JP2010057139A

JP2010057139A - 干渉低減方法および干渉低減装置

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Publication number: JP2010057139A
Application number: JP2008222852A
Authority: JP
Inventors: Riichi Kudo; 理一工藤; Taiji Takatori; 泰司鷹取; Koichi Ishihara; 浩一石原; Takayuki Kobayashi; 孝行小林; Munehiro Matsui; 宗大松井; Masato Mizoguchi; 匡人溝口; Akihide Sano; 明秀佐野; Hidekazu Yamada; 英一山田; Etsushi Yamazaki; 悦史山崎; Yutaka Miyamoto; 宮本　　裕
Original assignee: Nippon Telegraph and Telephone Corp
Current assignee: Nippon Telegraph and Telephone Corp
Priority date: 2008-08-29
Filing date: 2008-08-29
Publication date: 2010-03-11
Anticipated expiration: 2028-08-29
Also published as: JP4933505B2

Abstract

【課題】柔軟なネットワーク設計を妨げることなく、波長分散や、周波数依存の回路特性により生じる干渉電力を低減させる。
【解決手段】シリアル・パラレル変換回路１０２は、分岐された各デジタル信号に固有の遅延量を与え、パラレル信号に変換し、フーリエ変換回路１０３は、周波数領域の信号に変換する。距離情報出力回路１０９は、伝送距離と光ファイバの種類とに基づいて位相回転を推定する。係数乗算回路１０４は、位相回転を補正係数として乗算して周波数による到来時間差を補正し、逆フーリエ変換回路１０５は、補正された周波数領域の信号を時間領域の信号に変換する。信号切り出し回路１０６は、時間領域の信号から、ガードバンド部分を除いた時間領域の信号を切り出し、出力回路１０７は、適切な順番で結合させてシリアル信号に変換して出力する。
【選択図】図１

Description

本発明は、光通信において、波長分散により生じる信号の遅延を補償する干渉除低減方法および干渉除低減装置に関する。

光通信においては、伝搬路である光ファイバによって生じる波長分散が大きな問題となっている。従来、波長分散による信号の遅延は、逆特性を持つ分散補償ファイバを用いることで補償されてきた（例えば、非特許文献１参照）。
「次世代超高速光通信技術 −光デバイス開発への技術的課題と克服策−」，第１版，株式会社技術情報協会，２００３年６月２７日，ｐ．１１２〜ｐ．１１８

しかしながら、上述した従来技術では、光の通信経路ごとに最適な分散補償ファイバを設置する必要があり、経路の変更などの柔軟なネットワーク設計の妨げとなっていた。

本発明はこのような事情を考慮してなされたものであり、その目的は、柔軟なネットワーク設計を妨げることなく、波長分散や、周波数依存の回路特性により生じる干渉電力を低減させることができる干渉除低減方法、及び干渉除低減装置を提供することにある。

本発明は、光ファイバによる光通信における干渉低減方法であって、光信号をデジタル信号に変換するアナログ・デジタル変換ステップと、前記デジタル信号を２つ以上に分岐し、分岐された各デジタル信号に対して、分岐された順番に比例した遅延量を与えた上でパラレル信号に変換するシリアル・パラレル変換ステップと、前記パラレル信号に対してフーリエ変換を行うことにより、周波数領域の信号に変換するフーリエ変換ステップと、前記光ファイバで伝搬してきた距離と信号光波長に対する光ファイバの特性とに基づいて、光ファイバにより生じる波長分散量を推定するもしくは予め記憶し出力する距離情報出力ステップと、前記波長分散量に基づいて、前記フーリエ変換された周波数領域の信号に対し、周波数による到来時間差を補正する第１の補正係数を乗算する係数乗算ステップと、前記第１の補正係数が乗算された周波数領域の信号に対して逆フーリエ変換を行うことにより、時間領域の信号に変換する逆フーリエ変換ステップと、前記逆フーリエ変換された時間領域の信号に対し、ガードバンド部分を除いた時間領域の信号を選択する信号切り出しステップと、前記選択された複数の時間領域の信号を分岐した順番で並べ替えて出力する出力ステップとを含むことを特徴とする干渉低減方法である。

また、本発明は、光ファイバによる光通信における干渉低減方法であって、光信号を異なる周波数帯域の信号に分離する帯域分割ステップと、前記帯域分割された信号をそれぞれデジタル信号に変換し、帯域分割された順番に比例した遅延量を付加するアナログ・デジタル変換ステップと、前記遅延量が付加されたデジタル信号をさらに２つ以上に分岐し、分岐された各デジタル信号に対して、分岐された順番に比例した遅延量を与えた上でパラレル信号に変換するシリアル・パラレル変換ステップと、前記異なる周波数帯域からのパラレル信号を合成し、合成して得られる周波数領域の信号に対してフーリエ変換を行うことにより、周波数領域の信号に変換するフーリエ変換ステップと、前記光ファイバで伝搬してきた距離と信号光波長に対する光ファイバの特性とに基づいて、光ファイバにより生じる波長分散量を推定するもしくは予め記憶し出力する距離情報出力ステップと、前記波長分散量と分岐された周波数帯域でそれぞれ用いた遅延量とに基づいて、前記フーリエ変換された周波数領域の信号に対し、周波数による到来時間差を補正する第１の補正係数を乗算する係数乗算ステップと、前記第１の補正係数が乗算された周波数領域の信号に対して逆フーリエ変換を行うことにより、時間領域の信号に変換する逆フーリエ変換ステップと、前記逆フーリエ変換された時間領域の信号に対し、ガードバンド部分を除いた時間領域の信号を選択する信号切り出しステップと、前記選択された複数の時間領域の信号を分岐した順番で並べ替えて出力する出力ステップとを含むことを特徴とする干渉低減方法である。

また、本発明は、光ファイバによる光通信における干渉低減方法であって、光信号を異なる周波数帯域の信号に分離する帯域分割ステップと、前記帯域分割された信号をそれぞれデジタル信号に変換し、帯域分割された順番に比例した遅延量を付加するアナログ・デジタル変換ステップと、前記遅延量が付加されたデジタル信号をさらに２つ以上に分岐し、分岐された各デジタル信号に固有の遅延量を与えた上で、パラレル信号に変換するシリアル・パラレル変換ステップと、前記各パラレル信号に対してフーリエ変換を行うことにより、周波数領域の信号に変換するフーリエ変換ステップと、前記光ファイバで伝搬してきた距離と信号光波長に対する光ファイバの特性とに基づいて、光ファイバにより生じる波長分散量を推定するもしくは予め記憶し出力する距離情報出力ステップと、前記波長分散量と分岐された周波数帯域でそれぞれ用いた遅延量とに基づいて、前記フーリエ変換された周波数領域の信号に対して、周波数による到来時間差を補正する第１の補正係数を乗算する係数乗算ステップと、前記第１の補正係数が乗算された周波数領域の信号に対して逆フーリエ変換を行うことにより、時間領域の信号に変換する逆フーリエ変換ステップと、前記逆フーリエ変換された時間領域の信号に対し、ガードバンド部分を除いた時間領域の信号を選択する信号切り出しステップと、前記選択された複数の時間領域の信号を分岐した順番で並べ替えて出力する出力ステップとを含むことを特徴とする干渉低減方法である。

また、本発明の干渉低減方法において、前記係数乗算ステップは、前記推定された波長分散量による到来時間差を補正する第１の補正係数に加えて、前記フーリエ変換された周波数領域の信号に対し、回路の周波数通過特性を補正する第２の補正係数を乗算することを特徴とする。

また、本発明の干渉低減方法において、前記帯域分割ステップを実行する前に、前記アナログ・デジタル変換ステップは光信号をデジタル信号に変換し、前記帯域分割ステップは、前記アナログ・デジタル変換ステップで変換した前記デジタル信号を、デジタルフィルタにより、２つ以上の異なる周波数帯域の信号に分離することを特徴とする。

また、本発明の干渉低減方法において、前記アナログ・デジタル変換ステップは、前記帯域分割された信号に対し、中心周波数に応じて周波数変換を行うことにより低周波の信号に変換し、該低周波の信号をデジタル信号に変換し、前記逆フーリエ変換ステップは、前記第１の補正係数が乗算された周波数領域の信号に対し、前記中心周波数に応じて元の周波数の順番に並べ替えた上で、逆フーリエ変換を行うことにより、時間領域の信号に変換することを特徴とする。

また、本発明は、光ファイバによる光通信における干渉低減装置であって、光信号を異なる周波数帯域の信号に分離する帯域分割回路と、前記帯域分割された信号をそれぞれデジタル信号に変換し、帯域分割された順番に比例した遅延量を付加するアナログ・デジタル変換回路と、前記遅延量が付加されたデジタル信号をさらに２つ以上に分岐し、分岐された各デジタル信号に固有の遅延量を与えた上で、パラレル信号に変換するシリアル・パラレル変換回路と、前記パラレル信号に対してフーリエ変換を行うことにより、周波数領域の信号に変換するフーリエ変換回路と、前記光ファイバで伝搬してきた距離と信号光波長に対する光ファイバの特性とに基づいて、光ファイバにより生じる波長分散量を推定する距離情報出力回路と、前記推定された波長分散量に基づいて、前記フーリエ変換された周波数領域の信号に対し、周波数による到来時間差を補正する第１の補正係数を乗算する係数乗算回路と、前記第１の補正係数が乗算された周波数領域の信号に対して逆フーリエ変換を行うことにより、時間領域の信号に変換する逆フーリエ変換回路と、前記逆フーリエ変換された時間領域の信号に対し、ガードバンド部分を除いた時間領域の信号を選択する信号切り出し回路と、前記選択された複数の時間領域の信号を適切な順番で並べ替えて出力する出力回路と、を備えることを特徴とする干渉低減装置である。

この発明によれば、受信信号をパラレル信号に分割し、遅延処理により必要なタイムスロットを抜き出し、光ファイバの波長分散量と回路の周波数依存特性とに基づく、補正係数を乗じて補正するようにしたので、波長分散や、周波数依存の回路特性により生じる干渉電力を低減させることができる。また、周波数帯域毎に分割してから上記処理を施すことで、時間領域、及び周波数領域で分割された並列信号処理により、１処理ブロックでの演算量を抑えることができ、波長分散による信号間干渉の影響を低減することができる。

以下、本発明の一実施形態について図面を参照して説明する。

Ａ．第１実施形態
まず、本発明の第１の実施形態の第１の形態について説明する。
図１は、本発明の第１の実施形態による送信部の構成を示すブロック図である。図１において、１０１はアナログ・デジタル変換回路、１０２−１〜１０２−Ｋはシリアル・パラレル変換回路、１０３−１〜１０３−Ｋはフーリエ変換回路、１０４−１〜１０４−Ｋは係数乗算回路、１０５−１〜１０５−Ｋは逆フーリエ変換回路、１０６−１〜１０６−Ｋは信号切り出し回路、１０７は出力回路、１０９は距離情報出力回路である。ここでは、Ｋは、分岐数を示す。

光信号が受信されると、アナログ・デジタル変換回路１０１において、デジタル信号に変換される。この際、光信号を直接電気信号であるデジタル信号に変換しても、光信号を一旦、電気信号に変換した後、デジタル信号に変換してもよい。デジタル信号に変換された後、デジタル信号は、Ｋ個に分岐され、シリアル・パラレル変換回路１０２−１〜１０２−Ｋに入力される。シリアル・パラレル変換回路１０２−１〜１０２−Ｋは、入力された信号にＴ_ｄ（１）〜Ｔ_ｄ（Ｋ）の遅延をそれぞれ与え、異なる位置のシリアル信号をパラレル信号に変換する。

