JP2009118650A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】半導体スイッチング素子のターンオン時、ターンオフ時に発生するＥＭＩノイズを、スイッチング速度を不要に遅くすることなく確実に低減し、ＥＭＩノイズとスイッチング損失との双方が低減可能な電力変換装置を得る。
【解決手段】スイッチ素子１ａのターンオン時、ターンオフ時のそれぞれについて、ノイズモード判定回路４を備えて、コモンモード、ディファレンシャルモードの各ノイズの低減要否を負荷電流に応じて判定させる。またスイッチング時間調整回路５を備えて、コモンモードノイズを低減するために、スイッチ素子１ａのコレクタ・エミッタ間の電圧変化率を小さくし、ディファレンシャルモードノイズを低減するため、スイッチ素子１ａの電流変化率を小さくするように、ゲート電極の充放電速度を遅くする。
【選択図】図４

Description

この発明は、放射ＥＭＩ（Electromagnetic Interference）ノイズの低減とスイッチング損失の低減を兼ね備えた電力変換装置に関するものである。

従来の電力変換器は、ＥＭＩノイズを低減するためにアクティブＥＭＩフィルタを備えて、入力に関してコモンモードノイズとディファレンシャルモードノイズとを低減すると共に、ノイズレベルを検出する。そして、電力スイッチのゲートに印加される電圧を制御するゲート電圧制御回路を備え、コモンモードノイズ低減のために、ターンオンとターンオフの両方の間、電圧変化率を緩やかにし、ディファレンシャルモードノイズ低減のためにターンオンの間、電圧変化率を緩やかにしていた（例えば、特許文献１参照）。

特表２００５−５３４２７１号公報

このような電力変換器では、コモンモードノイズ低減のために、ターンオンとターンオフの両方の間、ゲート電圧の電圧変化率を緩やかにし、ディファレンシャルモードノイズ低減のためにターンオンの間、ゲート電圧の電圧変化率を緩やかにしていたが、ノイズに支配的な要素に着目して制御するものではないため的確に所望の効果を得ることは困難で、必要以上にスイッチング速度を遅くしてしまうという問題点があった。

この発明は、上記のような問題点を解消するために成されたものであって、半導体スイッチング素子のターンオン時、ターンオフ時に発生するＥＭＩノイズを、スイッチング速度を不要に遅くすることなく確実に低減し、ＥＭＩノイズとスイッチング損失との双方が低減可能な電力変換装置を得ることを目的とする。

この発明に係る電力変換装置は、ゲート電極により駆動制御される半導体スイッチング素子を備えて誘導性の負荷に電力供給する。負荷電流を検出する電流センサと、上記半導体スイッチング素子のターンオン、ターンオフのそれぞれについて、差動モードと共通モードとを有する放射ノイズの内、低減すべきノイズモードを、上記電流センサの出力に基づいて決定するノイズモード判定回路と、ゲート指令切り換えによる上記ゲート電極の充放電の速度を変化させて上記半導体スイッチング素子のスイッチング時間を調整するスイッチング時間調整回路とを備える。そして、上記スイッチング時間調整回路は、上記ノイズモード判定回路にて決定されるノイズモードに応じて上記半導体スイッチング素子の両端子間の電流変化率、電圧変化率を選択的に小さくするものである。

この発明によると、ターンオン、ターンオフのそれぞれについて低減すべきノイズモードを判定し、該ノイズモードに応じて半導体スイッチング素子の両端子間の電流変化率、電圧変化率を選択的に小さくするため、スイッチング速度を不要に遅くすることなくＥＭＩノイズを確実に低減でき、ＥＭＩノイズの低減とスイッチング損失の低減とが両立できる。

実施の形態１．
以下、この発明の実施の形態１による電力変換装置について説明する。図１はこの発明の実施の形態１による電力変換装置の一部を示す概略構成図である。
図１に示すように、ダイオード２ａが逆並列接続されたＩＧＢＴから成る半導体スイッチング素子（以下、スイッチ素子と称す）１ａと、ダイオード２ｂが逆並列接続されたＩＧＢＴから成るスイッチ素子１ｂとが直列に接続され、その接続点と誘導性負荷との間に負荷電流を検出する電流センサ６が接続される。

スイッチ素子１ａへのスイッチング指令であるゲート指令が外部から入力されると、アンプ３にてスイッチ素子１ａを駆動できる程度まで増幅された後、スイッチング時間調整回路４にて、スイッチ素子１ａのスイッチング時間が調整されて、ゲート電極に入力される。また、ターンオン時におけるコモンモード（共通モード）のノイズ低減の要否を判定するターンオンコモンモード判定回路３０、ターンオン時におけるディファレンシャルモード（差動モード）のノイズ低減の要否を判定するターンオンディファレンシャルモード判定回路３１、ターンオフ時におけるコモンモードのノイズ低減の要否を判定するターンオフコモンモード判定回路３２を有するノイズモード判定回路５を備え、電流センサ６にて検出された負荷電流に応じてノイズモード判定回路５は、ターンオン、ターンオフのそれぞれについて低減すべきノイズモードを判定する。ノイズモード判定回路５からの出力は、スイッチング時間調整回路４に入力され、スイッチング時間調整回路４はターンオン、ターンオフのそれぞれについて低減すべきノイズモードのノイズを低減するように、ゲート電極の充放電速度を変化させてスイッチング時間を調整する。
なお、この場合、スイッチ素子１ａのスイッチングの制御について示したが、スイッチ素子１ｂについても同様の構成を備えて同様にスイッチング時間を調整する。

