｉが通電される。図１７は図１６のＳＲＭのステータ磁極３１〜３３とロータセグメント７、８との周方向位置関係を示す。図１７（Ａ）はロータ電気角０の状態を示し、図１７（Ｂ）はロータ電気角πの状態を示す。
（変形態様５）
実施例１、２で説明されたステータセグメント３のステータ磁極数を変更してもよいことはもちろんである。たとえば図１８に７個のステータ磁極３１〜３７をもつステータセグメント３を示す。ロータセグメント７Ｕ、７Ｖ、７Ｗは電気角２π／３ずれて配置されている。ロータセグメント８Ｕ、８Ｖ、８Ｗは電気角２π／３ずれて配置されている。ロータセグメント７Ｕ、８Ｕは電気角πずれて配置されている。リングコイル４Ａ、４Ｂ、４Ｃ、４Ｄ、４Ｅ、４Ｆに通電する３相電流（Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗ）の順番を図１９に示すように変更しても良い。
実施例１、２で説明されたステータセグメント３のステータ磁極数を変更してもよいことはもちろんである。たとえば図１８に７個のステータ磁極３１〜３７をもつステータセグメント３を示す。ロータセグメント７Ｕ、７Ｖ、７Ｗは電気角２π／３ずれて配置されている。ロータセグメント８Ｕ、８Ｖ、８Ｗは電気角２π／３ずれて配置されている。ロータセグメント７Ｕ、８Ｕは電気角πずれて配置されている。リングコイル４Ａ、４Ｂ、４Ｃ、４Ｄ、４Ｅ、４Ｆに通電する３相電流（Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗ）の順番を図１９に示すように変更しても良い。
更に、図１８、図１９において、リングコイル４０Ａ、４０Ｂ、４０Ｃ、４Ｄ、４Ｅ、４Ｆに３相電流（Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗ）を通電する代わりに、７つのスロットにそれぞれ直流電流Ｉｄｃが通電されるリングコイルと一つの相の交流電流が通電されるリングコイルとを収容しても良い。また、直流電流Ｉｄｃが通電されるリングコイルの代わりに、ステータ磁極３２〜３６に直流電流Ｉｄｃが流れるＤＣコイルを集中巻きしてもよい。
（実施例４）
本発明の軸方向延在セグメントＳＲＭの実施例４を図２０、図２１を参照して説明する。図２０（Ａ）はこの３相リングコイルＳＲＭの模式軸方向半断面図である。図２０（Ｂ）は図２０（Ａ）のステータセグメント（以下、単にセグメントとも言う）３Ａ〜３Ｃの周方向部分展開図である。図２１は図２０のＳＲＭの模式径方向側面図である。ただし、この実施例で用いる符号の一部は、実施例１−３の符号とは無関係である。このリングコイルＳＲＭは、Ｖ、Ｗ相のリングコイルの一部がロータセグメントより径方向内側に配置されている点にその特徴がある。
１はステータ、２はロータ、３Ａ〜３Ｅはステータセグメント、４Ａ〜４Ｅ及び９Ａ〜９Ｅは電機子コイルをなすリングコイル、５Ａは前ハウジング、５Ｂは後ハウジングである。ロータ２は非磁性のボス部６と、ロータセグメント７とをもつ。８は回転軸である。
本発明の軸方向延在セグメントＳＲＭの実施例４を図２０、図２１を参照して説明する。図２０（Ａ）はこの３相リングコイルＳＲＭの模式軸方向半断面図である。図２０（Ｂ）は図２０（Ａ）のステータセグメント（以下、単にセグメントとも言う）３Ａ〜３Ｃの周方向部分展開図である。図２１は図２０のＳＲＭの模式径方向側面図である。ただし、この実施例で用いる符号の一部は、実施例１−３の符号とは無関係である。このリングコイルＳＲＭは、Ｖ、Ｗ相のリングコイルの一部がロータセグメントより径方向内側に配置されている点にその特徴がある。
１はステータ、２はロータ、３Ａ〜３Ｅはステータセグメント、４Ａ〜４Ｅ及び９Ａ〜９Ｅは電機子コイルをなすリングコイル、５Ａは前ハウジング、５Ｂは後ハウジングである。ロータ２は非磁性のボス部６と、ロータセグメント７とをもつ。８は回転軸である。
セグメント３Ａ〜３Ｅはステータコアをなす。セグメント３Ａ〜３Ｃは、前ハウジング５Ａ及び後ハウジング５Ｂの内周面に固定されている。セグメント３Ｄは前ハウジング５Ａの内端壁に固定され、セグメント３Ｅは後ハウジング５Ｂの内端壁に固定されている。セグメント３Ａ〜３Ｅは、周方向へ一定ピッチで配列されている。セグメント３Ａ〜３Ｅは、軟磁性鋼板を略周方向（接線方向）に積層してそれぞれ作製されている。セグメント３Ａ〜３Ｅ及びロータセグメント７は軸方向に延在している。ボス部６の外周面には多数のロータセグメント７が電気角πピッチで周方向に配列されている。
図２０（Ｂ）はセグメント３Ａ〜３Ｃの周方向位置を示す部分模式展開図である。セグメント３Ａ、３Ｄは周方向同位置に配置されている。セグメント３Ｃ、３Ｅも周方向同位置に配置されている。セグメント３Ａ、３Ｄ、３Ｃ、３ＥはＣ字形に形成されている。セグメント３ＢはＥ字形に形成されている。
図２０（Ｂ）はセグメント３Ａ〜３Ｃの周方向位置を示す部分模式展開図である。セグメント３Ａ、３Ｄは周方向同位置に配置されている。セグメント３Ｃ、３Ｅも周方向同位置に配置されている。セグメント３Ａ、３Ｄ、３Ｃ、３ＥはＣ字形に形成されている。セグメント３ＢはＥ字形に形成されている。
セグメント３Ａ、３Ｄは、セグメント３Ｂに対して電気角２π／３だけ周方向にずれて配置されている。セグメント３Ｂは、セグメント３Ｄ、３Ｅ対して電気角２π／３だけ周方向にずれて配置されている。リングコイル４Ａ〜４Ｅは交流電流が流れるＡＣコイルであり、リングコイル９Ａ〜９ＥはＤＣコイルである。リングコイル４Ａ〜４Ｅ、９Ａ〜９Ｅはロータ２を囲んでリング状に巻かれている。
リングコイル４Ａ、９Ａはセグメント３Ａのスロットに収容され、２対のリングコイル４Ｂ、９Ｂはセグメント３Ｂの２つのスロットに収容されている。ただし、２つのスロットに収容された２つのＶ相リングコイル４Ｂの電流向きは逆であり、２つのスロットに収容された２つのＤＣリングコイル９Ｂの電流向きは逆である。リングコイル４Ｃ、９Ｃはセグメント３Ｃのスロットに収容され、リングコイル４Ｄ、９Ｄはセグメント３Ｄのスロットに収容され、リングコイル４Ｅ、９Ｅはセグメント３Ｅのスロットに収容されている。
リングコイル４Ａ、９Ａはセグメント３Ａのスロットに収容され、２対のリングコイル４Ｂ、９Ｂはセグメント３Ｂの２つのスロットに収容されている。ただし、２つのスロットに収容された２つのＶ相リングコイル４Ｂの電流向きは逆であり、２つのスロットに収容された２つのＤＣリングコイル９Ｂの電流向きは逆である。リングコイル４Ｃ、９Ｃはセグメント３Ｃのスロットに収容され、リングコイル４Ｄ、９Ｄはセグメント３Ｄのスロットに収容され、リングコイル４Ｅ、９Ｅはセグメント３Ｅのスロットに収容されている。
Ｕ相のリングコイル４Ａ、４Ｄの電流方向は同じであり、Ｕ相のリングコイル９Ａ、９Ｄの電流方向は同じである。Ｗ相のリングコイル４Ｃ、４Ｅの電流方向は同じであり、Ｗ相のリングコイル９Ｃ、９Ｅの電流方向は同じである。
ロータセグメント７は、電気角２πピッチで周方向に配列されている。ロータセグメント７は軸方向に延在している。この実施例ではロータセグメント７の周方向幅及びセグメント３Ａ〜３Ｅの周方向幅は略電気角πとされているが、ロータセグメント７の周方向幅とセグメント３Ａ〜３Ｅの周方向幅との一方を２π／３とし、他方をπとしてもよい。
ロータセグメント７は、電気角２πピッチで周方向に配列されている。ロータセグメント７は軸方向に延在している。この実施例ではロータセグメント７の周方向幅及びセグメント３Ａ〜３Ｅの周方向幅は略電気角πとされているが、ロータセグメント７の周方向幅とセグメント３Ａ〜３Ｅの周方向幅との一方を２π／３とし、他方をπとしてもよい。
ロータセグメント７は、非磁性金属からなるボス部６の外周面に固定されている。セグメント３Ａ〜３Ｅ及びロータセグメント７は、軟磁性鋼板を略周方向（接線方向）に積層して作製されている。ロータセグメント７は、ボス部６から軸方向両側に突出している。ロータセグメント７の前端部はセグメント３Ａ、３Ｄの間に挿入され、ロータセグメント７の後端部はセグメント３Ｃ、３Ｅの間に挿入されている。ボス部６は、回転軸８に嵌着、固定されている。回転軸８は、前ハウジング５Ａ及び後ハウジング５Ｂに回転自在に支持されている。
直流電流が、直列接続されたリングコイル９Ａ〜９Ｅに通電されている。この直流電流は、電流制御トランジスタのＰＷＭ制御により調整される。交流巻線（ＡＣコイル）であるリングコイル４Ａ〜４Ｅに通電される３相交流電流（Ｉｕａｃ、Ｉｖａｃ、Ｉｗａｃ）は各相のフルブリッジインバータにより、又は、一つの三相インバータにより形成される。