ここで、Ｎ_ｆポイントの受信信号毎にフーリエ変換を行うとし、入力された信号をｓ（ｔ）と表すものとする。ｔは受信タイミングである。ここで、ｉ番目のシリアル・パラレル変換回路１０２−ｉで与えられる遅延Ｔ_ｄ（ｉ）を、遅延ステップ幅Ｔ_ｄ０を用いてＴ_ｄ０×（ｉ−１）と定義すると、ｉ番目のシリアル・パラレル変換回路１０２−ｉは、ｓ（Ｔ_０＋（ｉ−１）Ｔ_ｄ０−Ｔ_ｇ）〜ｓ（Ｔ_０＋（ｉ−１）Ｔ_ｄ０＋Ｎ_ｆ−Ｔ_ｇ−１）のＮ_ｆの信号をパラレル信号として、フーリエ変換回路１０３−ｉに出力する。

ここで、Ｎ_ｆはフーリエ変換で考慮するポイント数、Ｔ_ｇは切り出し回路で用いるガードバンド長であり、Ｎ_ｆ−２Ｔ_ｇ≧Ｔ_ｄ０を満たす。Ｔ_０は任意の数をとることができ、本説明においては、干渉が低減される信号の先頭位置となる受信タイミングとする。

フーリエ変換回路１０３−ｉは、入力されたパラレル信号に対し、フーリエ変換を行い、周波数領域の信号ｓ_ｆ（Ｔ_０＋（ｉ−１）Ｔ_ｄ０，Ｆ_０−（Ｎ_ｆ／２−１）Ｆ_ｗ）、…、ｓ_ｆ（Ｔ_０＋（ｉ−１）Ｔ_ｄ０，Ｆ_０）、…、ｓ_ｆ（Ｔ_０＋（ｉ−１）Ｔ_ｄ０，Ｆ_０＋（Ｎ_ｆ／２）Ｆ_ｗ）に変換する。ここで、ｓ_ｆ（ｔ，ｆ）はガードバンドを除く先頭位置受信タイミングｔ、周波数ｆに対応する周波数領域の信号である。Ｆ_０は中心周波数、Ｆ_ｗは周波数チャネルの周波数帯域幅である。

距離情報出力回路１０９は、光信号の伝送距離情報と光ファイバの種類の情報とを用いて、波長分散量を推定する。光の波長に対して、到来時間のずれ、すなわち、位相の回転量は、伝送距離と光ファイバとの種類から計算することができ、例えば、次式（１）で周波数ｆのキャリアにおける位相回転を与えることができる。なお、位相の回転量の計算については、例えば、文献「Govind P. Agrawal, “Nonlinear fiber optics,” Academic press, 2006」に記載されている。

ここで、Ｌは伝送距離［ｋｍ］、λは波長［ｎｍ］、ｃは光速３×１０^−７［ｋｍ／ｐｓ］、Ｄは波長分散係数［ｐｓ／ｎｍ／ｋｍ］、Ｄ_{ｓｌｏｐｅ}は分散スロープ係数［ｐｓ／ｎｍ^２／ｋｍ］、ｆ_ｃは光キャリアの周波数である。波長分散、及び分散スロープは、光ファイバの種類によって固有の値であるため、用いている光の波長λと光ファイバの伝送距離Ｌが分かれば、位相回転を推定可能である。数式（１）において、波長分散による影響が大きいファイバでは、Ｄ_{ｓｌｏｐｅ}＝０として位相回転を推定したり、波長スロープによる影響が大きいファイバでは、Ｄ＝０として位相回転を推定したりすることもできる。距離情報出力回路１０９は、このようにして推定された位相回転を係数乗算回路１０４−１〜１０４−Ｋに出力する。なお、距離情報出力回路１０９は、予め記憶部（図示せず）に記憶している波長分散量を出力するようにしてもよい。

係数乗算回路１０４−ｉは、距離情報出力回路１０９から入力された位相回転ｇ（ｆ）の複素共役を補正係数として周波数領域の信号に乗算することで、光の周波数による到来時間差を補正する。得られる周波数領域の信号は、次式（２）で表せる。

上添え字＊は複素共役数を表す。数式（２）で補正されたｓ_ｆ´（Ｔ_０＋（ｉ−１）Ｔ_ｄ０，Ｆ_０−（Ｎ_ｆ／２−１）Ｆ_ｗ）、…、ｓ_ｆ´（Ｔ_０＋（ｉ−１）Ｔ_ｄ０，Ｆ_０）、…、ｓ_ｆ´（Ｔ_０＋（ｉ−１）Ｔ_ｄ０，Ｆ_０＋（Ｎ_ｆ／２）Ｆ_ｗ）を逆フーリエ変換回路１０５−ｉへ出力する。

逆フーリエ変換回路１０５−ｉは、入力された信号ｓ_ｆ´（Ｔ_０＋（ｉ−１）Ｔ_ｄ０，Ｆ_０−（Ｎ_ｆ／２−１）Ｆ_ｗ）、…、ｓ_ｆ´（Ｔ_０＋（ｉ−１）Ｔ_ｄ０，Ｆ_０）、…、ｓ_ｆ´（Ｔ_０＋（ｉ−１）Ｔ_ｄ０，Ｆ_０＋（Ｎ_ｆ／２）Ｆ_ｗ）を、再び、時間領域の信号に変換し、ｓ´（Ｔ_０＋（ｉ−１）Ｔ_ｄ０−Ｔｇ）〜ｓ´（Ｔ_０＋（ｉ−１）Ｔ_ｄ０＋Ｎ_ｆ−Ｔ_ｇ−１）を演算し、信号切り出し回路１０６−ｉに出力する。

信号切り出し回路１０６−ｉは、入力された信号から前後のＴ_ｇに対応するデータ（ガードバンド部分）を削除し、ｓ´（Ｔ_０＋（ｉ−１）Ｔ_ｄ０）〜ｓ´（Ｔ_０＋（ｉ−１）Ｔ_ｄ０＋Ｎ_ｆ−２Ｔ_ｇ−１）のＮ_ｆ−２Ｔ_ｇの信号を出力回路１０７に出力する。

出力回路１０７は、信号切り出し回路１０６−１〜１０６−Ｋから入力される信号を合成してシリアル信号に変換する。Ｎ_ｆ−２Ｔ_ｇ＝Ｔ_ｄ０を満たす場合には、信号切り出し回路１０６−１、１０６−２、…、１０６−Ｋからは、ｓ´（Ｔ_０）〜ｓ´（Ｔ_０＋Ｔ_ｄ０−１）、ｓ´（Ｔ_０＋Ｔ_ｄ０）〜ｓ´（Ｔ_０＋２Ｔ_ｄ０−１）、…、ｓ´（Ｔ_０＋（Ｋ−１）Ｔ_ｄ０）〜ｓ´（Ｔ_０＋ＫＴ_ｄ０−１）が入力され、これらの信号をシリアル信号に並べ替えることで、ｓ´（Ｔ_０）〜ｓ´（Ｔ_０＋ＫＴ_ｄ０−１）を得ることができる。得られた信号は、波長分散による到来遅延の補正を受けているため、波長分散の影響を除去された上で出力されることとなる。

また、一度に、ＫＴ_ｄ０の信号を処理するため、ガードバンド長Ｔ_ｇを付加したＴ_０＋ＫＴ_ｄ０−Ｔ_ｇ〜Ｔ_０＋Ｎ_ｆ＋（Ｋ−１）ＫＴ_ｄ０＋ＫＴ_ｄ０−Ｔ_ｇ−１の受信タイミングに対応する信号を、シリアル・パラレル変換回路１０２−１〜１０２−Ｋへ出力することで連続的に処理できる。

図２は、本第１の実施形態において、Ｋ＝２として、Ｔ_ｇ＝４、Ｔ_ｄ０＝８、Ｎ_ｆ＝１６とした場合における、受信信号の流れを表したシーケンス図である。図２では、受信タイミングＴ_０以降の信号の波長分散を補償する様子が示されている。受信信号は、ｓ（Ｔ_０）〜ｓ（Ｔ_０＋１５）を第１ブロック、ｓ（Ｔ_０＋１６）〜ｓ（Ｔ_０＋３１）を第２ブロック、ｓ（Ｔ_０＋３２）〜ｓ（Ｔ_０＋４７）を第３ブロックとして、Ｎ_ｆ信号ごとに順次処理されるものとする。図示の受信信号系列において、受信信号が斜めに傾いているのは、波長分散により、周波数成分に応じて到来時間が異なることを簡易に示すためである。波長分散係数を正と仮定し、高周波成分が先に到来していることを示しており、例えば、受信タイミングＴ_０に注目すると、第０ブロックの信号と、第１ブロックの信号とが混ざって受信されており、これが干渉を生じて信号品質が劣化する。

まず、第１ブロックの受信信号の補正に注目すると、受信された信号系列に対し、ステップＳ１−１は、ｓ（Ｔ_０−４）〜ｓ（Ｔ_０＋１１）を取得する。ステップＳ２−１は、同じ受信系列信号に遅延Ｔ_ｄ０＝８を付加し、ｓ（Ｔ_０＋４）〜ｓ（Ｔ_０＋１９）を取得する。ステップＳ１−２とステップＳ２−２では、それぞれ、ｓ（Ｔ_０−４）〜ｓ（Ｔ_０＋１１）と、ｓ（Ｔ_０＋４）〜ｓ（Ｔ_０＋１９）とにフーリエ変換を行い、周波数領域信号ｓ_ｆ（Ｔ_０，−８Ｆ_ｗ）〜ｓ_ｆ（Ｔ_０，７Ｆ_ｗ）、ｓ_ｆ（Ｔ_０＋８，−８Ｆ_ｗ）〜ｓ_ｆ（Ｔ_０＋８，７Ｆ_ｗ）をそれぞれ得る。ここで、中心周波数Ｆ_０＝０として表記している。

ステップＳ１−３とステップＳ２−３とでは、それぞれ、数式（１）から算出した位相回転補正を、数式（２）のように乗算し、補正周波数領域信号ｓ_ｆ´（Ｔ_０，−８Ｆｗ）〜ｓ_ｆ´（Ｔ_０，７Ｆ_ｗ）、ｓ_ｆ´（Ｔ_０＋８，−８Ｆ_ｗ）〜ｓ_ｆ´（Ｔ_０＋８，７Ｆ_ｗ）を得る。ステップＳ１−４とステップＳ２−４とでは、それぞれ、逆フーリエ変換を行い、ｓ´（Ｔ_０−４）〜ｓ´（Ｔ_０＋１１）とｓ´（Ｔ_０＋４）〜ｓ´（Ｔ_０＋１９）とを算出する。

ステップＳ１−５とステップＳ２−５とでは、ガードバンドＴ_ｇ＝４を取り除き、ｓ´（Ｔ_０）〜ｓ´（Ｔ_０＋７）と、ｓ´（Ｔ_０＋８）〜ｓ´（Ｔ_０＋１５）とをそれぞれ得る。得られた信号をシリアル信号に変換することで、ｓ´（Ｔ_０）〜ｓ´（Ｔ_０＋７）と、ｓ´（Ｔ_０＋８）〜ｓ´（Ｔ_０＋１５）とを得ることができる。また、続けて、Ｔ_０＝Ｔ_０＋１６として、第２ブロックの受信信号を処理することで、連続的に全ての受信された信号系列を補正可能である。また、Ｎ_ｆ−２Ｔ_ｇ＞Ｔ_ｄ０とすることで、切り出してくる信号領域を重複させることもできる。

図３は、図２に示す干渉低減方法の構成例において、Ｔ_ｇを２とした場合の信号の重複領域を示す概念図である。重複領域において、ｓ´（Ｔ_０＋５）〜ｓ´（Ｔ_０＋８）が第１の信号切り出し回路（例えば、図１の信号切り出し回路１０６−１）と第２の信号切り出し回路（例えば、図１の信号切り出し回路１０６−２）とで重複して出力されている。ここで、区別するために、第１の信号切り出し回路から得られた信号をｓ_１´（Ｔ_０＋５）〜ｓ_１´（Ｔ_０＋８）、第２の信号切り出し回路から得られた信号をｓ_２´（Ｔ_０＋５）〜ｓ_２´（Ｔ_０＋８）と表記する。出力回路１０７は、ここで重複領域がある場合、これらの信号を次式（３）に従って加算して出力する。