図１で示したような、ダイオード２ａ、２ｂが逆並列接続された２つのスイッチ素子１ａ、１ｂを直列接続して構成されるハーフブリッジインバータは、例えば、図２に示すようなモータ駆動システム４１を構成する電力変換装置の一部である。図２に示すように、電力変換装置は、交流電源４５からの３相交流電力を直流電力に変換するコンバータ部４２とコンバータ部４２の出力を平滑する平滑コンデンサ４３と平滑コンデンサ４３からの直流電力を３相交流電力に変換するインバータ部４４とを備える。インバータ部４４の各相は、ダイオード２ａ、２ｂが逆並列接続された２つのスイッチ素子１ａ、１ｂを直列接続して構成され、誘導性負荷であるモータ４０に電力供給する。

図２で示すモータ駆動システム４１において、放射されるＥＭＩノイズについて説明する。ＥＭＩノイズには、コモンモードとディファレンシャルモードとの２種のループがあり、これらのループからノイズは放射される。ディファレンシャルモードループは、平滑コンデンサ４３の正極からインバータ部４４を通り平滑コンデンサ４３の負極に流れるループである。またコモンモードループは、インバータ部４４の出力端子からモータ４０を通り、モータ４０とグランド間の寄生容量を通りグランドを通ってインバータ部４０に戻るループである。

これらのループから放射されるノイズの原因は、インバータ部４４を構成するスイッチ素子１ａ、１ｂがスイッチング動作をするときに生じる急峻な電流変化と電圧変化である。ディファレンシャルモード、コモンモード共に、放射されるノイズは、そのループに流れる電流の電流変化率に比例する。ディファレンシャルモードループの電流変化率は、スイッチ素子１ａ、１ｂの両端子間、即ちコレクタ・エミッタ間に流れる電流の電流変化率そのものである。コモンモードループの電流変化率は、スイッチ素子１ａ、１ｂの両端子間、即ちコレクタ・エミッタ間の電圧がコモンモードループに印加されたときにコモンモードループに流れる電流の電流変化率であり、コレクタ・エミッタ間の電圧変化率に比例する。

モータ４０などの誘導性負荷に電力供給する電力変換装置では、スイッチ素子１ａ、１ｂのスイッチング時に両端子間の電流が変化する期間と電圧が変化する期間とは異なる。この実施の形態では、上述したように、スイッチング時間調整回路４によりスイッチング時間を調整するが、ディファレンシャルモードノイズを低減させるときは、スイッチ素子１ａ、１ｂの両端子間の電流が変化する期間の電流変化率を小さくするような調整を行い、コモンモードノイズを低減させるときは、スイッチ素子１ａ、１ｂの両端子間の電圧が変化する期間の電圧変化率を小さくするような調整を行う。このスイッチング時間の調整についての詳細は後述する。

次に、コモンモード、ディファレンシャルモードの各ノイズの大きさと、負荷電流との関係を図３（ａ）に示す。図３（ａ）に示すように、ノイズモードとターンオン時、ターンオフ時の違いによって、それぞれ特性が異なる。
まず、ディファレンシャルモードのノイズについて説明する。通常、ＩＧＢＴから成るスイッチ素子の逆並列ダイオードは、ＰｉＮダイオードで構成され、スイッチ素子のターンオン時、即ちダイオードのオフ時に、ダイオードに大きなリカバリ電流が流れる。スイッチ素子のターンオフ時には、このような現象が生じないので、ディファレンシャルモードのノイズは、スイッチ素子のターンオン時のほうがターンオフ時よりも大きく、ターンオフ時のノイズは通常考慮する必要がない。また、負荷電流が大きいほどディファレンシャルモードのノイズは大きくなる。

次に、コモンモードのノイズについて説明する。上述したように、コモンモードのノイズは、スイッチ素子の両端子間の電圧変化率に比例する、即ち、電圧が変化する期間にノイズが発生する。スイッチ素子の両端子間の電圧が変化するのは、ターンオン時とターンオフ時とで、それぞれ負荷電流による電圧変化率の傾向が異なる。ターンオン時の電圧変化率は、負荷電流が小さいほど高くなり、ターンオフ時の電圧変化率は、ターンオンとは逆に負荷電流が大きいほど高くなる。このため、負荷電流が小さいほどターンオン時のコモンモードのノイズは大きくなり、負荷電流が大きいほどターンオフ時のコモンモードのノイズは大きくなる。

この実施の形態では、ターンオン時のコモンモード、ターンオフ時のコモンモード、そしてターンオン時のディファレンシャルモードの各ノイズの大きさを、例えばリアルタイムスペクトラムアナライザなど時間領域での測定機器を用いることにより、予め取得する。そして、スイッチ素子のターンオン時のコモンモードノイズが、ターンオン時のディファレンシャルモード放射ノイズと一致するときの負荷電流値を第１の判定値Ｉ_Ａ、ターンオフ時のコモンモードノイズと一致するときの負荷電流値を第２の判定値Ｉ_Ｂとし、図３（ｂ）に示すように、実線で示す領域のノイズモードのノイズを低減させるように制御する。即ち、負荷電流がＩ_Ａより小さいとき、ターンオン時のコモンモードのノイズを低減させ、負荷電流がＩ_Ａより大きくＩ_Ｂより小さいとき、ターンオン時のコモンモード、ディファレンシャルモードの各ノイズを低減させ、負荷電流がＩ_Ｂより大きいとき、ターンオン時のディファレンシャルモード、ターンオフ時のコモンモードの各ノイズを低減させるように制御する。

