JP2010130799A - 電源装置 - Google Patents
電源装置 Download PDFInfo
- Publication number
- JP2010130799A JP2010130799A JP2008303270A JP2008303270A JP2010130799A JP 2010130799 A JP2010130799 A JP 2010130799A JP 2008303270 A JP2008303270 A JP 2008303270A JP 2008303270 A JP2008303270 A JP 2008303270A JP 2010130799 A JP2010130799 A JP 2010130799A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- voltage
- feedback
- power supply
- terminal
- wiring
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Withdrawn
Links
Images
Landscapes
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
【課題】 複数のデバイスに電力を供給するときに、各デバイスに不所望な電圧が印加されることを抑制することができる電源装置を提供する。
【解決手段】 電子デバイス14Bの近傍に接続されているコンデンサC2を充電する電流が流れるときに、分岐部分13Bの配線抵抗によって電位差が生じる2つの測定部分であって、出力ライン13のうち、分岐部分13Aに接続されている電子デバイス14A寄りの第1測定部分Aと、該第1測定部分Aよりも分岐部分13Bに接続されている電子デバイス14B寄りの第2測定部分Bとに接続され、コンデンサC2の充電が完了するまでの間、第1測定部分Aにおける電圧をレギュレータ装置12のフィードバック端子22に与え、コンデンサC2が充電された後は、第2測定部分Bにおける電圧を前記フィードバック端子22に与えるフィードバック電圧切替回路部15を備えている。
【選択図】 図1
【解決手段】 電子デバイス14Bの近傍に接続されているコンデンサC2を充電する電流が流れるときに、分岐部分13Bの配線抵抗によって電位差が生じる2つの測定部分であって、出力ライン13のうち、分岐部分13Aに接続されている電子デバイス14A寄りの第1測定部分Aと、該第1測定部分Aよりも分岐部分13Bに接続されている電子デバイス14B寄りの第2測定部分Bとに接続され、コンデンサC2の充電が完了するまでの間、第1測定部分Aにおける電圧をレギュレータ装置12のフィードバック端子22に与え、コンデンサC2が充電された後は、第2測定部分Bにおける電圧を前記フィードバック端子22に与えるフィードバック電圧切替回路部15を備えている。
【選択図】 図1
Description
本発明は、複数の電子デバイスに電力を供給する電源装置に関する。
図1は、従来の技術の電源装置1を示すブロック図である。電源装置1では、1つのレギュレータ装置2によって負荷となる2つの電子デバイス4A,4Bに電力を供給するときに、配線部(出力ライン)3を分岐して、それぞれの分岐部分3A,3Bにそれぞれ電子デバイス4A,4Bを接続している。一方の電子デバイス4Aとレギュレータ装置2とを接続する配線の距離と、他方の電子デバイス4Bよりもレギュレータ装置2とを配線の距離とが大きく異なる場合には、レギュレータ装置2までの配線の距離が長い方の電子デバイス4Bに入力される電圧は、配線の配線抵抗R1によって、予め定める規格の電圧よりも低下してしまうおそれがある。以下、レギュレータ装置2までの配線の距離が長い方の電子デバイス4Bを、遠距離電子デバイス4Bという。遠距離電子デバイス4Bには、その近傍にコンデンサC1が並列に接続されている。
このため、遠距離電子デバイス4Bの近傍に、レギュレータ装置2に帰還電圧を入力するフィードバックライン(FBライン)5を接続することによって、レギュレータ装置2から出力される電圧が配線抵抗R1によって低下したとしても、遠距離電子デバイス4Bに入力される電圧が、予め定める規格の電圧よりも低下してしまうことを抑制している(たとえば特許文献1参照)。
しかしながら、遠距離電子デバイス4Bの近傍に、レギュレータ装置2に帰還電圧を入力するフィードバックラインを接続すると、レギュレータ装置2を駆動したときに、コンデンサC1を充電するために図1の矢符F1で示すように、コンデンサC1に向かって大きな電流が流れてしまい、配線抵抗R1の大きさに応じて、レギュレータ装置2までの接続配線が短い方の電子デバイス4Aに入力される電圧が上昇して、オーバーシュートが発生し、近距離デバイス4Aの耐圧を超えてしまうおそれがある。
したがって本発明の目的は、複数のデバイスに電力を供給するときに、各デバイスに不所望な電圧が印加されることを抑制することができる電源装置を提供することである。
本発明(1)は、出力端子およびフィードバック端子を有し、該フィードバック端子に与えられる電圧に基づいて、前記出力端子から出力される電圧が予め定める電圧となるように、前記出力端子から出力する電圧を調整するレギュレータ装置と、
前記出力端子と複数の負荷とに接続され、前記出力端子から第1負荷までの間に形成された第1配線抵抗よりも、前記出力端子から第2負荷までの間に形成された第2配線抵抗が大きい配線部と、
第2負荷に並列に接続されているコンデンサとを備える電源装置であって、
第1配線抵抗に基づく電圧を測定する第1測定部分と、第2配線抵抗に基づく電圧を測定する第2測定部分とに接続され、前記コンデンサを充電する間は、前記第1測定部分における電圧を前記フィードバック端子に与え、前記コンデンサが充電された後は、前記第2測定部分における電圧を前記フィードバック端子に与えるフィードバック電圧切替手段を備えることを特徴とする電源装置である。
前記出力端子と複数の負荷とに接続され、前記出力端子から第1負荷までの間に形成された第1配線抵抗よりも、前記出力端子から第2負荷までの間に形成された第2配線抵抗が大きい配線部と、
第2負荷に並列に接続されているコンデンサとを備える電源装置であって、
第1配線抵抗に基づく電圧を測定する第1測定部分と、第2配線抵抗に基づく電圧を測定する第2測定部分とに接続され、前記コンデンサを充電する間は、前記第1測定部分における電圧を前記フィードバック端子に与え、前記コンデンサが充電された後は、前記第2測定部分における電圧を前記フィードバック端子に与えるフィードバック電圧切替手段を備えることを特徴とする電源装置である。
本発明(1)によれば、レギュレータ装置の出力端子から電圧が出力されると、コンデンサの充電が開始されることによって、コンデンサの充電が完了するまでの間、第1測定部分から第2の負荷までの配線部には大きな電流が流れてしまい、配線部の配線抵抗に応じて、第1測定部分の電圧が第2測定部分の電圧よりも上昇してしまう。このコンデンサの充電が完了するまでの間は、第2測定部分の電圧よりも上昇してしまう第1測定部分の電圧を、レギュレータ装置のフィードバック端子に与えることによって、レギュレータ装置からの配線抵抗の抵抗値が小さな第1測定部分から第1の負荷までの配線部に接続されている第1負荷に与えられる電圧が、不所望に大きくなってしまい、すなわちオーバーシュートが発生してしまい、第1負荷が破壊されてしまうことを抑制することができる。