ここでｗ_ｋ，１とｗ_ｋ，２は、重み付けの値であり、等電力合成では、ｗ_ｋ，１＝ｗ_ｋ，２＝１／√２として与える。または、境界領域に近い方が雑音や干渉の影響を受けるため、切り捨てられる受信信号（斜線部）との境界からの距離が近い信号に小さい重み付けを行い、境界から遠い信号に大きい重み付けを行うことができる。

図３を例にとると、ｓ_１´（Ｔ_０＋５）、ｓ_１´（Ｔ_０＋６）、ｓ_１´（Ｔ_０＋７）、ｓ_１´（Ｔ_０＋８）は、それぞれ、切り捨てられる受信信号（斜線部）からの距離が４、３、２、１となっており、ｓ_２´（Ｔ_０＋５）、ｓ_２´（Ｔ_０＋６）、ｓ_２´（Ｔ_０＋７）、ｓ_２´（Ｔ_０＋８）は、それぞれ、切り捨てられる受信信号（斜線部）からの距離が１、２、３、４となっている。信号ｓ´（Ｔ_０＋ｋ）は、次式（４）で与えられる。

ここで、ｄ_１，ｋ、及びｄ_２，ｋは、それぞれ、第１の信号切り出し回路から切り出された信号の境界からの距離、第２の信号切り出し回路から切り出された信号の境界からの距離であり、ｗ（ｄ_１，ｋ）^２＋ｗ（ｄ_２，ｋ）^２＝１、ａ＞ｂであれば、ｗ（ａ）＞ｗ（ｂ）である。

ｗ（ｄ）の決定方法としては、上記ルールに従って予めウエイトを決定しておくこともできるし、通信条件に応じて適応的に変更することもできる。送信された既知信号部分や、復号後の信号を用いることで、実際に切り出し境界付近の雑音と干渉電力の分布を測定し、信号対干渉雑音比（ＳＩＮＲ）から、最大比合成による信号合成を用いることもできる。あるいは、いくつかのウエイトパターンを予め決めておき、信号対雑音干渉比の粗推定を行い、用いるウエイトを選択することもできる。

以下、本発明の第１の実施形態の第２の形態について、図１を参照して説明する。光信号が受信されると、アナログ・デジタル変換回路１０１において、デジタル信号に変換される。この際、光信号を直接デジタル信号に変換しても、光信号を電気信号に変換した後デジタル信号に変換してもよい。デジタル信号に変換された後、デジタル信号は、Ｋ個に分岐され、シリアル・パラレル変換回路１０２−１〜１０２−Ｋに入力される。シリアル・パラレル変換回路１０２−１〜１０２−Ｋは、入力された信号に０〜（ｋ−１）Ｔ_０のＴ_０ずつのずれを持つ遅延を与え、遅延Ｔ_０分のシリアル信号をパラレル信号に変換する。

ここで、入力された信号をｓ（ｔ）と表すものとする。ｔは受信タイミングとする。ｉ番目のシリアル・パラレル変換回路１０２−ｉは、ｓ（Ｔ_０＋（ｉ−１）Ｔ_ｄ０）〜ｓ（Ｔ_０＋ｉＴ_ｄ０−１）のＴ_０の信号をパラレル信号として、フーリエ変換回路１０３−ｉに出力する。

フーリエ変換回路１０３−ｉは、入力されたＴ_０のパラレル信号の前後に０を付加し、［０，・・・，０，ｓ（Ｔ_０＋（ｉ−１）Ｔ_ｄ０），・・・，ｓ（Ｔ_０＋ｉＴ_ｄ０−１），０，・・・，０］のＮ_ｆポイントの信号にフーリエ変換を行う。Ｔ_０は任意の数をとることができ、本説明においては、干渉を除去される信号の先頭位置となる受信タイミングとする。

距離情報出力回路１０９は、光信号の伝送距離情報と光ファイバの種類の情報とを用いて、波長分散量を推定する。続いて、係数乗算回路１０４−ｉは、数式（２）のように周波数領域の信号に係数を乗算し、波長分散の補償を行う。

数式（２）で補正されたｓ_ｆ´（Ｔ_０＋（ｉ−１）Ｔ_ｄ０，Ｆ_０−（Ｎ_ｆ／２−１）Ｆ_ｗ）、…、ｓ_ｆ´（Ｔ_０＋（ｉ−１）Ｔ_ｄ０，Ｆ_０）、…、ｓ_ｆ´（Ｔ_０＋（ｉ−１）Ｔ_ｄ０，Ｆ_０＋（Ｎ_ｆ／２）Ｆ_ｗ）を逆フーリエ変換回路１０５−ｉへ出力する。

逆フーリエ変換回路１０５−ｉは、入力された信号ｓ_ｆ´（Ｔ_０＋（ｉ−１）Ｔ_ｄ０，Ｆ_０−（Ｎ_ｆ／２−１）Ｆ_ｗ）、…、ｓ_ｆ´（Ｔ_０＋（ｉ−１）Ｔ_ｄ０，Ｆ_０）、…、ｓ_ｆ´（Ｔ_０＋（ｉ−１）Ｔ_ｄ０，Ｆ_０＋（Ｎ_ｆ／２）Ｆ_ｗ）を、再び、時間領域の信号に変換し、ｓ´（Ｔ_０＋（ｉ−１）Ｔ_ｄ０−Ｔ_ｄ１）〜ｓ´（Ｔ_０＋（ｉ−１）Ｔ_ｄ０＋Ｔ_ｄ２−１）を演算し、信号切り出し回路１０６−ｉに出力する。ここで、Ｔ_ｄ１とＴ_ｄ２はそれぞれフーリエ変換回路１０３−ｉが信号の前に付加した０の数および信号の後に付加した０の数である。

第１の実施形態の第２の形態では、信号切り出し回路１０６−ｉは、入力された信号を出力回路１０７に出力する。出力回路１０７は入力された信号を合成して出力する。ここで、ｉ番目の信号切り出し回路１０６−ｉから入力された信号をｓ_ｉ´（ｔ）とすると、出力回路１０７はｓ´（ｔ）＝（ｓ_１´（ｔ）＋ｓ_２´（ｔ）＋・・・＋ｓ_Ｋ´（ｔ））を算出し、出力する。ここで、対応するｔがない場合ｓ_ｉ´（ｔ）は０として計算する。ｉ番目の信号切り出し回路１０６−ｉからは、Ｔ_０＋（ｉ−１）Ｔ_ｄ０〜Ｔ_０＋（ｉ−１）Ｔ_ｄ０＋Ｔ_ｄ２−１に対応する時間ｔの信号が出力されるため、必ずしもｔの信号がＫ個入力されるわけではなく、Ｋ´≦Ｋとなる。得られた信号は、波長分散による到来遅延の補正を受けているため、波長分散の影響を除去された上で出力されることとなる。

また、一度に、ＫＴ_ｄ０の信号を処理するため、Ｔ_０＋ＫＴ_０〜Ｔ_０＋２ＫＴ_０−１の受信タイミングに対応する信号を、シリアル・パラレル変換回路１０２−１〜１０２−Ｋへ出力することで連続的に処理できる。

図４は、第１の実施形態の第２の形態において、Ｋ＝２として、Ｔ_ｄ０＝８、Ｎ_ｆ＝１６、Ｔ_ｄ１＝Ｔ_ｄ２＝４とした場合における、受信信号の流れを表したシーケンス図である。図４では、受信タイミングＴ_０以降の信号の波長分散を補償する様子が示されている。受信信号は、ｓ（Ｔ_０）〜ｓ（Ｔ_０＋１５）を第１ブロック、ｓ（Ｔ_０＋１６）〜ｓ（Ｔ_０＋３１）を第２ブロック、ｓ（Ｔ_０＋３２）〜ｓ（Ｔ_０＋４７）を第３ブロックとして、Ｎ_ｆ信号ごとに順次処理されるものとする。

まず、第１ブロックの受信信号の補正に注目すると、受信された信号系列に対し、ステップＳ１−１は、ｓ（Ｔ_０）〜ｓ（Ｔ_０＋７）を取得し、さらに前後に４つずつの０信号を付加する。ステップＳ２−１は、同じ受信系列信号に遅延Ｔ_ｄ０＝８を付加し、ｓ（Ｔ_０＋８）〜ｓ（Ｔ_０＋１５）を取得し前後に４つずつの０信号を付加する。ステップＳ１−２とステップＳ２−２では、それぞれ、［０，・・・，０，ｓ（Ｔ_０），・・・，ｓ（Ｔ_０＋７），０，・・・，０］と、［０，・・・，０，ｓ（Ｔ_０＋８），・・・，ｓ（Ｔ_０＋１５），０，・・・，０］とにフーリエ変換を行い、周波数領域信号ｓ_ｆ（Ｔ_０，−８Ｆ_ｗ）〜ｓ_ｆ（Ｔ_０，７Ｆ_ｗ）、ｓ_ｆ（Ｔ_０＋８，−８Ｆ_ｗ）〜ｓ_ｆ（Ｔ_０＋８，７Ｆ_ｗ）をそれぞれ得る。ここで、中心周波数Ｆ_０＝０として表記している。

ステップＳ１−５では、同じ時間に対応する信号を加算し、ｓ´（Ｔ_０）〜ｓ´（Ｔ_０＋７）を得る。信号ｓ´（Ｔ_０＋８）〜ｓ´（Ｔ_０＋１５）は、第２のブロックについて再びステップＳ１−１から処理を行い、第２のブロックにおけるｓ´（Ｔ_０＋８）〜ｓ´（Ｔ_０＋１５）と加算を行うことで得ることができる。

ただし、図３から分かるように、第１の実施形態の第２の形態では、ｓ´（Ｔ_０）、ｓ´（Ｔ_０＋１）の信号の高周波成分が第０ブロックにもれこんでいるため、第０ブロックを考慮せず、第１の実施形態の第１の形態と同様の効果を得るには、Ｔ_０を第１の実施形態の第１の形態より小さく設定する必要がある。

Ｂ．第２の実施形態
次に、本発明の第２の実施形態について説明する。
図５は、本発明の第２の実施形態による送信部の構成を示すブロック図である。図５において、２００は帯域分割回路、２０１−１〜２０１−Ｂはアナログ・デジタル変換回路、２０２−１−１〜２０２−Ｋ−Ｂはシリアル・パラレル変換回路、２０３−１〜２０３−Ｋはフーリエ変換回路、２０４−１〜２０４−Ｋは係数乗算回路、２０５−１〜２０５−Ｋは逆フーリエ変換回路、２０６−１〜２０６−Ｋは信号切り出し回路、２０７は出力回路、２０９は距離情報出力回路である。

光信号が受信されると、帯域分割回路２００は、受信信号をＢ個に分岐し、それぞれハイパスフィルタ、バンドパスフィルタ、ローパスフィルタのいずれかを用いて、１〜Ｂ番目の周波数帯域に対応する受信信号を形成し、アナログ・デジタル変換回路２０１−１〜２０１−Ｂに出力する。この際、光信号にフィルタを用いても、光信号を電気信号に変換した後、フィルタを用いてもよい。アナログ・デジタル変換回路２０１−１〜２０１−Ｂは、距離情報出力回路２０９より入力された距離に応じて、デジタル信号に付加する遅延Ｔ_Ｂ（１）〜Ｔ_Ｂ（Ｂ）を決定する。

