JP2010098935A - スイッチング電源装置、スイッチング電源制御回路およびスイッチング電源装置の制御方法 - Google Patents
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Abstract
【解決手段】最大オン幅制御回路4では、一次側のMOSFETのオンタイミングに同期して同期整流素子であるMOSFETQsに対する最大オン幅の開始を指示するとともに、その所定時間後に最大オン幅の終了を指示する最大オン幅終了信号Tmot2を生成する。同期制御回路5では、Qsの同期駆動信号Vgsを生成する際に、Qsをターンオンさせるタイミングが、最大オン幅の開始を指示するタイミング、あるいはQsのドレイン・ソース間電圧Vdsにより検出される内蔵ダイオードDsの導通タイミングのいずれか遅いものに同期して決められ、Qsをターンオフさせるタイミングが、一次側のMOSFETのオフタイミング、あるいは最大オン幅の終了を指示するタイミングのいずれか早いものに同期して決められる。
【選択図】図2
Description
図9には、動作周波数fop(スイッチング動作の1周期をTopとする。)が共振周波数fr1(そのときの共振周期をTrとする。)より低く、かつ負荷LDが重負荷状態である第1の動作モード(Mode1)の動作波形を示している。ここでは、一方の主スイッチ素子Qaがオンした直後のタイミングs1(以下、タイミングsj(j=1〜16)という用語を、瞬間ではなく幅をもった領域という意味で使用する。)から順に、一動作周期Top内を10個の動作状態(タイミングs1〜s10)に区分して説明する。
図22には、スイッチング動作の半周期(Top/2)が経過して、2つの主スイッチ素子Qa,Qbがともにオフしているデッドタイムのタイミングs12の動作状態を示している。この場合、主スイッチ素子QbのボディダイオードD_Qbは導通して、先行するタイミングs4から継続して励磁電流Im(正確にいえば、共振コンデンサCr、共振インダクタLrおよび励磁インダクタンス成分Lmからなる共振回路の共振電流である。)が共振コンデンサCrに流れ込んでいる。しかし、励磁インダクタンス成分Lmの両端電圧(図22の+側が高電位側となる。)が足りないため、図14に示す動作状態(タイミングs5)とは異なり、二次側に電力を供給することができない。
その後、タイミングs6から順次タイミングs7,s8に進んで、2つの主スイッチ素子Qa,Qbがともにオフするタイミングs9になると、主スイッチ素子Qaの分布容量C_Qaおよび他方の主スイッチ素子Qbの分布容量C_Qbに対し、それぞれ図18の矢印が示す方向に電流IaおよびIbが流れて、2つの分布容量C_Qa,C_Qbの両端電圧を変化させる。このとき、負荷LDが軽負荷状態であることから、図24に示すように主スイッチ素子QaのボディダイオードD_Qaが導通するタイミングs14では、励磁インダクタンス成分Lmの両端電圧(図24の+側が高電位側となる。)が足りないため、図19に示す動作状態(タイミングs10)とは異なり、二次側に電力を供給することができない。
図35に示す第5の動作モード(Mode5)では、RangeDの領域(図29に示すタイミングs11およびs13に相当する。)で逆流が起こる。
このスイッチング電源装置は、入力直流電圧Viが共振インダクタLrと共振コンデンサCrを有する直列共振回路に印加され、トランスTを介して負荷LDに所定の出力電圧VOを発生するように構成されたものである。なお、トランスT以外にインダクタンスを設けず、リーケージインダクタンスを電流共振インダクタLrとするようにしてもよい。あるいはトランスT以外に外付けインダクタンスを設け、当該外付けインダクタンスとリーケージインダクタンスの合成で電流共振インダクタLrを構成するようにしてもよい。MOSFETQa,Qbは、トランスTの一次側で交互にスイッチングすることにより直列共振回路への電流経路を切り換える主スイッチ素子である。共振インダクタLrの一端はトランスTの第1巻線L1の一端に接続され、第1巻線L1の他端は共振コンデンサCrの一端に接続される。