直流電流が、直列接続されたリングコイル９Ａ〜９Ｅに通電されている。この直流電流は、電流制御トランジスタのＰＷＭ制御により調整される。交流巻線（ＡＣコイル）であるリングコイル４Ａ〜４Ｅに通電される３相交流電流（Ｉｕａｃ、Ｉｖａｃ、Ｉｗａｃ）は各相のフルブリッジインバータにより、又は、一つの三相インバータにより形成される。
既述したように、好適動作モードにおいて、インダクタンス減少期間Ｔｄにおけるリングコイル４Ａ〜４Ｅのアンペアターンは、リングコイル９Ａ〜９Ｅのアンペアターンに略等しく、かつ、その方向は反対とされる。これにより、セグメント３Ａ〜３Ｅは、インダクタンス減少期間Ｔｄに磁束をほとんど発生しない。インダクタンス増大期間Ｔｉには、リングコイル４Ａ〜４Ｅのアンペアターンと、リングコイル９Ａ〜９Ｅのアンペアターンとが同向きかつ等しい大きさとなるため、強力な磁束が発生する。リングコイル４Ａ、４Ｄの電流位相は、リングコイル４Ｂの電流位相に対して電気角２π／３だけずれている。同様に、リングコイル４Ｂの電流位相は、リングコイル４Ｃ、４Ｅの電流位相に対して電気角２π／３だけずれている。これにより、３相セグメント型ＳＲＭの電動動作が可能となる。発電も同様に行われる。発電時には、リングコイル４Ａ〜４Ｅのアンペアターンは、リングコイル９Ａ〜９Ｅのアンペアターンに略等しく、かつ、その方向は反対とされる。これにより、セグメント３Ａ〜３Ｅは、インダクタンス増大期間Ｔｉに磁束をほとんど発生しない。
セグメント３Ａ、３Ｄが発生する平均トルクは、セグメント３Ｂが発生するトルクが発生する平均トルクと等しくなるようにセグメント３Ｂの軸方向幅が調整される。セグメント３Ｃ、３Ｅが発生する平均トルクは、セグメント３Ｂが発生するトルクが発生する平均トルクと等しくなるようにセグメント３Ｃ、３Ｅの軸方向幅が調整される。
この実施例によれば、セグメント３Ｄ、３Ｅをロータ３の径方向外側に配置する場合に比べて、モータの軸方向長を短縮することができ、モータを大幅に小型軽量化することができる。また、ロータセグメント７の軸方向突出長を短縮できるため、高速度回転が可能となる。また、発電動作のために、リングコイル４Ａ〜４Ｅに直流電流を重畳させることができる。
１００ｇは、セグメント３Ａ、３Ｂの間、及びセグメント３Ｂ、３Ｄの間に設けられた小ギャップである。この小ギャップ１００ｇは、図２に示す小ギャップｇと同じく、セグメント３Ａ、３Ｂ間の周方向磁気漏れ、及びセグメント３Ｂ、３Ｃ間の周方向磁気漏れを防止する。これにより、周方向（接線方向）積層鋼板からなるステータセグメントの鉄損及び渦電流損失を低減することができる。
この実施例によれば、セグメント３Ｄ、３Ｅをロータ３の径方向外側に配置する場合に比べて、モータの軸方向長を短縮することができ、モータを大幅に小型軽量化することができる。また、ロータセグメント７の軸方向突出長を短縮できるため、高速度回転が可能となる。また、発電動作のために、リングコイル４Ａ〜４Ｅに直流電流を重畳させることができる。
１００ｇは、セグメント３Ａ、３Ｂの間、及びセグメント３Ｂ、３Ｄの間に設けられた小ギャップである。この小ギャップ１００ｇは、図２に示す小ギャップｇと同じく、セグメント３Ａ、３Ｂ間の周方向磁気漏れ、及びセグメント３Ｂ、３Ｃ間の周方向磁気漏れを防止する。これにより、周方向（接線方向）積層鋼板からなるステータセグメントの鉄損及び渦電流損失を低減することができる。
６つのステータセグメントと６つのロータセグメントとが周方向に配置されたこの実施例のＳＲＭ（リングコイルと軸方向に延在するステータセグメント及びロータセグメントをもつダブルコイル型ＳＲＭ）の模式側面図を図２１に示す。ただし、前ハウジング５Ａ、セグメント３Ａ、３Ｄ、リングコイル４Ａ、９Ａ、４Ｄ、９Ｄは除去されている。１０は、周方向に隣接する２つのステータセグメント間に挿入された非磁性の櫛歯状部材である。それぞれ円筒状に形成された２つの櫛歯状部材１０の各歯が各ステータセグメントの軸方向両側から各ステータセグメントの間に挿入される。これにより、ステータセグメントの振動が抑制される。また、リングコイルが保護される。
（変形態様）
この実施例では、ＡＣコイルであるリングコイル４Ａ〜４Ｅの他に、ＤＣコイルであるリングコイル９Ａ〜９Ｅを併用してダブルコイル型ＳＲＭとしたが、ＤＣコイルであるリングコイル９Ａ〜９Ｅを省略し、リングコイル４Ａ〜４Ｅに台形波状の直流電流を通電してもよい。
その他、ロータセグメントに永久磁石を設けて通常の磁石同期モータとしてもよく、ステータセグメントに永久磁石を設けてＤＣコイルを省略してもよい。また、既述した各実施形態の周方向延在セグメントＲＭ又は従来公知のＲＭをこの実施形態の軸方向延在セグメントＲＭに適用することができる。
この実施例では、ＡＣコイルであるリングコイル４Ａ〜４Ｅの他に、ＤＣコイルであるリングコイル９Ａ〜９Ｅを併用してダブルコイル型ＳＲＭとしたが、ＤＣコイルであるリングコイル９Ａ〜９Ｅを省略し、リングコイル４Ａ〜４Ｅに台形波状の直流電流を通電してもよい。
その他、ロータセグメントに永久磁石を設けて通常の磁石同期モータとしてもよく、ステータセグメントに永久磁石を設けてＤＣコイルを省略してもよい。また、既述した各実施形態の周方向延在セグメントＲＭ又は従来公知のＲＭをこの実施形態の軸方向延在セグメントＲＭに適用することができる。
（実施例５）
本発明の軸方向延在セグメントＳＲＭの実施例５を図２２、図２３を参照して説明する。図２２はインホイルモータを構成するアウターロータ構造の三相軸方向延在セグメントＲＭの軸方向模式部分断面図である。６つのロータセグメント７が非磁性のホイール６０の周壁内周面に周方向に３０度ピッチで固定されている。図略の静止軸に固定されて径外方向へ延在する非磁性のディスク５０の外周面には６つのステータセグメント３が周方向に３０度ピッチで固定されている。ステータセグメント３とロータセグメント７との間のギャップの径方向位置において、ステータセグメント３及びロータセグメント７の周方向幅は約１５度である。ロータセグメント７及びステータセグメント３は軸方向に延在している。
本発明の軸方向延在セグメントＳＲＭの実施例５を図２２、図２３を参照して説明する。図２２はインホイルモータを構成するアウターロータ構造の三相軸方向延在セグメントＲＭの軸方向模式部分断面図である。６つのロータセグメント７が非磁性のホイール６０の周壁内周面に周方向に３０度ピッチで固定されている。図略の静止軸に固定されて径外方向へ延在する非磁性のディスク５０の外周面には６つのステータセグメント３が周方向に３０度ピッチで固定されている。ステータセグメント３とロータセグメント７との間のギャップの径方向位置において、ステータセグメント３及びロータセグメント７の周方向幅は約１５度である。ロータセグメント７及びステータセグメント３は軸方向に延在している。
ステータセグメント３には軸方向に６つのスロット３０が設けられ、各スロット３０には３相のリングコイルＵ、Ｖ、Ｗが２本づつ収容されている。リングコイルＵ、Ｖ、Ｗは静止軸の周りにリング状に形成されている。また、各スロット３０にはＤＣコイルであるリングコイル９がそれぞれ収容されている。ステータセグメント３及びロータセグメント７は、厚さが０．３ｍｍである多数の電磁鋼板を接線方向に積層して構成されている。ロータセグメント７は、軸方向を磁化容易化方向とする方向性電磁鋼板を用いて形成されている。ステータセグメント３をなす電磁鋼板の外周縁、及びロータセグメント７をなす電磁鋼板の内周縁は略円弧状に形成されている（図２３参照）。
三相のリングコイルＵ、Ｖ、Ｗの配置図を図２２に示す。ＤＣコイルであるリングコイル９はスロット３０の開口９０近傍に配置され、ＡＣコイルであるリングコイルＵ、Ｖ、Ｗはスロット３０の底側に配置されている。ＤＣコイルであるリングコイル９は細径に形成されて多くのターンが巻かれる。したがって、ステータセグメント３の各ステータ磁極４Ａ〜４Ｇの先端部が軸方向に突出してスロット３０の開口を狭搾する鍔部をもつ場合でも、リングコイル９の多くのターンをこの鍔部に隣接して配置することができる。
一つのロータセグメント７は、長さが異なる複数の小セグメントを周方向に隣接して配置される（図２２参照）。各小セグメントは、ロータセグメント７及びステータ磁極４Ａ〜４Ｇの周方向幅を１５度とする時、それぞれ周方向に５度（５°を言う）の幅をもつ。各小セグメントは、他の実施例のセグメントと同じくそれぞれ電磁鋼板を接線方向に多数積層して構成されている。各小セグメントの間に小ギャップｇ（図２参照）が設けられて、小セグメント間の周方向磁気漏れが防止される。この実施形態では、ステータセグメント３が軸方向に延在するので、ロータセグメント７の各小セグメントは各相ごとに周方向へ電気角２π／３ずつずれて配置される。この実施形態によれば、軸方向に６スロットをもつ軸方向延在セグメントＲＭにおいて、リングコイルをＵ、Ｖ、Ｗ、Ｕ、Ｖ、Ｗの順に配置されるので、磁束の集中を減らすことができる。
