JP2009254117A - 電動モータの制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 安定して起動を行うことができ、起動後の振動・騒音を充分に抑制することができる電動モータの制御装置を提供すること。
【解決手段】 ３相交流同期モータ２０１を制御する電動モータ制御装置１において、３相交流同期モータ２０１に対して設定したＤ軸及びＱ軸に対しての制御演算により３相交流同期モータ２０１の回転速度を制御するＤＱ軸電流指令値演算部１３、Ｄ軸電圧指令値演算部１４、Ｑ軸電圧指令値演算部１５と、通常時は、Ｄ軸電圧指令値演算部１４、Ｑ軸電圧指令値演算部１５の制御演算出力に補正を行い、Ｄ軸及びＱ軸に対しての制御演算を非干渉化し、モータ起動時は、制御演算を補正しない電圧補正量演算部１６を備えた。
【選択図】 図１

Description

本発明は、電動モータの制御装置の技術分野に属する。

従来では、電動コンプレッサの駆動装置は、起動時において、電動コンプレッサの差圧を検出し、差圧があると、過電流保護手段の電流閾値を差圧がない時よりも高くし、モータへ印加する交流電圧の値を大きくしている（例えば、特許文献１参照）
特開２００６−２９３４２号公報（第２−９頁、全図）

しかしながら、従来にあっては安定した起動と、起動後の振動・騒音の抑制が充分ではなかった。

本発明は、上記問題点に着目してなされたもので、その目的とするところは、安定して起動を行うことができ、起動後の振動・騒音を充分に抑制することができる電動モータの制御装置を提供することにある。

上記目的を達成するため、本発明では、３相交流同期モータを制御する電動モータの制御装置において、前記３相交流同期モータに対して設定したＤ軸及びＱ軸に対しての制御演算により前記３相交流同期モータの回転速度を制御する制御手段と、通常時は、前記制御演算に補正を行い、前記制御演算を非干渉化し、モータ起動時は、前記制御演算を補正しない補正手段と、を備えることを特徴とする。

よって、本発明にあっては、安定して起動を行うことができ、起動後の振動・騒音を充分に抑制することができる。

以下、本発明の電動モータの制御装置を実現する実施の形態を、請求項１〜５に係る発明に対応する実施例１に基づいて説明する。

まず、構成を説明する。
図１は実施例１の電動モータの制御装置のブロック構成を示す図である。
実施例１の電動モータの制御装置は、例えば、車両の空調装置における電動コンプレッサの制御装置、EVやHEVの車両の駆動用モータの制御装置を例とする。
実施例１の電動モータ制御装置１は、３相同期電動モータのコントローラの一部として設けられる。そのため、コントローラの他の部分により、３相同期電動モータの目標速度が設定され、電動モータ制御装置１に入力されるものとする。そして、電動モータ制御装置１は、インバータと３相同期電動モータからなるモータインバータ２へ制御信号を出力する。

電動モータ制御装置１は、目標回転速度演算部１１、加算器１２、ＤＱ軸電流指令値演算部１３、Ｄ軸電圧指令値演算部１４、Ｑ軸電圧指令値演算部１５、電圧補正量演算部１６、Ｄ軸電圧補正部１７、Ｑ軸電圧補正部１８、インバータ制御信号演算部１９、３相電流検出部２０、電流変換部２１、回転角度演算部２２、回転速度推定部２３を備えている。

目標回転速度演算部１１は、制御目標としての目標回転速度を演算する。例えば、車両のエアコンであれば、エバポレータ通過後の空気温度が所望の値となるように、実際の空気温度と目標空気温度を比較して、ＰＩ制御により目標回転速度を設定する。
加算器１２は、３相同期電動モータの目標回転速度と検出した回転速度の実値の偏差を演算する。