またコンデンサの充電が完了した後は、第1測定部分から第2の負荷までの配線部に流れる電流が小さくなるので、第2測定部分の電圧を、レギュレータ装置のフィードバック端子に与えることによって、配線抵抗の大きな第1測定部分から第2の負荷までの配線部に接続されていても、第1測定部分から第2の負荷までの配線部に接続されている第2負荷に与えられる電圧が、不所望に小さくなってしまうことを抑制することができる。
図2は、本発明の実施の一形態の電源装置10の構成を示す図である。なお図2では、負荷となる電子デバイス14A,14Bについても示している。電源装置10は、レギュレータ装置12と、配線部である出力ライン13と、コンデンサC2と、フィードバック電圧切替手段であるフィードバック電圧切替回路部15とを備えている。
レギュレータ装置12は、与えられる直流電圧を、予め定める電圧値を有する直流電圧に変換するスイッチングレギュレータ装置であって、出力端子21およびフィードバック端子22を有する。レギュレータ装置12は、フィードバック端子22に与えられる電圧に基づいて、出力端子21から出力される電圧が予め定める電圧となるように、出力端子21から出力する電圧を調整する。レギュレータ装置12は、電源を投入する、すなわち電源をオン(ON)にすると動作し、電源を切る、すなわち電源をオフ(OFF)にすると、動作を停止する。
出力ライン13は、レギュレータ装置12の出力端子21に接続されて、ツリー状に分岐する。出力ライン13は、2つに分岐し、分岐している分岐部分13A,13Bのそれぞれに電子デバイス14A,14Bが接続されている。電子デバイス14A,14Bは、それぞれレギュレータ装置12から電力が供給されて動作する電子回路などによって構成され、たとえばマイクロコンピュータなどによって構成されている。出力ライン13の2つの分岐部分13A,13Bは、一方の分岐部分13Aの配線抵抗よりも、他方の分岐部分13Bの配線抵抗が大きくなるように形成されている。これは、一方の分岐部分13Aの配線の長さよりも、他方の分岐部分13Bの配線の長さが長くなるように構成されていてもよいし、または配線部13の途中にコネクタなどが設けられることによって、一方の分岐部分13Aの配線抵抗よりも、他方の分岐部分13Aの配線抵抗が大きくなるように形成されていてもよい。
コンデンサC2は、他方の分岐部分13Bのうち、該他方の分岐部分13Bに接続されている電子デバイス14B寄りの端部16に接続され、かつ他方の分岐部分13Bに接続されている電子デバイス14Bに並列に接続されている。コンデンサC2は、電解コンデンサによって形成されており、陽極が前記端部16に接続され、負極がグランドに接続されている。コンデンサC2は、電子デバイス14Bに印加される電圧の急激な変動を抑制するために設けられており、これによって電子デバイス14Bに安定した電圧を供給することができる。
フィードバック電圧切替回路部15は、コンデンサC2を充電する電流(ラッシュ電流)が流れるときに、他方の分岐部分13Bの配線抵抗によって電位差が生じる2つの測定部分であって、出力ライン13のうち、一方の分岐部分13Aに接続されている電子デバイス14A寄りの第1測定部分Aと、該第1測定部分Aよりも前記他方の分岐部分13Bに接続されている電子デバイス14B寄りの第2測定部分Bとに接続されている。フィードバック電圧切替回路部15は、コンデンサC2の充電が完了するまでの間、第1測定部分Aにおける電圧をフィードバック端子22に与え、コンデンサC2が充電された後は、第2測定部分Bにおける電圧をフィードバック端子22に与える。
本実施の形態では、第1測定部分Aは、電子デバイス14Aの近傍であって、一方の分岐部分13Aと他方の分岐部分13Bとが接続される部分であり、第2測定部分Bは、電子デバイス14Bの近傍であって、他方の分岐部分13Bの端部16で、コンデンサC2と他方の分岐部分13Bが接続される部分よりもわずかにレギュレータ装置12寄りの部分である。第1測定部分Aと第2測定部分Bとの間には、出力ライン13によって配線抵抗R2が形成されている。この配線抵抗の抵抗値は、第1測定部分Aと電子デバイス14Aとの間の配線抵抗の抵抗値よりも大きい。
フィードバック電圧切替回路部15は、フィードバック配線部であるフィードバックライン(FBライン)17と、スイッチ素子Tと、スイッチ制御部18とを備えている。フィードバックライン17は、第2測定部分Bとフィードバック端子22とを接続している。スイッチ素子Tは、フィードバックライン17と、第1測定部分Aとの間に接続され、フィードバックライン17および第1測定部分Aを電気的に接続および切断可能である。スイッチ制御部18は、スイッチ素子Tを制御して、スイッチ素子Tを開閉して、フィードバックライン17および第1測定部分Aを電気的に接続したり、切断したりする。スイッチ素子Tは、オン状態のときに、フィードバックライン17および第1測定部分Aを電気的に接続し、オフ状態のときに、フィードバックライン17および第1測定部分Aを電気的に切断する。
図3は、電源装置10の動作を示すタイミングチャートである。図3では、(a)レギュレータ装置12の電源の状態、すなわち電源がオンであるのかオフであるのかと、(b)消費電流I、すなわち他方の分岐部分に流れる電流と、(c)スイッチ素子の状態、すなわちスイッチ素子がオンであるのかオフであるのかと、(d)レギュレータ装置12の出力電圧、すなわち第1測定部分Aと第2測定部分Bにおける電圧とを示している。
電源がオフのときには、レギュレータ装置12は非動作状態であるので、出力端子21からは電流が出力されず、またスイッチ素子Tはオンになっている。電源がオフのときには、さらに出力端子21から出力される電圧は所定の電圧(0V)となっており、第1測定部分Aと第2測定部分Bの電圧は等しい。またここで、コンデンサC2には電荷が蓄積されていない状態であるとする。
時刻t1で、レギュレータ装置12の電源をオフからオンにすると、コンデンサC2を充電するために消費電流Iが急激に増加するとともに、第1測定部分Aと第2測定部分Bとの電圧も上昇する。ただし、配線抵抗R2によって、第1測定部分Aの電圧の方が、第2測定部分Bの電圧よりも電圧の上昇率が大きくなる。
コンデンサC2に電荷が蓄積されて、コンデンサC2の充電が完了する時刻t2では、第1測定部分Aの電圧と、第2測定部分Bの電圧とがほぼ等しくなり、このとき、スイッチ制御部18はスイッチ素子を制御して、スイッチ素子Tをオンからオフに切り替える。