図１で示した電力変換装置の回路構成の詳細を図４に示す。
ノイズモード判定回路５内のターンオンコモンモード判定回路３０、ターンオンディファレンシャルモード判定回路３１、ターンオフコモンモード判定回路３２は、それぞれコンパレータ２４、２６、２８と基準電圧源２５、２７、２９とで構成される。ターンオンコモンモード判定回路３０では、コンパレータ２４の基準電圧源２５は、第２の判定値Ｉ_Ｂに相当する電圧が設定され、電流センサ６から入力される負荷電流の大きさがＩ_Ｂより小さいとき、コモンモードをターンオン時に低減すべきノイズモードと判定する信号を出力する。ターンオンディファレンシャルモード判定回路３１では、コンパレータ２６の基準電圧源２７は、第１の判定値Ｉ_Ａに相当する電圧が設定され、電流センサ６から入力される負荷電流の大きさがＩ_Ａより大きい時、ディファレンシャルモードをターンオン時に低減すべきノイズモードと判定する信号を出力する。ターンオフコモンモード判定回路３２では、コンパレータ２８の基準電圧源２９は、第２の判定値Ｉ_Ｂに相当する電圧が設定され、電流センサ６から入力される負荷電流の大きさがＩ_Ｂより大きい時、コモンモードをターンオフ時に低減すべきノイズモードと判定する信号を出力する。

ゲート指令が入力されるアンプ３は、プリアンプ７と２つのＭＯＳＦＥＴ８、９とを備え、ゲート指令はプリアンプ７で増幅され、スイッチ素子１ａにオン指令を与える場合は、ＭＯＳＦＥＴ８をオンさせ、スイッチ素子１ａにオフ指令を与える場合は、ＭＯＳＦＥＴ９をオンさせる。
スイッチング時間調整回路４は、可変ゲート抵抗回路４ａと可変ゲート抵抗回路４ａのゲート抵抗を制御する制御信号生成回路４ｂとを備える。可変ゲート抵抗回路４ａ内には、スイッチ素子１ａをオンさせるときのゲート抵抗１３と並列に、抵抗１２とＰ型ＭＯＳＦＥＴ１０との直列体が接続され、スイッチ素子１ａをオフさせるときのゲート抵抗１５と並列に、抵抗１４とＮ型ＭＯＳＦＥＴ１１との直列体が接続される。制御信号生成回路４ｂからは、ターンオン時の制御信号であるオン時制御信号２１ａと、ターンオフ時の制御信号であるオフ時制御信号２３ａとが出力され、オン時制御信号２１ａはＰ型ＭＯＳＦＥＴ１０のゲート電極に入力されてＰ型ＭＯＳＦＥＴ１０を駆動し、オフ時制御信号２３ａはＮ型ＭＯＳＦＥＴ１１のゲート電極に入力されてＮ型ＭＯＳＦＥＴ１１を駆動する。

ターンオン時に、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ１０をオフさせると、ゲート抵抗はゲート抵抗１３のみで高いものとなり、ゲート電極への充電速度は遅くなる。反対にＰ型ＭＯＳＦＥＴ１０がオンのとき、ゲート抵抗はゲート抵抗１３と抵抗１２との並列抵抗で低いものとなり、ゲート抵抗１３と抵抗１２とを流れるゲート電流によりゲート電極は高速に充電され、スイッチングに要する時間は短い。
同様に、ターンオフ時に、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ１１をオフさせると、ゲート抵抗はゲート抵抗１５のみで高いものとなり、ゲート電極からの放電速度は遅くなる。反対にＮ型ＭＯＳＦＥＴ１１がオン状態のとき、ゲート抵抗はゲート抵抗１５と抵抗１４との並列抵抗で低いものとなり、ゲート抵抗１３と抵抗１２とを流れる電流によりゲート電極は高速に放電され、スイッチングに要する時間は短い。

制御信号生成回路４ｂは、ゲート指令を所定時間遅らせるディレイ回路１６、２２と、ＮＯＴ回路１８を介したゲート指令を所定時間遅らせるディレイ回路１９と、ＡＮＤ回路１７、２０、ＯＲ回路２１、ＮＡＮＤ回路２３とを備え、ＯＲ回路２１からＰ型ＭＯＳＦＥＴ１０を駆動するオン時制御信号２１ａが出力され、ＮＡＮＤ回路２３からＮ型ＭＯＳＦＥＴ１１を駆動するオフ時制御信号２３ａが出力される。各ディレイ回路１６、１９、２２には、ゲート指令と電流センサ６からの出力とが入力され、負荷電流に応じて設定されたディレイ時間が用いられる。

次に、ターンオン時、ターンオフ時のそれぞれについての動作について説明する。
まず、負荷電流が第１の判定値Ｉ_Ａより小さいときの、ターンオン時の動作について、図５のタイミングチャートに基づいて説明する。なお、第１の判定値Ｉ_Ａ＜第２の判定値Ｉ_Ｂとする。
図５（ａ）のようなゲート指令（ターンオン指令）が与えられると、ゲート指令はプリアンプ７で増幅されてＭＯＳＦＥＴ８をオンさせ、スイッチ素子１ａのゲート電極が充電される。図示しないゲート電圧がしきい値電圧を超えたときから、スイッチ素子１ａのコレクタ・エミッタ間に流れるコレクタ電流が上昇し始め、図５（ｂ）に示すような波形になる。コレクタ電流がピークに達すると、図５（ｃ）に示すようにコレクタ・エミッタ間電圧が下降する。