ＤＱ軸電流指令値演算部１３は、速度の偏差にゲインを乗じるフィードバック演算、例えばＰＩ制御演算を行い、ＤＱ軸電流指令値Iaを演算する。
さらに、ＤＱ軸電流指令値Iaから、Ｄ軸電流指令値Id^＊とＱ軸電流指令値Iq^＊に電流を配分し出力する。この配分は、例えば、次の式によって行う。ここで、２０度は進角度に相当し、モータ機器定数から決まる値である。
（数３）

Id^＊=sin(20/180・π)・Ia
（数４）

Iq^＊=cos(20/180・π)・Ia

Ｄ軸電圧指令値演算部１４は、Ｄ軸電流指令値Id^＊と検出したＤ軸電流値Idを比較して、例えばＰＩ制御からＤ軸電圧指令値Vd1^＊を演算する。比例ゲイン、積分ゲインは、後述する非干渉制御の説明で用いた値を使用する。
Ｑ軸電圧指令値演算部１５は、Ｑ軸電流指令値Iq^＊と検出したＱ軸電流値Iqを比較して、例えばＰＩ制御からＱ軸電圧指令値Vq1^＊を演算する。比例ゲイン、積分ゲインは、後述する非干渉制御の説明で用いた値を使用する。

電圧補正量演算部１６は、次の式に基づいて、補正量を演算する。
（数５）

Vd^＊＝Vd1−ω・Lq・Iq
（数６）

Vq^＊＝Vq1＋ω・Ld・Id＋ω・ψa
（数７）

Ｄ軸電圧補正量＝−ω・Lq・Iq
（数８）

Ｑ軸電圧補正量＝ω・Ld・Id＋ω・ψa

さらに、電圧補正量演算部１６は、推定された回転速度からモータ起動を判断し、起動から所定時間内は、上記のＤ軸電圧補正量、Ｑ軸電圧補正量を０とする。
Ｄ軸電圧補正部１７は、Ｄ軸電圧指令値Vd1^＊にＤ軸電圧補正量を加算して、最終的なＤ軸電圧指令値Vd^＊を演算する。
Ｑ軸電圧補正部１８は、Ｑ軸電圧指令値Vq1^＊にＱ軸電圧補正量を加算して、最終的なＱ軸電圧指令値Vq^＊を演算する。
インバータ制御信号演算部１９は、以下のような計算を行って、３相指令電圧（Vu^＊,Vv^＊,Vw^＊)を計算する。なお、Vα^＊，Vβ^＊は中間変数であり、２相電圧指令値である。また、θは電気角（機械角×極対数）で表した回転角度である。

さらにインバータ制御信号演算部１９は、３相指令電圧（Vu^＊,Vv^＊,Vw^＊)と３角波を比較して、スイッチング信号を生成し、出力する。
３相電流検出部２０は、３相同期電動モータのＵ相、Ｖ相、Ｗ相のコイルに流れる電流（Iu,Iv,Iw）を検出する。なお、全ての電流の和は０アンペアになるので、その関係を用いて、３相のうち２つをセンシングして、残りは計算で算出してもよい。その場合は、次の式によるものとする。

（数１１）

Iu=-(Iv+Iw)
電流変換部２１は、検出した３相電流Iu,Iv,Iwから次の式を用いて、Ｑ軸電流Iq、Ｄ軸電流をIdを求める。この電流値Iq,Idは、検出電流を変換したものであるため実値である。

なお、この２つの式は、パーク変換とクラーク変換である。

回転角度演算部２２は、回転速度推定部２３により推定された回転速度を積分して、回転角度を演算する。
回転速度推定部２３は、推定演算により回転速度を推定する。
推定演算の例として、電気学会論文誌（産業応用部門誌）１２７巻第７号に記載の論文「圧縮機用PMSM位置センサレスベクトル制御のためのBPFを用いた周期的速度変動抑制制御」の図１に記載の推定演算を挙げておく。