コンデンサC2の充電が完了するまでの間は、第1測定部分Aの電圧をフィードバックし、すなわち時刻t2までは、第2測定部分Bの電圧よりも上昇してしまう第1測定部分Aの電圧を、レギュレータ装置12のフィードバック端子22に与えることによって、レギュレータ装置12からの配線抵抗の抵抗値が小さな一方の分岐部分13Aに接続されている電子デバイス14Aに与えられる電圧が、不所望に大きくなってしまい、すなわちオーバーシュートが発生してしまい、電子デバイス14Aが破壊されてしまうことを抑制することができる。またコンデンサC2の充電が完了した後は、第2測定部分Bの電圧をフィードバックし、すなわち時刻t2を越えた後は、他方の分岐部分13Bに流れる電流が小さくなるので、第2測定部分Bの電圧を、レギュレータ装置12のフィードバック端子22に与えることによって、配線抵抗の大きな他方の分岐部分13Bに接続されていても、他方の分岐部分13Bに接続されている電子デバイス14Bに与えられる電圧が、不所望に小さくなってしまうことを抑制することができる。
図4は、本発明の実施の他の形態の電源装置10Aの構成を示す図である。電源装置10Aは、図2に示す電源装置10のレギュレータ装置12およびフィードバック電圧切替回路部15についてのさらに詳細な回路構成を示したものであり、電源装置10と同様の部分には同様の参照符号を付して、その説明を省略する。
レギュレータ装置12は、レギュレータ本体23と、2つのPチャネルのMOSFET(Metal Oxide Semiconductor Field-Effect Transistor)Tr1,Tr2と、コイルLおよびコンデンサC3を含む平滑回路部と、過電流検知のための抵抗素子R3とを含んで構成される。MOSFETTr1のソースは電源に接続され、ドレインは、MOSFETTr2のソースに接続され、MOSFETTr2のドレインは、グランドに接続されている。レギュレータ本体23は、MOSFETTr1,Tr2のゲートにそれぞれパルス電圧を与えて、これらを駆動する。MOSFETTr1,Tr2の接続部には、コイルLの一方の端子が接続され、コイルLの他方の端子は、抵抗素子R3の一方の端子に接続されている。抵抗素子R3の一方の端子は、コンデンサC3の一方の端子に接続されており、コンデンサC3の他方の端子はグランドに接続されている。コンデンサC3の一方の端子が、抵抗素子R3と出力端子21との接続部位が、出力端子21に対応する。
レギュレータ本体23には過電流検知回路部24が設けられている。過電流検知回路部24は、抵抗素子R3の一方および他方の端子がそれぞれ接続されて、抵抗素子R3の両端の電位が与えられる。過電流が流れると、抵抗素子R3に流れる電流が大きくなることによって、抵抗素子R3の両端の電圧が高くなる。過電流検知回路部24は、抵抗素子R3の両端の電圧が予め定める電圧よりも大きくなると、レギュレータ本体23の動作を停止させる。これによって、過電流が電子デバイス14A,14Bに流れて、これらが損傷してしまうことを抑制することができる。
フィードバック電圧切替回路部15は、フィードバックライン17と、スイッチ素子Tと、スイッチ制御部18Aとを備えている。スイッチ素子Tは、ドレインが第1測定部分Aに接続され、ソースがフィードバックライン17に接続されているPチャネルの電界効果型トランジスタによって構成されている。前記電界効果トランジスタは、たとえばMOSFETである。
スイッチ制御部18Aは、抵抗素子R4と、コンデンサC4とを備えている遅延回路部25によって構成されている。遅延回路部25は、スイッチ素子Tを構成するPチャネルMOSFETのゲートと、出力ライン13のうち、第1測定部分Aよりも出力端子21寄りの接続部分Cに接続され、接続部分Cの電圧を遅延してPチャネルMOSFETのゲートに与える。
遅延回路部25を構成する抵抗素子R4の一方の端子が、接続部分Cに接続され、他方の端子がPチャネルMOSFETのゲートと、コンデンサC4の一方の端子に接続されている。コンデンサC4の他方の端子は、グランドに接続されている。
図5は、電源装置10Aの動作を示すタイミングチャートである。図5では、(a)レギュレータ装置12の電源の状態と、(b)PチャネルMOSFETのゲートの部分Dと第1測定部分Aとの電位差VDAと、(c)PチャネルMOSFETのスイッチング状態、(d)レギュレータ装置12の出力電圧、すなわち第1測定部分Aと第2測定部分Bにおける電圧とを示している。
電源がオフのときには、レギュレータ装置12は非動作状態であるので、出力端子21からは電流が出力されず、またスイッチ素子Tはオンになっている。電源がオフのときには、さらに出力端子21から出力される電圧は所定の電圧(0V)となっており、第1測定部分Aと第2測定部分Bの電圧は等しい。またここで、コンデンサC2には電荷が蓄積されていない状態であるとする。
時刻t1で、レギュレータ装置12の電源をオフからオンにすると、コンデンサC2を充電するために消費電流Iが急激に増加するとともに、第1測定部分Aと第2測定部分Bとの電圧も上昇する。ただし、配線抵抗R2によって、第1測定部分Aの電圧の方が、第2測定部分Bの電圧よりも電圧の上昇率が大きくなる。
ここで、時刻t1から遅延回路部25に電圧が印加され始めることによって、VDAが低下し始める。時刻t2で、VDAがPチャネルMOSFETのしきい値に達すると、PチャネルMOSFETがオンからオフに切り替わる。電源装置10Aでは、時刻t1からPチャネルMOSFETがオフに切り替るまでの時間T1を、コンデンサC2の充電が完了する時間、すなわち、時刻t1から第1測定部分Aと第2測定部分Bにおける電圧がほぼ等しくなるまでの時間T2以上になるように、遅延回路部25の時定数を設定することによって、前述した電源装置10と同様の効果を達成することができる。さらに電源装置10Aでは、遅延回路部25を設けることによって、出力ライン13にノイズが発生して電流が大きくなった場合であっても、これに反応してすぐにスイッチ素子Tのスイッチング状態が変化してしまうことが抑制されるので、信頼性を向上させることができる。
図6は、本発明の実施の他の形態の電源装置10Bの構成を示す図である。電源装置10Bは、図2に示す電源装置10のレギュレータ装置12およびフィードバック電圧切替回路部15についてのさらに詳細な回路構成を示したものであり、電源装置10および図4に示す電源装置10Aと同様の部分には同様の参照符号を付して、その説明を省略する。
フィードバック電圧切替回路部15は、フィードバックライン17と、スイッチ素子Tと、スイッチ制御部18Bとを備えている。スイッチ素子Tは、ドレインが第1測定部分Aに接続され、ソースがフィードバックライン17に接続されているNチャネルの電界効果型トランジスタによって構成されている。前記電界効果トランジスタは、たとえばMOSFETである。
スイッチ制御部18Bは、レギュレータ装置12に含まれている抵抗素子R3と、コンパレータ26とを備えている。抵抗素子R3は、出力ラインに直列に接続されている。ここでは、レギュレータ装置12に含まれている抵抗素子R3を利用しているが、抵抗素子R3とは別に出力ラインに直列に接続される抵抗素子を用いてもよい。ただしレギュレータ装置12に含まれている抵抗素子R3を用いると、回路の構成素子の数を少なくすることができ、小形化を実現することができる。