ディレイ回路１６はゲート指令を所定時間遅れさせ、ディレイ回路１９はゲート指令の反転指令を所定時間遅れさせる。このディレイ回路１６、１９のディレイ時間（所定時間）は、ゲート指令のオンオフ切換時からコレクタ電流がピークに達するまでの時間に設定される。コレクタ電流がピークに達するまでの時間は、負荷電流に比例して上昇するため、ディレイ回路１６、１９では、電流センサ６から入力される負荷電流の大きさに応じてディレイ時間が設定され、このディレイ時間の設定値は図６に示すようになる。
ターンオンディファレンシャルモード判定回路３１のコンパレータ２６の基準電圧はＩ_Ａに相当する電圧であり、負荷電流がＩ_Ａより小さいため、コンパレータ２６の出力はＬＯＷのままであり、ＡＮＤ回路２０の出力もＬＯＷのままである。

ターンオンコモンモード判定回路３０のコンパレータ２４の基準電圧はＩ_Ｂに相当する電圧であり、負荷電流がＩ_Ａ（＜Ｉ_Ｂ）より小さいため、コンパレータ２４の出力はＨＩＧＨである。ディレイ回路１６の出力は、コレクタ電流がピークに達するときにＬＯＷからＨＩＧＨになるため、ＡＮＤ回路１７の出力も、コレクタ電流がピークに達するまでＬＯＷで、ピークに達したときにＬＯＷからＨＩＧＨになる。なお、このＡＮＤ回路１７の出力は、ターンオン時のコレクタ・エミッタ間電圧の電圧変化率を制御する信号となる。２つのＡＮＤ回路１７、２０の出力を入力とするＯＲ回路２１の出力であるオン時制御信号２１ａは、ＡＮＤ回路１７の出力と同様に、コレクタ電流がピークに達するまでＬＯＷで、ピークに達するときにＬＯＷからＨＩＧＨになる。

ゲート指令（ターンオン指令）により、コレクタ電流は上昇し、コレクタ電流がピークに達すると、コレクタ・エミッタ間電圧が下降する。このため、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ１０を駆動するオン時制御信号２１ａを、コレクタ電流がピークに達するまでＬＯＷにすることにより、コレクタ電流が変化する期間でＰ型ＭＯＳＦＥＴ１０はオン状態を継続し、ゲート電極への充電速度を遅くせず、スイッチ素子１ａのスイッチングを不要に遅くしない。そしてコレクタ電流がピークに達するときにオン時制御信号２１ａがＬＯＷからＨＩＧＨになるため、その後のコレクタ・エミッタ間電圧が変化する期間でＰ型ＭＯＳＦＥＴ１０をオフ状態とする。これにより、ゲート電流はゲート抵抗１３のみを流れて、その間ゲート電極への充電速度が遅くなり、スイッチ素子１ａのコレクタ・エミッタ間電圧は緩やかに下降する。
以上のように、負荷電流が第１の判定値Ｉ_Ａより小さいときのスイッチ素子１ａのターンオン動作では、コレクタ・エミッタ間電圧の電圧変化率を小さくするようにスイッチング時間が調整され、コモンモードノイズが低減される。

次に、負荷電流が第２の判定値Ｉ_Ｂより大きいときの、ターンオン時の動作について、図７のタイミングチャートに基づいて説明する。
図７（ａ）のようなゲート指令（ターンオン指令）が与えられると、ゲート指令はプリアンプ７で増幅されてＭＯＳＦＥＴ８をオンさせ、スイッチ素子１ａのゲート電極が充電される。図示しないゲート電圧がしきい値電圧を超えたときから、スイッチ素子１ａのコレクタ・エミッタ間に流れるコレクタ電流が上昇し始め、図７（ｂ）に示すような波形になる。コレクタ電流がピークに達すると、図７（ｃ）に示すようにコレクタ・エミッタ間電圧が下降する。

ディレイ回路１６、１９では、電流センサ６から入力される負荷電流の大きさに応じて、ゲート指令のオンオフ切換時からコレクタ電流がピークに達するまでの時間をディレイ時間として設定する。ディレイ回路１６はゲート指令を遅れさせ、ディレイ回路１９はゲート指令の反転指令を遅れさせる。
ターンオンコモンモード判定回路３０のコンパレータ２４の基準電圧はＩ_Ｂに相当する電圧であり、負荷電流がＩ_Ｂより大きいため、コンパレータ２４の出力はＬＯＷのままであり、ＡＮＤ回路１７の出力もＬＯＷのままである。

ターンオンディファレンシャルモード判定回路３１のコンパレータ２６の基準電圧はＩ_Ａに相当する電圧であり、負荷電流がＩ_Ｂ（＞Ｉ_Ａ）より大きいため、コンパレータ２６の出力はＨＩＧＨである。ディレイ回路１９の出力は、コレクタ電流がピークに達するときにＨＩＧＨからＬＯＷになるため、ＡＮＤ回路２０の出力も、コレクタ電流がピークに達するまでＨＩＧＨで、ピークに達したときにＨＩＧＨからＬＯＷになる。なお、このＡＮＤ回路２０の出力は、ターンオン時のコレクタ・エミッタ間の電流変化率を制御する信号となる。２つのＡＮＤ回路１７、２０の出力を入力とするＯＲ回路２１の出力であるオン時制御信号２１ａは、ＡＮＤ回路２０の出力と同様に、コレクタ電流がピークに達するまでＨＩＧＨで、ピークに達したときにＨＩＧＨからＬＯＷになる。