図２に示すのは、モータインバータ２の概要説明図である。
モータインバータ２は、３相交流同期モータ２０１と、インバータ回路である電源２０２、トランジスタ２０３〜２０８、電流検出抵抗２０９、２１０を備えている。
３相交流同期モータ２０１のロータの構造は埋め込み磁石型であるとする。
電源２０２は、３相交流同期モータ２０１へ駆動電源を供給する。
トランジスタ２０３〜２０８は、それぞれ３相交流同期モータ２０１の３相(Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相)のコイルへの出力を行う。３相のアッパーアーム側には、それぞれ、トランジスタ２０３〜２０５のエミッタを３相コイルのそれぞれへ接続し、コレクタを電源供給側に接続する。そして、ベースへの入力は、インバータ制御信号演算部１９からのゲート制御信号が入力される接続にする。

次に、３相のロワアーム側には、それぞれ、トランジスタ２０６〜２０８のコレクタを３相コイルのそれぞれへ接続し、エミッタを電源への帰還側へ接続する。そして、ベースへの入力は、インバータ制御信号演算部１９からのゲート制御信号が入力される接続にする。なお、ロワアーム側は、それぞれのアッパーアーム側のゲート制御信号の反転した波形が入力されることになる。
さらに、３相のうち、２相のロワアーム側には、電流検出抵抗２０９、２１０を設けるようにする。残りの相の電流値は演算で求めるものとする（上記数式１０参照）。なお、電流検出抵抗２０９、２１０の例としてシャント抵抗を挙げておく。

作用を説明する。
[モータ制御]
実施例１の電動モータ制御装置１では、上位に設けられる制御により、情報が目標回転速度演算部１１へ入力され、これに基づいて制御を行う。
例えば、車室内の空調制御では、電動コンプレッサの目標回転速度が設定される。
これに対して電動モータの制御装置では、この目標回転速度を実現するように交流同期モータをベクトル制御方式によって制御する。
図３は実施例１の電動モータの制御装置のベクトル制御の説明図である。
このベクトル制御では、図３に示すように、交流電流を直流化し、１対の磁極のロータに対して、磁極方向のＤ軸と磁極と直交するＱ軸を考え、制御上、Ｄ軸電流とＱ軸電流として取り扱う。
そのため、Ｄ軸電流を増加すればトルクが増加し、Ｑ軸電流を増加すれば回転速度が増加する。

実施例１では、目標回転速度と実回転速度の偏差から、ＤＱ軸電流指令値演算部１３が、ＤＱ軸電流指令値を演算し、さらに、Ｄ軸電流指令値Id^＊とＱ軸電流指令値Iq^＊に配分する演算を行い出力する。
そして、Ｄ軸電圧指令値演算部１４とＱ軸電圧指令値演算部１５によって、Ｄ軸電流指令値Id^＊とＱ軸電流指令値Iq^＊に、検出値Id,Iqを近づけるようフィードバック制御をＰＩ制御により行う。
そして、このようにして得られたＤ軸電圧の指令値Vd1^＊、Ｑ軸電圧の指令値Vq1^＊を、補正を介して出力し、インバータ制御信号演算部１９により３相指令電圧（Vu^＊,Vv^＊,Vw^＊)にして、モータインバータ２へ出力する制御を行う。

図４はＵ相の電圧指令値と三角波からゲート制御信号を生成する状態を示す説明図である。
実施例１の電動モータの制御装置において、インバータ制御信号演算部１９では、３相指令電圧（Vu^＊,Vv^＊,Vw^＊)と３角波を比較して（図４(a)参照）、ゲート制御信号を生成する（図４(b)参照）。このゲート制御信号は、PWM制御信号であり、デューティ比で表現されるものとなる。
なお、図４にはＵ相を例に示すが、Ｖ相、Ｗ相も同様に生成できる。

[非干渉制御]
実施例１の電動モータ制御装置１では、電圧補正量演算部１６、Ｄ軸電圧補正部１７、Ｑ軸電圧補正部１８を備えることによって、非干渉制御を行っている。
図１のブロック構成において、Vd^＊,Vq^＊とId,Iqの関係は、下の数式１２、数式１３のようになる。
なお、数式１４、数式１５において、p()は括弧内の変数の時間微分を表わす。Ｒはモータ巻き線各相の抵抗値（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相全て同じとする）である。ωは回転速度（電気角）である。ψaはロータである永久磁石の磁束である。LqはＱ軸インダクタンス、LdはＤ軸インダクタンスである。
（数１４）