コンパレータ26の反転入力端子は、コイルLに接続されている抵抗素子R3の一方の端子Eに接続されており、反転入力端子は、抵抗素子R3の出力端子21に接続される他方の端子Fに接続されている。またコンパレータ26の非反転入力端子には、基準電圧を印加する電圧源28が接続されている。電圧源28の陽極は、コンパレータ26の非反転入力端子に接続され、負極はグランドに接続されている。抵抗素子R3の抵抗値は、この抵抗素子R3での損失をできるだけ小さくする必要があるので、抵抗素子R3の両端子間の電位差の変化だけでは、コンパレータ26の出力を変化させることができない場合であっても、前述したように電圧源28を接続することによって、コンパレータ26に入力される電圧を底上げすることによって、抵抗素子R3の両端子間の電位差の変化がわずかであっても、コンパレータ26の出力を変化させることができる。
コンパレータ26の出力端子は、スイッチ素子Tを構成するNチャネルMOSFETのゲートに接続される。コンパレータ26は、抵抗素子R3の両端の電位差が予め定める電位差未満のときに、NチャネルMOSFETのソースおよびドレインを電気的に切断するための電圧を出力端子から出力し、抵抗素子R3の両端の電位差が予め定める電位差以上のときに、NチャネルMOSFETのソースおよびドレインを電気的に接続するための電圧を出力端子から出力する。
図7は、電源装置10Bの動作を示すタイミングチャートである。図7では、(a)レギュレータ装置12の電源の状態、(b)消費電流I、(c)抵抗素子R3の両端子E,F間の電位差VEFと、(d)c)スイッチ素子を構成するNチャネルMOSFETのスイッチング状態、(e)レギュレータ装置12の出力電圧、すなわち第1測定部分Aと第2測定部分Bにおける電圧とを示している。
電源がオフのときには、レギュレータ装置12は非動作状態であるので、出力端子21からは電流が出力されず、またNチャネルMOSFETはオフになっている。電源がオフのときには、さらに出力端子21から出力される電圧は所定の電圧(0V)となっており、第1測定部分Aと第2測定部分Bの電圧は等しい。またここで、コンデンサC2には電荷が蓄積されていない状態であるとする。
時刻t1で、レギュレータ装置12の電源をオフからオンにすると、コンデンサC2を充電するために消費電流Iが急激に増加するとともに、抵抗素子R3の両端子E,F間の電位差VEFが消費電流Iの増加に伴って大きくなる。また時刻t1で、NチャネルMOSFETがオフからオンに切り替わり、第1測定部分Aと第2測定部分Bとの電圧も上昇する。ただし、配線抵抗R2によって、第1測定部分Aの電圧の方が、第2測定部分Bの電圧よりも電圧の上昇率が大きくなる。
コンデンサC2に電荷が蓄積されて、コンデンサC2の充電が完了する時刻t2では、第1測定部分Aの電圧と、第2測定部分Bの電圧とがほぼ等しくなり、このとき、消費電流Iの低下に伴って、抵抗素子R3の両端子E,F間の電位差VEFが小さくなり、スイッチ素子TであるMOSFETはオンからオフにスイッチング状態が切り替わる。
電源装置10Bでは、時刻t2で、消費電流Iが予め定める電流値になったときに、抵抗素子R3の両端子E,F間の電位差VEFに応じて、コンパレータ26の出力電圧が切り替わるように、抵抗素子R3および電圧源28の基準電圧値を選ぶことによって、前述した電源装置10と同様の効果を達成することができる。
図8は、本発明の実施の他の形態の電源装置10Cの構成を示す図である。電源装置10Cは、図2に示す電源装置10のレギュレータ装置12およびフィードバック電圧切替回路部15についてのさらに詳細な回路構成を示したものであり、電源装置10、図4に示す電源装置10A,図6に示す電源装置10Bと同様の部分には同様の参照符号を付して、その説明を省略する。
フィードバック電圧切替回路部15は、フィードバックライン17と、スイッチ素子Tと、スイッチ制御部18Cとを備えている。スイッチ素子Tは、ドレインが第1測定部分Aに接続され、ソースがフィードバックライン17に接続されているNチャネルの電界効果型トランジスタによって構成されている。前記電界効果トランジスタは、たとえばMOSFETである。
スイッチ制御部18Cは、スイッチ制御部18Aとスイッチ制御部18Bとを組み合わせた構成を有し、スイッチ制御部18Bのコンパレータ26の出力端子と、スイッチ素子Tを構成するNチャネルMOSFETのゲートとの間に、遅延回路部25が接続されている。
コンパレータ26の出力端子には、抵抗素子R4の一方の端子が接続され、抵抗素子R4の他方の端子がNチャネルMOSFETのゲートと、コンデンサC4の一方の端子に接続されている。コンデンサC4の他方の端子は、グランドに接続されている。
図9は、電源装置10Cの動作を示すタイミングチャートである。図9では、(a)レギュレータ装置12の電源の状態、(b)消費電流I、(c)抵抗素子R3の両端子E,F間の電位差VEFと、(d)c)スイッチ素子を構成するNチャネルMOSFETのスイッチング状態、(e)レギュレータ装置12の出力電圧、すなわち第1測定部分Aと第2測定部分Bにおける電圧とを示している。
電源がオフのときには、レギュレータ装置12は非動作状態であるので、出力端子21からは電流が出力されず、またNチャネルMOSFETはオフになっている。電源がオフのときには、さらに出力端子21から出力される電圧は所定の電圧(0V)となっており、第1測定部分Aと第2測定部分Bの電圧は等しい。またここで、コンデンサC2には電荷が蓄積されていない状態であるとする。
時刻t1で、レギュレータ装置12の電源をオフからオンにすると、コンデンサC2を充電するために消費電流Iが急激に増加するとともに、抵抗素子R3の両端子E,F間の電位差VEFが消費電流Iの増加に伴って大きくなる。また第1測定部分Aと第2測定部分Bとの電圧も上昇する。ただし、配線抵抗R2によって、第1測定部分Aの電圧の方が、第2測定部分Bの電圧よりも電圧の上昇率が大きくなる。
前述した図6に示す実施の形態では、時刻t1でNチャネルMOSFETがオフからオンに切り替わるが、本実施の形態では、遅延回路部25が設けられているので、時刻t1では、NチャネルMOSFETのスイッチング状態は切り替わらない。時刻t1から遅延回路部25の抵抗素子R4およびコンデンサC4によって決定される時定数に対応する時間T3が経過すると、時刻t2で、スイッチ素子TであるMOSFETがオフからオンに切り替わる。
時刻t2が経過し、コンデンサC2に電荷が蓄積されて、コンデンサC2の充電が完了する時刻t3では、第1測定部分Aの電圧と、第2測定部分Bの電圧とがほぼ等しくなり、このとき、消費電流Iの低下に伴って、抵抗素子R3の両端子E,F間の電位差VEFが小さくなり、スイッチ素子TであるMOSFETはオンからオフにスイッチング状態が切り替わる。
