JP2009055690A - 車両用ｄｃｄｃコンバータ装置 - Google Patents

Abstract

【課題】信頼性に優れ、主バッテリを構成する各電池ブロック間のばらつきへの対応が可能な車両用ＤＣＤＣコンバータ装置を提供すること。
【解決手段】 互いに直列接続されて主バッテリ１を構成する複数の電池ブロック１１〜１８に対して一次側回路（第１交直変換回路）２１〜２８を個別に配置し、各一次側回路２１〜２８は共通のトランス部２０及び共通の二次側回路（第２交直変換回路）を通じて補機バッテリ４に接続される。これにより、各一次側回路２１〜２８は、電池ブロック１１〜１８と補機バッテリ４との間の双方向送電を個別に担当することができるため、各電池ブロック１１〜１８の蓄電状態や劣化状態に応じて補機バッテリ４との間の電力伝送や、各電池ブロック１１〜１８間の電力伝送を調整することにより、主バッテリ１の各電池ブロック１１〜１８間の蓄電状態のばらつきを抑止することができる。
【選択図】図１

Description

本発明は車両用ＤＣＤＣコンバータ装置に関し、特に主バッテリと補機バッテリとの間で電力授受を行うための車両用ＤＣＤＣコンバータ装置に関する。

ハイブリッド車などでは、発電機や走行モ−タなどが接続される高電圧の主バッテリと、車両電装系や制御系などが接続される低電圧の補機バッテリと、主バッテリから補機バッテリへの送電を行う車両用ＤＣＤＣコンバータ装置とを装備する二電圧型電源系を装備している（特許文献１）。主バッテリの小型軽量化又は大容量化のために、リチウムイオン電池を主バッテリとして採用することが検討、研究されている。

リチウムイオン電池は過充電や過放電に弱いため、リチウムイオン電池からなる電池セルを直列接続してなるリチウムイオン組電池では、各電池セルの電圧差を低減するための均等化回路を設けるのが通常である。この種の均等化回路として、特許文献２はスイッチと抵抗素子とを用いた回路を提案し、特許文献３はスイッチとコンデンサとを用いた回路を提案している。

本出願人の出願になる下記の特許文献４は、２つのトランスを相補的に動作させる２トランス型ＤＣ−ＤＣコンバータを提案している。
特開昭６２ー１７３９０１号公報 特許第３７９６９１８号 特開平１０ー１６４７６８号公報 特開平２００６ー１６６５５０号公報

しかしながら、上記した車両用ＤＣＤＣコンバータ装置を装備する二電圧型電源系では、もしも車両用ＤＣＤＣコンバータ装置が不良となると、補機バッテリへの送電ができないため補機バッテリの電圧低下が生じてしまう。

また、上記したスイッチ・抵抗回路型の均等化回路では、高電圧セルの蓄電電力を抵抗素子にて熱消費するため、電力の無駄が大きい他、抵抗素子を搭載する基板の温度上昇も問題となった。更に、スイッチ・コンデンサ回路型の均等化回路では、必要な電力を電池ブロック間で転送するためには複雑な回路が必要となる他、コンデンサの蓄電電力が小さいため多数回のスイッチングが必要となり、均等化のために長時間が必要となった。

本発明は、上記問題点に鑑みなされたものであり、信頼性に優れ、均等化も容易な車両用ＤＣＤＣコンバータ装置を提供することをその目的としている。

上記課題を解決する本発明は、複数の電池ブロックを直列接続してなる高電圧の主バッテリから低電圧の補機バッテリへ電気絶縁可能に電力を伝送する車両用ＤＣＤＣコンバータ装置において、前記複数の電池ブロックそれぞれと前記補機バッテリとの間の電力伝送を別々に行う複数のＤＣ／ＤＣコンバ−タと、前記複数のＤＣ／ＤＣコンバ−タの電力伝送量を個別に制御可能な制御部とを備え、前記各ＤＣＤＣコンバータは、前記主バッテリ側と直流電力を授受する第１交直変換回路と、前記補機バッテリと直流電力を授受する第２交直変換回路と、前記第１交直変換回路と第２交直変換回路との間に配置されるトランスとを有し、前記各ＤＣＤＣコンバータの前記第２交直変換回路及び前記トランスのコア及び二次コイルは、共通とされていることをその特徴としている。

すなわち、この発明の車両用ＤＣＤＣコンバータ装置は、互いに直列接続されて主バッテリを構成する複数の電池ブロックと補機バッテリとをそれぞれＤＣ−ＤＣコンバータにより接続することをその特徴としている。このようにすれば、一つのＤＣ−ＤＣコンバータが故障したとしても、残りのＤＣ−ＤＣコンバータを通じて補機バッテリへ送電することができることにより、補機バッテリの電圧低下によりそれに接続される重要電子機器たとえば制御装置などの運転が不良となったり、照明が低下したりするといった問題を解決することができる。

また、各ＤＣ−ＤＣコンバータは、主バッテリの各電池ブロックと補機バッテリとの間の送電を独立制御することができるため、蓄電量が大きい電池ブロックから補機バッテリへの送電を蓄電量が小さい電池ブロックから補機バッテリへの送電より大きくするしたり、端子電圧が過大となった電池ブロックから補機バッテリへ緊急送電したり、端子電圧が過小となった電池ブロックから補機バッテリへの送電を停止したりして、各電池ブロック間の電圧ばらつきを低減することができる。すなわち、これらＤＣ−ＤＣコンバータは、一種の均等化回路として作動させることもできる。なお、主バッテリの放電は、補機バッテリ側にて有効利用されるため電力の無駄は生じない。

更に、この発明では、各ＤＣＤＣコンバータの第２交直変換回路及びトランスの二次コイル及びコアが共通としているため、回路構成が簡素となり、コンパクトに作製することができる。