一つのロータセグメント７は、長さが異なる複数の小セグメントを周方向に隣接して配置される（図２２参照）。各小セグメントは、ロータセグメント７及びステータ磁極４Ａ〜４Ｇの周方向幅を１５度とする時、それぞれ周方向に５度（５°を言う）の幅をもつ。各小セグメントは、他の実施例のセグメントと同じくそれぞれ電磁鋼板を接線方向に多数積層して構成されている。各小セグメントの間に小ギャップｇ（図２参照）が設けられて、小セグメント間の周方向磁気漏れが防止される。この実施形態では、ステータセグメント３が軸方向に延在するので、ロータセグメント７の各小セグメントは各相ごとに周方向へ電気角２π／３ずつずれて配置される。この実施形態によれば、軸方向に６スロットをもつ軸方向延在セグメントＲＭにおいて、リングコイルをＵ、Ｖ、Ｗ、Ｕ、Ｖ、Ｗの順に配置されるので、磁束の集中を減らすことができる。
（実施例６）
本発明の軸方向延在セグメントＳＲＭの実施例６を図２４、図２５を参照して説明する。この実施例は、ラジアルギャップ型の軸方向延在セグメントＲＭに採用されるリングコイルの好適な巻装方法例を示す。
ＡＣコイルをなすリングコイル４０は、図２４に示すように絶縁被覆銅板を軸方向に螺旋巻きして構成されている。リングコイル４０の各ターンの直径は等しい。リングコイル４０の両端部４０Ａ、４０Ｂは径方向外側に曲げられている。なお、アウターロータ構造では、リングコイル４０の両端部４０Ａ、４０Ｂは径方向内側に曲げられている。なお、リングコイル４０の両端部４０Ａ、４０Ｂは径方向に折り曲げられてもよい。
本発明の軸方向延在セグメントＳＲＭの実施例６を図２４、図２５を参照して説明する。この実施例は、ラジアルギャップ型の軸方向延在セグメントＲＭに採用されるリングコイルの好適な巻装方法例を示す。
ＡＣコイルをなすリングコイル４０は、図２４に示すように絶縁被覆銅板を軸方向に螺旋巻きして構成されている。リングコイル４０の各ターンの直径は等しい。リングコイル４０の両端部４０Ａ、４０Ｂは径方向外側に曲げられている。なお、アウターロータ構造では、リングコイル４０の両端部４０Ａ、４０Ｂは径方向内側に曲げられている。なお、リングコイル４０の両端部４０Ａ、４０Ｂは径方向に折り曲げられてもよい。
軸方向に延在するステータセグメント３のスロット３０へのリングコイル４０を収容する方法を図２５を参照して説明する。４Ａ、４Ｂは軸方向に延在するステータセグメント３のステータ磁極である。３０はステータ磁極４Ａ、４Ｂの間のスロットである。ＡＸは軸方向を示し、ＲＡは径方向を示す。４００はステータ磁極４Ａ、４Ｂの鍔部、４０１はステータ磁極４Ａ、４Ｂの間のスロット開口である。
まず、リングコイル４０の半分のターン数をもつ半リングコイル４０Ｃ、４０Ｄを準備する。半リングコイル４０Ｃ、４０Ｄは、絶縁被覆銅板により構成されている。次に、半リングコイル４０Ｃを巻締めすることにより、その径を縮小する。なお、この実施例ではインナーロータ型リングコイルＳＲＭのステータセグメント３にリングコイル４０を巻く場合を説明するために半リングコイル４０Ｃを縮小したが、アウターロータ型リングコイルＳＲＭのステータセグメント３にリングコイル４０を巻く場合には、半リングコイル４０Ｃは巻き緩めされて、その径は拡大される。
まず、リングコイル４０の半分のターン数をもつ半リングコイル４０Ｃ、４０Ｄを準備する。半リングコイル４０Ｃ、４０Ｄは、絶縁被覆銅板により構成されている。次に、半リングコイル４０Ｃを巻締めすることにより、その径を縮小する。なお、この実施例ではインナーロータ型リングコイルＳＲＭのステータセグメント３にリングコイル４０を巻く場合を説明するために半リングコイル４０Ｃを縮小したが、アウターロータ型リングコイルＳＲＭのステータセグメント３にリングコイル４０を巻く場合には、半リングコイル４０Ｃは巻き緩めされて、その径は拡大される。
次に、縮径された半リングコイル４０Ｃは、多数のステータセグメント３が周方向所定ピッチで配列されて構成されたステータコアの径方向内側に軸方向に挿入される。次に、半リングコイル４０Ｃの各ターンをその一端部から順番にスロット開口４０１に挿入し、半リングコイル４０Ｃを巻き戻す。これにより、半リングコイル４０Ｃの各ターンは順番に拡径されてスロット３０内に収容される。次に、スロット３０内に収容された各ターンを軸方向へ移動させてステータ磁極４Ａに密着させる。これにより、半リングコイル４０Ｃは、スロット３０のうちステータ磁極４Ａ側の半分に収容される。同様の操作により、半リングコイル４０Ｄがスロット３０のうちステータ磁極４Ｂ側の半分に収容される。最後に、半リングコイル４０Ｃ、４０Ｄと直列接続することにより、リングコイル４０が完成される。
このようにすれば、ラジアルギャップ型軸方向延在セグメントＲＭのリングコイル４０を簡素な工程によりスロット３０内に高いスロット占積率で収容することができる。また、螺旋銅板形状をもつリングコイル４０は優れた熱伝導性をもつ。このリングコイル４０は、軸方向延在セグメントＲＭのＡＣコイルとして好適である。このリングコイルＳＲＭのリングコイル巻装方法は、リングコイルを用いる種々の形式のモータに採用することができる。
（実施例７）
アキシャルギャップ型の径方向延在セグメントＲＭに採用されるリングコイルの巻装方法例を図２６を参照して説明する。この実施例では、ＡＣコイルをなすリングコイルは、絶縁被覆銅板を径方向に螺旋巻きして構成されている。リングコイルの各ターンの幅は等しい。リングコイルの両端部は軸方向反ロータ側に曲げられている。このアキシャルギャップモータのステータセグメント３及びロータセグメントは径方向に延在している。ステータセグメント３のステータ磁極４Ａ、４Ｂはスロット３０を挟んで径方向に隣接している。４０１はステータ磁極４Ａ、４Ｂの間のスロット開口である。スロット開口４０１は軸方向一方側に向けて開口している。ＡＸは軸方向を示し、ＲＡは径方向を示す。
径方向に延在するステータセグメント３のスロット３０へのリングコイルを収容する方法を図２６を参照して説明する。
アキシャルギャップ型の径方向延在セグメントＲＭに採用されるリングコイルの巻装方法例を図２６を参照して説明する。この実施例では、ＡＣコイルをなすリングコイルは、絶縁被覆銅板を径方向に螺旋巻きして構成されている。リングコイルの各ターンの幅は等しい。リングコイルの両端部は軸方向反ロータ側に曲げられている。このアキシャルギャップモータのステータセグメント３及びロータセグメントは径方向に延在している。ステータセグメント３のステータ磁極４Ａ、４Ｂはスロット３０を挟んで径方向に隣接している。４０１はステータ磁極４Ａ、４Ｂの間のスロット開口である。スロット開口４０１は軸方向一方側に向けて開口している。ＡＸは軸方向を示し、ＲＡは径方向を示す。
径方向に延在するステータセグメント３のスロット３０へのリングコイルを収容する方法を図２６を参照して説明する。
まず、リングコイルの半分のターン数をもつ半リングコイル４０Ｃ、４０Ｄを準備する。半リングコイル４０Ｃ、４０Ｄは、一定幅の絶縁被覆銅板をドラム状に螺旋巻きして構成されている。５００は、ドラムに巻かれたスロット収容前の半リングコイル４０Ｃである。リングコイル４０Ｃ、４０Ｄの外径は、回転軸心Ｍからスロット開口４０１までの径に等しくされている。
次に、半リングコイル４０Ｃを回転させつつ軸方向に引き出してスロット３０内に挿入する。これにより、半リングコイル４０Ｃは、その外周部分から順番にスロット３０内に径方向に螺旋巻きされる。スロット３０に収容された半リングコイル４０Ｃの各ターンは順次、径方向内側へ締め込まれる。ステータセグメント３を回転させてもよい。これにより、半リングコイル４０Ｃは、スロット３０のうちステータ磁極４Ａ側の半分に収容される。同様の操作により、半リングコイル４０Ｄがスロット３０のうちステータ磁極４Ｂ側の半分に収容される。最後に、半リングコイル４０Ｃ、４０Ｄを直列接続することにより、リングコイルが完成される。
次に、半リングコイル４０Ｃを回転させつつ軸方向に引き出してスロット３０内に挿入する。これにより、半リングコイル４０Ｃは、その外周部分から順番にスロット３０内に径方向に螺旋巻きされる。スロット３０に収容された半リングコイル４０Ｃの各ターンは順次、径方向内側へ締め込まれる。ステータセグメント３を回転させてもよい。これにより、半リングコイル４０Ｃは、スロット３０のうちステータ磁極４Ａ側の半分に収容される。同様の操作により、半リングコイル４０Ｄがスロット３０のうちステータ磁極４Ｂ側の半分に収容される。最後に、半リングコイル４０Ｃ、４０Ｄを直列接続することにより、リングコイルが完成される。