図2は、スイッチング電源装置の最大オン幅制御回路および同期制御回路を示す回路図である。ここで、同期制御回路5は、同期制御回路51または52のいずれかを代表して示している。また、最大オン幅制御回路41,42については、これをMOT端子に接続される外付け部品によりそのパルス幅を調整するワンショットマルチバイブレータで構成することにより、最大オン幅制御回路41,42が最大オン幅信号Tmotを出力する実施の形態を実現でき、これを第1の実施例とする。但し、ワンショットマルチバイブレータ自体は周知なので、第1の実施例に関するこれ以上の説明は省略する。ここでは、それに準じた動作をする最大オン幅制御回路4で実現される第2の実施例について説明する。なお、図2に示す最大オン幅制御回路4は、最大オン幅制御回路41または42のいずれかを代表して示している。また、最大オン幅制御回路41,42をワンショットマルチバイブレータで実現する場合も、同じ同期制御回路5を用いることができる。また、トランスTの二次側の第2巻線L2あるいは第3巻線L3のいずれか(図2では、Lsとして記している。)の二次電流Isを制御する同期整流用のMOSFETQsには、そのドレイン・ソース間に内蔵ダイオードDsが並列に接続されている。
∴ (A−X)+X*(1+R1/R2)=REF2*(1+R1/R2)
∴ X*(R1/R2)=(1+R1/R2)*REF2−A
したがって、レベル検出信号Vdscが反転するときのMOSFETQsのドレイン・ソース間電圧しきい値電圧(Vds_th)は、
ドレイン・ソース間電圧Vdsが(Vds_th)を超えると(厳密に言えば、両者が負の値で、Vdsの絶対値が(Vds_th)の絶対値より大きくなると)、コンパレータ53の出力であるレベル検出信号VdscはLからHに反転する。ちなみに、ドレイン・ソース間に電流が流れていない状態では、ドレイン・ソース間電圧Vdsの値は正であり、レベル検出信号VdscはLとなっている。このドレイン・ソース間電圧Vdsのレベル検出信号Vdscはフリップフロップ回路55のセット信号として供給される一方、ゲート信号Vgpと最大オン幅信号Tmotもしくは最大オン幅終了信号Tmot2が入力されるナンド回路54の出力信号がフリップフロップ回路55のリセット信号とされる。また、フリップフロップ回路55のQ出力信号はインバータ56から出力された超軽負荷状態信号VLLの反転信号とともにアンド回路57に供給され、その出力信号が同期整流用のMOSFETQsのゲート駆動信号Vgsとされている。なお、フリップフロップ回路55はリセット優先の回路である。すなわち、ドレイン・ソース間電圧Vdsが(Vds_th)を超えても、ゲート信号Vgpが最大オン幅の開始を指示する前のLの状態であると、フリップフロップ回路55をセットすることができない。これにより、一次側のゲート信号Vga,Vgbに設定されたデッドタイムで生じる可能性のある誤動作を防止することができる。
図3は、図2の同期制御回路による二次側電流の制御動作を説明するタイミング図である。ここでは、最大オン幅制御回路41,42をワンショットマルチバイブレータで実現した場合について説明する。図3(A)には、図1に示す駆動回路3からのゲート信号Vgpを、6つの動作モードMode1〜6について同一時間軸に沿って並べて示している。同図(B)は、同期整流用のMOSFETQsに流れる二次電流Isを、レベル検出信号Vdscが反転するときのMOSFETQsのドレイン・ソース間電圧の絶対値(|Vds_th|)をMOSFETQsのオン抵抗Ronで除して電流に換算したものと比較して示している。また、しきい値電圧Vds_thについては、上述した式(5)によって計算できる。もしくは、電圧Vds_thを先に決め、他のパラメータを式(5)によって調整することができる。