なお、電池ブロックは、複数の電池セルを直列接続して構成されることができる他、１個の電池セルにて構成しても良い。本発明の車両用ＤＣＤＣコンバータ装置は、ハイブリッド車、電気自動車、燃料電池車などの二電圧型電源系に採用できる他、二電圧型電源系を搭載する通常の内燃機関車にも適用可能である。

好適な態様において、前記ＤＣ／ＤＣコンバ−タは、双方向電力伝送可能な双方向ＤＣ／ＤＣコンバ−タからなる。このようにすれば、補機バッテリからの送電により主バッテリの蓄電電力不足を補うことができる他、補機バッテリから過小電圧の電池ブロックへの送電により、主バッテリの各電池ブロック間の電圧ばらつき（蓄電量ばらつき）低減により均等化を行うこともできる。更にはある電池ブロックから補機バッテリ側への送電と、補機バッテリ側から他の電池ブロックへの送電とを同時に実施することにより、補機バッテリの充放電を介することなく、電池ブロック間の均等化を行うこともできる。

好適な態様において、前記制御部は、前記各電池ブロックの蓄電量を検出する電池状態検出部を有するとともに、少なくとも各電池ブロック間の蓄電量の差が小さい場合に前記主バッテリから前記補機バッテリへの送電において前記各ＤＣ／ＤＣコンバ−タの送電電力量を等しく制御する。このようにすれば、主バッテリから補機バッテリへの送電により、電池ブロック間の蓄電量のばらつきが増大するのを防止することができる。

好適な態様において、前記制御部は、前記各電池ブロックの蓄電量を検出する電池状態検出部を有するとともに、相対的に蓄電量が大きい前記電池ブロックから相対的に蓄電量が小さい前記電池ブロックへ前記補機バッテリを介して送電させる。このようにすれば、補機バッテリの充放電を抑止しつつ、且つ、無駄な電力消費を減らしつつ、均等化を行うことができる。

好適な態様において、前記制御部は、前記各電池ブロックの蓄電量を検出する電池状態検出部を有するとともに、相対的に蓄電量が大きい前記電池ブロックから前記補機バッテリへの送電量を、相対的に蓄電量が小さい前記電池ブロックから前記補機バッテリへの送電量よりも大きくする。このようにすれば、各電池ブロック間の蓄電量のばらつきを低減しつつ補機バッテリへ給電することができる。なお、蓄電量が小さい電池ブロックから補機バッテリへの送電を選択的に停止させてもよい。

好適な態様において、前記制御部は、前記各電池ブロックの蓄電量を検出する電池状態検出部を有するとともに、前記補機バッテリから相対的に蓄電量が小さい前記電池ブロックへの送電量を、前記補機バッテリから相対的に蓄電量が大きい前記電池ブロックへの送電量よりも大きくする。このようにすれば、各電池ブロック間の蓄電量のばらつきを低減しつつ主バッテリへ給電することができる。なお、蓄電量が大きい電池ブロックへの補機バッテリからの送電を選択的に停止させてもよい。

好適な態様において、前記制御部は、前記主バッテリの温度を検出する電池状態検出部を有するとともに、前記主バッテリの温度が所定しきい以下と判断した場合に、前記各電池ブロックの一部を放電させ、前記各電池ブロックの残りを充電させることにより、前記主バッテリの温度を上昇させる。このようにすれば、主バッテリの温度が低い場合に主バッテリを無駄なく加温することができる。

好適な態様において、前記制御部は、前記各電池ブロックの一部が不良であるかどうかを判断する電池状態検出部を有するとともに、不良と判断した前記電池ブロックと前記補機バッテリとの間の電力授受を抑制乃至禁止する車両用ＤＣＤＣコンバータ装置。このようにすれば、たとえ、一つの電池ブロックが不良となったとしても、補機バッテリへの給電を確保することができる。

好適な態様において、前記制御部は、前記各電池ブロックの満充電容量を算出する電池状態検出部を有するとともに、満充電容量が相対的に小さい前記電池ブロックの充電時に満充電容量が相対的に小さい前記電池ブロックから補機バッテリへの送電を行い、満充電容量が相対的に小さい前記電池ブロックの放電時に満充電容量が相対的に小さい前記電池ブロックへ前記補機バッテリから送電を行う。このようにすれば、満充電容量が相対的に小さい電池ブロックが充電時に早期に満充電に達するのを抑止することができる。また、満充電容量が相対的に小さい電池ブロックが放電時に早期に過放電に達するのを抑止することができ、主バッテリの実質的に使用可能なＳＯＣを増大することができる。

なお、満充電容量が相対的に小さい電池ブロックと補機バッテリとの間の上記した電力授受は、他の正常な電池ブロックと補機バッテリとの逆方向の電力授受により補償されることができる。この補償により、他の正常な電池ブロックと上記した相対的に小さい電池ブロックとの間のＳＯＣの差は更に抑止することができる。

また、満充電容量が相対的に小さい電池ブロックが充電時に早期に満充電に達した後、この満充電容量が相対的に小さい電池ブロックから補機バッテリへの送電を行うことにより、他の電池ブロックへの充電を持続することができる。同様に、満充電容量が相対的に小さい電池ブロックが放電時に早期に最低ＳＯＣ値に達した後、この満充電容量が相対的に小さい電池ブロックへ補機バッテリから送電を行うことにより、他の電池ブロックの放電を持続することもできる。

結局、この方法によれば、主バッテリの充放電能力（最大ＳＯＣ値と最小ＳＯＣ値との間のＳＯＣ範囲）を、満充電容量が相対的に小さい電池ブロックのそれを超えて設定することができる。

好適な態様において、前記制御部は、前記各電池ブロックから前記各ＤＣ−ＤＣコンバータを通じて前記補機バッテリへ送電するに際して、前記各ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチングトランジスタを異なるタイミングでオンさせる。このようにすれば、電流リップルやスイッチングノイズを低減することができる。