このようにすれば、アキシャルギャップ型の径方向延在セグメントＲＭのリングコイルを簡素な工程によりスロット３０内に高いスロット占積率で収容することができる。また、螺旋銅板形状をもつリングコイルは優れた熱伝導性をもつ。このリングコイルは、軸方向延在セグメントＲＭのＡＣコイルとして好適である。このリングコイルＳＲＭのリングコイル巻装方法は、リングコイルを用いる種々の形式のアキシャルギャップモータに採用することができる。
（実施例８）
実施例８のＳＲＭを図２７を参照して説明する。この実施例は、軸方向延在セグメントＳＲＭのステータセグメント又はロータセグメントを周方向に積層された軟磁性鋼板により構成するに際して、各軟磁性鋼板をセグメントの周方向（接線方向）中央部から離れるに従って略径方向（正確には上記接線方向と直角方向）にずらせることにより、各軟磁性鋼板の径方向端面を略円形に並べる点にその特徴がある。
実施例８のＳＲＭを図２７を参照して説明する。この実施例は、軸方向延在セグメントＳＲＭのステータセグメント又はロータセグメントを周方向に積層された軟磁性鋼板により構成するに際して、各軟磁性鋼板をセグメントの周方向（接線方向）中央部から離れるに従って略径方向（正確には上記接線方向と直角方向）にずらせることにより、各軟磁性鋼板の径方向端面を略円形に並べる点にその特徴がある。
３００は、ロータ２のセグメント７を構成する鋼板であり、４００は、ステータ磁極３１を構成する鋼板である。合計１０枚の各鋼板３００は同じ形に成形され、合計１０枚の各鋼板４００は同じ形に成形されている。実際には、一つのセグメントの周方向（接線方向）は１００枚以上の軟磁性鋼板を積層して構成されている。鋼板３００、４００は、セグメント７、３１の周方向中心部において径方向においてほぼ同じ位置に配置され、セグメント７、３１の周方向両端部において径方向において円形の電磁ギャップＧに近付く向きに相対的に大きくずれている。各鋼板３００、４００をこのように配置することにより、同形の鋼板３００、４００を用いて、ロータ２のセグメント７とステータ磁極３１との間の電磁ギャップＧの幅を略等しくすることができる。
（実施例９）
実施例９のＳＲＭを図２８を参照して説明する。この実施例は、軸方向延在セグメントＳＲＭのステータセグメント又はロータセグメントを周方向積層軟磁性鋼板により好適に形成する構造を説明するものである。
図２８（Ａ）はいままで説明したステータセグメント３Ａ及びロータセグメント７の一部を拡大した模式説明図である。ステータセグメント３Ａは電磁鋼板２０００を周方向（接線方向）に積層して形成されている。ロータセグメント７は電磁鋼板２００１を周方向（接線方向）に積層して形成されている。Ｇはステータセグメント３Ａとロータセグメント７との間の電磁ギャップ（たとえば０．７ｍｍ）である。図２８（Ａ）では、ステータセグメント３Ａの前端部とロータセグメント７の後端部とが電磁ギャップＧを挟んで対面している。磁束Φは、ステータセグメント３Ａの前端部の電磁鋼板２０００と、ロータセグメント７の後端部の電磁鋼板２００１に集中する。このため、ステータセグメント３Ａに入った磁束Φは、周方向前方の電磁鋼板２０００に周方向（接線方向）に流れる。その結果、電磁鋼板２０００に大きな渦電流損失が発生する。ロータセグメント７の各電磁鋼板２００１においても同様の渦電流損失が発生する。
実施例９のＳＲＭを図２８を参照して説明する。この実施例は、軸方向延在セグメントＳＲＭのステータセグメント又はロータセグメントを周方向積層軟磁性鋼板により好適に形成する構造を説明するものである。
図２８（Ａ）はいままで説明したステータセグメント３Ａ及びロータセグメント７の一部を拡大した模式説明図である。ステータセグメント３Ａは電磁鋼板２０００を周方向（接線方向）に積層して形成されている。ロータセグメント７は電磁鋼板２００１を周方向（接線方向）に積層して形成されている。Ｇはステータセグメント３Ａとロータセグメント７との間の電磁ギャップ（たとえば０．７ｍｍ）である。図２８（Ａ）では、ステータセグメント３Ａの前端部とロータセグメント７の後端部とが電磁ギャップＧを挟んで対面している。磁束Φは、ステータセグメント３Ａの前端部の電磁鋼板２０００と、ロータセグメント７の後端部の電磁鋼板２００１に集中する。このため、ステータセグメント３Ａに入った磁束Φは、周方向前方の電磁鋼板２０００に周方向（接線方向）に流れる。その結果、電磁鋼板２０００に大きな渦電流損失が発生する。ロータセグメント７の各電磁鋼板２００１においても同様の渦電流損失が発生する。
図２８（Ｂ）はこの実施例のステータセグメント３Ａ及びロータセグメント７の一部を拡大した模式説明図である。ステータセグメント３Ａは電磁鋼板２０００を周方向（接線方向）に積層して形成されている。ロータセグメント７は電磁鋼板２００１を周方向（接線方向）に積層して形成されている。Ｇはステータセグメント３Ａとロータセグメント７との間の電磁ギャップ（たとえば０．７ｍｍ）である。図２８（Ｂ）では、ステータセグメント３Ａの前端部とロータセグメント７の後端部とが電磁ギャップＧを挟んで対面している。磁束Φは、ステータセグメント３Ａの前端部の電磁鋼板２０００と、ロータセグメント７の後端部の電磁鋼板２００１に集中する。ただし、この実施例では、各電磁鋼板２０００の間、及び各電磁鋼板２００１の間に薄い非磁性層２００Ａが形成されている。この実施例では非磁性層２００Ａは、電磁鋼板の１０〜５０％の厚さ（たとえば約０．０５〜１ｍｍ）の厚さをもち、絶縁樹脂をコーティングするなどして形成されている。ステータセグメント３Ａの後端部に位置する一つの電磁鋼板２０００の磁気抵抗やロータセグメント７の前端部に位置する一つの電磁鋼板２００１の磁気抵抗は、それらが飽和しない限り小さい。
したがって、上記した薄い非磁性層２００Ａを設けるだけで、互いに隣接する２枚の電磁鋼板２０００を周方向に流れる漏れ磁束、及び、互いに隣接する２枚の電磁鋼板２００１を周方向に流れる漏れ磁束を大幅に低減することができる。その結果として、渦電流損失を減らすことができる。ただし、この実施例では、磁束がステータセグメント３Ａやロータセグメント７を構成する一部の電磁鋼板２０００、２００１だけを流れる時間が存在するため、磁束密度が増大するという欠点がある。
（実施例１０）
実施例１０のＳＲＭを参照して説明する。この実施例は、軸方向延在セグメントＳＲＭのステータセグメント及びロータセグメント７を積層軟磁性鋼板により好適に形成するための各種構造を説明するものである。
図２９（Ａ）は一つのステータセグメント３Ａの軸方向断面図、図２９（Ｂ）は図２９（Ａ）のステータセグメント３ＡのＡ−Ａ線矢視断面図である。このステータセグメント３ＡはＣ字形状に形成されているので、クローポールコアとも称する。ステータセグメント３Ａは、第１積層部３０１と、第２積層部３０２とにより構成されている。３００は、ステータセグメント３Ａの２つのステータ磁極の先端面であるステータ磁極面（ロータ対向面）である。４ＡはＡＣコイルであるリングコイル、９ＡはＤＣコイルであるリングコイルである。ロータセグメントの図示は省略されている。
実施例１０のＳＲＭを参照して説明する。この実施例は、軸方向延在セグメントＳＲＭのステータセグメント及びロータセグメント７を積層軟磁性鋼板により好適に形成するための各種構造を説明するものである。
図２９（Ａ）は一つのステータセグメント３Ａの軸方向断面図、図２９（Ｂ）は図２９（Ａ）のステータセグメント３ＡのＡ−Ａ線矢視断面図である。このステータセグメント３ＡはＣ字形状に形成されているので、クローポールコアとも称する。ステータセグメント３Ａは、第１積層部３０１と、第２積層部３０２とにより構成されている。３００は、ステータセグメント３Ａの２つのステータ磁極の先端面であるステータ磁極面（ロータ対向面）である。４ＡはＡＣコイルであるリングコイル、９ＡはＤＣコイルであるリングコイルである。ロータセグメントの図示は省略されている。
第１積層部３０１は、電磁鋼板を周方向（接線方向）に積層して構成されている。第１積層部３０１は、スロットＳを貫通するリングコイル４Ａ、９Ａを囲むＣ字形のＣ字部３０１Ａと、Ｃ字部３０１Ａの両端部から軸方向両側に突出する内爪部３０１Ｂ及び外爪部３０１Ｃとを有している。一対の内爪部３０１ＢはスロットＳの開口を狭搾している。一対の外爪部３０１ＣはＣ字部３０１Ａから軸方向に離れるにつれて径方向幅が増大する直角三角形形状をもつ。
第２積層部３０２を構成する各電磁鋼板は径方向及び軸方向に積層されている。第２積層部３０２は、Ｃ字形に形成されており、第１積層部３０１のＣ字部３０１Ａの外側表面に接して軸方向及び径方向に延在している。第２積層部３０２の先端部３０２Ａは、Ｃ字部３０１Ａに近付くにつれて径方向内側に突出する尖った形状をもつ。２つの先端部Ａは、第１積層部３０１のＣ字部３０１Ａと外爪部３０１Ｃとの間に圧入されている。