Vd^＊＝R・Id−ω・Lq・Iq＋Ld・p(Iq)
（数１５）

Vq^＊＝R・Iq＋ω・Lq・Iq＋ω・ψa＋Lq・p(Iq)

ここで、Vd^＊,Vq^＊とVd1^＊,Vq1^＊との関係が下式となるように電圧の補正を行う。
（数１６）

Vd^＊＝Vd1^＊−ω・Lq・Iq
（数１７）

Vq^＊＝Vq1^＊＋ω・Lq・Iq＋ω・ψa

すると、数式１４、数式１５は、以下の式とすることができる。これを拡大した制御対象とみなすことで、Ｄ軸、Ｑ軸の電圧指令値演算は単純なＰＩ制御で、狙いとする電流制御性能を実現することができる。
（数１８）

Vd1^＊＝R・Id＋Ld・p(Iq)
（数１９）

Vq1^＊＝R・Iq＋Lq・p(Iq)

次に、非干渉制御を行った場合の電流制御（電圧指令値演算）について説明する。
図５は、Ｄ軸側の電流制御系の制御ブロック構成を示す図である。
この図５では、加算器３２によるＤ軸電流指令値Id^＊と実Ｄ軸電流Idとの偏差に対して、Ｄ軸電圧指令値演算部１４が、比例ゲインKp、積分ゲインKiにより、次の数式２０に示す伝達関数による演算を行い、非干渉制御を含む拡大制御対象３１が、次に数式２１に示す伝達関数による演算を行う。そして、帰還路が形成され、フィードバック制御が行われる。

ここで、比例ゲインKpと積分ゲインKiを以下のように選択すれば、Ｄ軸電流指令値(Id^＊)からＤ軸電流までの伝達関数(Gcとする)を、一次遅れで表わすことができる。
（数２０）

Kp＝L/τ
（数２１）

Ki＝R/τ
（数２２）

Gc＝1/(τ・s+1)

ここで、時定数τは、比例ゲイン、積分ゲインの設定によって、自由に設計することができる。

このように非干渉制御を行うことによって、電流制御の閉ループ特性を定常偏差の生じない一次遅れとすることができ、元々のプラントの時定数であるLd/Rとは関係なく、自由に時定数を変えることができる。
なお、Ｑ軸電流制御系についても同じである。
実施例１では、電圧補正量演算部１６、Ｄ軸電圧補正部１７、Ｑ軸電圧補正部１８によって、上記数式１６、数式１７が満足するよう補正を行って、非干渉制御を成立させ、電流の制御性能を向上する。

[非干渉制御の起動時停止処理]

図６に示すのは、電圧補正量演算部１６で実行される非干渉制御の起動時停止処理の流れを示すフローチャートで、以下各ステップについて説明する。

ステップＳ１では、回転速度推定部２３からの回転速度からモータ起動を検出したかどうかを判断し、起動を検出したならばステップＳ２へ進み、起動を検出しないならば処理を終了する。

ステップＳ２では、タイマカウントをスタートする。

ステップＳ３では、所定時間が経過したかどうかを判断し、所定時間が経過したならば、ステップＳ４へ進み、所定時間が経過しないならばステップＳ５へ進む。

ステップＳ４では、Ｄ軸電圧補正量を−ω・Lq・Iqから演算し、Ｑ軸電圧補正量をω・Lq・Iq＋ω・ψaから演算し、非干渉制御を成立させる制御状態にして処理を終了する。

ステップＳ５では、Ｄ軸電圧補正量を０とし、Ｑ軸電圧補正量を０とし、非干渉制御を行わない制御状態にして、ステップＳ３へ戻る。

[非干渉制御の起動時停止作用]