ゲート指令（ターンオン指令）により、コレクタ電流は上昇し、コレクタ電流がピークに達すると、コレクタ・エミッタ間電圧が下降する。このため、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ１０を駆動するオン時制御信号２１ａを、コレクタ電流がピークに達するまでＨＩＧＨにすることにより、コレクタ電流が変化する期間でＰ型ＭＯＳＦＥＴ１０をオフ状態とする。これにより、ゲート電流はゲート抵抗１３のみを流れて、その間ゲート電極への充電速度が遅くなり、スイッチ素子１ａのコレクタ電流は緩やかに上昇する。そしてコレクタ電流がピークに達したときにオン時制御信号２１ａがＨＩＧＨからＬＯＷになるため、その後のコレクタ・エミッタ間電圧が変化する期間でＰ型ＭＯＳＦＥＴ１０をオン状態にして、ゲート電極への充電速度を遅くせず、スイッチ素子１ａのスイッチングを不要に遅くしない。
以上のように、負荷電流が第２の判定値Ｉ_Ｂより大きいときのスイッチ素子１ａのターンオン動作では、コレクタ電流の電流変化率を小さくするようにスイッチング時間が調整され、ディファレンシャルモードノイズが低減される。

次に、負荷電流の大きさが第１の判定値Ｉ_Ａと第２の判定値Ｉ_Ｂとの間である時の、ターンオン時の動作について、図８のタイミングチャートに基づいて説明する。
図８（ａ）のようなゲート指令（ターンオン指令）が与えられると、ゲート指令はプリアンプ７で増幅されてＭＯＳＦＥＴ８をオンさせ、スイッチ素子１ａのゲート電極が充電される。図示しないゲート電圧がしきい値電圧を超えたときから、スイッチ素子１ａのコレクタ・エミッタ間に流れるコレクタ電流が上昇し始め、図８（ｂ）に示すような波形になる。コレクタ電流がピークに達すると、図８（ｃ）に示すようにコレクタ・エミッタ間電圧が下降する。

ディレイ回路１６、１９では、電流センサ６から入力される負荷電流の大きさに応じて、ゲート指令のオンオフ切換時からコレクタ電流がピークに達するまでの時間をディレイ時間として設定する。ディレイ回路１６はゲート指令を遅れさせ、ディレイ回路１９はゲート指令の反転指令を遅れさせる。
ターンオンコモンモード判定回路３０のコンパレータ２４の基準電圧はＩ_Ｂに相当する電圧であり、負荷電流がＩ_Ｂより小さいため、コンパレータ２４の出力はＨＩＧＨで、ＡＮＤ回路１７の出力は、ディレイ回路１６の出力と同様に、コレクタ電流がピークに達するまでＬＯＷで、ピークに達したときにＬＯＷからＨＩＧＨになる。また、ターンオンディファレンシャルモード判定回路３１のコンパレータ２６の基準電圧はＩ_Ａに相当する電圧であり、負荷電流がＩ_Ａより大きいため、コンパレータ２６の出力はＨＩＧＨで、ＡＮＤ回路２０の出力は、ディレイ回路１９の出力と同様に、コレクタ電流がピークに達するまでＨＩＧＨで、ピークに達したときにＨＩＧＨからＬＯＷになる。

２つのＡＮＤ回路１７、２０の出力を入力とするＯＲ回路２１の出力であるオン時制御信号２１ａは、ＨＩＧＨ状態を継続する。このため、コレクタ電流が上昇する電流変化の期間でも、その後のコレクタ・エミッタ間電圧が下降する電圧変化の期間でも、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ１０をオフ状態とする。これにより、ゲート電流はゲート抵抗１３のみを流れてゲート電極への充電速度が遅くなり、コレクタ電流は緩やかに上昇し、その後コレクタ・エミッタ間電圧が穏やかに下降する。
以上のように、負荷電流の大きさが第１の判定値Ｉ_Ａと第２の判定値Ｉ_Ｂとの間であるときのスイッチ素子１ａのターンオン動作では、コレクタ電流の電流変化率を小さくすると共に、コレクタ・エミッタ間電圧の電圧変化率を小さくするようにスイッチング時間が調整され、コモンモードノイズとディファレンシャルモードノイズとの双方が低減される。

次に、負荷電流が第２の判定値Ｉ_Ｂより小さいときの、ターンオフ時の動作について、図９のタイミングチャートに基づいて説明する。
図９（ａ）のようなゲート指令（ターンオフ指令）が与えられると、ゲート指令はプリアンプ７で増幅されてＭＯＳＦＥＴ９をオンさせ、スイッチ素子１ａのゲート電極が放電される。図示しないゲート電圧がしきい値電圧以下となると、スイッチ素子１ａのコレクタ・エミッタ間電圧が上昇し始め、その後コレクタ電流が下降する（図９（ｂ）、図９（ｃ））。
ターンオフコモンモード判定回路３２のコンパレータ２８の基準電圧はＩ_Ｂに相当する電圧である。負荷電流がＩ_Ｂより小さいため、コンパレータ２８の出力はＬＯＷのままであり、ＮＡＮＤ回路２３の出力であるオフ時制御信号２３ａは、ＨＩＧＨ状態を継続する。このためＮ型ＭＯＳＦＥＴ１１はオン状態で、ゲート電極への充電速度を遅くすることはない。