電源装置10Cでは、消費電流Iが最大値になる前に、時刻t2で、抵抗素子R3の両端子E,F間の電位差VEFに応じて、コンパレータ26の出力電圧が切り替わるように、抵抗素子R3および電圧源28の基準電圧値と、遅延回路部25の抵抗素子R4およびコンデンサC4によって決定される時定数とを選ぶことによって、前述した電源装置10と同様の効果を達成することができる。さらに電源装置10Cでは、遅延回路部25を設けることによって、出力ライン13にノイズが発生して電流が大きくなった場合であっても、これに反応してすぐにスイッチ素子Tのスイッチング状態が変化してしまうことが抑制され、信頼性を向上させることができる。
図10は、本発明の実施の他の形態の電源装置10Dの構成を示す図である。電源装置10Dは、図2に示す電源装置10のレギュレータ装置12およびフィードバック電圧切替回路部15についてのさらに詳細な回路構成を示したものであり、電源装置10、図4に示す電源装置10A,図5に示す電源装置10B、図8に示す電源装置10Cと同様の部分には同様の参照符号を付して、その説明を省略する。
フィードバック電圧切替回路部15は、フィードバックライン17と、スイッチ素子Tと、スイッチ制御部18Dとを備えている。スイッチ素子Tは、ドレインが第1測定部分Aに接続され、ソースがフィードバックライン17に接続されているPチャネルの電界効果型トランジスタによって構成されている。前記電界効果トランジスタは、たとえばMOSFETである。
スイッチ制御部18Dは、コンパレータ26と、電圧源28と、遅延回路部25とを備えている。コンパレータ26の反転入力端子は、第1測定部分Aよりもレギュレータ装置12の出力端子21寄りの接続部分Cに接続され、非反転入力端子は、電圧源28の陽極に接続されている。電圧源28の負極はグランドに接続されている。コンパレータ26は、反転入力端子の電圧が、電圧源28によって与えられる予め定める基準電圧未満のときに、ローレベルの電圧を出力し、反転入力端子の電圧が、電圧源28によって与えられる予め定める基準電圧以上のときに、ハイレベルの電圧を出力する。
コンパレータ26の出力端子は、遅延回路部25を介して、スイッチ素子Tを構成するPチャネルMOSFETのゲートに電気的に接続されている。遅延回路部25を構成する抵抗素子R4の一方の端子が、接続部分Cに接続され、他方の端子がPチャネルMOSFETのゲートと、コンデンサC4の一方の端子に接続されている。
図11は、電源装置10Dの動作を示すタイミングチャートである。図11では、(a)レギュレータ装置12の電源の状態と、(b)接続部分Cの電圧Vcと、(c)コンパレータ26の出力電圧と、(d)PチャネルMOSFETのゲートの部分Dと第1測定部分Aとの電位差VDAと、(e)PチャネルMOSFETのスイッチング状態、(f)レギュレータ装置12の出力電圧、すなわち第1測定部分Aと第2測定部分Bにおける電圧とを示している。
電源がオフのときには、レギュレータ装置12は非動作状態であるので、出力端子21からは電流が出力されず、コンパレータ26の出力電圧はローレベルに維持されて、PチャネルMOSFETは、オン状態になっている。電源がオフのときには、さらに出力端子21から出力される電圧は所定の電圧(0V)となっており、第1測定部分Aと第2測定部分Bの電圧は等しい。またここで、コンデンサC2には電荷が蓄積されていない状態であるとする。
時刻t1で、レギュレータ装置12の電源をオフからオンにすると、コンデンサC2を充電するために消費電流Iが急激に増加するとともに、第1測定部分Aと第2測定部分Bとの電圧も上昇する。また接続部分Cの電圧も上昇する。ただし、配線抵抗R2によって、第1測定部分Aの電圧の方が、第2測定部分Bの電圧よりも電圧の上昇率が大きくなる。
接続部分Cの電圧が上昇して、基準電圧よりも大きくなると、時刻t2で、コンパレータ26の出力レベルがローベルからハイレベルに切り替わる。時刻t2から遅延回路部25に電圧が印加され始めることによって、VDAが低下し始める。VDAがPチャネルMOSFETのしきい値に達すると、PチャネルMOSFETがオンからオフに切り替わる。電源装置10Dでは、時刻t1からPチャネルMOSFETがオンからオフに切り替るまでの時間T1を、コンデンサC2の充電が完了する時間、すなわち、時刻t1から第1測定部分Aと第2測定部分Bにおける電圧がほぼ等しくなるまでの時間T2以上になるように、遅延回路部25の時定数を設定することによって、前述した電源装置10と同様の効果を達成することができる。さらに電源装置10Dでは、遅延回路部25を設けることによって、出力ライン13にノイズが発生して電流が大きくなった場合であっても、これに反応してすぐにスイッチ素子Tのスイッチング状態が変化してしまうことが抑制されるので、信頼性を向上させることができる。
図12は、本発明の実施の他の形態の電源装置10Eの構成を示す図である。電源装置10Eは、図2に示す電源装置10のレギュレータ装置12およびフィードバック電圧切替回路部15についてのさらに詳細な回路構成を示したものであり、電源装置10、図4に示す電源装置10A,図5に示す電源装置10B、図8に示す電源装置10C、図10に示す電源装置10Dと同様の部分には同様の参照符号を付して、その説明を省略する。
レギュレータ装置12は、該レギュレータ装置12を動作状態とするか、非動作状態とするのかを選択するための電圧が与えられる電源端子31を備えている。レギュレータ装置12は、電源端子31にオン(ON)信号が与えられているときに動作状態となり、オフ(OFF)信号が与えられているときに非動作状態となる。オン信号は、ハイレベルの電圧であり、オフ信号はローベルの電圧である。
フィードバック電圧切替回路部15は、フィードバックライン17と、スイッチ素子Tと、スイッチ制御部18Eとを備えている。スイッチ素子Tは、ドレインが第1測定部分Aに接続され、ソースがフィードバックライン17に接続されているPチャネルの電界効果型トランジスタによって構成されている。前記電界効果トランジスタは、たとえばMOSFETである。
スイッチ制御部18Eは、遅延回路部25によって構成されている。遅延回路部25を構成する抵抗素子R4の一方の端子が、電源端子31に配線を介して接続され、他方の端子がスイッチ素子Tを構成するPチャネルMOSFETのゲートと、コンデンサC4の一方の端子に接続されている。コンデンサC4の他方の端子は、グランドに接続されている。
図13は、電源装置10Eの動作を示すタイミングチャートである。図13では、(a)レギュレータ装置12の電源端子31に与えられるON/OFF信号と、(b)PチャネルMOSFETのゲートの部分Dの電圧VDと、(c)PチャネルMOSFETのゲートの部分Dと第1測定部分Aとの電位差VDAと、(d)PチャネルMOSFETのスイッチング状態、(f)レギュレータ装置12の出力電圧、すなわち第1測定部分Aと第2測定部分Bにおける電圧とを示している。
レギュレータ装置12の電源端子31にOFF信号が与えられているときには、レギュレータ装置12は非動作状態であるので、出力端子21からは電流が出力されず、コンパレータ26の出力電圧はローレベルに維持されて、PチャネルMOSFETは、オン状態になっている。電源がオフのときには、さらに出力端子21から出力される電圧は所定の電圧(0V)となっており、第1測定部分Aと第2測定部分Bの電圧は等しい。またここで、コンデンサC2には電荷が蓄積されていない状態であるとする。