実施例１では、電圧補正量演算部１６により、モータ起動から所定の時間が経過するまで（ステップＳ１〜Ｓ３）は、Ｄ軸電圧補正量、Ｑ軸電圧補正量を０にして非干渉制御を成立させないようにする。非干渉制御が成立しなくても、上記説明したＰＩ制御は行われ、目標の回転速度に向けてフィードバック制御が行われる。

これにより、詳細を後述するモータ起動時の干渉制御に用いる入力値が不安定な状態では、干渉制御を行わないようにしつつも、モータ起動後には、干渉制御が行われ、電流の制御性能を向上させることができる。電流の制御性能が向上すると、モータの回転変動や、これによる振動・騒音を抑制することができる。

さらに、説明する。電圧補正量演算部１６において、非干渉制御を成立させる補正量を演算するためには、検出される電流値Id,Iqと回転速度ωの情報が必要であり、実施例１では、回転速度推定部２３、３相電流検出部２０、電流変換部２１により、電圧補正量演算部１６へ入力される。その他のパラメータは定数として扱える。これらは、基本的には実値でないと理想的な非干渉化にならない。

このことについて、実施例１のように回転速度を推定速度によって求めるセンサレス制御方式を採用する場合は、以下のようになる。
センサレス制御には、いくつかの制御には、いくつかの演算方法が存在するが、モータを動かし始める前に、ロータの磁極位置推定を行う場合を除くと、モータを回しながら、推定精度を上げていくような動作を行う。

駆動初期段階は、磁極位置とは関係なく、回転磁界が生じるようにステータコイルの電流を制御する。これはオープンループ制御であり、さらにこの制御が行われ、ロータは、やがて回転磁界に同期して回転する。推定演算は駆動初期段階から行うが、推定回転速度が回転磁界の速度に達してから、推定演算ができると判断し、速度フィードバック制御を開始する。これは、クローズドループ制御である。即ち、オープンループ制御中は推定値の精度は低くなり、さらに推定回転速度を積分して求めた推定角度に従って、３相交流電流を変換して求めたId,Iqの値の精度も低くなってしまう。このため、駆動初期段階から推定回転速度や実際のＤ軸、Ｑ軸電流(Id,Iq)を使うと、理想的な干渉化が行えないだけでなくモータが駆動できないという問題も生じることがある。

実施例１では、モータ起動時では、干渉制御を行わないようにし、確実なモータ起動を行い、モータ起動後には、干渉制御を行い、電流の制御性能を向上させる。

効果を説明する。実施例１の電動モータの制御装置にあっては、以下に列挙する効果を有する。
(1)３相交流同期モータ２０１を制御する電動モータ制御装置１において、３相交流同期モータ２０１に対して設定したＤ軸及びＱ軸に対しての制御演算により３相交流同期モータ２０１の回転速度を制御するＤＱ軸電流指令値演算部１３、Ｄ軸電圧指令値演算部１４、Ｑ軸電圧指令値演算部１５と、通常時は、Ｄ軸電圧指令値演算部１４、Ｑ軸電圧指令値演算部１５の制御演算出力に補正を行い、Ｄ軸及びＱ軸に対しての制御演算を非干渉化し、モータ起動時は、制御演算を補正しない電圧補正量演算部１６を備えるため、安定して起動を行うことができ、起動後の振動・騒音を充分に抑制することができる。