好適な態様において、前記ＤＣ−ＤＣコンバータは、コイルN１、N２、N３をもつトランスＴ１と、コイルN４、N５、N６をもつトランスＴ２とを有し、コイルＮ１、Ｎ４は直列接続されて第１コイルペアを構成し、コイルＮ２、Ｎ５は直列接続されて第２コイルペアを構成し、コイルＮ１の他端は前記第１コイルペアの独立端子（Ｔｅ１）をなし、コイルＮ２の他端は前記第２コイルペアの独立端子（Ｔｅ２）をなし、コイルＮ４、Ｎ５の他端は前記第１、第２コイルペアの共通端子（Tec）をなすトランスペアと、一端が前記共通端子（Ｔｅｃ）に他端が前記独立端子（Ｔｅ２）に接続されるトランジスタ（Q1）と、一端が前記共通端子（Ｔｅｃ）に他端が前記独立端子（Ｔｅ１）に接続されるトランジスタ（Q２）とを直列接続して構成されるとともに前記電池ブロックの両端に接続され、前記両トランジスタ（Ｑ１、Q２）の相補的スイッチングにより交直電力変換を行う第１交直変換回路と、コイルＮ３と直列接続されるトランジスタ（Ｑ４）と、コイルＮ６と直列接続されるトランジスタ（Ｑ３）と有し、両トランジスタ（Ｑ３、Ｑ４）の一端は共通接続されて第１の出力端をなし、両トランジスタ（Ｑ３、Ｑ４）の他端はコイルＮ３、Ｎ６を個別に通じて第２の出力端をなし、前記両トランジスタ（Ｑ３、Q４）の相補的スイッチングにより交直電力変換を行う第２交直変換回路とを有し、前記各ＤＣＤＣコンバータの両トランジスタ（Ｑ３、Ｑ４）、トランスＴ１のコア及びトランスＴ２のコアは、共通化されている。このようにすれば、上記した各効果を奏することができるとともに、更に効率向上と電流リップルやスイッチングノイズの低減とを実現することができる。

好適な態様において、前記独立端子（Ｔｅ１）は、コンデンサ（C1）を通じて前記トランジスタ（Ｑ２）の他端に接続され、前記独立端子（Ｔｅ２）は、コンデンサ（C２）を通じて前記トランジスタ（Ｑ１）の他端に接続されている。このようにすれば、トランジスタ（Ｑ１）やトランジスタ（Ｑ２）の断続に伴うリップル電圧を減らすことができるとともに、トランジスタ（Ｑ１）やトランジスタ（Ｑ２）がオン故障したとしても電池ブロックからトランスへ直流電流が流れるのを防止することができるため信頼性が向上する。

ハイブリッド自動車に適用した本発明の好適な実施態様を以下の実施例を参照して説明する。

（回路構成）
この実施形態のハイブリッド車の電気系を図１を参照して説明する。１は多数の電池ブロックを直列接続してなる高電圧の主バッテリ、２は補機バッテリ給電装置（本発明で言う車両用ＤＣ−ＤＣコンバータ装置）、３は平滑コンデンサ、４は車両の補機バッテリ、５はマイコンを含む制御装置（制御部）である。

組電池からなる主バッテリ１を構成する電池ブロックとして、図１には８つの電池ブロック１１〜１８が図示されているが、直列接続する電池ブロック数は任意である。この実施形態では、一つの電池ブロックは８つのリチウム二次電池セルを直列接続して構成されているが、それも任意である。主バッテリ１は、図略の発電機及び高電圧電気負荷に接続されている。

補機バッテリ給電装置２は、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータであって、合計８セットの一次側回路２１〜２８と、１セットのトランス部２０と、１セットの二次側回路２９とからなり、電池ブロック１１〜１８と補機バッテリ４とをそれぞれ双方向電力授受可能に接続している。平滑コンデンサ３は、補機バッテリ４と並列接続されており、各一次側回路２１〜２８の出力電圧リップルを吸収する。

補機バッテリ給電装置２は、主バッテリ１から補機バッテリ４及びそれに接続される低電圧の電気負荷（図示せず）給電しているが、何らかの原因で主バッテリ１の給電能力が不足する場合に補機バッテリ４から入力された低電圧電力を昇圧して主バッテリ１へ給電することもできる。双方向への給電可能に車両用２電源系に設けられるこの種の補機バッテリ給電装置２は公知となっている。なお、補機バッテリ給電装置２の各一次側回路２１〜２８を、主バッテリ１から補機バッテリ４への給電のみを行う単方向ＤＣ−ＤＣコンバータにより構成してもよい。

制御装置５には、主バッテリ１又は補機バッテリ４の端子電圧に基づいて補機バッテリ給電装置２を制御することにより上記した主バッテリ１と補機バッテリ４との間の送電を実行し、主バッテリ１又は補機バッテリ４の端子電圧を一定範囲に維持する。この種の補機バッテリ給電装置２の制御は公知となっている。この実施例では更に、制御装置５は、各電池ブロック１１〜１８の電圧や外部からの入力情報に基づいて判断した適切なタイミングにて、各電池ブロック１１〜１８間の電圧ばらつきを減らすブロック間均等化を行う。たとえば、このブロック間均等化は、一次側回路２１〜２８の一部を主バッテリ１から補機バッテリ４への順方向降圧送電モードで運転し、一次側回路２１〜２８の他の一部を補機バッテリ４から主バッテリ１への逆方向昇圧送電モードで運転することにより実行される。言うまでもないが、各一次側回路２１〜２８は主バッテリ１の各電池ブロック１１〜１８のうち自己が接続された電池ブロックと補機バッテリ４との間の送電を分担する。