時刻t1で、レギュレータ装置12の電源端子31にON信号が与えられると、レギュレータ装置12が非動作状態から動作状態に移行し、これに伴って、PチャネルMOSFETのゲートの部分Dの電圧VDが、遅延回路部25の時定数に応じて上昇するとともに、PチャネルMOSFETのゲートの部分Dと第1測定部分Aとの電位差VDAは徐々に低下する。また時刻t1から第1測定部分Aと第2測定部分Bとの電圧も上昇するが、配線抵抗R2によって、第1測定部分Aの電圧の方が、第2測定部分Bの電圧よりも電圧の上昇率が大きくなる。
VDAがPチャネルMOSFETのしきい値に達すると、PチャネルMOSFETがオンからオフに切り替わる。このように、レギュレータ装置12を動作状態とする電圧が電源端子31に与えられると、遅延回路部25によって決定される時間が経過した後、電源端子31にPチャネルMOSFETがオンからオフに切り替わる。電源装置10Dでは、時刻t1からPチャネルMOSFETがオフに切り替るまでの時間T1を、コンデンサC2の充電が完了する時間、すなわち、時刻t1から第1測定部分Aと第2測定部分Bにおける電圧がほぼ等しくなるまでの時間T2以上になるように、遅延回路部25の時定数を設定することによって、前述した電源装置10と同様の効果を達成することができる。さらに電源装置10Dでは、遅延回路部25を設けることによって、出力ライン13にノイズが発生して電流が大きくなった場合であっても、これに反応してすぐにスイッチ素子Tのスイッチング状態が変化してしまうことが抑制されるので、信頼性を向上させることができる。
図14は、本発明の実施の他の形態の電源装置10Fの構成を示す図である。電源装置10Fは、図2に示す電源装置10のレギュレータ装置12およびフィードバック電圧切替回路部15についてのさらに詳細な回路構成を示したものであり、電源装置10、図4に示す電源装置10A,図5に示す電源装置10B、図8に示す電源装置10C、図10に示す電源装置10D、図12に示す電源装置10Eと同様の部分には同様の参照符号を付して、その説明を省略する。
フィードバック電圧切替回路部15は、フィードバックライン17と、スイッチ素子Tと、スイッチ制御部18Fとを備えている。スイッチ素子Tは、ドレインが第1測定部分Aに接続され、ソースがフィードバックライン17に接続されているPチャネルの電界効果型トランジスタによって構成されている。前記電界効果トランジスタは、たとえばMOSFETである。
スイッチ制御部18Fは、カウント手段であるカウンタ回路部によって構成されている。カウンタ回路部は、スイッチ素子Tを構成するPチャネルMOSFETのゲートに接続されている。カウンタ回路部は、MOSFETTr1のゲートに与えられるパルス電圧のパルス数をカウントし、カウント数が予め定める数に到達するまでは、PチャネルMOSFETのドレインおよびソースを電気的に接続させ、カウント数が予め定める数に到達すると、PチャネルMOSFETのドレインおよびソースを電気的に切断させる。またカウンタ回路は、パルス電圧の立ち上がりをカウントしてもよいし、立下りをカウントしてもよい。
図15は、電源装置10Fの動作を示すタイミングチャートである。図15では、(a)レギュレータ装置12の電源の状態と、(b)MOSFETTr1のゲートに与えられるパルス電圧VGと、(c)PチャネルMOSFETのスイッチング状態、(d)レギュレータ装置12の出力電圧、すなわち第1測定部分Aと第2測定部分Bにおける電圧とを示している。
電源がオフのときには、レギュレータ装置12は非動作状態であるので、出力端子21からは電流が出力されず、またPチャネルMOSFETはオンになっている。電源がオフのときには、さらに出力端子21から出力される電圧は所定の電圧(0V)となっており、第1測定部分Aと第2測定部分Bの電圧は等しい。またここで、コンデンサC2には電荷が蓄積されていない状態であるとする。
時刻t1で、レギュレータ装置12の電源をオフからオンにすると、レギュレータ本体23からMOSFETTr1にパルス電圧が供給され、第1測定部分Aと第2測定部分Bとの電圧も上昇する。ただし、配線抵抗R2によって、第1測定部分Aの電圧の方が、第2測定部分Bの電圧よりも電圧の上昇率が大きくなる。カウンタ回路部は、パルス数をカウントし、パルス数が予め定める数になる時刻t2で、スイッチ素子Tを構成するPチャネルMOSFETをオフにする。
電源装置10Fでは、時刻t1からPチャネルMOSFETがオフに切り替るまでの時間T1を、コンデンサC2の充電が完了する時間、すなわち、時刻t1から第1測定部分Aと第2測定部分Bにおける電圧がほぼ等しくなるまでの時間T2以上になるように、パルス電圧の周期に応じて、カウンタ回路部が比較する予め定める数を設定しておくことによって、前述した電源装置10と同様の効果を達成することができる。
図16は、本発明の実施の他の形態の電源装置10Gの構成を示す図である。電源装置10Gは、図2に示す電源装置10のレギュレータ装置12およびフィードバック電圧切替回路部15についてのさらに詳細な回路構成を示したものであり、電源装置10、図4に示す電源装置10A,図5に示す電源装置10B、図8に示す電源装置10C、図10に示す電源装置10D、図12に示す電源装置10E、図13に示す電源装置10Fと同様の部分には同様の参照符号を付して、その説明を省略する。
フィードバック電圧切替回路部15は、図6に示す電源装置10Bにおけるフィードバック電圧切替回路部15と、図12に示す電源装置10Eにおけるフィードバック電圧切替回路部15とを備える構成であって、2つのスイッチ素子T1,T2と、スイッチ素子T1を制御するスイッチ制御部18Bと、スイッチ素子T2を制御するスイッチ制御部18Eとを備えている。スイッチ素子T1は、ドレインが第1測定部分Aに接続され、ソースがフィードバックライン17に接続されているNチャネルの電界効果型トランジスタによって構成されている。スイッチ素子Tは、ドレインが第1測定部分Aに接続され、ソースがフィードバックライン17に接続されているPチャネルの電界効果型トランジスタによって構成されている。前記電界効果トランジスタは、たとえばMOSFETである。スイッチ素子T1,T2のソースは、フィードバックライン17上のほぼ同じ位置に接続されている。
電源装置10Gにおいても、前述した電源装置10Aと同様の効果を達成することができ、さらに、複数の異なる形態のフィードバック電圧切替回路部を組み合わせてフィードバック電圧切替回路部15が構成されることによって、一方のフィードバック電圧切替回路部が損傷した場合であっても、他方のフィードバック電圧切替回路部によって、電源装置10Gの動作を維持することができる。