アナログ・デジタル変換回路２０１−１〜２０１−Ｂは、入力されたアナログ信号をデジタル信号に変換し、遅延分だけ信号をずらし、デジタル信号をＫ個に分岐し、シリアル・パラレル変換回路２０２−１−１〜２０２−Ｋ−Ｂに出力する。各周波数帯域におけるｉ番目のシリアル・パラレル変換回路２０２−ｉ−１〜２０２−ｉ−Ｂは、入力された信号にさらにＴ_ｄ（ｉ）の遅延を与え、異なる位置のシリアル信号をパラレル信号に変換する。

ここで、ｍ番目のアナログ・デジタル変換回路２０１−ｍで付加される遅延Ｔ_Ｂ（ｍ）をＴ_Ｂ０×（ｍ−１）、各周波数帯域におけるｉ番目のシリアル・パラレル変換回路２０２−ｉ−１〜２０２−ｉ−Ｂで付加される遅延Ｔ_ｄ（ｉ）をＴ_ｄ０×（ｉ−１）とすると、ｍ番目の周波数帯域におけるｉ番目のシリアル・パラレル変換回路２０２−ｉ−ｍは、ｓ（Ｔ_０＋（ｍ−１）Ｔ_Ｂ０＋（ｉ−１）Ｔ_ｄ０−Ｔ_ｇ）〜ｓ（Ｔ_０＋（ｍ−１）Ｔ_Ｂ０＋（ｉ−１）Ｔ_ｄ０＋Ｎ_ｆ−Ｔ_ｇ−１）のＮ_ｆの信号をパラレル信号として、フーリエ変換回路２０３−ｉに出力する。ここで、Ｎ_ｆはフーリエ変換で考慮するポイント数、Ｔ_ｇは切り出し回路で用いるガードバンド長であり、Ｎ_ｆ−２Ｔ_ｇ≧Ｔ_ｄ０を満たす。Ｔ_０は任意の数をとることができ、本説明においては、干渉が低減される信号の先頭位置となる受信タイミングとする。

フーリエ変換回路２０３−ｉは、シリアル・パラレル変換回路２０２−ｉ−１〜２０２−ｉ−Ｂから入力されるＢ個のパラレル信号を合成し、得られるＮ_ｆ個のパラレル信号にフーリエ変換を行い、周波数領域の信号ｓ_ｆ（Ｔ_０＋（ｉ−１）Ｔ_ｄ０，Ｆ_０−（Ｎ_ｆ／２−１）Ｆ_ｗ）、…、ｓ_ｆ（Ｔ_０＋（ｉ−１）Ｔ_ｄ０，Ｆ_０）、…、ｓ_ｆ（Ｔ_０＋（ｉ−１）Ｔ_ｄ０，Ｆ_０＋（Ｎ_ｆ／２）Ｆ_ｗ）を得る。ここで、ｓ_ｆ（ｔ，ｆ）は、ガードバンドを除く先頭位置受信タイミングｔ、周波数ｆに対応する受信信号である。Ｆ_０は中心周波数、Ｆ_ｗは周波数チャネルの周波数帯域幅である。

距離情報出力回路２０９は、光信号の伝送距離情報と光ファイバの種類の情報とを用いて、波長分散量を推定する。光の波長に対して、到来時間のずれ、すなわち、位相の回転量は、伝送距離と光ファイバの種類とから計算することができ、数式（１）で周波数ｆのキャリアにおける位相回転を与えることができる。

本第２の実施形態では、周波数帯域毎にフーリエ変換位置が異なるため、フーリエ変換位置補正係数を更に乗算する必要がある。補正係数ｈ（ｆ，ｍ）は、次式（５）で表わすことができる。

係数乗算回路２０４−ｉは、距離情報出力回路２０９から入力された位相回転ｇ（ｆ）の複素共役、及びアナログ・デジタル変換回路２０１−ｉで与えられた遅延に対する補正係数ｈ（ｆ，ｍ）を補正係数として周波数領域の信号に乗算することで、光の周波数による到来時間差を補正する。得られる周波数領域の信号は、次式（６）で表わされる。

上添え字＊は複素共役数を表す。数式（６）で補正されたｓ_ｆ´（Ｔ_０＋（ｉ−１）Ｔ_ｄ０，Ｆ_０−（Ｎ_ｆ／２−１）Ｆ_ｗ）、…、ｓ_ｆ´（Ｔ_０＋（ｉ−１）Ｔ_ｄ０，Ｆ_０）、…、ｓ_ｆ´（Ｔ_０＋（ｉ−１）Ｔ_ｄ０，Ｆ_０＋（Ｎ_ｆ／２）Ｆ_ｗ）を逆フーリエ変換回路２０５−ｉへ出力する。

逆フーリエ変換回路２０５−ｉは、入力された信号ｓ_ｆ´（Ｔ_０＋（ｉ−１）Ｔ_ｄ０，Ｆ_０−（Ｎ_ｆ／２−１）Ｆ_ｗ）、…、ｓ_ｆ´（Ｔ_０＋（ｉ−１）Ｔ_ｄ０，Ｆ_０）、…、ｓ_ｆ´（Ｔ_０＋（ｉ−１）Ｔ_ｄ０，Ｆ_０＋（Ｎ_ｆ／２）Ｆ_ｗ）を、再び、時間領域の信号に変換し、ｓ´（Ｔ_０＋（ｉ−１）Ｔ_ｄ０−Ｔ_ｇ）〜ｓ´（Ｔ_０＋（ｉ−１）Ｔ_ｄ０＋Ｎ_ｆ−Ｔ_ｇ−１）を演算し、信号切り出し回路２０６−ｉに出力する。

信号切り出し回路２０６−ｉは、入力された信号から前後のＴ_ｇに対応するデータ（ガードバンド部分）を削除し、ｓ´（Ｔ_０＋（ｉ−１）Ｔ_ｄ０）〜ｓ´（Ｔ_０＋（ｉ−１）Ｔ_ｄ０＋Ｎ_ｆ−２Ｔ_ｇ−１）のＮ_ｆ−２Ｔ_ｇの信号を出力回路２０７に出力する。

出力回路２０７は、信号切り出し回路２０６−１〜２０６−Ｋから入力される信号を合成してシリアル信号に変換する。Ｎ_ｆ−２Ｔ_ｇ＝Ｔ_ｄ０を満たす場合には、信号切り出し回路２０６−１、２０６−２、…、２０６−Ｋからは、ｓ´（Ｔ_０）〜ｓ´（Ｔ_０＋Ｔ_ｄ０−１）、ｓ´（Ｔ_０＋Ｔ_ｄ０）〜ｓ´（Ｔ_０＋２Ｔ_ｄ０−１）、…、ｓ´（Ｔ_０＋（Ｋ−１）Ｔ_ｄ０）〜ｓ´（Ｔ_０＋ＫＴ_ｄ０−１）が入力され、これらの信号をシリアル信号に並べ替えることで、ｓ´（Ｔ_０）〜ｓ´（Ｔ_０＋ＫＴ_ｄ０−１）を得ることができる。得られた信号は、波長分散による到来遅延の補正を受けているため、波長分散の影響を除去された上で出力されることとなる。また、一度にＫＴ_ｄ０の信号を処理するため、Ｔ_０＋ＫＴ_ｄ０からの信号を復号することで、受信信号を連続的に処理することが可能である。

上述した第２の実施形態を用いることで、波長分散による信号の時間的な広がりを低減することが可能である。よって、距離情報出力回路２０９は、伝送距離に応じて、各アナログ・デジタル変換回路２０１−１〜２０１−Ｂで与える遅延Ｔ_Ｂ（ｍ）の大きさを指定できる。例えば、伝送距離に応じて、対応する遅延Ｔ_Ｂ（ｍ）を与える表を予め用意し、この表のルールに従ってＴ_Ｂ（ｍ）を決定できる。

また、帯域分割回路２００で分割する周波数帯域の数Ｂも、距離情報出力回路２０９により指定できる。よって、距離情報出力回路２０９は、伝送距離に応じて、各アナログ・デジタル変換回路２０１−１〜２０１−Ｂで与える遅延Ｔ_Ｂ（ｍ）の大きさを指定できる。例えば、伝送距離に応じて、帯域分割数Ｂを与える表を予め用意し、この表のルールに従ってＢを決定できる。あるいは、帯域分割数Ｂと遅延Ｔ_Ｂ（ｍ）とを与える表を予め用意し、この表のルールに従ってＢとＴ_Ｂ（ｍ）を決定できる。

図６は、本第２の実施形態において、Ｋ＝２として、Ｂ＝２、Ｔ_ｇ＝４、Ｔ_ｄ０＝８、Ｔ_Ｂ０＝１、Ｎ_ｆ＝１６とした場合における、受信信号の流れを表したシーケンス図である。図６には、受信タイミングＴ_０以降の信号の波長分散を補償する様子が示されている。受信信号はｓ（Ｔ_０）〜ｓ（Ｔ_０＋１５）を第１ブロック、ｓ（Ｔ_０＋１６）〜ｓ（Ｔ_０＋３１）を第２ブロック、ｓ（Ｔ_０＋３２）〜ｓ（Ｔ_０＋４７）を第３ブロックとしてＮ_ｆ信号毎に順次処理されるものとする。図示の受信信号系列において、受信信号が斜めに傾いているのは、波長分散により、周波数成分に応じて到来時間が異なることを、簡易に示すためである。

まず、第１ブロックの受信信号の補正に注目すると、受信された信号系列に対し、ステップＳ０は、帯域をＢ個、ここでは２つに分離し、アナログ・デジタル変換回路２０１−１と２０１−２とに出力する。ステップＳ１−０−１とステップＳ２−０−１で、第１のアナログ・デジタル変換回路（例えば、図５のアナログ・デジタル変換回路２０１−１）は、第１の周波数帯域部分以外の周波数帯域成分を減衰された信号ｓ_１（Ｔ_０−４）〜ｓ_１（Ｔ_０＋１１）をシリアル・パラレル変換回路２０２−１−１へ、ｓ_１（Ｔ_０＋４）〜ｓ_１（Ｔ_０＋１９）をシリアル・パラレル変換回路２０２−２−１へそれぞれ出力する。

ステップＳ１−０−２とステップＳ２−０−２で、アナログ・デジタル変換回路２０１−２は、帯域を狭められたｓ_２（Ｔ_０−３）〜ｓ_２（Ｔ_０＋１２）をシリアル・パラレル変換回路２０２−１−２へ、ｓ_２（Ｔ_０−３）〜ｓ_２（Ｔ_０＋１２）をシリアル・パラレル変換回路２０２−２−２へ、それぞれ出力する。ステップＳ１−１では、フーリエ変換回路２０３−１は、シリアル・パラレル変換回路２０２−１−１と２０２−１−２とから入力された信号を合成し、合成信号ｓ_ｓ（Ｔ_０−４）〜ｓ_ｓ（Ｔ_０＋１１）を、信号（ｓ_１（Ｔ_０−４）＋ｓ_２（Ｔ_０−３））／√２〜（ｓ_１（Ｔ_０＋１１）＋ｓ_２（Ｔ_０＋１２））／√２として得る。

ステップＳ１−２では、フーリエ変換をｓ_ｓ（Ｔ_０−４）〜ｓ_ｓ（Ｔ_０＋１１）に行い、周波数領域信号ｓ_ｆ（Ｔ_０，−８Ｆｗ）〜ｓ_ｆ（Ｔ_０，７Ｆ_ｗ）、を得る。ここで、中心周波数Ｆ_０＝０として表記している。ステップＳ１−３では、それぞれ数式（１）、数式（５）から算出した位相回転補正を、数式（６）のように乗算し、補正周波数領域信号ｓ_ｆ´（Ｔ_０，−８Ｆ_ｗ）〜ｓ_ｆ´（Ｔ_０，７Ｆ_ｗ）、を得る。ステップＳ１−４では、逆フーリエ変換を行い、ｓ´（Ｔ_０−４）〜ｓ´（Ｔ_０＋１１）を算出する。ステップＳ１−５では、ガードバンドＴ_ｇ＝４を取り除き、ｓ´（Ｔ_０）〜ｓ´（Ｔ_０＋７）を得る。