(2)上記(1)において、制御手段は、３相交流同期モータ２０１への要求に基づいて、３相交流同期モータ２０１の目標回転速度を設定する目標回転速度演算部１１と、３相交流同期モータ２０１の回転速度を推定する回転速度推定部２３と、目標回転速度に推定回転速度が近づくように、３相交流同期モータ２０１のＱ軸電流指令値、Ｄ軸電流指令値を設定するＤＱ軸電流指令値演算部１３と、推定回転速度を積分演算して回転角度を演算する回転角度演算部２２と、各相に流れる交流電流を検出する３相電流検出部２０と、各相の交流電流と、回転角度から実Ｑ軸電流、実Ｄ軸電流を演算する電流変換部２１と、Ｑ軸電流指令値と実Ｑ軸電流から、その差が小さくなるようにＰＩ制御によってＱ軸電圧指令値を演算するＱ軸指令値演算部１４と、Ｄ軸電流指令値と実Ｄ軸電流から、その差が小さくなるようにＰＩ制御によってＤ軸電圧指令値を演算するＤ軸指令値演算部１５と、補正後のＱ軸電圧指令値とＤ軸電圧指令値、及び回転角度から、３相交流同期モータ２０１を駆動するモータインバータ２のトランジスタ２０３〜２０８の制御信号を演算するインバータ制御信号演算部１９を備え、補正手段は、回転速度と実Ｄ軸電流、及びＱ軸電流から、Ｄ軸電流制御とＱ軸電流制御を非干渉化させるようＤ軸電圧指令値とＱ軸電圧指令値の補正値を演算する電圧補正量演算部１６と、Ｄ軸電圧指令値にＤ軸電圧補正値を加算して補正を行うＤ軸電圧補正部１７と、Ｑ軸電圧指令値にＱ軸電圧補正値を加算して補正を行うＱ軸電圧補正部１８を備え、電圧補正量演算部１６は、モータ起動から所定期間は、Ｄ軸電圧指令値とＱ軸電圧指令値の補正量を共に０とし、モータ起動から所定期間経過後は、実Ｄ軸電流と実Ｑ軸電流、及び推定回転速度を用いて、Ｄ軸電圧指令値とＱ軸電圧指令値の補正量を演算するため、ＤＱ軸電流指令値演算部１３とＤ軸電圧指令値演算部１４、及びＱ軸電圧指令値演算部１５は、目標回転速度演算部１１で設定された目標回転速度と推定回転速度の差が小さくなるように、例えばＰＩ制御によりＤ軸、Ｑ軸に対する制御演算を行う。その際に、電圧補正量演算部１６は、制御演算に対する補正を行うことで、通常時は制御演算を非干渉化する。非干渉化された制御演算は、Ｄ軸に関する制御の伝達関数又は制御式、制御パラメータと、Ｑ軸に関する制御の伝達関数又は制御式、制御パラメータが共通せず、独立した制御状態となる。これにより、制御は他方の軸制御への干渉を考慮せずに制御できることになり、制御性が向上し、電流制御性能が向上できる。但し、このような制御を行う際、本来は入力値の実値は、実際の検出値を用いることが望ましいが、コストや構造から実際の検出が困難で、推定値を用いている場合（実施例では回転速度が推定速度）に、同期モータのモータ起動時は、回転磁界を先行させ、これでロータを引き上げるようにして起動させるため、推定値の確実さが低下し、非干渉制御を成立させるための補正を行うと、モータ起動に影響があり、起動しないこともあり得るため、モータ起動時には補正値を０にして、非干渉制御にしないようにして、モータ起動の確実性、推定値の使用、非干渉制御を良好に成立させ、安定して起動を行うことができ、起動後の振動・騒音を充分に抑制することができる。

(3)上記(2)において、電圧補正量演算部１６のモータ起動から所定経過後は、回転角度をω、Ｑ軸インダクタンスをLq、実Ｑ軸電流をIq、Ｄ軸インダクタンスをLd、実Ｄ軸電流をId、電動モータのロータの永久磁石の磁束をψａとし、
次の数式２３、
（数２３）

Ｄ軸電圧補正量＝−ω・Lq・Iq

及び次の数式２４、
（数２４）

Ｑ軸電圧補正量＝ω・Ld・Id＋ω・ψa

から補正量を演算するため、Ｄ軸の電圧指令値演算は次の数式２５となる。
（数２５）

Vd1^＊＝R・Id＋Ld・p(Id)

そして、Ｑ軸の電圧指令値演算は次の数式２６となる。
（数２６）

Vq1^＊＝R・Iq＋Lq・p(Iq)