（双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ２）
この実施形態で採用した双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ２について、図２を参照して以下に説明する。ただし、この双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ２の一次側回路２１〜２８は同じ回路構成を採用しているため、図２では一次側回路２１〜２８のうち一次側回路２１、２２だけを図示する。また、この実施形態はいわゆる２トランス型のＤＣ−ＤＣコンバータの回路構成を採用しているため、トランス部２０は、２つのトランスＴ１、Ｔ２により構成されている。図２では、一次側回路２１、２２に接続されるコイルＮ１、Ｎ４及びコイルＮ２、Ｎ５だけを図示するが、実際にはトランスＴ１、Ｔ２のコア２０A、２０Bに他の一次側回路２３〜２８のコイルＮ１、Ｎ４及びコイルＮ２、Ｎ５も同様に巻回されている。一次側回路２１〜２８は同一回路構成をもつため、トランスＴ１、Ｔ２を通じての一次側回路２１と二次側回路２９との間の電力授受を行うＤＣＤＣコンバータ部分だけを図２を参照して説明する。

一次側回路２１は、互いに直列接続されて相補動作するトランジスタQ1、Q2と、コンデンサC1、C2とにより構成されている。トランスＴ１はコア２０AにコイルN1、N2を各一次側回路ごとに巻装してなり、トランスＴ２はコア２０BにコイルN４、N５を巻装してなる。また、トランスＴ１のコア２０AにはコイルN３が巻装され、トランスＴ２のコア２０BにはコイルN６が巻装されている。トランスＴ１のコアとトランスＴ２のコアとは磁気的に分離されている。言い換えると、コイルＮ１、Ｎ２、Ｎ３とコイルＮ４、Ｎ５、Ｎ６とは磁気的に分離されている。第２交直変換回路６Ｂは、相補動作するトランジスタQ3、Q4からなり、いわゆる同期整流回路と同じ回路構成を有している。トランジスタＱ１〜Ｑ４はこの実施形態ではＭＯＳトランジスタにより構成されている。

（一次側回路２１）
一次側回路（本発明で言う第１交直変換回路）２１について以下に説明する。

トランジスタＱ１、Ｑ２は互いに直列接続されて電池ブロック１１の両端に接続されている。なお、トランジスタＱ１は電池ブロック１１の低電位端に、トランジスタＱ２は電池ブロック１１の高電位端に接続されている。SはトランジスタＱ１、Ｑ２の接続点である。電池ブロック１１の高電位端は、コンデンサＣ１、コイルＮ１、Ｎ４を通じて接続点Sに達する。電池ブロック１１の低電位端は、コンデンサＣ２、コイルＮ２、Ｎ５を通じて接続点Sに達する。

（二次側回路２９）
二次側回路（第２交直変換回路）２９について以下に説明する。

トランジスタＱ３、Ｑ４の接続点は、補機バッテリ４の低電位端（接地端）に接続されている。トランジスタQ4のドレイン端子は、コイルＮ３を通じて補機バッテリ４の高電位端に接続されている。トランジスタQ3のドレイン端子は、コイルＮ６を通じて補機バッテリ４の高電位端に接続されている。

（動作）
以下、このＤＣＤＣコンバータ２１の動作を説明する。

（一次側回路２１から二次側回路２９への送電動作）
この実施形態では、トランジスタＱ１、Ｑ４とが同期動作し、トランジスタＱ２、Ｑ３が同期動作し、トランジスタＱ１、Ｑ４とトランジスタＱ２、Ｑ３とは相補動作（逆動作）する。もちろん、デッドタイムを適宜設けても良い。

トランジスタＱ１、Q４がオン、トランジスタＱ２、Q３がオフしているモードAでは、コンデンサＣ１を通じてコイルＮ１、コイルＮ４の順に電流が流れ、この電流の増加に応じてトランスＴ１、Ｔ２の磁束が第１の方向へ増加する。これにより、コイルＮ３の出力電圧が補機バッテリ４へ印加される。コイルＮ６の逆向き電圧はトランジスタＱ３のオフにより遮断される。

次に、トランジスタＱ１、Q４がオフ、トランジスタＱ２、Q３がオンしているモードBでは、トランジスタＱ２、コイルＮ５、コイルＮ２、コンデンサＣ２の順に電流が流れる。コイルＮ１、Ｎ４の巻き方向とコイルＮ２、Ｎ５の巻き方向とが逆となっているため、この電流の増加に応じてトランスＴ１、Ｔ２の磁束は上記した第１の方向とは逆の第２の方向へ増加する（第１の方向に見ると減少する）。これにより、コイルＮ６の出力電圧が補機バッテリ４へ印加される。コイルＮ３の逆向き電圧はトランジスタＱ４のオフにより遮断される。

なお、この実施形態では、コンデンサＣ１、Ｃ２を設けているため、各モードの終期において、コンデンサＣ１、Ｃ２の蓄電電圧により上記電流は十分に減衰されることになる。

また、モードAでは、トランジスタＱ１のオンにより、コンデンサＣ２、コイルＮ２、Ｎ５が短絡回路を構成する。このため、コンデンサC２に蓄電された電荷がコイルＮ２、Ｎ５を上記モードBとは逆向きに流れる。その結果、モードAにおいてコイルＮ２、Ｎ５を通じて流れるコンデンサC２の放電電流は、コイルＮ１、Ｎ４に流れる電流が形成する上記磁束を強める。

また、モードBでは、トランジスタＱ２のオンにより、コンデンサＣ１、コイルＮ１、Ｎ４が短絡回路を構成する。このため、コンデンサC１に蓄電された電荷がコイルＮ１、Ｎ４を上記モードAとは逆向きに流れる。その結果、モードBにおいてコイルＮ１、Ｎ４を通じて流れるコンデンサＣ１の放電電流は、コイルＮ２、Ｎ４を流れる電流が形成する上記磁束を強める。

トランジスタＱ１のデューティがD（トランジスタＱ２のデューティが１−D）の場合の、デューティDと出力電圧Voutとの関係を図３に示す。図３から、デューティＤを調節することにより出力電圧Ｖｏｕｔを調節できることが理解される。この２トランス型ＤＣ−ＤＣコンバータは、２つのトランスの逆動作を利用してトランジスタＱ１のオン期間とオフ期間とで電圧を交互に出力できるともに、２つのトランスのうち、二次側に電流を出力しない期間にトランスの磁束を元の状態に復帰させることができ、高効率でリップルが少なくかつデューティＤの調整により出力電圧を自由に変更することができる。