また、ステップＳ２−１では、フーリエ変換回路２０３−２は、シリアル・パラレル変換回路２０２−２−１と２０２−２−２とから入力された信号を合成し、合成信号ｓ_ｓ（Ｔ_０＋４）〜ｓ_ｓ（Ｔ_０＋１９）を、信号（ｓ_１（Ｔ_０＋４）＋ｓ_２（Ｔ_０＋５））／√２〜（ｓ_１（Ｔ_０＋１９）＋ｓ_２（Ｔ_０＋２０））／√２として得る。ステップＳ２−２では、フーリエ変換をｓ_ｓ（Ｔ_０＋４）〜ｓ_ｓ（Ｔ_０＋１９）に行い、周波数領域信号ｓ_ｆ（Ｔ_０＋８，−８Ｆ_ｗ）〜ｓ_ｆ（Ｔ_０＋８，７Ｆ_ｗ）、を得る。ここで、中心周波数Ｆ_０＝０として表記している。

ステップＳ２−３では、それぞれ、数式（１）、数式（５）から算出した位相回転補正を、数式（６）のように乗算し、補正周波数領域信号ｓ_ｆ´（Ｔ_０＋８，−８Ｆ_ｗ）〜ｓ_ｆ´（Ｔ_０＋８，７Ｆ_ｗ）、ｓ_ｆ´（Ｔ_０＋８，−８Ｆ_ｗ）〜ｓ_ｆ´（Ｔ_０＋８，７Ｆ_ｗ）を得る。

ステップＳ２−４では、逆フーリエ変換を行い、ｓ´（Ｔ_０＋４）〜ｓ´（Ｔ_０＋１９）を算出する。ステップＳ２−５では、ガードバンドＴ_ｇ＝４を取り除き、ｓ´（Ｔ_０＋８）〜ｓ´（Ｔ_０＋１５）を得る。よって、ステップＳ１−５とステップＳ２−５の結果を出力回路２０７においてシリアル信号に変換することで、ｓ´（Ｔ_０）〜ｓ´（Ｔ_０＋１５）を得る。

また、続けて、Ｔ_０＝Ｔ_０＋１６として、第２ブロックの受信信号を処理することで、連続的に全ての受信された信号系列を補正可能である。

また、第２の実施形態においても第１の実施形態の第２の形態と同様に、フーリエ変換回路２０３−１〜２０３−Ｋにおいて０信号の付加を行い、信号切り出し回路２０６−１〜２０６−Ｋを用いず、出力回路２０７において同じ時間に対応する信号を加算して出力することで同様の効果を得ることができる。

Ｃ．第３の実施形態
次に、本発明の第３の実施形態について説明する。
図７は、本発明の第３の実施形態による送信部の構成を示すブロック図である。図７において、３００は帯域分割回路、３０１−１〜３０１−Ｂはアナログ・デジタル変換回路、３０２−１−１〜３０２−Ｋ−Ｂはシリアル・パラレル変換回路、３０３−１−１〜３０３−Ｋ−Ｂはフーリエ変換回路、３０４−１〜３０４−Ｋは係数乗算回路、３０５−１〜３０５−Ｋは逆フーリエ変換回路、３０６−１〜３０６−Ｋは信号切り出し回路、３０７は出力回路、３０９は距離情報出力回路である。

光信号が受信されると、帯域分割回路３００は、受信信号をＢ個に分岐し、それぞれハイパスフィルタ、バンドパスフィルタ、ローパスフィルタのいずれかを用いて、１〜Ｂ番目の周波数帯域に対応する受信信号を形成し、アナログ・デジタル変換回路３０１−１〜３０１−Ｂに出力する。この際、光信号にフィルタを用いても、光信号を電気信号に変換した後、フィルタを用いてもよい。アナログ・デジタル変換回路３０１−１〜３０１−Ｂは、距離情報出力回路３０９より入力された距離に応じて、デジタル信号に付加する遅延Ｔ_Ｂ（１）〜Ｔ_Ｂ（Ｂ）を決定する。

アナログ・デジタル変換回路３０１−１〜３０１−Ｂは、入力されたアナログ信号をデジタル信号に変換し、遅延分だけ信号をずらし、デジタル信号をＫ個に分岐し、シリアル・パラレル変換回路３０２−１−１〜３０２−Ｋ−Ｂに出力する。各周波数帯域におけるｉ番目のシリアル・パラレル変換回路３０２−ｉ−１〜３０２−ｉ−Ｂは、入力された信号にさらにＴ（ｉ）の遅延を与え、異なるタイミングのシリアル信号をパラレル信号に変換する。

ここで、アナログ・デジタル変換回路３０１−１〜３０１−Ｂで付加される遅延Ｔ_Ｂ（ｍ）をＴ_Ｂ０×（ｍ−１）、シリアル・パラレル変換回路３０２−１−１〜３０２−Ｋ−Ｂで付加される遅延Ｔ_ｄ（ｉ）をＴ_ｄ０×（ｉ−１）とすると、ｍ番目の周波数帯域におけるｉ番目のシリアル・パラレル変換回路３０２−ｉ−ｍは、ｓ（Ｔ_０＋（ｍ−１）Ｔ_Ｂ０＋（ｉ−１）Ｔ_ｄ０−Ｔ_ｇ）〜ｓ（Ｔ_０＋（ｍ−１）Ｔ_Ｂ０＋（ｉ−１）Ｔ_ｄ０＋Ｎ_ｆ−Ｔ_ｇ−１）のＮ_ｆの信号をパラレル信号として、フーリエ変換回路３０３−ｉに出力する。ここで、Ｎ_ｆはフーリエ変換で考慮するポイント数、Ｔ_ｇは切り出し回路で用いるガードバンド長である。Ｔ_０は任意の数をとることができ、本説明においては、後段の出力回路３０７から出力される信号の先頭位置となる受信タイミングとする。

ｍ番目の周波数帯域におけるフーリエ変換回路３０３−ｉ−ｍは、シリアル・パラレル変換回路３０２−ｉ−ｍから入力されるＢ個のパラレル信号にフーリエ変換を行い、周波数領域の信号ｓ_ｆ，ｍ（Ｔ_０＋（ｉ−１）Ｔ_ｄ０，Ｆ_０−（Ｎ_ｆ／２−１）Ｆ_ｗ）、…、ｓ_ｆ，ｍ（Ｔ_０＋（ｉ−１）Ｔ_ｄ０，Ｆ_０）、…、ｓ_ｆ，ｍ（Ｔ_０＋（ｉ−１）Ｔ_ｄ０，Ｆ_０＋（Ｎ_ｆ／２）Ｆ_ｗ）を得る。ここで、ｓ_ｆ，ｍ（ｔ，ｆ）は、ｍ番目の周波数帯域におけるガードバンドを除く先頭位置受信タイミングｔ、周波数ｆに対応する受信信号である。Ｆ_０は中心周波数、Ｆ_ｗは周波数チャネルの周波数帯域幅である。周波数領域の信号のうち、ｍ番目の周波数帯に対応する信号ｓ_ｆ，ｍ（Ｔ_０＋（ｉ−１）Ｔ_ｄ０，Ｆ_ｍ，ｓ）、…、ｓ_ｆ，ｍ（Ｔ_０＋（ｉ−１）Ｔ_ｄ０，Ｆ_ｍ，ｆ）が係数乗算回路３０４−ｉに出力される。ここで、Ｆ_ｍ，ｓ、Ｆ_ｍ，ｆは、それぞれ、ｍ番目の周波数帯域の最も低い周波数チャネルの中心周波数、及び最も高い周波数チャネルの中心周波数である。

係数乗算回路３０４−ｉは、フーリエ変換回路３０３−ｉ−１〜３０３−ｉ−Ｂから入力されたｓ_ｆ，１（Ｔ_０＋（ｉ−１）Ｔ_ｄ０，Ｆ_１，ｓ）、…、ｓ_ｆ，１（Ｔ_０＋（ｉ−１）Ｔ_ｄ０，Ｆ_１，ｆ）、…、ｓ_ｆ，Ｂ（Ｔ_０＋（ｉ−１）Ｔ_ｄ０，Ｆ_Ｂ，ｓ）、…、ｓ_ｆ，Ｂ（Ｔ_０＋（ｉ−１）Ｔ_ｄ０，Ｆ_Ｂ，ｆ）に補正係数を乗算する。

距離情報出力回路３０９は、光信号の伝送距離情報と光ファイバの種類の情報とを用いて、波長分散量を推定する。光の波長に対して、到来時間のずれ、すなわち、位相の回転量は、伝送距離と光ファイバの種類とから計算することができ、数式（１）で周波数ｆのキャリアにおける位相回転を与えることができる。周波数帯域毎にフーリエ変換位置が異なるため、フーリエ変換位置補正係数を更に乗算する必要がある。補正係数ｈ（ｆ，ｍ）は、数式（５）で得られる。

係数乗算回路３０４−ｉは、距離情報出力回路３０９から入力された位相回転ｇ（ｆ）の複素共役、及びアナログ・デジタル変換回路３０１−ｉで与えられた遅延に対する補正係数ｈ（ｆ，ｍ）を、補正係数として周波数領域の信号に乗算することで、光の周波数による到来時間差を補正する。得られる周波数領域の信号は、次式（７）で表わされる。

上添え字＊は複素共役数を表す。数式（７）で補正されたｓ_ｆ´（Ｔ_０＋（ｉ−１）Ｔ_ｄ０，Ｆ_０−（Ｎ_ｆ／２−１）Ｆ_ｗ）、…、ｓ_ｆ´（Ｔ_０＋（ｉ−１）Ｔ_ｄ０，Ｆ_０）、…、ｓ_ｆ´（Ｔ_０＋（ｉ−１）Ｔ_ｄ０，Ｆ_０＋（Ｎ_ｆ／２）Ｆ_ｗ）を逆フーリエ変換回路３０５−ｉへ出力する。

逆フーリエ変換回路３０５−ｉは、入力された信号ｓ_ｆ´（Ｔ_０＋（ｉ−１）Ｔ_ｄ０，Ｆ_０−（Ｎ_ｆ／２−１）Ｆ_ｗ）、…、ｓ_ｆ´（Ｔ_０＋（ｉ−１）Ｔ_ｄ０，Ｆ_０）、…、ｓ_ｆ´（Ｔ_０＋（ｉ−１）Ｔ_ｄ０，Ｆ_０＋（Ｎ_ｆ／２）Ｆ_ｗ）を、再び、時間領域の信号に変換し、ｓ´（Ｔ_０＋（ｉ−１）Ｔ_ｄ０−Ｔ_ｇ）〜ｓ´（Ｔ_０＋（ｉ−１）Ｔ_ｄ０＋Ｎ_ｆ−Ｔ_ｇ−１）を演算し、信号切り出し回路３０６−ｉに出力する。

信号切り出し回路３０６−ｉは、入力された信号から前後のＴ_ｇに対応するデータ（ガードバンド部分）を削除し、ｓ´（Ｔ_０＋（ｉ−１）Ｔ_ｄ０）〜ｓ´（Ｔ_０＋（ｉ−１）Ｔ_ｄ０＋Ｎ_ｆ−２Ｔ_ｇ−１）のＮ_ｆ−２Ｔ_ｇの信号を出力回路３０７に出力する。