第２積層部３０２を構成する各電磁鋼板は径方向及び軸方向に積層されている。第２積層部３０２は、Ｃ字形に形成されており、第１積層部３０１のＣ字部３０１Ａの外側表面に接して軸方向及び径方向に延在している。第２積層部３０２の先端部３０２Ａは、Ｃ字部３０１Ａに近付くにつれて径方向内側に突出する尖った形状をもつ。２つの先端部Ａは、第１積層部３０１のＣ字部３０１Ａと外爪部３０１Ｃとの間に圧入されている。
第１積層部３０１と第２積層部３０２との接触面には、軟磁性をもつ純鉄粉が多量に混入された接着剤が塗布されており、この鉄粉入りの接着剤層５００は第１積層部３０１と第２積層部３０２とを接着している。
この実施例のＣ字形のステータセグメント３Ａは、周方向積層鋼板により構成された第１積層部３０１からなる一対の先端部（ステータ磁極）をもつ。したがって、図２８で説明したように、周方向に積層された複数の鋼板の間で磁束が周方向に漏れようとする。しかし、このステータセグメント３Ａは、第１積層部３０１に入った磁束が軸方向に積層された第２積層部３０２の先端部に流れ込むため、この第２積層部３０２内にて周方向に移動することができる。したがって、ステータセグメント３Ａの磁気抵抗は小さくなる。つまり、この実施例では、磁束がステータセグメント３Ａの第１積層部３０１から第２積層部３０２に入ることにより周方向に分散して流れてることができるので、既述した磁束集中による鉄損増大を防止することができる。
この実施例のＣ字形のステータセグメント３Ａは、周方向積層鋼板により構成された第１積層部３０１からなる一対の先端部（ステータ磁極）をもつ。したがって、図２８で説明したように、周方向に積層された複数の鋼板の間で磁束が周方向に漏れようとする。しかし、このステータセグメント３Ａは、第１積層部３０１に入った磁束が軸方向に積層された第２積層部３０２の先端部に流れ込むため、この第２積層部３０２内にて周方向に移動することができる。したがって、ステータセグメント３Ａの磁気抵抗は小さくなる。つまり、この実施例では、磁束がステータセグメント３Ａの第１積層部３０１から第２積層部３０２に入ることにより周方向に分散して流れてることができるので、既述した磁束集中による鉄損増大を防止することができる。
更に、この実施例では、第１積層部３０１のＣ字部３０１Ａの軸方向幅や径方向幅が狭いため、第１積層部３０１を変形させてリングコイル４Ａ、９Ａに被せることも可能である。その後、第２積層部３０２の先端部を第１積層部３０１に圧入することにより、Ｃ字形状のステータセグメント３Ａを完成することができる。
図２９に示すステータセグメント３Ａの２つのステータ磁極（先端部）を一つのロータセグメント７に対面させることにより、単相の軸方向延在セグメントＳＲＭを構成することができる。この単相ＳＲＭを軸方向に３つ隣接配置することにより、リングコイルをもつ３相の軸方向延在セグメントＳＲＭを実現することができる。もちろん、各相の単相ＳＲＭのステータ磁極とロータセグメントとの周方向位置関係は、２π／３だけずらして異なっている。以下、この３相ＳＲＭを、Ｃ字ステータセグメントタンデム配置型３相ＳＲＭと称する。
図２９に示すステータセグメント３Ａの２つのステータ磁極（先端部）を一つのロータセグメント７に対面させることにより、単相の軸方向延在セグメントＳＲＭを構成することができる。この単相ＳＲＭを軸方向に３つ隣接配置することにより、リングコイルをもつ３相の軸方向延在セグメントＳＲＭを実現することができる。もちろん、各相の単相ＳＲＭのステータ磁極とロータセグメントとの周方向位置関係は、２π／３だけずらして異なっている。以下、この３相ＳＲＭを、Ｃ字ステータセグメントタンデム配置型３相ＳＲＭと称する。
第２積層部３０２の製造例を図３０を参照して説明する。細長い長方形の電磁鋼板を所定枚数積層した積層部材３０２０の長手方向中央部を金型６０１、６０２で挟む。金型６００の上端両側は面取りされている。積層部材３０２０の両端部を金型６００側に曲げる。これにより第２積層部３０２を形成することができる。好適には、積層部材３０２０は第２積層部３０２の電磁鋼板の枚数の１０乃至２０％の電磁鋼板の枚数をもつ。これにより容易に曲げることができる。つまり、異なる大きさの金型６００を用いて少数（５〜１０枚）の積層部材３０２０を曲げる。その後、それぞれ曲げられた合計５〜１０枚の積層部材３０２０のグループを重ねて第２積層部３０２を完成させる。それぞれ曲げられた積層部材３０２０を重ねる際に外側の積層部材３０２０は弾性変形範囲で軸方向に広げられるべきである。
図３１（Ａ）は一つのロータセグメント７の軸方向断面図、図３１（Ｂ）は図３１（Ａ）のロータセグメント７の電磁ギャップＧ側を見た平面図である。ロータセグメント７は、第１積層部７０１と、第２積層部７０２とにより構成されている。７００は、ロータセグメント７のステータ対向面（磁極面）である。６は回転軸に嵌着固定された円筒状の非磁性ボス部である。
第１積層部７０１は、多数の電磁鋼板を周方向（接線方向）に積層して構成されている。第２積層部７０２は、多数の電磁鋼板を軸方向に積層して構成されている。第２積層部７０２は、第２積層部７０２のステータ対向面７００の近傍に周方向（接線方向）に貫口された２つの角孔６００に圧入されている。第２積層部７０２は、電磁ギャップＧ及び第１積層部７０１の薄い表面領域を隔ててステータセグメント３Ａの２つのステータ磁極面３００に対面している。ステータセグメント３Ａ及びロータセグメント７は、図２１に示すステータセグメント３Ｂ及びロータセグメント７と同様の径方向断面形状をもつことに留意されたい。第１積層部７０１と第２積層部７０２との接触面には、軟磁性をもつ純鉄粉が多量に混入された接着剤が塗布されており、この鉄粉入りの接着剤層６００は第１積層部７０１と第２積層部７０２とを接着している。
第１積層部７０１は、多数の電磁鋼板を周方向（接線方向）に積層して構成されている。第２積層部７０２は、多数の電磁鋼板を軸方向に積層して構成されている。第２積層部７０２は、第２積層部７０２のステータ対向面７００の近傍に周方向（接線方向）に貫口された２つの角孔６００に圧入されている。第２積層部７０２は、電磁ギャップＧ及び第１積層部７０１の薄い表面領域を隔ててステータセグメント３Ａの２つのステータ磁極面３００に対面している。ステータセグメント３Ａ及びロータセグメント７は、図２１に示すステータセグメント３Ｂ及びロータセグメント７と同様の径方向断面形状をもつことに留意されたい。第１積層部７０１と第２積層部７０２との接触面には、軟磁性をもつ純鉄粉が多量に混入された接着剤が塗布されており、この鉄粉入りの接着剤層６００は第１積層部７０１と第２積層部７０２とを接着している。
ステータセグメント３Ａのロータ対向面３００に対面するロータセグメント７のステータ対向面（磁極面）７００から第１積層部７０１に入った磁束は速やかに第２積層部７０２に流入し、第２積層部７０２中を周方向に分散することができる。したがって、図２８で説明した周方向漏れ磁束による渦電流損失問題はほとんど生じない。第２積層部７０２に流入した磁束は、周方向に積層電磁鋼板からなる第１積層部７０１を通じて軸方向に移動する。
結局、この実施例によれば、鉄損が少なく、製造が容易であり、そのうえ、磁気抵抗を低減できる内爪部３０１Ｂをもつことができる電磁鋼板瀬積層構造のステータセグメント及びロータセグメントを実現することができる。
結局、この実施例によれば、鉄損が少なく、製造が容易であり、そのうえ、磁気抵抗を低減できる内爪部３０１Ｂをもつことができる電磁鋼板瀬積層構造のステータセグメント及びロータセグメントを実現することができる。
（変形態様１）
図２９に示すステータセグメント３Ａの第２積層部３０２の他の製造方法を図３２を参照して説明する。
この態様では、ステータセグメント３Ａは、軸方向両側に突出する突出部３０３１、３０３２をもつ帯状の電磁鋼板を螺旋状に巻いて第２積層部３０２が形成されている。ただし、この態様では、ステータコアを構成する各ステータセグメント３Ａは帯状部３０３３により連結されている。まず、帯状の電磁鋼板を打ち抜いて、突出部３０３１、３０３２及び帯状部３０３３をもつテープ状鋼板３０３０を形成する（図３２（Ａ））。次に、突出部３０３１、３０３２を径方向内側に曲げつつ、テープ状鋼板３０３０を螺旋巻きする（図３２（Ｂ）。これにより、第２積層部３０２を形成することができる。なお、軸方向に曲げられた突出部３０３１、３０３２は、既に巻き取られた突出部３０３１、３０３２の上に重ねる際に弾性変形範囲で軸方向両側に曲げられることが好ましい。もちろん、突出部３０３１、３０３２のペアは、周方向所定距離ごとに帯状部３０３３から突出する。この所定距離は徐々に増大される。このようにすれば、簡素な工程により各ステータセグメント３Ａを一挙に製造することができる。