ここで、Rは抵抗値、Ld,Lqはインダクタンス値であることを踏まえると、Ｄ軸の制御演算の数式２３とＱ軸の制御演算の数式２４では、制御変数の共通項がない。そのため、一方の軸に対する制御が他方の軸に対して影響することがなく（非干渉化）、そのための考慮や制限も必要がない。そのため、ＰＩ制御等を非常に有効に発揮させることができる。

(4)上記(2)または(3)において、所定期間は、推定回転速度が回転磁界の速度に達する時間に設定されているため、推定回転速度が回転磁界の速度に充分にまだ追従していないために、非干渉化のための補正に用いる推定値の確実性が低くなる。この場合に、非干渉化を行うと制御の精度が低下し、モータ起動に影響を及ぼすことがある。そのため、補正を行わない制限を、推定回転速度が回転磁界の速度に達する時間に設定することにより、モータを確実に起動させた後、非干渉化による制御性能の向上を行うようにし、モータ起動を含めた制御状態を良好なものにできる。

(5)上記(1)〜(4)において、３相交流同期モータ２０１は、車両の空調装置におけるコンプレッサを駆動するのに用いられるものであるため、エンジンルーム内など比較的ドライバに近い位置に配置されるコンプレッサは、振動や騒音が生じると、ドライバが認識しやすいものとなる。そのため、モータ起動と非干渉制御を両立させることによる電流の制御性能の向上化は、コンプレッサの回転変動、これによる振動、騒音の抑制を行うことになり、ドライバが感じる車両の静粛性の評価を向上させるのに寄与することができる。

以上、本発明の電動モータの制御装置を実施例１に基づき説明してきたが、具体的な構成については、これらの実施例に限られるものではなく、特許請求の範囲の各請求項に係る発明の要旨を逸脱しない限り、設計の変更や追加等は許容される。

例えば、３相交流同期モータは、ハイブリッド車（ＨＥＶ）の駆動用として用いるものであってもよいし、電気自動車（ＥＶ）の駆動用として用いるものであってもよい。トルク振動の抑制は、作動音の低減につながり、運転可能領域の広域確保は、モータ小型化につながる。
実施例では、インバータはトランジスタで構成したが、他のスイッチング素子を用いたものであってもよい。

実施例１の電動モータの制御装置のブロック構成を示す図である。 モータインバータの概要説明図である。 実施例１の電動モータの制御装置のベクトル制御の説明図である。 Ｕ相の電圧指令値と三角波からゲート制御信号を生成する状態を示す説明図である。 Ｄ軸側の電流制御系の制御ブロック構成を示す図である。 電圧補正量演算部で実行される非干渉制御の起動時停止処理の流れを示すフローチャートである。

符号の説明

１ 電動モータ制御装置
１１ 目標回転速度演算部
１２ 加算器
１３ ＤＱ軸電流指令値演算部
１４ Ｄ軸電圧指令値演算部
１５ Ｑ軸電圧指令値演算部
１６ 電圧補正量演算部
１７ Ｄ軸電圧補正部
１８ Ｑ軸電圧補正部
１９ インバータ制御信号演算部
２０ ３相電流検出部
２１ 電流変換部
２２ 回転角度演算部
２３ 回転速度推定部
３１ 拡大制御対象
３２ 加算器
２ モータインバータ
２０１ ３相交流同期モータ
２０２ 電源
２０３〜２０８ トランジスタ
２０９ 電流検出抵抗
２１０ 電流検出抵抗
Ia ＤＱ軸電流指令値
Id^＊ Ｄ軸電流指令値
Id 実Ｄ軸電流
Iq^＊ Ｑ軸電流指令値
Iq 実Ｑ軸電流
Iu Ｕ相電流
Iv Ｖ相電流
Iw Ｗ相電流
Ki 積分ゲイン
Kp 比例ゲイン
Vd1 Ｄ軸電圧指令値
Vd （補正後の）Ｄ軸電圧指令値
Vq1 Ｑ軸電圧指令値
Vq （補正後の）Ｑ軸電圧指令値
ψa （ロータである永久磁石の）磁束
ω 回転速度

Claims (5)

