JP2004112916A - 電圧駆動型半導体素子のゲート駆動装置 - Google Patents
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Abstract
【解決手段】電力変換装置に用いる電圧駆動型半導体素子を駆動するゲート駆動装置において、第1のゲート駆動条件でオンオフ動作する前記電圧駆動型半導体素子のターンオフ時に印加される特定時刻におけるコレクタ・エミッタ間電圧値の検出手段あるいは電圧変化率の検出手段を備え、前記いずれかの検出手段の検出結果に応じて次のターンオン用ゲート駆動条件を第2のゲート駆動条件に切り替える手段を具備する。即ち、低電流時はスイッチング素子(IGBT)のコレクタ・エミッタ間電圧が通常時に比べ緩やかに上昇することを検出して、次のスイッチングではゲートオン抵抗値を大きくすることにより、スイッチング動作を緩やかにして、FWD逆回復時のサージ電圧と高周波の振動を抑制する。
【選択図】 図1
Description
【発明の属する技術分野】
この発明は、電力変換装置に適用される電圧駆動型半導体素子のゲート駆動装置に関し、特にスイッチング素子とダイオードの逆並列回路を直列接続した回路をn個直流電源と並列に接続するインバータやコンバータなどにおけるスイッチング時のダイオード逆回復動作時の課題解決やスイッチング素子の損失低減技術に関する。
【0002】
【従来の技術】
図7に電圧駆動型半導体素子としてIGBTを使用した衆知の電圧形インバータの回路構成図を示す。1が直流電源(交流入力のインバータの場合は整流器を含む)、2が平滑用の電解コンデンサ、3,5,7,9がIGBT、4,6,8,10がそれぞれのIGBTに逆並列に接続されたフリーホイルダイオード(以下FWD)である。
【0003】
図7において、IGBT3と9をオンすることにより正の電圧Vを、IGBT7と5をオンすることにより負の電圧 −Vを出力する。出力電圧が正→負と負→正とを交互に出力することにより、交流電圧が出力される。図7はこのインバータ回路の出力から負荷11に負荷電流ILを流す構成例である。
【0004】
図8は図7に示した電圧形インバータにおいて、IGBT5がスイッチングするときの等価回路図で、12は回路の配線インダクタンス、14,15はIGBTのゲート駆動装置である。この種の駆動装置としては、特開2002−165435号に開示されているとおりである。
【0005】
図5にIGBTのゲート駆動装置14,15の主要部を示す回路図を示す。図5において、19,20がIGBTをターンオン及びターンオフさせるためのスイッチ素子、21がゲートオン抵抗、22がゲートオフ抵抗、16がON信号17及びOFF信号18を出力するインターフェイス回路である。
【0006】
また、図6にIGBT5のスイッチング時におけるコレクタ・エミッタ間電圧VCE及びコレクタ電流Icの動作波形、FWD4のアノード・カソード間電圧VAK及びFWDの電流(IFと逆回復電流)波形を示す。
【0007】
図8において、IGBT5がオン状態の時には、電解コンデンサ2→回路配線インダクタンス12→L負荷13→IGBT5→電解コンデンサ2の経路で電流が流れる(オンモード)。IGBT5がターンオフすると、IGBT5のコレクタ・エミッタ間電圧VCEが上昇する。VCEが直流電圧Edに達すると、FWD4がオンすることにより、負荷電流ILはFWD4に転流して、L負荷13→FWD4→L負荷13の経路で電流が流れる(フリーホイリングモード)。
【0008】
この状態から、IGBT5がターンオンすると、FWD4が逆回復して、電解コンデンサ2→回路配線インダクタンス12→FWD4→IGBT5→電解コンデンサ2の経路で電流が流れ、FWD4の逆回復動作が終了すると、再びIGBT5がオン状態(オンモード)となる。ここで、FWD4逆回復時にサージ電圧Vp1が発生する(図6(b)参照)が、このサージ電圧は通常電流時に比べ、低電流時大きくなり、また高周波の振動波形となる。
【0009】
【発明が解決しようとする課題】
フリーホイリングモード時の電流が低電流の場合にFWD4が逆回復すると、高いサージ電圧Vp1と高周波の振動現象が発生し、発生ノイズが増大すると共に、素子破壊に至る可能性がある。図6(b)に低電流逆回復時の動作波形を示す。
【0010】
このFWD低電流逆回復時のサージ電圧と振動現象による素子破壊を防止するために、図5の従来のゲート駆動装置において、IGBT5のゲートオン抵抗21の抵抗値を大きくすることにより、サージ電圧と振動現象を抑制することができる。ゲート抵抗値を大きくすることによりIGBTのコレクタ電流の立上がり速度を緩和する方法としては、特開平10−032976に開示されている。しかし、ゲートオン抵抗21の抵抗値を大きくすると、通常電流時のターンオン損失が増加する問題がある。