（二次側回路２９から一次側回路２１への送電）
一次側回路２１がコイルＮ３、Ｎ６に出力する電圧が補機バッテリ４の端子電圧より小さい場合には、コイルＮ３、Ｎ６には流れる電流は逆向きとなり、これはモードAではコイルＮ１、Ｎ４の電圧を高めてコンデンサC1を通じて流れる電流を逆向きとして電池ブロック１１を充電し、モードBではコイルＮ５、Ｎ２、コンデンサＣ２を通じて流れる電流を逆向きとして電池ブロック１１を充電する。

つまり、デューティDの調節により二次側回路２９の出力電圧を低下させれば、補機バッテリ４から電池ブロック１１への逆方向昇圧送電が実行され、その量はデューティＤの調節により簡単に制御することができる。

（変形態様）
なお、一次側回路（第１交直変換回路）２１としては種々の変形が可能である。たとえば、コンデンサＣ１、Ｃ２を省略してもよい。この場合には、モードA期間においてトランジスタＱ１による短絡によりコイルＮ２、Ｎ５に蓄積された磁気エネルギーが消勢される。ただし、この時、コイルＮ２、Ｎ５を流れる電流がトランスＴ１、Ｔ２のコアに形成する磁束の向きはモードAにおいてコイルＮ１、Ｎ４が形成する磁束の向きと逆となるため、効率がやや低下する。同じく、モードB期間においてトランジスタＱ２による短絡によりコイルＮ１、Ｎ４に蓄積された磁気エネルギーが消勢される。ただし、この時、コイルＮ１、Ｎ４を流れる電流がトランスＴ１、Ｔ２のコアに形成する磁束の向きはモードBにおいてコイルＮ２、Ｎ５が形成する磁束の向きと逆となるため、効率がやや低下する。

その他、一次側回路２１として、従来周知のHブリッジ型のインバータを採用しても良い。この場合にはトランスは１個となるため、二次側回路（第２交直変換回路）２９が接続されるトランスの二次コイルとしては中間タップ付きのものが採用されるべきである。Hブリッジ型のインバータについては周知であるためその詳細説明は省略するものとする。

図２に示すDCDCコンバータの各部電圧算出式を図１１に示し、その各部波形を図１２に示す。

（実施例効果）
上記説明したこの実施形態の補機バッテリ給電装置（車両用ＤＣ−ＤＣコンバータ装置）２は、主バッテリ１の各電池ブロック１１〜１８ごとに個別に設けられた一次側回路２１〜２８を有し、トランスＴ１、Ｔ２は、コイルＮ１、Ｎ４、コイルＮ２、Ｎ５を各一次側回路２１〜２８毎に有している。したがって、制御部５が一次側回路２１〜２８のトランジスタＱ１のデューティＤを個別に制御することにより、主バッテリ１から補機バッテリ４への降圧送電において各電池ブロック１１〜１８から補機バッテリ４への電力伝送量を必要に応じて調整することが可能となる。すなわち、各一次側回路２１〜２８は、トランスＴ１、Ｔ２において磁気的に並列接続されていると考えることができるため、各一次側回路２１〜２８のデューティＤを独立制御することにより、各電池ブロック１１〜１８から補機バッテリ４への送電電力は自由に調節することができる。電池ブロック１１〜１８と補機バッテリ４との間の電力伝送の各例について更に説明する。

（主バッテリ１と補機バッテリ４との間の送電例１）
主バッテリ１から補機バッテリ４への降圧送電の制御例を図４に示すフローチャートを参照して以下に説明する。

まず電池ブロック１１〜１８のブロック電圧Vn1〜Vn8と、補機バッテリ給電装置２の出力電圧V２を読み込み（Ｓ１００）、出力電圧Ｖ２と目標電圧との差を０とするように平均デューティＤを算出する（Ｓ１０２）。ここで言う平均デューティＤとは各一次側回路２１〜２８のトランジスタＱ１のデューティＤの平均値とする。次に、ブロック電圧Ｖｎ１〜Ｖｎ８のうちの最大値と最小値との差であるばらつきが所定しきい値を超えたかどうかを算出し（Ｓ１０４）、それが所定しきい値を超えていない場合には各一次側回路２１〜２８を平均デューティＤで運転する（Ｓ１０６）。超えている場合には、ブロック電圧Ｖｎ１〜Ｖｎ８のうち電圧が大きい電池ブロックのデューティＤが平均デューティＤよりも大きくなり、電圧が小さい電池ブロックのデューティＤが平均デューティＤよりも小さくなるように、ブロック電圧Ｖｎ１〜Ｖｎ８の大きさに応じて調整して、決定した各デューティＤにより各一次側回路２１〜２８を個別に制御する（Ｓ１０８）。

これにより、SOCが相対的に大きく電圧が相対的に高い電池ブロックから補機バッテリ４への送電量が、SOCが相対的に小さく電圧が相対的に低い電池ブロックから補機バッテリ４への送電量よりも大きくなるために、主バッテリ１から補機バッテリ４への送電と同時に電池ブロック１１〜１８間の均等化も実現することができる。なお、この制御は特に、補機バッテリ４の電圧が低く、その放電が困難な場合に好適である。

（主バッテリ１と補機バッテリ４との間の送電例２）
主バッテリ１と補機バッテリ４との電力授受の制御例を図５に示すフローチャートを参照して以下に説明する。

電池ブロック１１〜１８のブロック電圧Vn1〜Vn8と、補機バッテリ給電装置２の出力電圧V２を読み込み（Ｓ１００）、出力電圧Ｖ２があるしきい値電圧Vｔｈ１を超えているかどうかを調べ（Ｓ１１２）、超えていればこれ以上の補機バッテリ４のＳＯＣの増大を回避するために以下の制御を実行する。