出力回路３０７は、信号切り出し回路３０６−１〜３０６−Ｋから入力される信号を合成してシリアル信号に変換する。Ｎ_ｆ−２Ｔ_ｇ＝Ｔ_ｄ０を満たす場合には、信号切り出し回路３０６−１、３０６−２、…、３０６−Ｋからは、ｓ´（Ｔ_０）〜ｓ´（Ｔ_０＋Ｔ_ｄ０−１）、ｓ´（Ｔ_０＋Ｔ_ｄ０）〜ｓ´（Ｔ_０＋２Ｔ_ｄ０−１）、…、ｓ´（Ｔ_０＋（Ｋ−１）Ｔ_ｄ０）〜ｓ´（Ｔ_０＋ＫＴ_ｄ０−１）が入力され、これらの信号をシリアル信号に並べ替えることで、ｓ´（Ｔ_０）〜ｓ´（Ｔ_０＋ＫＴ_ｄ０−１）を得ることができる。得られた信号は、波長分散による到来遅延の補正を受けているため、波長分散の影響を除去された上で出力されることとなる。また、一度に、ＫＴ_ｄ０の信号を処理するため、Ｔ_０＋ＫＴ_ｄ０からの信号を復号することで、受信信号を連続的に処理することが可能である。

上述した第３の実施形態を用いることで、波長分散による信号の時間的な広がりを低減することが可能である。よって、距離情報出力回路３０９は、伝送距離に応じて、各アナログ・デジタル変換回路３０１−１〜３０１−Ｂで与える遅延Ｔ_Ｂ（ｍ）の大きさを指定できる。例えば、伝送距離に応じて、対応する遅延Ｔ_Ｂ（ｍ）を与える表を予め用意し、この表のルールに従ってＴ_Ｂ（ｍ）を決定できる。

また、帯域分割回路３００で分割する周波数帯域の数Ｂも、距離情報出力回路３０９により指定できる。よって、距離情報出力回路３０９は、伝送距離に応じて、各アナログ・デジタル変換回路３０１−１〜３０１−Ｂで与える遅延Ｔ_Ｂ（ｍ）の大きさを指定できる。例えば、伝送距離に応じて、帯域分割数Ｂを与える表を予め用意し、この表のルールに従ってＢを決定できる。あるいは、帯域分割数Ｂと遅延Ｔ_Ｂ（ｍ）とを与える表を予め用意し、この表のルールに従ってＢとＴ_Ｂ（ｍ）を決定できる。

図８は、本第３の実施形態において、Ｋ＝２として、Ｂ＝２、Ｔ_ｇ＝４、Ｔ_ｄ０＝８、Ｔ_Ｂ０＝１、Ｎ_ｆ＝１６とした場合における、受信信号の流れを表したシーケンス図である。図８には、受信タイミングＴ_０以降の信号の波長分散を補償する様子が示されている。受信信号はｓ（Ｔ_０）〜ｓ（Ｔ_０＋１５）を第１ブロック、ｓ（Ｔ_０＋１６）〜ｓ（Ｔ_０＋３１）を第２ブロック、ｓ（Ｔ_０＋３２）〜ｓ（Ｔ_０＋４７）を第３ブロックとしてＮ_ｆ信号毎に順次処理されるものとする。図示の受信信号系列において、受信信号が斜めに傾いているのは、波長分散により、周波数成分に応じて到来時間が異なることを、簡易に示すためである。

まず、第１ブロックの受信信号の補正に注目すると、受信された信号系列に対し、ステップＳ０は、帯域をＢ個、ここでは２つに分離し、アナログ・デジタル変換回路３０１−１と３０１−２とに出力する。ステップＳ１−０−１とステップＳ２−０−１で、第１のアナログ・デジタル変換回路（例えば、図７のアナログ・デジタル変換回路３０１−１）は、第１の周波数帯域部分以外の周波数帯域成分を減衰された信号ｓ_１（Ｔ_０−４）〜ｓ_１（Ｔ_０＋１１）をシリアル・パラレル変換回路３０２−１−１へ、ｓ_１（Ｔ_０＋４）〜ｓ_１（Ｔ_０＋１９）をシリアル・パラレル変換回路３０２−２−１へそれぞれ出力する。

ステップＳ１−０−２とステップＳ２−０−２で、アナログ・デジタル変換回路３０１−２は、帯域を狭められたｓ_２（Ｔ_０−３）〜ｓ_２（Ｔ_０＋１２）をシリアル・パラレル変換回路３０２−１−２へ、ｓ_２（Ｔ_０＋５）〜ｓ_２（Ｔ_０＋２０）をシリアル・パラレル変換回路３０２−２−２へ、それぞれ出力する。ステップＳ１−１−１とステップＳ１−１−２では、フーリエ変換回路３０３−１−１と３０３−１−２とは、シリアル・パラレル変換回路３０２−１−１と３０２−１−２とから入力された信号に、それぞれ、フーリエ変換を行い、ｓ_ｆ，１´（Ｔ_０，−８Ｆ_ｗ）〜ｓ_ｆ，１´（Ｔ_０，７Ｆ_ｗ）と、ｓ_ｆ，２´（Ｔ_０，−８Ｆ_ｗ）〜ｓ_ｆ，２´（Ｔ_０，７Ｆ_ｗ）を得る。

ステップＳ１−２では、それぞれの周波数帯域に対応する信号を抜き出し、合成し、周波数領域の信号ｓ_ｆ，１´（Ｔ_０，−８Ｆ_ｗ），…，ｓ_ｆ，１´（Ｔ_０，−Ｆ_ｗ），ｓ_ｆ，２´（Ｔ_０，０）〜ｓ_ｆ，２´（Ｔ_０，７Ｆ_ｗ）を得る。ステップＳ１−３では、それぞれ、数式（１）、数式（５）から算出した位相回転補正を、数式（７）のように乗算し、補正周波数領域信号ｓ_ｆ´（Ｔ_０，−８Ｆ_ｗ）〜ｓ_ｆ´（Ｔ_０，７Ｆ_ｗ）、を得る。ステップＳ１−４では、逆フーリエ変換を行い、ｓ´（Ｔ_０−４）〜ｓ´（Ｔ_０＋１１）を算出する。ステップＳ１−５では、ガードバンドＴ_ｇ＝４を取り除き、ｓ´（Ｔ_０）〜ｓ´（Ｔ_０＋７）を得る。

ステップＳ２−１−１とステップＳ２−１−２では、フーリエ変換回路３０３−２−１と３０３−２−２は、シリアル・パラレル変換回路３０２−２−１と３０２−２−２から入力された信号に、それぞれフーリエ変換を行い、ｓ_ｆ，１´（Ｔ_０＋８，−８Ｆ_ｗ）〜ｓ_ｆ，１´（Ｔ_０＋８，７Ｆ_ｗ）と、ｓ_ｆ，２´（Ｔ_０＋８，−８Ｆ_ｗ）〜ｓ_ｆ，２´（Ｔ_０＋８，７Ｆ_ｗ）とを得る。ステップＳ１−２では、それぞれの周波数帯域に対応する信号を抜き出し、合成し、周波数領域の信号ｓ_ｆ，１´（Ｔ_０＋８，−８Ｆ_ｗ），…，ｓ_ｆ，１´（Ｔ_０＋８，−Ｆ_ｗ），ｓ_ｆ，２´（Ｔ_０＋８，０）〜ｓ_ｆ，２´（Ｔ_０＋８，７Ｆ_ｗ）を得る。

ステップＳ２−３では、それぞれ、数式（１）、数式（５）から算出した位相回転補正を、数式（７）のように乗算し、補正周波数領域信号ｓ_ｆ´（Ｔ_０＋８，−８Ｆ_ｗ）〜ｓ_ｆ´（Ｔ_０＋８，７Ｆ_ｗ）を得る。ステップＳ２−４では、逆フーリエ変換を行い、ｓ´（Ｔ_０＋４）〜ｓ´（Ｔ_０＋１９）を算出する。ステップＳ２−５では、ガードバンドＴ_ｇ＝４を取り除き、ｓ´（Ｔ_０＋８）〜ｓ´（Ｔ_０＋１５）を得る。

また、第３の実施形態では、帯域分割回路３００において周波数領域を分割後、それぞれダウンコンバートを行うことで、回路のクロックを低く抑え、演算負荷を軽減できる。この場合、フーリエ変換におけるポイント数を低減することができる。Ｂ＝４として、Ｋ＝２、Ｔ_ｇ＝４、Ｔ_ｄ０＝８、Ｔ_Ｂ０＝１、Ｎ_ｆ＝１６は同様とし、各周波数帯域で用いるフーリエ変換のポイント数をＮ_ｆ０８として考える。受信信号はｓ（Ｔ_０）〜ｓ（Ｔ_０＋１５）を第１ブロック、ｓ（Ｔ_０＋１６）〜ｓ（Ｔ_０＋３１）を第２ブロック、ｓ（Ｔ_０＋３２）〜ｓ（Ｔ_０＋４７）を第３ブロック、としてＮ_ｆ信号ごとに順次処理されるものとする。第１ブロックの受信信号の補正に注目すると、受信された信号系列に対し、ステップＳ０は、帯域を４個に分離し、各帯域の中心周波数でダウンコンバートし、アナログ・デジタル変換回路３０１−１〜３０１−４へ出力する。

ステップＳ１−０−１とステップＳ２−０−１で、アナログ・デジタル変換回路３０１−１は周波数帯域１部分以外の周波数帯域成分を減衰された信号ｓ_１（Ｔ_０−４）〜ｓ_１（Ｔ_０＋１１）に対応する、ダウンコンバートされた［ｓ_Ｌ１（Ｔ_０−４），ｓ_Ｌ１（Ｔ_０−２），ｓ_Ｌ１（Ｔ_０），ｓ_Ｌ１（Ｔ_０＋２），ｓ_Ｌ１（Ｔ_０＋４），ｓ_Ｌ１（Ｔ_０＋６），ｓ_Ｌ１（Ｔ_０＋８），ｓ_Ｌ１（Ｔ_０＋１０）］をシリアル・パラレル変換回路３０２−１−１へ、ｓ_１（Ｔ_０＋４）〜ｓ_１（Ｔ_０＋１９）に対応する、ダウンコンバートされた［ｓ_Ｌ１（Ｔ_０＋４），ｓ_Ｌ１（Ｔ_０＋６），ｓ_Ｌ１（Ｔ_０＋８），ｓ_Ｌ１（Ｔ_０＋１０），ｓ_Ｌ１（Ｔ_０＋１２），ｓ_Ｌ１（Ｔ_０＋１４），ｓ_Ｌ１（Ｔ_０＋１６），ｓ_Ｌ１（Ｔ_０＋１８）］をシリアル・パラレル変換回路３０２−２−１へそれぞれ出力する。

ステップＳ１−０−ｉとステップＳ２−０−ｉ（２≦ｉ≦４）では、アナログ・デジタル変換回路３０１−ｉは帯域を狭められたｓ_ｉ（Ｔ_０−４＋（ｉ−１））〜ｓ_ｉ（Ｔ_０＋１１＋（ｉ−１））に対応する［ｓ_Ｌｉ（Ｔ_０−４＋（ｉ−１）），ｓ_Ｌｉ（Ｔ_０−２＋（ｉ−１）），ｓ_Ｌｉ（Ｔ_０＋（ｉ−１）），ｓ_Ｌｉ（Ｔ_０＋２＋（ｉ−１）），ｓ_Ｌｉ（Ｔ_０＋４＋（ｉ−１）），ｓ_Ｌｉ（Ｔ_０＋６＋（ｉ−１）），ｓ_Ｌｉ（Ｔ_０＋８＋（ｉ−１）），ｓ_Ｌｉ（Ｔ_０＋１０＋（ｉ−１））］をシリアル・パラレル変換回路３０２−１−ｉへ、ｓ_ｉ（Ｔ_０＋４＋（ｉ−１））〜ｓ_ｉ（Ｔ_０＋１９＋（ｉ−１））に対応する［ｓ_Ｌｉ（Ｔ_０＋４＋（ｉ−１）），ｓ_Ｌｉ（Ｔ_０＋６＋（ｉ−１）），ｓ_Ｌｉ（Ｔ_０＋８＋（ｉ−１）），ｓ_Ｌｉ（Ｔ_０＋１０＋（ｉ−１）），ｓ_Ｌｉ（Ｔ_０＋１２＋（ｉ−１）），ｓ_Ｌｉ（Ｔ_０＋１４＋（ｉ−１）），ｓ_Ｌｉ（Ｔ_０＋１６＋（ｉ−１）），ｓ_Ｌｉ（Ｔ_０＋１８＋（ｉ−１））］をシリアル・パラレル変換回路３０２−２−ｉへそれぞれ出力する。