またコンデンサC2の容量が変更されてしまうと、消費電流Iが流れる時間が変わってしまい、消費電流Iのピークが大きくなったり、レギュレータ装置12がオンになってから、消費電流Iがピークになるまでの時間が変動したりする。スイッチ制御部18Eでは、電源信号に応じて動作し、消費電流Iに基づいて動作していないので、低コストで実現できるが、時定数が固定されているので、前述のようにコンデンサC2の容量が変更されてしまうと、スイッチ素子Tをオフするタイミングがずれてしまう。これに対して、スイッチ制御部18Bでは、前述のようにコンデンサC2の容量が変更されてしまったとしても、消費電流Iに応じた電圧に基づいて動作するので、消費電流Iのピークが過ぎた後に、スイッチ素子Tをオフすることができる。したがって、電源装置10Gでは、このようなコンデンサC2の容量が変更される場合であっても、効果を維持することができる。
また本発明の他の実施の形態の電源装置では、前述した各実施の形態のフィードバック電圧切替回路部15を複数組み合わせて、フィードバック電圧切替回路部を構成してもよい。
さらに、本発明の他の実施の形態の電源装置では、前述した各実施の形態の電源装置の少なくともレギュレータ装置12およびフィードバック電圧切替回路部15が半導体集積回路素子によって形成されていてもよい。このようにレギュレータ装置12およびフィードバック電圧切替回路部15が半導体集積回路素子によって形成することによって、電源装置を小形化することができる。
10,10A〜10G 電源装置
12 レギュレータ装置
13 配線部
13A,13B 分岐部分
14A,14B 電子デバイス
15 フィードバック電圧切替回路部
17 フィードバックライン
18,18A〜18F スイッチ制御部
21 出力端子
22 フィードバック端子
23 レギュレータ本体
25 遅延回路部
26 コンパレータ
31 電源端子
A 第1測定部分
B 第2測定部分
C 接続部分
C1〜C4 コンデンサ
T スイッチ素子
12 レギュレータ装置
13 配線部
13A,13B 分岐部分
14A,14B 電子デバイス
15 フィードバック電圧切替回路部
17 フィードバックライン
18,18A〜18F スイッチ制御部
21 出力端子
22 フィードバック端子
23 レギュレータ本体
25 遅延回路部
26 コンパレータ
31 電源端子
A 第1測定部分
B 第2測定部分
C 接続部分
C1〜C4 コンデンサ
T スイッチ素子
Claims (5)
- 出力端子およびフィードバック端子を有し、該フィードバック端子に与えられる電圧に基づいて、前記出力端子から出力される電圧が予め定める電圧となるように、前記出力端子から出力する電圧を調整するレギュレータ装置と、
前記出力端子と複数の負荷とに接続され、前記出力端子から第1負荷までの間に形成された第1配線抵抗よりも、前記出力端子から第2負荷までの間に形成された第2配線抵抗が大きい配線部と、
第2負荷に並列に接続されているコンデンサとを備える電源装置であって、
第1配線抵抗に基づく電圧を測定する第1測定部分と、第2配線抵抗に基づく電圧を測定する第2測定部分とに接続され、前記コンデンサを充電する間は、前記第1測定部分における電圧を前記フィードバック端子に与え、前記コンデンサが充電された後は、前記第2測定部分における電圧を前記フィードバック端子に与えるフィードバック電圧切替手段を備えることを特徴とする電源装置。 - 前記フィードバック電圧切替手段は、
前記第2測定部分と前記フィードバック端子とを接続しているフィードバック配線部と、
前記フィードバック配線部と前記第1測定部分との間に接続され、前記フィードバック配線および前記第1測定部分を電気的に接続および切断可能なスイッチ素子と、
前記スイッチ素子を構成し、ドレインが第1測定部分に接続され、ソースが前記フィードバック配線に接続されているPチャネルの電界効果型トランジスタと、
前記電界効果型トランジスタのゲートと、前記第1測定部分よりも前記出力端子寄りの接続部分に接続され、前記接続部分の電圧を遅延して前記電界効果型トランジスタのゲートに与える遅延回路部とを備えることを特徴とする請求項1に記載の電源装置。 - 前記フィードバック電圧切替手段は、
前記第2測定部分と前記フィードバック端子とを接続しているフィードバック配線部と、
前記フィードバック配線部と前記第1測定部分との間に接続され、前記フィードバック配線および前記第1測定部分を電気的に接続および切断可能なスイッチ素子と、
前記スイッチ素子を構成し、ドレインが第1測定部分に接続され、ソースが前記フィードバック配線に接続されているNチャネルの電界効果型トランジスタと、
前記配線部に直列に接続されている抵抗素子と、
前記抵抗素子の両端の電位差が予め定める電位差以上のときに、前記電界効果型トランジスタのソースおよびドレインを電気的に接続し、前記抵抗素子の両端の電位差が予め定める電位差未満のときに、前記電界効果型トランジスタのソースおよびドレインを電気的に切断するための電圧を、前記電界効果トランジスタのゲートに与えるコンパレータとを備えることを特徴とする請求項1に記載の電源装置。 - 前記フィードバック電圧切替手段は、
前記第2測定部分と前記フィードバック端子とを接続しているフィードバック配線部と、
前記フィードバック配線部と前記第1測定部分との間に接続され、前記フィードバック配線および前記第1測定部分を電気的に接続および切断可能なスイッチ素子と、
前記スイッチ素子を構成し、ドレインが第1測定部分に接続され、ソースが前記フィードバック配線に接続されているPチャネルの電界効果型トランジスタと、
前記第1測定部分よりも前記出力端子寄りの接続部分に一方の入力端子が接続され、予め定める基準電圧が他方の入力端子に接続されて、前記一方の入力端子の電圧が、前記他方の入力端子の電圧以上のときに、前記電界効果型トランジスタのソースおよびドレインを電気的に接続し、前記一方の入力端子の電圧が、前記他方の入力端子の電圧未満のときに、前記電界効果型トランジスタのソースおよびドレインを電気的に切断するための電圧を出力するコンパレータと、
前記コンパレータから出力される電圧を遅延して前記電界効果トランジスタのゲートに与える遅延回路部とを備えることを特徴とする請求項1に記載の電源装置。 - 前記レギュレータ装置は、該レギュレータ装置を動作状態とするか、非動作状態とするのかを選択するための電圧が与えられる電源端子を備え、
前記フィードバック電圧切替手段は、
前記第2測定部分と前記フィードバック端子とを接続しているフィードバック配線部と、
前記フィードバック配線部と前記第1測定部分との間に接続され、前記フィードバック配線および前記第1測定部分を電気的に接続および切断可能なスイッチ素子と、
前記スイッチ素子を構成し、ドレインが第1測定部分に接続され、ソースが前記フィードバック配線に接続されているPチャネルの電界効果型トランジスタと、
前記電源端子に与えられる電圧を遅延して前記電界効果トランジスタのゲートに与える遅延回路とを備え、