図２９に示すステータセグメント３Ａの第２積層部３０２の他の製造方法を図３２を参照して説明する。
この態様では、ステータセグメント３Ａは、軸方向両側に突出する突出部３０３１、３０３２をもつ帯状の電磁鋼板を螺旋状に巻いて第２積層部３０２が形成されている。ただし、この態様では、ステータコアを構成する各ステータセグメント３Ａは帯状部３０３３により連結されている。まず、帯状の電磁鋼板を打ち抜いて、突出部３０３１、３０３２及び帯状部３０３３をもつテープ状鋼板３０３０を形成する（図３２（Ａ））。次に、突出部３０３１、３０３２を径方向内側に曲げつつ、テープ状鋼板３０３０を螺旋巻きする（図３２（Ｂ）。これにより、第２積層部３０２を形成することができる。なお、軸方向に曲げられた突出部３０３１、３０３２は、既に巻き取られた突出部３０３１、３０３２の上に重ねる際に弾性変形範囲で軸方向両側に曲げられることが好ましい。もちろん、突出部３０３１、３０３２のペアは、周方向所定距離ごとに帯状部３０３３から突出する。この所定距離は徐々に増大される。このようにすれば、簡素な工程により各ステータセグメント３Ａを一挙に製造することができる。
（変形態様２）
図３２で説明した製造方法、又は、図３０で説明した製造方法により製造されたＣ字形状のステータセグメントをロータセグメントとして採用することもできる。
（変形態様３）
図３２において、左側に突出する突出部３０３１を右側に突出する突出部３０３２に対して電気角πだけずらせることにより、クローポールコアやランデルポールコアを作成することができる。
図３２で説明した製造方法、又は、図３０で説明した製造方法により製造されたＣ字形状のステータセグメントをロータセグメントとして採用することもできる。
（変形態様３）
図３２において、左側に突出する突出部３０３１を右側に突出する突出部３０３２に対して電気角πだけずらせることにより、クローポールコアやランデルポールコアを作成することができる。
（変形態様４）
変形態様を図３３を参照して説明する。この変形態様は、図２９に示す軸方向積層電磁鋼板からなる第２積層部と、周方向（接線方向）積層電磁鋼板からなる第１積層部とを組み合わせてステータセグメントを作成するこの実施例の技術思想を、図１２に示す軸方向延在セグメントＳＲＭのステータセグメントに適用したものである。
このステータセグメント３は、図２１のそれと同じく４つのステータ磁極３１〜３４とそれらを磁気的に短絡するステータヨーク３０とをもつ。ただし、図３３（Ａ）では、２つのステータ磁極３２、３３及びステータヨーク３０だけが拡大図示されている。図３３（Ｂ）は、図３３（Ａ）のステータセグメント３を軸方向に見た側面図である。
変形態様を図３３を参照して説明する。この変形態様は、図２９に示す軸方向積層電磁鋼板からなる第２積層部と、周方向（接線方向）積層電磁鋼板からなる第１積層部とを組み合わせてステータセグメントを作成するこの実施例の技術思想を、図１２に示す軸方向延在セグメントＳＲＭのステータセグメントに適用したものである。
このステータセグメント３は、図２１のそれと同じく４つのステータ磁極３１〜３４とそれらを磁気的に短絡するステータヨーク３０とをもつ。ただし、図３３（Ａ）では、２つのステータ磁極３２、３３及びステータヨーク３０だけが拡大図示されている。図３３（Ｂ）は、図３３（Ａ）のステータセグメント３を軸方向に見た側面図である。
この態様では、ステータ磁極３１〜３４の先端部に角孔３８を設け、この角孔３８に第２積層部３９を圧入している。この第２積層部３９は、長方形又は円弧状の電磁鋼板を軸方向に積層して形成されている。第２積層部３９は鉄粉入りの接着剤により第１積層部としてのステータセグメント３に接着されている。
図略のロータセグメントからステータ磁極３２、３３に入った磁束は、第２積層部３９に入り、第２積層部３９中を周方向に分散し、その後、再びステータセグメント３を構成する各電磁鋼板を流れる。これにより、ステータセグメントの渦電流損失を増大させたり、磁束密度を増大させることを防止することができる。
図略のロータセグメントからステータ磁極３２、３３に入った磁束は、第２積層部３９に入り、第２積層部３９中を周方向に分散し、その後、再びステータセグメント３を構成する各電磁鋼板を流れる。これにより、ステータセグメントの渦電流損失を増大させたり、磁束密度を増大させることを防止することができる。
（実施例１１）
実施例１１のＳＲＭを図３４、図３５を参照して説明する。この実施例は、既述した軸方向延在セグメントＳＲＭなどに採用されるリングコイルを囲むＣ字コアを螺旋巻き軟磁性鋼板を用いて好適に製造する製造方法に関する。図３４は、周方向（接線方向）に見たＣ字コア４００の正面図であり、図３５は軸方向に見たＣ字コア４００の側面図である。以下、製造方法を説明する。
実施例１１のＳＲＭを図３４、図３５を参照して説明する。この実施例は、既述した軸方向延在セグメントＳＲＭなどに採用されるリングコイルを囲むＣ字コアを螺旋巻き軟磁性鋼板を用いて好適に製造する製造方法に関する。図３４は、周方向（接線方向）に見たＣ字コア４００の正面図であり、図３５は軸方向に見たＣ字コア４００の側面図である。以下、製造方法を説明する。
まず、Ｃ字コア４００のスロットＳとほぼ同形の芯金４０２を準備し、この芯金４０２に帯状の電磁鋼板４０１を必要ターンだけ巻き付ける。１ターンの電磁鋼板は、２つのステータ磁極のための直線部４０３、４０４と、これら２つのステータ磁極を磁気短絡するステータヨークのための半円部４０５と、ほとんどを切断除去する半円部４０６とに区画される。半円部４０６の中心ｍ１は半円部４０５の中心寄りにずれている。これにより、半円部４０６は正確には半円では無く、直線部４０３、４０４から急激に曲がっている。好適には、帯状の電磁鋼板４０１を予め湾曲加工乃至屈曲加工した後、螺旋巻きすることが好ましい。これにより、図３４に示すＣ字コア４００の元となるリング体が形成される。次に、このリング体の表面に樹脂を塗布して電磁鋼板を一体化する。
次に、回転軸心ｍ３を中心として高速回転する切断ディスク４０７により、リング体の一点鎖線Ｌより下の部分を液冷しながら切断除去する。切断ディスク４０７の外周部には円筒状の切断刃４０８が固定されている。
次に、直線部４０３、４０４に軸方向に角孔４０９、４１０を貫孔し、この角孔４０９、４１０にブロック状の電磁鋼板積層体４１１、４１２を圧入する。電磁鋼板積層体４１１、４１２は、図３５に示すように、長方形の電磁鋼板を周方向（接線方向）に積層して構成されている。この電磁鋼板積層体４１１、４１２は切断後の電磁鋼板４０１がばらけるのを防止する。
この実施例によれば、Ｃ字コア４００の一対のステータ磁極をなす直線部４０３、４０４の先端がスロット開口を狭くするための爪部４１３、４１３をもつことができるため、ロータコアに対する磁気抵抗を低減できる。角孔４０９、４１０は、帯状の電磁鋼板４０１を螺旋巻きする前にプレス成形により形成してもよい。
なお、図３４に示すＣ字コア４００を軸方向に３個並べることにより、図２に示す３相軸方向延在セグメントＳＲＭ用のステータセグメントを構成することができる。
次に、直線部４０３、４０４に軸方向に角孔４０９、４１０を貫孔し、この角孔４０９、４１０にブロック状の電磁鋼板積層体４１１、４１２を圧入する。電磁鋼板積層体４１１、４１２は、図３５に示すように、長方形の電磁鋼板を周方向（接線方向）に積層して構成されている。この電磁鋼板積層体４１１、４１２は切断後の電磁鋼板４０１がばらけるのを防止する。
この実施例によれば、Ｃ字コア４００の一対のステータ磁極をなす直線部４０３、４０４の先端がスロット開口を狭くするための爪部４１３、４１３をもつことができるため、ロータコアに対する磁気抵抗を低減できる。角孔４０９、４１０は、帯状の電磁鋼板４０１を螺旋巻きする前にプレス成形により形成してもよい。
なお、図３４に示すＣ字コア４００を軸方向に３個並べることにより、図２に示す３相軸方向延在セグメントＳＲＭ用のステータセグメントを構成することができる。
（追記事項）
この明細書で言う「インダクタンス増大期間Ｔｉ」、「インダクタンス減少期間Ｔｄ」、「ピーク期間Ｔｐ」及び「ボトム期間Ｔｂ」について更に詳しく説明する。
ステータコイルをなす相コイル（リングコイルを含む）が巻かれたステータコアのステータ磁極と、ロータセグメントを含むロータコアの突極部（ロータ磁極とも言う）との間の電磁ギャップ（ラジアルギャップモータでは径方向の小間隙）は、大きな磁気抵抗をもつ。相コイルのインダクタンスは鎖交する磁気回路の磁気抵抗に反比例する。このため、上記説明では、径方向に見た場合のステータ磁極とロータ磁極と重なり面積Ｓｏの増大につれて相コイルのインダクタンスが増大し、重なり面積Ｓｏの減少につれて相コイルのインダクタンスが減少するとみなした。更に、ロータ回転にかかわらず重なり面積Ｓｏが最大値を維持する期間をピーク期間Ｔｐとみなし、ロータ回転にかかわらず重なり面積Ｓｏが０である期間をボトム期間Ｔｂとみなした。