次に、負荷電流が第２の判定値Ｉ_Ｂより大きいときの、ターンオフ時の動作について、図１０のタイミングチャートに基づいて説明する。
図１０（ａ）のようなゲート指令（ターンオフ指令）が与えられると、ゲート指令はプリアンプ７で増幅されてＭＯＳＦＥＴ９をオンさせ、スイッチ素子１ａのゲート電極が放電される。図示しないゲート電圧がしきい値電圧以下となると、スイッチ素子１ａのコレクタ・エミッタ間電圧が上昇し始め、その後コレクタ電流が下降する（図１０（ｂ）、図１０（ｃ））。
ディレイ回路２２はゲート指令を所定時間遅れさせ、このディレイ回路２２のディレイ時間は、ゲート指令のオンオフ切換時からコレクタ電流が下がり始めるタイミングまでの時間に設定される。コレクタ電流が下がり始めるまでの時間は、負荷電流の大きさに反比例するため、ディレイ回路２２では、電流センサ６から入力される負荷電流の大きさに応じてディレイ時間が設定され、このディレイ時間の設定値は図１１に示すようになる。

ターンオフコモンモード判定回路３２のコンパレータ２８の基準電圧はＩ_Ｂに相当する電圧である。負荷電流がＩ_Ｂより大きいため、コンパレータ２８の出力はＨＩＧＨで、ＮＡＮＤ回路２３の出力であるオフ時制御信号２３ａは、ディレイ回路２２の出力を反転した信号となる。即ち、コレクタ電流が下がり始めるタイミングまでＬＯＷで、そのタイミングでＬＯＷからＨＩＧＨになる。

ゲート指令（ターンオフ指令）により、まずコレクタ・エミッタ間電圧が上昇し始め、その後コレクタ電流が下降する。このため、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ１１を駆動するオフ時制御信号２３ａを、コレクタ電流が下がり始めるタイミングまでＬＯＷにすると、コレクタ・エミッタ間電圧が変化する期間でＮ型ＭＯＳＦＥＴ１１がオフ状態となる。この間、ゲート電極から放電される電流はゲート抵抗１５のみを流れて、ゲート電極の放電速度が遅くなり、スイッチ素子１ａのコレクタ・エミッタ間電圧は緩やかに上昇する。そして、コレクタ電流が下がり始めるタイミングで、オフ時制御信号２３ａがＬＯＷからＨＩＧＨになるため、コレクタ電流が変化する期間でＮ型ＭＯＳＦＥＴ１１はオン状態になり、ゲート電極からの放電速度を遅くせず、スイッチ素子１ａのスイッチングを不要に遅くしない。
以上のように、負荷電流が第２の判定値Ｉ_Ｂより大きいときのスイッチ素子１ａのターンオフ動作では、コレクタ・エミッタ間電圧の電圧変化率を小さくするようにスイッチング制御され、コモンモードノイズが低減される。

以上のように、この実施の形態では、スイッチ素子のスイッチング時に、コモンモード、ディファレンシャルモードの各ノイズが負荷電流に応じて変化する特性を利用して、ターンオン、ターンオフのそれぞれについて、低減すべきノイズモードをノイズモード判定回路５にて判定する。このため、スイッチング時に発生するＥＭＩノイズの内、問題となるノイズモードを的確に判定することができる。そして、スイッチング時間調整回路４は、ノイズモード判定回路５にて判定されたモードのノイズを低減するため、低減すべきノイズを確実に低減し、不要にスイッチング速度を遅くしない。
また、コモンモードノイズを低減するためには、スイッチ素子のコレクタ・エミッタ間の電圧変化率を小さくし、ディファレンシャルモードノイズを低減するためには、コレクタ電流の電流変化率を小さくした。このため、ノイズ生成に大きな影響のある要因のみを的確に制御することができ、スイッチング速度を不要に遅くすることなくＥＭＩノイズを確実に低減でき、ＥＭＩノイズの低減とスイッチング損失の低減とが両立できる。

また、スイッチ素子のコレクタ・エミッタ間の電圧変化率、電流変化率を選択的に制御するのに、電圧あるいは電流が変化する期間を選択して、その間のゲート電極の充放電速度を遅くするように制御したため、複雑な回路構成を必要とせず、容易で確実に上記効果が達成できる。
また、負荷電流に応じてディレイ時間が設定されるディレイ回路を用いて、ゲート指令切換時から所定のディレイ時間経過時点までの期間とそれ以降とのいずれかの期間を、電圧あるいは電流が変化する期間として選択したため、上記各期間の選択が容易となる。

なお、上記実施の形態では、ゲート指令切換時から所定のディレイ時間経過時点までの期間とそれ以降とのいずれかの期間を、電圧あるいは電流が変化する期間として選択させたが、コレクタ電流の変化傾向が切り替わるポイントを検出して、それ以前と以降との期間を選択させても良い。即ち、ターンオン時では、コレクタ電流のピーク点を検出し、ターンオフ時では、コレクタ電流が下がり始めるポイントを検出する。これにより、より正確に電圧変化期間と電流変化期間とを特定でき、スイッチング速度を不要に遅くすることなくＥＭＩノイズを確実に低減できる効果がさらに高まる。

また、上記実施の形態では、３相インバータ内のスイッチ素子１ａの制御を示したが、誘導性負荷に電力供給するために高速でオンオフされる半導体スイッチング素子を有する電力変換装置に広く適用でき、同様の効果を有する。