1. ３相交流同期モータを制御する電動モータの制御装置において、
   前記３相交流同期モータに対して設定したＤ軸及びＱ軸に対しての制御演算により前記３相交流同期モータの回転速度を制御する制御手段と、
   通常時は、前記制御演算に補正を行い、前記制御演算を非干渉化し、モータ起動時は、前記制御演算を補正しない補正手段と、
   を備えることを特徴とする電動モータの制御装置。
2. 請求項１に記載の電動モータの制御装置において、
   前記制御手段は、
   ３相交流同期モータへの要求に基づいて、前記３相交流同期モータの目標回転速度を設定する目標回転速度設定手段と、
   前記３相交流同期モータの回転速度を推定する回転速度推定手段と、
   目標回転速度に推定回転速度が近づくように、前記３相交流同期モータのＱ軸電流指令値、Ｄ軸電流指令値を設定する目標ＤＱ軸電流指令値演算手段と、
   前記推定回転速度を積分演算して回転角度を演算する回転角度演算手段と、
   各相に流れる交流電流を検出する３相電流検出手段と、
   各相の交流電流と、前記回転角度から実Ｑ軸電流、実Ｄ軸電流を演算する電流変換手段と、
   前記Ｑ軸電流指令値と実Ｑ軸電流から、その差が小さくなるようにＰＩ制御によってＱ軸電圧指令値を演算するＱ軸指令値演算手段と、
   前記Ｄ軸電流指令値と実Ｄ軸電流から、その差が小さくなるようにＰＩ制御によってＤ軸電圧指令値を演算するＤ軸指令値演算手段と、
   補正後の前記Ｑ軸電圧指令値と前記Ｄ軸電圧指令値、及び前記回転角度から、前記３相交流同期モータを駆動するインバータのスイッチング素子の制御信号を演算するインバータ制御信号演算手段と、
   を備え、
   前記補正手段は、
   前記回転速度と前記実Ｄ軸電流、及び前記Ｑ軸電流から、Ｄ軸電流制御とＱ軸電流制御を非干渉化させるよう前記Ｄ軸電圧指令値と前記Ｑ軸電圧指令値の補正値を演算する電圧補正量演算手段と、
   前記Ｄ軸電圧指令値に前記Ｄ軸電圧補正値を加算して補正を行うＤ軸電圧補正手段と、
   前記Ｑ軸電圧指令値に前記Ｑ軸電圧補正値を加算して補正を行うＱ軸電圧補正手段と、
   を備え、
   前記電圧補正量演算手段は、モータ起動から所定期間は、前記Ｄ軸電圧指令値と前記Ｑ軸電圧指令値の補正量を共に０とし、
   モータ起動から所定期間経過後は、実Ｄ軸電流と実Ｑ軸電流、及び推定回転速度を用いて、前記Ｄ軸電圧指令値と前記Ｑ軸電圧指令値の補正量を演算する、
   ことを特徴とする電動モータの制御装置。
3. 請求項２に記載の電動モータの制御装置において、
   前記電圧補正量演算手段のモータ起動から所定経過後は、
   回転角度をω、Ｑ軸インダクタンスをLq、実Ｑ軸電流をIq、Ｄ軸インダクタンスをLd、実Ｄ軸電流をId、３相交流同期モータのロータの永久磁石の磁束をψａとし、
   次の数式１、
   （数１）
   Ｄ軸電圧補正量＝−ω・Lq・Iq
   及び次の数式２、
   （数２）
   Ｑ軸電圧補正量＝ω・Ld・Id＋ω・ψa
   から
   補正量を演算することを特徴とする電動モータの制御装置。
4. 請求項２または請求項３に記載の電動モータの制御装置において、
   前記所定期間は、前記推定回転速度が回転磁界の速度に達する時間に設定されていることを特徴とする電動モータの制御装置。
5. 請求項１〜請求項４のいずれか１項に記載の電動モータの制御装置において、
   前記３相交流同期モータは、車両の空調装置におけるコンプレッサを駆動するのに用いられるものである、
   ことを特徴とする電動モータの制御装置。

Images