前記レギュレータ装置を非動作状態とする電圧が、遅延回路を介して電源端子に与えられているときは、前記電界効果型トランジスタのソースおよびドレインが電気的に接続されており、前記レギュレータ装置を動作状態とする電圧が電源端子に与えられると、前記遅延回路部によって決定される時間が経過した後、前記電界効果型トランジスタのソースおよびドレインが電気的に切断されることを特徴とする請求項1に記載の電源装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2008303270A JP2010130799A (ja) | 2008-11-27 | 2008-11-27 | 電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2008303270A JP2010130799A (ja) | 2008-11-27 | 2008-11-27 | 電源装置 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2010130799A true JP2010130799A (ja) | 2010-06-10 |
Family
ID=42330763
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2008303270A Withdrawn JP2010130799A (ja) | 2008-11-27 | 2008-11-27 | 電源装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP2010130799A (ja) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN113190071A (zh) * | 2020-01-29 | 2021-07-30 | 台湾积体电路制造股份有限公司 | 集成电路以及调节电源电压的方法 |
-
2008
- 2008-11-27 JP JP2008303270A patent/JP2010130799A/ja not_active Withdrawn
Cited By (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN113190071A (zh) * | 2020-01-29 | 2021-07-30 | 台湾积体电路制造股份有限公司 | 集成电路以及调节电源电压的方法 |
KR20210097590A (ko) * | 2020-01-29 | 2021-08-09 | 타이완 세미콘덕터 매뉴팩쳐링 컴퍼니 리미티드 | 전력 레일 트래킹을 사용한 전압 레귤레이터 |
KR102325144B1 (ko) * | 2020-01-29 | 2021-11-15 | 타이완 세미콘덕터 매뉴팩쳐링 컴퍼니 리미티드 | 전력 레일 트래킹을 사용한 전압 레귤레이터 |
US11579648B2 (en) | 2020-01-29 | 2023-02-14 | Taiwan Semiconductor Manufacturing Company, Ltd. | Voltage regulator with power rail tracking |
US11989046B2 (en) | 2020-01-29 | 2024-05-21 | Taiwan Semiconductor Manufacturing Company, Ltd. | Voltage regulator with power rail tracking |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
US8242760B2 (en) | Constant-voltage circuit device | |
JP5315026B2 (ja) | 半導体装置 | |
US8742834B2 (en) | Negative-voltage charge pump circuit | |
US20040145407A1 (en) | Gate drive device for reducing a surge voltage and switching loss | |
CN116569458A (zh) | 功率转换器 | |
US20100046124A1 (en) | Boost DC-DC converter control circuit and boost DC-DC converter having protection circuit interrupting overcurrent | |
US20130176008A1 (en) | Soft Start Circuit and Power Supply Device Using the Same | |
US20120068740A1 (en) | Voltage output circut | |
US20080048630A1 (en) | Switching power supply circuit | |
JP4542972B2 (ja) | 過電流検出回路及びそれを用いた電源装置 | |
US9496788B2 (en) | Multi-phase boost converter with phase self-detection and detecting circuit thereof | |
JP5107790B2 (ja) | レギュレータ | |
CN108075463B (zh) | 具有反向电流保护和电源断接检测的集成电路 | |
US10187055B2 (en) | Output discharge techniques for load switches | |
WO2018150789A1 (ja) | スイッチ回路 | |
JP6543133B2 (ja) | 電力供給装置及びその制御方法 | |
TWI472896B (zh) | 穩壓電路 | |
JP2010130799A (ja) | 電源装置 | |
US20220173586A1 (en) | Semiconductor device | |
JP2007202317A (ja) | チャージポンプ回路及びこれを備えた電気機器 | |
JP4214122B2 (ja) | 突入電流防止回路 | |
US8450987B2 (en) | Switching apparatus and control signal generator thereof | |
JP5210806B2 (ja) | マルチフェーズ型dc/dcコンバータ | |
JP6900662B2 (ja) | スイッチング回路 | |
JP2008158744A (ja) | レギュレータ回路 |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20111020 |
|
A072 | Dismissal of procedure |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A073 Effective date: 20130312 |
|
A300 | Withdrawal of application because of no request for examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 20130402 |