ステップＳ１−１−ｉ（１≦ｉ≦４）では、フーリエ変換回路３０３−１−ｉはシリアル・パラレル変換回路３０２−１−ｉから入力された信号にＮ_ｆ０＝８のフーリエ変換を行い、ｓ_ｆ，ｉ´（Ｔ_０，−１０Ｆ_ｗ＋（ｉ−１）×４Ｆ_ｗ）〜ｓ_ｆ，ｉ´（Ｔ_０，−２Ｆ_ｗ＋（ｉ−１）×４Ｆ_ｗ）を得る。ここで、周波数はダウンコンバート前の周波数で考えている。ステップＳ１−２では、それぞれの周波数帯域に対応する信号を抜き出し、合成する。このとき、ｉ番目のフーリエ変換回路からｓ_ｆ，ｉ´（Ｔ_０，−８Ｆ_ｗ＋（ｉ−１）×４Ｆ_ｗ）〜ｓ_ｆ，ｉ´（Ｔ_０，−８Ｆ_ｗ＋ｉ×４Ｆ_ｗ）を得ることで、周波数領域の信号ｓ_ｆ，１´（Ｔ_０，−８Ｆ_ｗ）,・・・, ｓ_ｆ，１´（Ｔ_０，−Ｆ_ｗ）, ｓ_ｆ，２´（Ｔ_０，０）〜ｓ_ｆ，２´（Ｔ_０，７Ｆ_ｗ）を得ることができる。

ステップＳ１−３では、それぞれ数式１、数式５から算出した位相回転補正を、数式７のように乗算し、補正周波数領域信号ｓ_ｆ´（Ｔ_０，−８Ｆ_ｗ）〜ｓ_ｆ´（Ｔ_０，７Ｆ_ｗ）を得る。ステップＳ１−４では、逆フーリエ変換を行い、ｓ´（Ｔ_０−４）〜ｓ´（Ｔ_０＋１１）を算出する。ステップＳ１−５では、ガードバンドＴ_ｇ＝４を取り除き、ｓ´（Ｔ_０）〜ｓ´（Ｔ_０＋７）を得る。

ステップＳ２−１−１とステップＳ２−１−２では、フーリエ変換回路３０３−２−１と３０３−２−２はシリアル・パラレル変換回路３０２−２−１と３０２−２−２から入力された信号にそれぞれフーリエ変換を行い、ｓ_ｆ，１´（Ｔ_０＋８，−８Ｆ_ｗ）〜ｓ_ｆ，１´（Ｔ_０＋８，７Ｆ_ｗ）とｓ_ｆ，２´（Ｔ_０＋８，−８Ｆ_ｗ）〜ｓ_ｆ，２´（Ｔ_０＋８，７Ｆ_ｗ）とを得る。ステップＳ１−２では、それぞれの周波数帯域に対応する信号を抜き出し、合成し、周波数領域の信号ｓ_ｆ，１´（Ｔ_０＋８，−８Ｆ_ｗ）,・・・, ｓ_ｆ，１´（Ｔ_０＋８，−Ｆ_ｗ）, ｓ_ｆ，２´（Ｔ_０＋８，０）〜ｓ_ｆ，２´（Ｔ_０＋８，７Ｆ_ｗ）を得る。

ステップＳ２−３では、それぞれ数式１、数式５から算出した位相回転補正を、数式７のように乗算し、補正周波数領域信号ｓ_ｆ´（Ｔ_０＋８，−８Ｆ_ｗ）〜ｓ_ｆ´（Ｔ_０＋８，７Ｆ_ｗ）を得る。ステップＳ２−４では、逆フーリエ変換を行い、ｓ´（Ｔ_０＋４）〜ｓ´（Ｔ_０＋１９）を算出する。ステップＳ２−５では、ガードバンドＴ_ｇ＝４を取り除き、ｓ´（Ｔ_０＋８）〜ｓ´（Ｔ_０＋１５）を得る。

また続けてＴ_０＝Ｔ_０＋１６として第２ブロックの受信信号を処理することで、連続的に全ての受信された信号系列を補正可能である。

次に、本発明の第３の実施形態の第２の形態について、図７を参照して説明する。第１の実施形態の第２の形態と同様に、フーリエ変換回路３０３−１〜３０３−Ｋにおいて０信号の付加を行い、信号切り出し回路３０６−１〜３０６−Ｋを用いず、出力回路３０７において同じ時間に対応する信号を加算して出力することで、同様の効果を得ることができる。

図９は、第３の実施形態の第２の形態において、Ｋ＝２として、Ｂ＝２、Ｔ_ｄ０＝８、Ｔ_Ｂ０＝１、Ｎ_ｆ＝１６、Ｔ_ｄ１＝Ｔ_ｄ２＝４とした場合における、受信信号の流れを表したシーケンス図である。図９では、受信タイミングＴ_０以降の信号の波長分散を補償する様子が示されている。受信信号は、ｓ（Ｔ_０）〜ｓ（Ｔ_０＋１５）を第１ブロック、ｓ（Ｔ_０＋１６）〜ｓ（Ｔ_０＋３１）を第２ブロック、ｓ（Ｔ_０＋３２）〜ｓ（Ｔ_０＋４７）を第３ブロックとして、Ｎ_ｆ信号ごとに順次処理されるものとする。図示の受信信号系列において、受信信号が斜めに傾いているのは、波長分散により、周波数成分に応じて到来時間が異なることを簡易に示すためである。

まず、第１ブロックの受信信号の補正に注目すると、受信された信号系列に対し、ステップＳ０は、帯域をＢ個、ここでは２つに分離し、アナログ・デジタル変換回路３０１−１と３０１−２とに出力する。ステップＳ１−０−１とステップＳ２−０−１で、アナログ・デジタル変換回路３０１−１は周波数帯域１部分以外の周波数帯域成分を減衰された信号ｓ_１（Ｔ_０）〜ｓ_１（Ｔ_０＋７）に０信号を付加し、シリアル・パラレル変換回路３０２−２−１へそれぞれ出力する。

ステップＳ１−０−２とステップＳ２−０−２で、アナログ・デジタル変換回路３０１−２は帯域を狭められたｓ_２（Ｔ_０＋１）〜ｓ_２（Ｔ_０＋８）に０信号を付加し、シリアル・パラレル変換回路３０２−１−２へ、ｓ_２（Ｔ_０＋９）〜ｓ_２（Ｔ_０＋１６）に０信号を付加し、シリアル・パラレル変換回路３０２−２−２へ、それぞれ出力する。ステップＳ１−１−１とステップＳ１−１−２では、フーリエ変換回路３０３−１−１と３０３−１−２とがシリアル・パラレル変換回路３０２−１−１と３０２−１−２から入力された信号にそれぞれフーリエ変換を行い、ｓ_ｆ，１´（Ｔ_０，−８Ｆ_ｗ）〜ｓ_ｆ，１´（Ｔ_０，７Ｆ_ｗ）とｓ_ｆ，２´（Ｔ_０，−８Ｆ_ｗ）〜ｓ_ｆ，２´（Ｔ_０，７Ｆ_ｗ）を得る。

ステップＳ１−２では、それぞれの周波数帯域に対応する信号を抜き出し、合成し、周波数領域の信号ｓ_ｆ，１´（Ｔ_０，−８Ｆ_ｗ），・・・，ｓ_ｆ，１´（Ｔ_０，−Ｆ_ｗ），ｓ_ｆ，２´（Ｔ_０，０）〜ｓ_ｆ，２´（Ｔ_０，７Ｆ_ｗ）を得る。ステップＳ１−３では、それぞれ数式１、数式５から算出した位相回転補正を、数式７のように乗算し、補正周波数領域信号ｓ_ｆ´（Ｔ_０，−８Ｆ_ｗ）〜ｓ_ｆ´（Ｔ_０，７Ｆ_ｗ）を得る。ステップＳ１−４では、逆フーリエ変換を行い、ｓ´（Ｔ_０−４）〜ｓ´（Ｔ_０＋１１）を算出する。

ステップＳ２−１−１とステップＳ２−１−２では、フーリエ変換回路３０３−２−１と３０３−２−２はシリアル・パラレル変換回路３０２−２−１と３０２−２−２から入力された信号にそれぞれフーリエ変換を行い、ｓ_ｆ，１´（Ｔ_０＋８，−８Ｆ_ｗ）〜ｓ_ｆ，１´（Ｔ_０＋８，７Ｆ_ｗ）とｓ_ｆ，２´（Ｔ_０＋８，−８Ｆ_ｗ）〜ｓ_ｆ，２´（Ｔ_０＋８，７Ｆ_ｗ）とを得る。ステップＳ１−２では、それぞれの周波数帯域に対応する信号を抜き出し、合成し、周波数領域の信号ｓ_ｆ，１´（Ｔ_０＋８，−８Ｆ_ｗ），・・・，ｓ_ｆ，１´（Ｔ_０＋８，−Ｆ_ｗ），ｓ_ｆ，２´（Ｔ_０＋８，０）〜ｓ_ｆ，２´（Ｔ_０＋８，７Ｆ_ｗ）を得る。

ステップＳ２−３では、それぞれ数式１、数式５から算出した位相回転補正を、数式７のように乗算し、補正周波数領域信号ｓ_ｆ´（Ｔ_０＋８，−８Ｆ_ｗ）〜ｓ_ｆ´（Ｔ_０＋８，７Ｆ_ｗ）を得る。ステップＳ２−４では、逆フーリエ変換を行い、ｓ´（Ｔ_０＋４）〜ｓ´（Ｔ_０＋１９）を算出する。ステップＳ１−５ではステップＳ１−４とステップＳ２−４から入力された信号のうち同じ時間に対応する信号を加算し、ｓ´（Ｔ_０−４）〜ｓ´（Ｔ_０＋１９）を出力する。

また、続けてＴ_０＝Ｔ_０＋１６として第２ブロックの受信信号を処理することで、連続的に全ての受信された信号系列を補正可能である。また、ステップＳ１−５で算出したｓ´（Ｔ_０−４）〜ｓ´（Ｔ_０＋１９）のうち、ｓ´（Ｔ_０−４）〜ｓ´（Ｔ_０−１）とｓ´（Ｔ_０＋１６）〜ｓ´（Ｔ_０＋１９）はそれぞれ第０ブロックにおけるステップＳ２−４と第２ブロックにおけるステップＳ１−４の出力結果と時間が重複する。このため、前後のブロックにおける出力結果を図９に示すように加算していくことで、波長分散の影響を補償できる。

また、光信号を帯域分割回路３００によって分岐し、周波数帯域を分割した後、各周波数帯域の信号に第１の実施形態を用い、その出力を加算することにより波長分散を補償することもできる。このとき、帯域分割回路３００の出力か、もしくは、アナログ・デジタル回路３０１−１〜３０１−Ｂにおいて、周波数帯域固有の遅延時間Ｔ_Ｂ（ｍ）を用いる。