図4に示すフルブリッジ型のスイッチング電源装置において、駆動回路3では所定のタイミングで交互にオンオフするゲート信号Vga,Vgbを生成し、第1の主スイッチ素子群のMOSFETQa1,Qa2、および第2の主スイッチ素子群のMOSFETQb1,Qb2がトランスTの一次側でゲート信号Vga,Vgbにより交互にスイッチングする。第1の主スイッチ素子群のMOSFETQa1,Qa2がオンするタイミングでは電流Iaが矢印方向に流れ、第2の主スイッチ素子群のMOSFETQb1,Qb2がオンするタイミングでは電流Ibが矢印方向に流れ、それぞれ入力直流電圧Viが共振インダクタLrと共振コンデンサCrを有する直列共振回路に印加される。
2 VCO(電圧制御発振回路)
3 駆動回路
4,41,42 最大オン幅制御回路
5,51,52 同期制御回路
Lr 共振インダクタ
Cr 共振コンデンサ
Qa,Qb、Qa1,Qa2、Qb1,Qb2 MOSFET(主スイッチ素子)
T トランス
CO 出力コンデンサ
LD 負荷
Qs,Qs1,Qs2 MOSFET(同期整流用スイッチ素子)
Ds 内蔵ダイオード
Claims (11)
- 入力直流電圧が直列共振回路に印加され、トランスを介して所定の出力電圧を発生し、負荷に電力供給するスイッチング電源装置において、
電流共振インダクタと電流共振コンデンサを有する直列共振回路と、
交互にオンオフして前記直列共振回路の電流経路を切り換える複数の主スイッチ素子もしくは主スイッチ素子群と、
前記主スイッチ素子もしくは主スイッチ素子群を一次側でオンオフ制御することにより前記直列共振回路から二次側に電流を誘起させるトランスと、
内蔵ダイオードが並列に接続され、それぞれ前記複数の主スイッチ素子もしくは主スイッチ素子群のいずれかに対応してオンオフして前記トランスの二次電流を整流する複数の同期整流用スイッチ素子と、
前記主スイッチ素子もしくは主スイッチ素子群のオンタイミングに同期して前記同期整流用スイッチ素子に対する最大オン幅の開始を指示するとともに、所定時間後に前記最大オン幅の終了を指示する最大オン幅制御回路と、
前記最大オン幅制御回路が前記最大オン幅の開始を指示するタイミング、あるいは前記同期整流用スイッチ素子の端子間電圧信号により検出される前記内蔵ダイオードの導通タイミングのいずれか遅いタイミングに同期して前記同期整流用スイッチ素子をターンオンさせるとともに、前記主スイッチ素子もしくは主スイッチ素子群のオフタイミング、あるいは前記最大オン幅制御回路が前記最大オン幅の終了を指示するタイミングのいずれか早いタイミングに同期して前記同期整流用スイッチ素子をターンオフさせるように、前記同期整流用スイッチ素子のオン期間を制御する同期制御回路と、
を備えたことを特徴とするスイッチング電源装置。 - 前記直列共振回路は、前記トランスのリーケージインダクタンスによって前記電流共振インダクタ、あるいはその一部が構成されていることを特徴とする請求項1記載のスイッチング電源装置。
- 前記主スイッチ素子もしくは主スイッチ素子群は、前記直列共振回路をスイッチング動作させて交流電流を生成するハーフブリッジ型、あるいはフルブリッジ型のコンバータを構成することを特徴とする請求項1記載のスイッチング電源装置。
- 前記同期制御回路では、前記負荷の大きさが定格負荷に対して一定の割合以下である場合に、前記同期整流用スイッチ素子をオンさせないようにしたことを特徴とする請求項1記載のスイッチング電源装置。
- 前記最大オン幅制御回路では、前記最大オン幅の開始を指示してから終了を指示するまでの前記所定時間を変更設定可能としたことを特徴とする請求項1記載のスイッチング電源装置。