まず、ブロック電圧Ｖｎ１〜Ｖｎ８のうちの最大値と最小値との差であるばらつきが所定しきい値を超えたかどうかを算出し（Ｓ１１４）、それが所定しきい値を超えている場合には、主バッテリ１から補機バッテリ４への送電量と、補機バッテリ４から主バッテリ１への逆送電量が一致するように、あるいは、後者が少し大きくなるように一次側回路２１〜２８を制御する（Ｓ１１６）。

なお、ステップＳ１１６において、スイッチングトランジスタ（Ｑ３、Ｑ４）の動作を停止することも可能である。これは、たとえば一次側回路２１〜２８の一部（好適には半分）が補機バッテリ４への送電モード（順方向降圧送電モード又は順方向送電モード又は降圧送電モードとも言う）で送電させ、同時に、一次側回路２１〜２８の他の一部（好適には残りの半分）が補機バッテリ４から主バッテリ１側への逆送電モード（逆方向昇圧送電モード又は逆方向送電モード又は昇圧送電モードとも言う）で送電させ、順方向降圧送電モードでの送電電力と逆方向昇圧送電モードでの送電電力とが一致するように各一次側回路２１〜２８のデューティＤを制御すれば、二次側回路２９をスイッチングさせる必要がないためである。

これにより、ブロック電圧が小さい電池ブロックは補機バッテリ４からＤＣＤＣコンバータを通じての逆送電により充電され、ブロック電圧が大きい電池ブロックはＤＣＤＣコンバータを通じて補機バッテリ４へ送電することにより放電されるため、電池ブロック１１〜１８間の均等化を実現することができる。また、この時、主バッテリ１から補機バッテリ４への送電電力を補機バッテリ４から主バッテリ１
への逆送電電力以下としているため、補機バッテリ４の有害な充電が生じることがなく、あるいは補機バッテリ４の充放電を生じることが無く、高効率にて均等化を実現することができる。

（主バッテリ１と補機バッテリ４との間の送電例３）
主バッテリ１と補機バッテリ４との電力授受の制御例を図６に示すフローチャートを参照して以下に説明する。

電池ブロック１１〜１８のブロック電圧Vn1〜Vn8と、補機バッテリ４の電圧V２を読み込み（Ｓ１００）、Ｓ１２２にて電圧Ｖ２が、既述のしきい値電圧Vｔｈ１より更に高いしきい値電圧Ｖｔｈ２を超えているかどうかを調べる（あるいは主バッテリ１のＳＯＣが小さいかどうかを調べる）。そうであれば、これ以上の補機バッテリ４の充電を回避するために以下の制御を実行する。

まず、ブロック電圧Ｖｎ１〜Ｖｎ８のうちの最大値と最小値との差であるばらつきが所定しきい値を超えたかどうかを算出し（Ｓ１２４）、それが所定しきい値を超えている場合には、補機バッテリ４から主バッテリ１の各電池ブロック１１〜１８への逆方向昇圧送電を行う（Ｓ１２６）。ただし、この態様では、補機バッテリ４からブロック電圧が大きい電池ブロックへのＤＣＤＣコンバータを通じての逆方向昇圧送電は相対的に小さく、補機バッテリ４からブロック電圧が小さい電池ブロックへのＤＣＤＣコンバータを通じての逆方向昇圧送電は相対的に大きくされる。

これにより、ブロック電圧が小さい電池ブロックは補機バッテリ４からＤＣＤＣコンバータを通じての逆送電により相対的に強力に充電され、ブロック電圧が大きい電池ブロックは補機バッテリ４からＤＣＤＣコンバータを通じての逆送電により相対的に弱く充電されるため、電池ブロック１１〜１８間の均等化を実現するとともに、補機バッテリ４の過充電を防止することができる。

（主バッテリ１と補機バッテリ４との間の送電例４）
主バッテリ１と補機バッテリ４との電力授受の制御例を図７に示すフローチャートを参照して以下に説明する。

まず、主バッテリ１の温度Tを検出し、温度Ｔが所定しきい値温度Tｔｈ未満であれば、電池ブロック１１〜１８の一部（好適には半分）から補機バッテリ４側へ所定電力を送電し、補機バッテリ４から電池ブロック１１〜１８の他の一部（好適には残りの半分）へほぼ等しい電力を送電する電池加熱サイクルを実行する（Ｓ１３４）。これにより、電力を無駄にすることなく、ほとんどの損失を主バッテリ１の各電池ブロック１１〜１８の電池内部抵抗により消費して各電池ブロック１１〜１８を急速かつ均一に昇温することができる。

なお、上記送電により、各電池ブロック１１〜１８間のＳＯＣばらつきが生じるため、その後、上記と逆方向に送電を行う電池加熱サイクルを行うことにより、各電池ブロック１１〜１８間のＳＯＣばらつきを抑止しつつ、各電池ブロック１１〜１８を急速昇温することができる。

（主バッテリ１と補機バッテリ４との間の送電例５）
主バッテリ１と補機バッテリ４との電力授受の制御例を図８に示すフローチャートを参照して以下に説明する。

まず、各電池ブロック１１〜１８の良不良を判定する電池不良判定サブルーチンを実行する（Ｓ１４０）。この電池不良判定動作については公知の種々の方法のどれを採用しても良い。たとえば、電池抵抗が過大な電池ブロックを不良としてもよく、電池ブロックのブロック電圧により判定してもよい。電池不良判定は本発明の要旨ではないので説明を省略するものとする。

次に、上記電池不良判定動作の結果により不良な電池ブロックがあるかどうかを決定し（Ｓ１４２）、不良電池ブロックがあれば、一次側回路２１〜２８のうちこの不良電池ブロックに接続される一次側回路の動作を禁止する。これにより、主バッテリ１と補機バッテリ４との間の送電時に不良電池ブロックの充放電を行わないため、不良電池ブロックの過熱や更なる劣化を防止することができる。