この明細書で言う「インダクタンス増大期間Ｔｉ」、「インダクタンス減少期間Ｔｄ」、「ピーク期間Ｔｐ」及び「ボトム期間Ｔｂ」について更に詳しく説明する。
ステータコイルをなす相コイル（リングコイルを含む）が巻かれたステータコアのステータ磁極と、ロータセグメントを含むロータコアの突極部（ロータ磁極とも言う）との間の電磁ギャップ（ラジアルギャップモータでは径方向の小間隙）は、大きな磁気抵抗をもつ。相コイルのインダクタンスは鎖交する磁気回路の磁気抵抗に反比例する。このため、上記説明では、径方向に見た場合のステータ磁極とロータ磁極と重なり面積Ｓｏの増大につれて相コイルのインダクタンスが増大し、重なり面積Ｓｏの減少につれて相コイルのインダクタンスが減少するとみなした。更に、ロータ回転にかかわらず重なり面積Ｓｏが最大値を維持する期間をピーク期間Ｔｐとみなし、ロータ回転にかかわらず重なり面積Ｓｏが０である期間をボトム期間Ｔｂとみなした。
けれども、相コイルに大電流を通電すると、相コイルのインダクタンスはステータコア又はロータコアの磁気飽和により低下する。このことは、インダクタンス増大期間の終期にこの磁気飽和が生じるとインダクタンス増大期間中であるにもかかわらず、インダクタンスがほとんど増大しない期間が発生する。このことは、ステータ磁極の周方向幅とロータ磁極の周方向幅との差を大きくしなくても、相コイルへの通電電流の増大により電流立ち下げをトルク発生無しに行うことができるピーク期間を設定できることを意味する。この磁気飽和を利用したピーク期間の形成は、実施例３において特に重要である。
本発明では、インダクタンスが、そのピーク値よりも８５％以下、更に好適には９０％以下であり、かつ、インダクタンスが時間とともに増大する期間をインダクタンス増大期間Ｔｉとみなすものとする。
本発明では、インダクタンスが、そのピーク値よりも８５％以下、更に好適には９０％以下であり、かつ、インダクタンスが時間とともに増大する期間をインダクタンス増大期間Ｔｉとみなすものとする。
Claims (30)
- 複数相の相コイルからなるステータコイルが巻かれた軟磁性のステータコアを有するステータと、前記ステータの周面に小ギャップを隔てて相対回転自在に配置されたロータと、前記各相コイルに異なるタイミングで略台形波状の電流を通電するモータ駆動回路とを有し、前記ロータのステータ対向面は、軟磁性の低磁気抵抗部を周方向所定ピッチで有し、前記ステータコアは、軟磁性を有して前記ロータに向けて突出する複数のステータ磁極を周方向所定ピッチで有するスイッチドリラクタンスモータにおいて、
前記ステータコアは、周方向所定ピッチで配置されて略軸方向へそれぞれ延在する複数の軟磁性のステータセグメントを有し、
前記各ステータセグメントは、軸方向所定ピッチで配置されて略径方向ロータ向きにそれぞれ突出する３個以上のステータ磁極を有し、
前記ロータコアは、周方向所定ピッチで配置されて略軸方向へそれぞれ延在する複数の軟磁性のロータセグメントを有し、
前記各ロータセグメントは、前記各ステータセグメントの互いに軸方向に隣接する少なくとも２つの前記ステータ磁極に対面可能な軸方向位置に配置され、
前記各相の相コイルは、前記各ステータセグメントの前記ステータ磁極の間に設けられたスロットを貫通して略円形に巻かれて前記ロータコアを囲むリングコイルにより構成され、
第１の前記ロータセグメントに対面する２つの前記ステータ磁極と前記第１のロータセグメントとの間の周方向相対位置は、第２の前記ロータセグメントに対面する２つの前記ステータ磁極と前記第２のロータセグメントとの間の周方向相対位置に対して周方向へ所定電気角離れており、
前記モータ駆動回路は、前記第１のロータセグメントを励磁する第１の前記相コイルへ通電する第１相の電流の位相を、前記第２のロータセグメントを励磁する第２の前記相コイルへ通電する第２相の電流の位相に対して前記電気角に相当する位相角だけずらせることを特徴とするスイッチドリラクタンスモータ。 - 前記リングコイルは、前記各ステータ磁極の間の各スロットに収容された直流電流通電用のＤＣコイル及び交流電流通電用のＡＣコイルを有し、
前記モータ駆動回路は、前記各ＤＣコイルに直流電流を通電し、前記ＡＣコイルに略台形波の交流電流を通電する請求項１記載のスイッチドリラクタンスモータ。 - 前記ＤＣコイルをなす前記リングコイルは、前記ＡＣコイルをなす前記リングコイルよりも、小さい導体断面積と多いターン数とをもつ請求項２記載のスイッチドリラクタンスモータ。
- 前記モータ駆動回路は、電動動作に際して、前記ＡＣコイルのインダクタンス減少期間における前記交流電流の形成磁束の向きが前記直流電流が形成する磁束に対して反対となり、前記ＡＣコイルのインダクタンス増大期間における前記交流電流の形成磁束の向きが前記直流電流が形成する磁束に対して同じとなる向きに前記ＡＣコイルに前記交流電流を通電する請求項２記載のスイッチドリラクタンスモータ。
- 前記モータ駆動回路は、電動動作に際して、前記ＡＣコイルのインダクタンス減少期間における前記交流電流の形成磁束に略等しく、方向が反対の磁束を形成する前記直流電流を前記ＤＣコイルに通電する請求項４記載のスイッチドリラクタンスモータ。
- 前記モータ駆動回路は、３相の前記相コイルをなす３つの前記ＡＣコイルにそれぞれ別々に給電する単相フルフレームブリッジ回路を有する請求項４記載のスイッチドリラクタンスモータ。
- 前記モータ駆動回路は、星形接続されて３相の前記相コイルをなす３つの前記ＡＣコイルに３相交流電流を給電する３相ブリッジ回路を有し、
前記３相ブリッジ回路の３つの上アーム素子は、電気角略２π／３づつ順番にオンし、
前記３相ブリッジ回路の３つの下アーム素子は、電気角略４π／３づつ順番にオンし、
前記ＤＣコイルに流れる直流電流Ｉｄｃは、前記３相ブリッジ回路の３つの上アーム素子の電流の約半分とされる請求項４記載のスイッチドリラクタンスモータ。 - 前記モータ駆動回路は、互いに直列された前記各ＤＣコイルと並列に接続されたキャパシタを有する請求項２記載のスイッチドリラクタンスモータ。
- 前記モータ駆動回路は、互いに直列された前記各ＤＣコイルに略定電流を通電する定電流回路を有する請求項２記載のスイッチドリラクタンスモータ。
- 前記モータ駆動回路は、互いに直列された前記各ＤＣコイルに高周波電流を通電する発振回路と、前記高周波電流による前記複数のＤＣコイルの電圧降下に基づいて前記ロータの回転角を検出するロータ回転角検出回路とを有する請求項２記載のスイッチドリラクタンスモータ。
- 前記ステータセグメント及び前記ロータセグメントは、略軸方向に延在する多数の軟磁性鋼板を前記ロータの接線方向へ積層して形成され、
前記ステータセグメント及び前記ロータセグメントの径方向端部は、全体として近似的に円形となるように互いの間に段差を有して配列されている請求項１記載のスイッチドリラクタンスモータ。 - 前記ロータセグメントは、前記ステータセグメントの軸方向Ｎ（Ｎは２以上の整数）番目及びＮ＋１番目の前記ステータ磁極に対面する軸方向Ｍ番目の前記ロータセグメントと、前記ステータセグメントの軸方向Ｎ＋１番目及びＮ＋２番目の前記ステータ磁極に対面する軸方向Ｍ＋１番目の前記ロータセグメントとを含み、
前記ロータコアは、前記Ｍ番目の前記ロータセグメントと、前記Ｍ＋１番目の前記ロータセグメントとの間に位置して磁気抵抗が大きい高磁気抵抗領域を有する請求項１１記載のスイッチドリラクタンスモータ。 - 前記ステータセグメント及び前記ロータセグメントの少なくとも一方は、略軸方向へ延在する多数の軟磁性鋼板を前記ロータの略接線方向へ積層して形成された第１積層部と、略接線方向へ延在する多数の軟磁性鋼板を前記ロータの軸方向へ積層して形成された第２積層部とを組み合わせて構成される請求項１１記載のスイッチドリラクタンスモータ。
- 前記第１積層部は、前記ステータ磁極の先端部近傍に位置して略周方向に開口されて前記第２積層部を収容する孔部を有する請求項１３記載のスイッチドリラクタンスモータ。
- 軟磁性鉄粉を含むとともに前記第２積層部を前記第１積層部に接着する接着剤層を有する請求項１３記載のスイッチドリラクタンスモータ。
- 前記第２積層部は、略Ｃ字状の軟磁性鋼板を軸方向及び径方向に積層して構成されて一対の先端部が前記ロータに向かって突出するＣ字形コアからなる請求項１３記載のスイッチドリラクタンスモータ。