- 前記同期整流用スイッチ素子として、MOSFET(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor)を用いたことを特徴とする請求項1記載のスイッチング電源装置。
- 前記内蔵ダイオードは、前記MOSFETの寄生ダイオードであることを特徴とする請求項6記載のスイッチング電源装置。
- 電流共振インダクタと電流共振コンデンサを有する直列共振回路と、交互にオンオフして前記直列共振回路の電流経路を切り換える複数の主スイッチ素子もしくは主スイッチ素子群と、前記主スイッチ素子もしくは主スイッチ素子群を一次側でオンオフ制御することにより前記直列共振回路から二次側に電流を誘起させるトランスと、内蔵ダイオードが並列に接続され、それぞれ前記複数の主スイッチ素子もしくは主スイッチ素子群のいずれかに対応してオンオフして前記トランスの二次電流を整流する複数の同期整流用スイッチ素子と、を有するスイッチング電源装置の制御回路であって、
前記主スイッチ素子もしくは主スイッチ素子群のオンタイミングに同期して前記同期整流用スイッチ素子に対する最大オン幅の開始を指示するとともに、所定時間後に前記最大オン幅の終了を指示する最大オン幅制御回路と、
前記最大オン幅制御回路が前記最大オン幅の開始を指示するタイミング、あるいは前記同期整流用スイッチ素子の端子間電圧信号により検出される前記内蔵ダイオードの導通タイミングのいずれか遅いタイミングに同期して前記同期整流用スイッチ素子をターンオンさせるとともに、前記主スイッチ素子もしくは主スイッチ素子群のオフタイミング、あるいは前記最大オン幅制御回路が前記最大オン幅の終了を指示するタイミングのいずれか早いタイミングに同期して前記同期整流用スイッチ素子をターンオフさせるように、前記同期整流用スイッチ素子のオン期間を制御する同期制御回路と、
を備えたことを特徴とするスイッチング電源制御回路。 - 前記スイッチング電源装置に接続される負荷の大きさが定格負荷に対して一定の割合以下である場合に、前記同期整流用スイッチ素子をオンさせないようにしたことを特徴とする請求項8記載のスイッチング電源制御回路。
- 前記最大オン幅制御回路では、前記最大オン幅の開始を指示してから終了を指示するまでの前記所定時間を変更設定可能としたことを特徴とする請求項8記載のスイッチング電源制御回路。
- 入力直流電圧が電流共振インダクタと電流共振コンデンサを有する直列共振回路に印加され、トランスを介して所定の出力電圧を発生し、負荷に電力供給する場合に、
複数の主スイッチ素子もしくは主スイッチ素子群が、交互にオンオフして前記直列共振回路の電流経路を切り換えるとともに、内蔵ダイオードが並列に接続された複数の同期整流用スイッチ素子を、それぞれ前記複数の主スイッチ素子もしくは主スイッチ素子群のいずれかに対応してオンオフして前記トランスの二次電流を整流するようにしたスイッチング電源装置の制御方法であって、
同期制御回路によって前記同期整流用スイッチ素子のオン期間を制御する際に、
前記主スイッチ素子もしくは主スイッチ素子群のオンタイミングに同期して同期整流用スイッチ素子に対する最大オン幅を開始させるとともに、所定時間後に前記最大オン幅を終了させ、
前記最大オン幅の開始させるタイミング、あるいは前記同期整流用スイッチ素子の端子間電圧信号により検出される前記内蔵ダイオードの導通タイミングのいずれか遅いタイミングに同期して前記同期整流用スイッチ素子をターンオンさせるとともに、前記主スイッチ素子もしくは主スイッチ素子群のオフタイミング、あるいは前記最大オン幅が終了するタイミングのいずれか早いタイミングに同期して前記同期整流用スイッチ素子をターンオフさせるようにしたことを特徴とするスイッチング電源装置の制御方法。
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