上記実施の形態は、電力変換装置であるインバータの定格出力が一定の場合である。インバータの電圧クラスが一定で、定格出力が変わると、図３に示したノイズの特性曲線が変化する。例えば定格出力が大きくなると、ノイズの特性曲線は図１２に示すように変化するため、ノイズモード判定回路４で判定に用いる第１、第２の判定値Ｉ_Ａ、Ｉ_Ｂも、変更する。

また、図３、図１２では、ターンオン時のディファレンシャルモードノイズがターンオフ時のコモンモードノイズより大きい場合を示したが、これに限るものではなく、図１３のようにターンオフ時のコモンモードノイズがターンオン時のディファレンシャルモードノイズよりも大きくなる場合もある。この場合は、第２の判定値Ｉ_Ｂ＜第１の判定値Ｉ_Ａとなる。

さらにまた、上記実施の形態では、第２の判定値Ｉ_Ｂをコモンモードノイズを低減するための判定値として、ターンオン時のコモンモードノイズも負荷電流が第２の判定値Ｉ_Ｂより小さいときに低減するように制御したが、第１の判定値Ｉ_Ａをターンオン時のノイズを低減するための判定値として、ターンオン時のコモンモードノイズを、負荷電流が第１の判定値Ｉ_Ａより小さいときに低減するように制御しても良い。

また、ターンオン時のコモンモード、ターンオン時のディファレンシャルモード、ターンオフ時のコモンモードの各ノイズを、所定のノイズ規制レベルを超える時に低減させるように制御しても良い。図１４に示すように、所定のノイズ規制レベルを設定し、ターンオン時のコモンモード、ターンオン時のディファレンシャルモード、ターンオフ時のコモンモードの各ノイズがノイズ規制レベルと一致するときの負荷電流値を、それぞれ第１、第２、第３の判定値Ｉ_Ｃ、Ｉ_Ｄ、Ｉ_Ｅとする。そして、ノイズモード判定回路５内のターンオンコモンモード判定回路３０、ターンオンディファレンシャルモード判定回路３１、ターンオフコモンモード判定回路３２は、それぞれ判定値としてＩ_Ｃ、Ｉ_Ｄ、Ｉ_Ｅを用いて低減すべきノイズモードを判定する。これにより、ターンオン時のコモンモードノイズは負荷電流の大きさがＩ_Ｃより小さい時に低減され、ターンオン時のディファレンシャルモードノイズは負荷電流の大きさがＩ_Ｄより大きい時に低減され、ターンオフ時のコモンモードノイズは負荷電流の大きさがＩ_Ｅより大きい時に低減される。これにより、所望のノイズ規制レベルを超えるノイズを確実に低減できる。

また、上記実施の形態では、半導体スイッチング素子として、ダイオード２ａ、２ｂが逆並列接続されたＩＧＢＴ１ａ、１ｂを用い、ダイオード２ａ、２ｂにはＰｉＮダイオードを用いた。半導体スイッチング素子はＭＯＳＦＥＴでも良く、ＭＯＳＦＥＴでは、両端子間であるソース・ドレイン間の電流変化と電圧変化を独立に制御しやすく、上記実施の形態１によるスイッチングの制御を効果的に適用できる。ＩＧＢＴのターンオフ時の電流変化はゲート電極でほとんど制御できず、電圧と電流と主回路条件が決まると、ほぼ一定である。それに対して、ＭＯＳＦＥＴの場合は、例えば、ゲート抵抗を変えるとターンオフ時の電流変化を変えることが可能である。ターンオフ時のディファレンシャルモードノイズは、他のモードのノイズに比較してレベルが低いため、上記実施の形態では制御対象としないものであったが、ＭＯＳＦＥＴの場合は、ターンオフ時のディファレンシャルモードノイズを制御対象として、ノイズを各段と低いレベルに低減することも可能である。
また、ＭＯＳＦＥＴに逆並列接続するダイオードをショットキーバリアダイオードとすると、ダイオードのオフ時に大きなリカバリ電流が流れることがなく、サージ電流の影響がない。このため、電流変化率を変えても電圧変化率が影響を受けず、電流変化と電圧変化をさらに精度良く独立に制御できる。

この発明の実施の形態１による電力変換装置の一部を示す概略構成図である。 この発明の実施の形態１によるモータ駆動システムの構成図である。 この発明の実施の形態１による放射ノイズの特性曲線を示す図である。 図１の詳細回路構成を示す図である。 この発明の実施の形態１による電力変換装置のターンオン時の動作を示すタイミングチャートである。 この発明の実施の形態１による負荷電流と設定されるディレイ時間との関係を示す図である。 この発明の実施の形態１による電力変換装置のターンオン時の動作を示すタイミングチャートである。 この発明の実施の形態１による電力変換装置のターンオン時の動作を示すタイミングチャートである。 この発明の実施の形態１による電力変換装置のターンオフ時の動作を示すタイミングチャートである。 この発明の実施の形態１による電力変換装置のターンオフ時の動作を示すタイミングチャートである。 この発明の実施の形態１による負荷電流と設定されるディレイ時間との関係を示す図である。 この発明の実施の形態１の別例による放射ノイズの特性曲線を示す図である。 この発明の実施の形態１の別例による放射ノイズの特性曲線を示す図である。 この発明の実施の形態１の別例による、放射ノイズ低減の判定値を説明する図である。