（主バッテリ１と補機バッテリ４との間の送電例６）
主バッテリ１と補機バッテリ４との電力授受の制御例を図９に示すフローチャートを参照して以下に説明する。

まず、各電池ブロック１１〜１８の容量すなわち満充電容量を算出する（Ｓ１５０）。ここで言う満充電容量とは電池ブロックが現在充放電可能な容量を言うものとする。満充電容量の算出には公知の種々の方法のどれを採用しても良い。たとえば、電池電圧と充放電電流積算値とに決定しても良い。満充電容量の算出自体は本発明の要旨ではないので説明を省略するものとする。Ｓ１５０では、満充電容量が他の電池ブロックの満充電容量より所定値以上小さい（たとえば６０％以下）の電池ブロックを小容量電池ブロックと判定する。

次に、主バッテリ１の充電及び放電の両方において、小容量電池ブロックの充放電電流をこの小容量電池ブロックに接続されたＤＣＤＣコンバータにより削減する制御を行う。

更に詳しく説明すると、主バッテリ１の充電時において、小容量電池ブロックに接続される一次側回路（第１交直変換回路）は、小容量電池ブロックから補機バッテリ４への放電動作を行う。これにより、小容量電池ブロックが満充電に到達するのを抑止することができ、その分だけ、他の電池ブロックへ充電可能な電力量を増大させることができる。なお、小容量電池ブロックから補機バッテリ４への放電動作と並列に、補機バッテリ４から他の電池ブロックへの送電を実行しても良い。

同様に、主バッテリ１の放電時において、小容量電池ブロックに接続される一次側回路（第１交直変換回路）は、補機バッテリ４から小容量電池ブロックへの充電動作を行う。これにより、小容量電池ブロックのＳＯＣが他の電池ブロックよりも早期に低下するのを抑止することができ、その分だけ、他の電池ブロックが放電可能な電力量を増大させることができる。なお、補機バッテリ４から小容量電池ブロックへの送電（充電）動作と並列に、他の電池ブロックから補機バッテリ４への送電（放電）を実行しても良い。

このようにすれば、かなり劣化した電池ブロックを有する主バッテリ１を用いて大きな電池エネルギーの充放電を実現することができる。

（主バッテリ１と補機バッテリ４との間の送電例７）
主バッテリ１と補機バッテリ４との電力授受の制御例を図１０に示すフローチャートを参照して以下に説明する。

まず、各電池ブロック１１〜１８の良不良を判定する電池不良判定サブルーチンを実行する（Ｓ１６０）。この電池不良判定動作については公知の種々の方法のどれを採用しても良い。たとえば、電池抵抗が過大な電池ブロックを不良としてもよく、電池ブロックのブロック電圧により判定してもよい。電池不良判定は本発明の要旨ではないので説明を省略するものとする。

次に、上記電池不良判定動作の結果により不良な電池ブロックがあるかどうかを決定し（Ｓ１６２）、不良電池ブロックがあれば、この不良電池ブロックの充放電電流の大きさが所定値以下となるように、この不良電池ブロックに接続される一次側回路の送電又は逆送電動作を制御する（Ｓ１６４）。これにより、不良電池ブロックの過熱を抑止しつつ主バッテリ１の充電動作や放電動作を維持することができる。

実施例の補機バッテリ給電装置を示す回路図である。 図１に示すＤＣＤＣコンバータの回路図である。 図２のＤＣＤＣコンバータのデューティと出力電圧との関係を示す特性図である。 図１の補機バッテリ給電装置の制御例を示すフロ−チャ−トである。 図１の補機バッテリ給電装置の制御例を示すフロ−チャ−トである。 図１の補機バッテリ給電装置の制御例を示すフロ−チャ−トである。 図１の補機バッテリ給電装置の制御例を示すフロ−チャ−トである。 図１の補機バッテリ給電装置の制御例を示すフロ−チャ−トである。 図１の補機バッテリ給電装置の制御例を示すフロ−チャ−トである。 図１の補機バッテリ給電装置の制御例を示すフロ−チャ−トである。 図２に示すDCDCコンバータの各部電圧算出式を示す説明図である。 図２に示すDCDCコンバータの各部波形を示すタイミングチャートである。

符号の説明

C1、C２ コンデンサ
D デューティ
N1〜N６ コイル
Q1〜Q4 トランジスタ（スイッチングトランジスタ）
T１、T２ トランス
Vn1〜Vn8 ブロック電圧
１ 主バッテリ
２ 補機バッテリ給電装置
３ 平滑コンデンサ
４ 補機バッテリ
５ 制御装置（制御部）
６A 交直変換回路
６B 交直変換回路
１１〜１８ 電池ブロック
２１〜２８ ＤＣＤＣコンバータ

Claims (12)