- 前記第２積層部は、幅方向両側に突出する一対の突出部を有する長尺の軟磁性鋼板を螺旋巻きするとともに前記一対の突出部を前記ロータに向けて曲げて形成される請求項１６記載のスイッチドリラクタンスモータ。
- 前記ステータコアは、前記リングコイルの前記ロータ側以外の部分を包むＣ字状断面を有して前記リングコイルから離れる方向へ軟磁性鋼板を積層して構成されたＣ字形コアを有する請求項１記載のスイッチドリラクタンスモータ。
- 前記Ｃ字形コアは、幅方向両側に突出する一対の突出部を有する長尺の軟磁性鋼板を螺旋巻きするとともに前記一対の突出部を前記ロータに向けて曲げて形成される請求項１８記載のスイッチドリラクタンスモータ。
- 前記リングコイルは、一つの前記ステータセグメントの複数の前記ステータ磁極の配列方向において一定の厚さを有する長尺の絶縁被覆導電金属板を螺旋巻きして形成され、
前記リングコイルの各ターンは、前記ステータセグメントの複数の前記ステータ磁極の配列方向に積層される請求項１記載のスイッチドリラクタンスモータ。 - 前記ロータコアは、回転軸に嵌着された非磁性のボス部と、前記ボス部の外周面に固定されて前記ボス部の軸方向両側に突出する前記ロータセグメントとを有し、
前記ロータセグメントは、前記ボス部の両端面から軸方向両側に突出する一対の突出端部を有し、
前記リングコイル及び前記ステータ磁極は、前記ロータセグメントの前記突出端部の径方向両側に配置される請求項１記載のスイッチドリラクタンスモータ。 - 複数相の相コイルからなるステータコイルが巻かれた軟磁性のステータコアを有するステータと、前記ステータの周面に小ギャップを隔てて相対回転自在に配置されたロータと、前記各相コイルに異なるタイミングで略台形波状の電流を通電するモータ駆動回路とを有し、前記ロータのステータ対向面は、軟磁性の低磁気抵抗部を周方向所定ピッチで有し、前記ステータコアは、軟磁性を有して前記ロータに向けて突出する複数のステータ磁極を周方向所定ピッチで有するスイッチドリラクタンスモータにおいて、
前記相コイルは、インダクタンス増大期間と次のインダクタンス減少期間との間に配置されてインダクタンス変化が小さいピーク期間と、インダクタンス減少期間と次のインダクタンス増大期間との間に配置されてインダクタンス変化が小さいボトム期間とをもち、
一相の前記相コイルのインダクタンス増大期間に略連続して他の前記相コイルのインダクタンス増大期間が設定され、
前記モータ駆動回路は、前記ボトム期間に前記相コイルへの通電電流の立ち上がりをほとんど完了し、前記ピーク期間に前記相コイルへの通電電流の立ち下がりをほとんど完了することを特徴とするスイッチドリラクタンスモータ。 - 前記ステータコアは、周方向所定ピッチで配置されて略軸方向へそれぞれ延在する複数の軟磁性のステータセグメントを有し、
前記各ステータセグメントは、軸方向所定ピッチで配置されて略径方向ロータ向きにそれぞれ突出する３個以上のステータ磁極を有し、
前記ロータコアは、周方向所定ピッチで配置されて略軸方向へそれぞれ延在する複数の軟磁性のロータセグメントを有し、
前記各ロータセグメントは、前記各ステータセグメントの互いに軸方向に隣接する少なくとも２つの前記ステータ磁極に対面可能な軸方向位置に配置され、
第１の前記ロータセグメントに対面する２つの前記ステータ磁極と前記第１のロータセグメントとの間の周方向相対位置は、第２の前記ロータセグメントに対面する２つの前記ステータ磁極と前記第２のロータセグメントとの間の周方向相対位置に対して周方向へ所定電気角離れており、
前記ロータセグメントの周方向ピッチ及び前記ステータセグメントの周方向ピッチをそれぞれ電気角２πとする時、前記ステータ磁極は略電気角πの周方向幅をもち、前記ロータセグメントは略電気角２π／３の周方向幅をもつ請求項２２記載のスイッチドリラクタンスモータ。 - 前記モータ駆動回路は、大トルクを発生する際に前記ボトム期間における通電開始時点を早め、小トルクを発生する際に前記ボトム期間における通電開始時点を遅らせる請求項２３記載のスイッチドリラクタンスモータ。
- 複数相の相コイルからなるステータコイルが巻かれた軟磁性のステータコアを有するステータと、前記ステータの周面に小ギャップを隔てて相対回転自在に配置されたロータと、前記各相コイルに異なるタイミングで略台形波状の電流を通電するモータ駆動回路とを有し、前記ロータのステータ対向面は、軟磁性の低磁気抵抗部を周方向所定ピッチで有し、前記ステータコアは、軟磁性を有して前記ロータに向けて突出する複数のステータ磁極を周方向所定ピッチで有するスイッチドリラクタンスモータにおいて、
前記モータ駆動回路は、前記相コイルへ通電する相電流の立ち上がり期間又は立ち下がり期間を加速する加速回路を有することを特徴とするスイッチドリラクタンスモータ。 - 前記加速回路は、直流電源の高電位端と相コイルの高電位端とを接続するハイサイドスイッチと、前記直流電源の低電位端と前記相コイルの低電位端とを接続するローサイドスイッチと、前記直流電源の低電位端と前記相コイルの高電位端とを接続するローサイドダイオードと、直列接続されたリアクトルとハイサイドダイオードとを有するとともに前記直流電源の高電位端と前記相コイルの低電位端とを接続するハイサイドバイパス回路とを備える請求項２５記載のスイッチドリラクタンスモータ。
- 前記リアクトルの一端は、前記直流電源の高電位端に接続され、
前記リアクトルの他端は、互いに異なる前記ハイサイドダイオードを通じて互いに異なる相コイルの低電位端に接続される請求項２６記載のスイッチドリラクタンスモータ。 - 前記加速回路は、直流電源の高電位端と相コイルの高電位端とを接続するハイサイドスイッチと、前記直流電源の低電位端と前記相コイルの低電位端とを接続するローサイドスイッチと、一端が前記直流電源の高電位端に接続されたリアクトルと、前記リアクトルの他端と前記直流電源の低電位端とを接続する加速スイッチと、前記リアクトルと前記加速スイッチとの接続点を前記相コイルの高電位端に接続するハイサイドダイオードとを有する請求項２５記載のスイッチドリラクタンスモータ。
- 前記リアクトルと前記加速スイッチとの接続点は、前記互いに異なる前記ハイサイドダイオードを通じて互いに異なる相コイルの他端に接続される請求項２８記載のスイッチドリラクタンスモータ。
- 前記加速回路は、前記相コイルの低電位端と低位電源母線とを接続するスイッチング素子と、逆流防止用のダイオードとを有し、
、前記相コイルの低電位端と前記スイッチング素子の高電位端との接続点と前記アシストコイルの高電位端とを前記逆流防止用のダイオードを通じて接続して、前記スイッチング素子のオフ時に前記相コイルの磁気エネルギーを前記アシストコイルに流す請求項２５記載のスイッチドリラクタンスモータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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| JP2009008644A JP2010166761A (ja) | 2009-01-19 | 2009-01-19 | スイッチドリラクタンスモータ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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| JP2010166761A true JP2010166761A (ja) | 2010-07-29 |
Family
ID=42582481
Family Applications (1)
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Country Status (1)
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|---|---|---|---|---|
| JP2013158119A (ja) * | 2012-01-30 | 2013-08-15 | Denso Corp | 磁気変調式複軸モータ |
| CN103675589A (zh) * | 2013-11-19 | 2014-03-26 | 中国矿业大学 | 开关磁阻电机功率变换器短路故障母线电流诊断方法 |
| WO2015030083A1 (ja) * | 2013-08-27 | 2015-03-05 | 株式会社小松製作所 | 回転電機の制御装置及び建設機械並びに回転電機の制御方法 |
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2009
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