符号の説明

１ａ，１ｂ 半導体スイッチング素子、２ａ，２ｂ ダイオード、
４ スイッチング時間調整回路、４ａ 可変ゲート抵抗回路、４ｂ 制御信号生成回路、
５ ノイズモード判定回路、６ 電流センサ、２１ａ オン時制御信号、
２３ａ オフ時制御信号、３０ ターンオンコモンモード判定回路、
３１ ターンオンディファレンシャルモード判定回路、
３２ ターンオフコモンモード判定回路、４０ 負荷（モータ）、
Ｉ_Ａ，Ｉ_Ｂ 第１，第２の判定値、Ｉ_Ｃ，Ｉ_Ｄ，Ｉ_Ｅ 第１，第２，第３の判定値。

Claims (10)

1. ゲート電極により駆動制御される半導体スイッチング素子を備えて誘導性の負荷に電力供給する電力変換装置において、
   負荷電流を検出する電流センサと、
   上記半導体スイッチング素子のターンオン、ターンオフのそれぞれについて、差動モードと共通モードとを有する放射ノイズの内、低減すべきノイズモードを、上記電流センサの出力に基づいて決定するノイズモード判定回路と、
   ゲート指令切り換えによる上記ゲート電極の充放電の速度を変化させて上記半導体スイッチング素子のスイッチング時間を調整するスイッチング時間調整回路とを備え、
   上記スイッチング時間調整回路は、上記ノイズモード判定回路にて決定されるノイズモードに応じて上記半導体スイッチング素子の両端子間の電流変化率、電圧変化率を選択的に小さくすることを特徴とする電力変換装置。
2. 上記ノイズモード判定回路にて決定されるノイズモードが差動モードを有するとき、上記スイッチング時間調整回路は、上記半導体スイッチング素子の両端子間の電流変化率を小さくし、
   上記ノイズモード判定回路にて決定されるノイズモードが共通モードを有するとき、上記スイッチング時間調整回路は、上記半導体スイッチング素子の両端子間の電圧変化率を小さくすることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
3. 上記スイッチング時間調整回路は、
   上記半導体スイッチング素子のターンオン時、ターンオフ時に電流が変化する期間を選択し、該期間において上記ゲート電極の充放電速度を遅く変化させることで上記半導体スイッチング素子の両端子間の電流変化率を小さくし、
   上記半導体スイッチング素子のターンオン時、ターンオフ時に電圧が変化する期間を選択し、該期間において上記ゲート電極の充放電速度を遅く変化させることで上記半導体スイッチング素子の両端子間の電圧変化率を小さくすることを特徴とする請求項１又は２に記載の電力変換装置。
4. 上記電流あるいは電圧が変化する期間の選択は、上記ゲート指令の切換時から所定時間経過時点までの期間とそれ以降の期間とのいずれかを選択するものであり、上記所定時間は上記電流センサにて検出される上記負荷電流に応じて設定されることを特徴とする請求項３に記載の電力変換装置。
5. 上記ゲート指令の切換時から上記電流変化の傾向が切り替わるポイントを検出する手段を備え、上記電流あるいは電圧が変化する期間の選択は、上記ゲート指令の切換時から上記ポイント検出までの期間とそれ以降の期間とのいずれかを選択するものであることを特徴とする請求項３に記載の電力変換装置。
6. 上記ゲート電極のゲート抵抗を変化させることで該ゲート電極の充放電速度を変化させることを特徴とする請求項１〜５のいずれか１項に記載の電力変換装置。
7. 上記ノイズモード判定回路は、
   上記半導体スイッチング素子のターンオン時の共通モード放射ノイズが、ターンオン時の差動モード放射ノイズと一致するときの負荷電流値を第１の判定値、ターンオフ時の共通モード放射ノイズと一致するときの負荷電流値を第２の判定値とし、
   上記電流センサにて検出される上記負荷電流の大きさが上記第１あるいは第２の判定値より小さい時、共通モードをターンオン時に低減すべきノイズノードと決定し、
   上記電流センサにて検出される上記負荷電流の大きさが上記第１の判定値より大きい時、差動モードをターンオン時に低減すべきノイズノードと決定し、
   上記電流センサにて検出される上記負荷電流の大きさが上記第２の判定値より大きい時、共通モードをターンオフ時に低減すべきノイズノードと決定することを特徴とする請求項１〜６のいずれか１項に記載の電力変換装置。
8. 上記ノイズモード判定回路は、
   上記半導体スイッチング素子のターンオン時の共通モード放射ノイズ、ターンオン時の差動モード放射ノイズ、ターンオフ時の共通モード放射ノイズのそれぞれが所定のノイズレベルと一致するときの負荷電流値を第１〜第３の判定値とし、
   上記電流センサにて検出される上記負荷電流の大きさが上記第１の判定値より小さい時、共通モードをターンオン時に低減すべきノイズノードと決定し、
   上記電流センサにて検出される上記負荷電流の大きさが上記第２の判定値より大きい時、差動モードをターンオン時に低減すべきノイズノードと決定し、
   上記電流センサにて検出される上記負荷電流の大きさが上記第３の判定値より大きい時、共通モードをターンオフ時に低減すべきノイズノードと決定することを特徴とする請求項１〜６のいずれか１項に記載の電力変換装置。
9. 上記半導体スイッチング素子にダイオードを逆並列接続した組み合わせを２個直列に接続し、該接続点が上記負荷に接続されると共に、該接続点と該負荷との間に上記電流センサを配したことを特徴とする請求項１〜８のいずれか１項に記載の電力変換装置。
10. 上記半導体スイッチング素子にＭＯＳＦＥＴを用い、上記ダイオードにショットキーバリアダイオードを用いたことを特徴とする請求項９に記載の電力変換装置。

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