1. 複数の電池ブロックを直列接続してなる高電圧の主バッテリから低電圧の補機バッテリへ電気絶縁可能に電力を伝送する車両用ＤＣＤＣコンバータ装置において、
   前記複数の電池ブロックそれぞれと前記補機バッテリとの間の電力伝送を別々に行う複数のＤＣ／ＤＣコンバ−タと、前記複数のＤＣ／ＤＣコンバ−タの電力伝送量を個別に制御可能な制御部とを備え、
   前記各ＤＣＤＣコンバータは、
   前記主バッテリ側と直流電力を授受する第１交直変換回路と、前記補機バッテリと直流電力を授受する第２交直変換回路と、前記第１交直変換回路と第２交直変換回路との間に配置されるトランスとを有し、
   前記各ＤＣＤＣコンバータの前記第２交直変換回路及び前記トランスのコア及び二次コイルは、共通とされていることを特徴とする車両用DCDCコンバータ装置。
2. 請求項１記載の車両用ＤＣＤＣコンバータ装置において、
   前記ＤＣ／ＤＣコンバ−タは、双方向電力伝送可能な双方向ＤＣ／ＤＣコンバ−タからなる車両用ＤＣＤＣコンバータ装置。
3. 請求項１記載の車両用ＤＣＤＣコンバータ装置において、
   前記制御部は、
   前記各電池ブロックの蓄電量を検出する電池状態検出部を有するとともに、少なくとも各電池ブロック間の蓄電量の差が小さい場合に前記主バッテリから前記補機バッテリへの送電において前記各ＤＣ／ＤＣコンバ−タの送電電力量を等しく制御する車両用ＤＣＤＣコンバータ装置。
4. 請求項１記載の車両用ＤＣＤＣコンバータ装置において、
   前記制御部は、
   前記各電池ブロックの蓄電量を検出する電池状態検出部を有するとともに、相対的に蓄電量が大きい前記電池ブロックから相対的に蓄電量が小さい前記電池ブロックへ前記補機バッテリを介して送電させる車両用ＤＣＤＣコンバータ装置。
5. 請求項１記載の車両用ＤＣＤＣコンバータ装置において、
   前記制御部は、
   前記各電池ブロックの蓄電量を検出する電池状態検出部を有するとともに、相対的に蓄電量が大きい前記電池ブロックから前記補機バッテリへの送電量を、相対的に蓄電量が小さい前記電池ブロックから前記補機バッテリへの送電量よりも大きくする車両用ＤＣＤＣコンバータ装置。
6. 請求項２記載の車両用ＤＣＤＣコンバータ装置において、
   前記制御部は、
   前記各電池ブロックの蓄電量を検出する電池状態検出部を有するとともに、前記補機バッテリから相対的に蓄電量が小さい前記電池ブロックへの送電量を、前記補機バッテリから相対的に蓄電量が大きい前記電池ブロックへの送電量よりも大きくする車両用ＤＣＤＣコンバータ装置。
7. 請求項１記載の車両用ＤＣＤＣコンバータ装置において、
   前記制御部は、
   前記主バッテリの温度を検出する電池状態検出部を有するとともに、前記主バッテリの温度が所定しきい以下と判断した場合に、前記各電池ブロックの一部を放電させ、前記各電池ブロックの残りを充電させることにより、前記主バッテリの温度を上昇させる車両用ＤＣＤＣコンバータ装置。
8. 請求項１記載の車両用ＤＣＤＣコンバータ装置において、
   前記制御部は、
   前記各電池ブロックの一部が不良であるかどうかを判断する電池状態検出部を有するとともに、不良と判断した前記電池ブロックと前記補機バッテリとの間の電力授受を抑制乃至禁止する車両用ＤＣＤＣコンバータ装置。
9. 請求項１記載の車両用ＤＣＤＣコンバータ装置において、
   前記制御部は、
   前記各電池ブロックの満充電容量を算出する電池状態検出部を有するとともに、満充電容量が相対的に小さい前記電池ブロックの充電時に満充電容量が相対的に小さい前記電池ブロックから補機バッテリへの送電を行い、満充電容量が相対的に小さい前記電池ブロックの放電時に満充電容量が相対的に小さい前記電池ブロックへ前記補機バッテリから送電を行う車両用ＤＣ−ＤＣコンバータ装置。
10. 請求項１記載の車両用ＤＣＤＣコンバータ装置において、
    前記制御部は、
    前記各電池ブロックから前記各ＤＣ−ＤＣコンバータを通じて前記補機バッテリへ送電するに際して、前記各ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチングトランジスタを異なるタイミングでオンさせる車両用ＤＣＤＣコンバータ装置。
11. 請求項１乃至１０のいずれか記載の車両用ＤＣＤＣコンバータ装置において、
    前記ＤＣ−ＤＣコンバータは、
    コイルN１、N２、N３をもつトランスＴ１と、コイルN４、N５、N６をもつトランスＴ２とを有し、コイルＮ１、Ｎ４は直列接続されて第１コイルペアを構成し、コイルＮ２、Ｎ５は直列接続されて第２コイルペアを構成し、コイルＮ１の他端は前記第１コイルペアの独立端子（Ｔｅ１）をなし、コイルＮ２の他端は前記第２コイルペアの独立端子（Ｔｅ２）をなし、コイルＮ４、Ｎ５の他端は前記第１、第２コイルペアの共通端子（Tec）をなすトランスペアと、
    一端が前記共通端子（Ｔｅｃ）に他端が前記独立端子（Ｔｅ２）に接続されるトランジスタ（Q1）と、一端が前記共通端子（Ｔｅｃ）に他端が前記独立端子（Ｔｅ１）に接続されるトランジスタ（Q２）とを直列接続して構成されるとともに前記電池ブロックの両端に接続され、前記両トランジスタ（Ｑ１、Q２）の相補的スイッチングにより交直電力変換を行う第１交直変換回路と、
    コイルＮ３と直列接続されるトランジスタ（Ｑ４）と、コイルＮ６と直列接続されるトランジスタ（Ｑ３）と有し、両トランジスタ（Ｑ３、Ｑ４）の一端は共通接続されて第１の出力端をなし、両トランジスタ（Ｑ３、Ｑ４）の他端はコイルＮ３、Ｎ６を個別に通じて第２の出力端をなし、前記両トランジスタ（Ｑ３、Q４）の相補的スイッチングにより交直電力変換を行う第２交直変換回路と、
    を有し、
    前記各ＤＣＤＣコンバータの両トランジスタ（Ｑ３、Ｑ４）、トランスＴ１のコア及びトランスＴ２のコアは、共通化されている車両用ＤＣＤＣコンバータ装置。
12. 請求項１１記載の車両用ＤＣＤＣコンバータ装置において、
    前記独立端子（Ｔｅ１）は、コンデンサ（C1）を通じて前記トランジスタ（Ｑ２）の他端に接続され、
    前記独立端子（Ｔｅ２）は、コンデンサ（C２）を通じて前記トランジスタ（Ｑ１）の他端に接続されている車両用ＤＣ−ＤＣコンバータ装置。