【0011】
【課題を解決するための手段】
上述のゲートオン抵抗の抵抗値を大きくすることにより、低電流逆回復時のサージ電圧と振動現象を抑制することができるが、ターンオン損失が増加するという課題に対して、IGBTのターンオフ時に印加される特定時刻におけるコレクタ・エミッタ間の電圧値の検出手段あるいは電圧変化率の検出手段を備え、前記いずれかの検出手段の検出結果に応じて次のターンオン時における対抗アームのFWD逆回復電流を推測し、低電流逆回復時にはゲートオン抵抗を高抵抗値に切り替える。これはIGBTのターンオフ動作において、低電流遮断時にコレクタ・エミッタ間電圧の上昇時間が通常電流遮断時に比べて遅くなるIGBTの動作特性に着目し、この特性を利用するものである。
【0012】
【発明の実施の形態】
図1に,請求項1と請求項2に基づいた本発明の実施例を示す。図5の従来例と同様な機能を有するものには、同様の符号を付けている。図1の実施例において、従来のゲート駆動回路(図5)に、検出抵抗24,25と、ターンオフ時のコレクタ・エミッタ間電圧VCEを検出する電圧検出回路33と、電圧検出回路33で検出した電圧値を検知レベル36と比較するコンパレータ34と、OFF信号18が入力されてからディレイ回路35による設定時間後にコンパレータでの比較結果を記憶する記憶回路31と、記憶回路31の保護信号32とインターフェイス回路16からのON信号17との論理演算回路28,29,30と、低電流逆回復時に高抵抗27でIGBT5をドライブするスイッチ素子26で構成される。
【0013】
次に本発明によるゲート駆動装置の動作を、図3の動作波形に基づいて説明する。図3(a)が通常電流時の動作波形、図3(b)が低電流時の動作波形である。IGBT5がターンオフすると、コレクタ・エミッタ間電圧が上昇を始め、電圧検出回路33によって検出される電圧が、検知レベルに達していなければ(図3(b))“H”信号を、検知レベルに達していれば(図3(a))“L”信号をコンパレータ34が出力する。ディレイ回路35の検知設定時間後にコンパレータの出力値を記憶回路31が記憶して、その値を保護信号32として出力する。
【0014】
ここで図3に示すように、IGBT5が低電流遮断時の場合は、コレクタ・エミッタ間電圧VCEの上昇時間が、通常電流遮断時に比べて遅くなり、検知レベルに達しないので、低電流時には保護信号“H”が出力される。保護信号“H”が出力された時、IGBT5の次のターンオン動作でのFWD4の逆回復動作は低電流逆回復動作となる。
【0015】
次にインターフェイス回路からON信号が出力されると、保護信号“H”が出力されている場合は、スイッチ素子26がオンして、IGBT5は高抵抗27でターンオン動作をする。また、保護信号“L”が出力されている場合は、スイッチ素子19がオンして、通常のゲートオン抵抗21でターンオン動作をする。
【0016】
このことにより、FWD低電流逆回復時には高抵抗でターンオン、通常電流逆回復時には通常ゲートオン抵抗でターンオンさせることができ、通常動作時のターンオン損失を増加させずに、FWD低電流逆回復時のサージ電圧と振動現象を抑制することが可能となる。
【0017】
図2に、請求項1と請求項3に基づいた本発明の実施例を示す。図5の従来例と同様な機能を有するものには、同様の符号を付けている。図2の実施例において、従来のゲート駆動回路(図5)に、検出抵抗24,25と、ターンオフ時のコレクタ・エミッタ間電圧の電圧変化率dv/dtを検出する微分回路38と、微分回路38で検出した電圧変化率dv/dtの最大値を記憶するピークホールド回路39と、ピークホールド回路39の出力値を検知レベル値41と比較するコンパレータ40と、コンパレータでの比較結果を記憶する記憶回路31と、ピークホールド回路39の記憶値をON信号17が入力されてから設定時間後にリセットさせるディレイ回路42と、記憶回路31の出力である保護信号32とインターフェイス回路16からのON信号17との論理演算回路28,29,30と、低電流逆回復時に高抵抗27でIGBT5をドライブするスイッチ素子26で構成される。
【0018】
次に本発明によるゲート駆動装置の動作を、図4の動作波形に基づいて説明する。図4(a)が通常電流時の動作波形、図4(b)が低電流時の動作波形である。IGBT5がターンオフすると、コレクタ・エミッタ間電圧VCEが上昇を始め、微分回路38によって検出される電圧変化率dv/dtの最大値がピークホールド回路39に記憶される。ピークホールド回路39に記憶された値が検知レベルに達していなければ“H”信号を、検知レベル36に達していれば“L”信号をコンパレータ40が出力する。
【0019】