また、図５、図７において、帯域分割回路２００、３００とアナログ・デジタル変換回路２０１−１〜２０１−Ｂ、３０１−１〜３０１−Ｂを入れ替えて用いることもできる。この場合は、光信号をアナログ・デジタル変換回路２０１−１〜２０１−Ｂ、３０１−１〜３０１−Ｂにおいてデジタル信号に変換し、分岐した後、帯域分割回路２００、３００においてデジタルのフィルタにより、対応する周波数帯域以外を減衰させ、シリアル・パラレル変換回路２０２−１−１〜２０２−Ｋ−Ｂ、３０２−１−１〜３０２−Ｋ−Ｂへ出力し、フーリエ変換回路２０３−１〜２０３−Ｋ、３０３−１−１〜３０３−Ｋ−Ｂ以下の処理を行うこともできる。

また、数式（２）、（６）、（７）において、回路や、フィルタを伝搬することにより生じる振幅と位相との補償を行う係数α（ｆ）を乗算することができる。数式（７）の場合の例を示すと、次式（８）として補正された信号を得ることができる。このようにして、装置による周波数依存の位相回転や、振幅低減を補償できる。

また、帯域分割回路３００でｍ番目の与える遅延Ｔ_Ｂ（ｍ）は、波長分散による最大到来時間差Ｔ_ｍａｘを距離情報出力回路３０９に出力し、Ｔ_Ｂ（ｍ）＝Ｔ_ｍａｘ／Ｂとすることができる。

また、図７の帯域分割回路３００において帯域を切り出した後、切り出された周波数帯域中で予め定めた周波数でダウンコンバートを行い、アナログ・デジタル変換回路３０１−１〜３０１−Ｂに出力することで装置のクロックを低くし、演算負荷を軽減できる。係数乗算回路３０４−１〜３０４−Ｋにおいて、ダウンコンバートされる前の周波数に基づく係数を乗算し、逆フーリエ変換回路にダウンコンバート前の周波数の並びで入力することで、ダウンコンバートを用いない場合と同様の効果を得ることができる。

また、ダウンコンバートを用いた場合、ｉ番目の係数乗算回路３０４−ｉに信号を出力する各フーリエ変換回路３０３−ｉ−１〜３０３−ｉ−Ｂでダウンコンバートによる位相ずれを生じる場合があるため、入力される信号に位相補正を行うこともできる。参照信号として、ダウンコンバートに用いた信号や、各フーリエ変換回路で重複している周波数領域の信号を用いることができる。

また、ダウンコンバートに用いる周波数としては、各周波数帯域での中心周波数を用いたり、直流成分が混ざるのを防ぐため、各周波数帯域の信号領域ではない周波数を用いたりすることができる。

また、距離情報出力回路で用いる伝送距離Ｌは、分散補償ファイバや送信側でプレディストーションを行った場合に、実際の経路長ではなく、補償されていない分の経路長を代入することもできる。

上述した実施形態によれば、重複してフーリエ変換を行い、周波数成分に係数を乗算することで、波長分散や、周波数依存の回路特性により生じる干渉電力を低減させることができる。

本発明の第１の実施形態による送信部の構成を示すブロック図である。本発明の第１の実施形態における、受信信号の流れを表したシーケンス図である。本発明の第１の実施形態において、Ｔ_ｇを２とした場合の信号の重複領域を示す概念図である。本発明の第１の実施形態における、受信信号の流れを表したシーケンス図である。本発明の第２の実施形態による送信部の構成を示すブロック図である。本発明の第２の実施形態における、受信信号の流れを表したシーケンス図である。本発明の第３の実施形態による送信部の構成を示すブロック図である。本発明の第３の実施形態における、受信信号の流れを表したシーケンス図である。本発明の第３の実施形態における、受信信号の流れを表したシーケンス図である。

符号の説明

１０１，２０１−１〜２０１−Ｂ，３０１−１〜３０１−Ｂ・・・アナログ・デジタル変換回路、１０２−１〜１０２−Ｋ，２０２−１−１〜２０２−Ｋ−Ｂ，３０２−１−１〜３０２−Ｋ−Ｂ・・・シリアル・パラレル変換回路、１０３−１〜１０３−Ｋ，２０３−１〜２０３−Ｋ，３０３−１−１〜３０３−Ｋ−Ｂ・・・フーリエ変換回路、１０４−１〜１０４−Ｋ，２０４−１〜２０４−Ｋ，３０４−１〜３０４−Ｋ・・・係数乗算回路、１０５−１〜１０５−Ｋ，２０５−１〜２０５−Ｋ，３０５−１〜３０５−Ｋ・・・逆フーリエ変換回路、１０６−１〜１０６−Ｋ，２０６−１〜２０６−Ｋ，３０６−１〜３０６−Ｋ・・・信号切り出し回路、１０７，２０７，３０７・・・出力回路、１０９，２０９，３０９・・・距離情報出力回路、２００，３００・・・帯域分割回路

Claims

光ファイバによる光通信における干渉低減方法であって、
光信号をデジタル信号に変換するアナログ・デジタル変換ステップと、
前記デジタル信号を２つ以上に分岐し、分岐された各デジタル信号に対して、分岐された順番に比例した遅延量を与えた上でパラレル信号に変換するシリアル・パラレル変換ステップと、
前記パラレル信号に対してフーリエ変換を行うことにより、周波数領域の信号に変換するフーリエ変換ステップと、
前記光ファイバで伝搬してきた距離と信号光波長に対する光ファイバの特性とに基づいて、光ファイバにより生じる波長分散量を推定するもしくは予め記憶し出力する距離情報出力ステップと、
前記波長分散量に基づいて、前記フーリエ変換された周波数領域の信号に対し、周波数による到来時間差を補正する第１の補正係数を乗算する係数乗算ステップと、
前記第１の補正係数が乗算された周波数領域の信号に対して逆フーリエ変換を行うことにより、時間領域の信号に変換する逆フーリエ変換ステップと、
前記逆フーリエ変換された時間領域の信号に対し、ガードバンド部分を除いた時間領域の信号を選択する信号切り出しステップと、
前記選択された複数の時間領域の信号を分岐した順番で並べ替えて出力する出力ステップと
を含むことを特徴とする干渉低減方法。
光ファイバによる光通信における干渉低減方法であって、
光信号を異なる周波数帯域の信号に分離する帯域分割ステップと、
前記帯域分割された信号をそれぞれデジタル信号に変換し、帯域分割された順番に比例した遅延量を付加するアナログ・デジタル変換ステップと、
前記遅延量が付加されたデジタル信号をさらに２つ以上に分岐し、分岐された各デジタル信号に対して、分岐された順番に比例した遅延量を与えた上でパラレル信号に変換するシリアル・パラレル変換ステップと、
前記異なる周波数帯域からのパラレル信号を合成し、合成して得られる周波数領域の信号に対してフーリエ変換を行うことにより、周波数領域の信号に変換するフーリエ変換ステップと、
前記光ファイバで伝搬してきた距離と信号光波長に対する光ファイバの特性とに基づいて、光ファイバにより生じる波長分散量を推定するもしくは予め記憶し出力する距離情報出力ステップと、
前記波長分散量と分岐された周波数帯域でそれぞれ用いた遅延量とに基づいて、前記フーリエ変換された周波数領域の信号に対し、周波数による到来時間差を補正する第１の補正係数を乗算する係数乗算ステップと、
前記第１の補正係数が乗算された周波数領域の信号に対して逆フーリエ変換を行うことにより、時間領域の信号に変換する逆フーリエ変換ステップと、
前記逆フーリエ変換された時間領域の信号に対し、ガードバンド部分を除いた時間領域の信号を選択する信号切り出しステップと、
前記選択された複数の時間領域の信号を分岐した順番で並べ替えて出力する出力ステップと
を含むことを特徴とする干渉低減方法。
光ファイバによる光通信における干渉低減方法であって、
光信号を異なる周波数帯域の信号に分離する帯域分割ステップと、
前記帯域分割された信号をそれぞれデジタル信号に変換し、帯域分割された順番に比例した遅延量を付加するアナログ・デジタル変換ステップと、
前記遅延量が付加されたデジタル信号をさらに２つ以上に分岐し、分岐された各デジタル信号に固有の遅延量を与えた上で、パラレル信号に変換するシリアル・パラレル変換ステップと、
前記各パラレル信号に対してフーリエ変換を行うことにより、周波数領域の信号に変換するフーリエ変換ステップと、
前記光ファイバで伝搬してきた距離と信号光波長に対する光ファイバの特性とに基づいて、光ファイバにより生じる波長分散量を推定するもしくは予め記憶し出力する距離情報出力ステップと、
前記波長分散量と分岐された周波数帯域でそれぞれ用いた遅延量とに基づいて、前記フーリエ変換された周波数領域の信号に対して、周波数による到来時間差を補正する第１の補正係数を乗算する係数乗算ステップと、
前記第１の補正係数が乗算された周波数領域の信号に対して逆フーリエ変換を行うことにより、時間領域の信号に変換する逆フーリエ変換ステップと、
前記逆フーリエ変換された時間領域の信号に対し、ガードバンド部分を除いた時間領域の信号を選択する信号切り出しステップと、
前記選択された複数の時間領域の信号を分岐した順番で並べ替えて出力する出力ステップと
を含むことを特徴とする干渉低減方法。
前記係数乗算ステップは、
前記推定された波長分散量による到来時間差を補正する第１の補正係数に加えて、前記フーリエ変換された周波数領域の信号に対し、回路の周波数通過特性を補正する第２の補正係数を乗算することを特徴とする請求項１乃至３のいずれか１項に記載の干渉低減方法。
前記帯域分割ステップを実行する前に、前記アナログ・デジタル変換ステップは光信号をデジタル信号に変換し、
前記帯域分割ステップは、前記アナログ・デジタル変換ステップで変換した前記デジタル信号を、デジタルフィルタにより、２つ以上の異なる周波数帯域の信号に分離することを特徴とする請求項２乃至３のいずれか１項に記載の干渉低減方法。
前記アナログ・デジタル変換ステップは、前記帯域分割された信号に対し、中心周波数に応じて周波数変換を行うことにより低周波の信号に変換し、該低周波の信号をデジタル信号に変換し、
前記逆フーリエ変換ステップは、前記第１の補正係数が乗算された周波数領域の信号に対し、前記中心周波数に応じて元の周波数の順番に並べ替えた上で、逆フーリエ変換を行うことにより、時間領域の信号に変換することを特徴とする請求項３に記載の干渉低減方法。
光ファイバによる光通信における干渉低減装置であって、
光信号を異なる周波数帯域の信号に分離する帯域分割回路と、
前記帯域分割された信号をそれぞれデジタル信号に変換し、帯域分割された順番に比例した遅延量を付加するアナログ・デジタル変換回路と、
前記遅延量が付加されたデジタル信号をさらに２つ以上に分岐し、分岐された各デジタル信号に固有の遅延量を与えた上で、パラレル信号に変換するシリアル・パラレル変換回路と、
前記パラレル信号に対してフーリエ変換を行うことにより、周波数領域の信号に変換するフーリエ変換回路と、
前記光ファイバで伝搬してきた距離と信号光波長に対する光ファイバの特性とに基づいて、光ファイバにより生じる波長分散量を推定する距離情報出力回路と、
前記推定された波長分散量に基づいて、前記フーリエ変換された周波数領域の信号に対し、周波数による到来時間差を補正する第１の補正係数を乗算する係数乗算回路と、
前記第１の補正係数が乗算された周波数領域の信号に対して逆フーリエ変換を行うことにより、時間領域の信号に変換する逆フーリエ変換回路と、
前記逆フーリエ変換された時間領域の信号に対し、ガードバンド部分を除いた時間領域の信号を選択する信号切り出し回路と、
前記選択された複数の時間領域の信号を適切な順番で並べ替えて出力する出力回路と、
を備えることを特徴とする干渉低減装置。