インターフェイス回路16からON信号17が出力されると、コンパレータ40の出力値を記憶回路31が記憶し、保護信号32を出力する。
保護信号“H”が出力されている場合は、スイッチ素子26がオンして、IGBT5は高抵抗27でターンオン動作をする。保護信号“L”が出力されている場合は、スイッチ素子19がオンして、ゲートオン抵抗21でターンオン動作をする。また、インターフェイス回路16がON信号17を出力してから、ディレイ回路42によって設定時間後にピークホールド回路39の記憶値をリセットする。
【0020】
このことにより、FWD低電流逆回復時には高抵抗でターンオン、通常電流逆回復時には通常ゲートオン抵抗でターンオンさせることができ、通常動作時のターンオン損失を増加させずに、FWD低電流逆回復時のサージ電圧と振動現象を抑制することが可能となる。
【0021】
尚、上記実施例では、低電流逆回復時のターンオン用のゲート駆動条件として、ゲートオン抵抗値を通常の抵抗値から高抵抗値に切り替える例を示したが、順バイアス電圧値を低い電圧値に切り替える方法、IGBTのゲート−エミッタ間にコンデンサを付加し見掛け上のゲート入力容量値を大きな容量値に切り替える方法、電流源で駆動するようなゲート駆動装置の場合には低電流駆動に切り替える方法でも実現できる。
【0022】
また、実施例では単相インバータを例に説明したが、スイッチング素子とこれに逆並列接続されたダイオードとからなるスイッチアームを直列接続した直列接続回路を直流電源に並列接続して構成した電力変換装置全般に適用できることは言うまでもない。
【0023】
【発明の効果】
本発明によれば、このゲート駆動装置をインバータ等の電力変換装置に適用すれば、自アームスイッチング素子のターンオフ時の電圧を検出することだけで、ターンオン損失を増加させずに、FWD低電流逆回復時のサージ電圧と振動現象を抑制でき、発生ノイズの低減、素子破壊の防止が可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明の第1の実施例を示す回路図である。
【図2】本発明の第2の実施例を示す回路図である。
【図3】本発明の第1の実施例を示す回路図(図1)の動作波形図である。
【図4】本発明の第2の実施例を示す回路図(図2)の動作波形図である。
【図5】従来のゲート駆動装置の回路図である。
【図6】従来のゲート駆動装置の回路図(図5)の動作波形図である。
【図7】衆知の単相インバータ回路図である。
【図8】図7の動作を説明するための等価回路図である。
【符号の説明】
1・・・直流電源 2・・・電解コンデンサ
3,5,7,9・・・IGBT
4,6,8,10・・・フリーホイルダイオード
11・・・負荷 12・・・配線インダクタンス
13・・・L負荷 14,15・・・従来のゲート駆動装置
16・・・インターフェース回路 17・・・ON信号
18・・・OFF信号 19・・・オン用スイッチ素子
20・・・オフ用スイッチ素子 21・・・ゲートオン抵抗
22・・・ゲートオフ抵抗 23・・・本発明のゲート駆動装置1
24,25・・・検出抵抗 26・・・スイッチ素子
27・・・高抵抗 28,29,30・・・論理演算回路
31・・・記憶回路 32・・・保護信号
33・・・電圧検出回路 34,40・・・コンパレータ
35,42・・・ディレイ回路 36,41・・・検知レベル
37・・・本発明のゲート駆動装置2 38・・・微分回路
39・・・ヒ゜ークホールト゛回路
Claims (3)
- 電力変換装置に用いる電圧駆動型半導体素子を駆動するゲート駆動装置において、第1のゲート駆動条件でオンオフ動作する前記電圧駆動型半導体素子のターンオフ時に印加される特定時刻におけるコレクタ・エミッタ間電圧値の検出手段あるいは電圧変化率の検出手段を備え、前記いずれかの検出手段の検出結果に応じて次のターンオン用ゲート駆動条件を第2のゲート駆動条件に切り替える手段を具備することを特徴とする電圧駆動型半導体素子のゲート駆動装置。
- 請求項1記載の前記電圧駆動型半導体素子のコレクタ・エミッタ間電圧値の検出手段として、前記コレクタ・エミッタ間電圧値を予め定められた設定時刻に検出する検出回路、および該検出回路の検出値と予め定められた設定値とを比較する比較回路を含む構成とすることを特徴とする電圧駆動型半導体素子のゲート駆動装置。
- 請求項1記載の前記電圧駆動型半導体素子に印加されるコレクタ・エミッタ間電圧変化率の検出手段として、前記電圧駆動型半導体素子に印加されるコレクタ・エミッタ間電圧の微分値または微分値相当を検出する検出回路、および該検出回路の検出値と予め定められた設定値とを比較する比較回路とを含む構成とすることを特徴とする電圧駆動型半導体素子のゲート駆動装置。
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