JP6480935B2 - 充電バランス装置 - Google Patents

Description

本発明は、電気化学的アキュムレータを備える電力バッテリの充電バランス装置に関する。

ハイパワーの、直流電圧電気システムは、著しく発展している。実際、多くのトランスポートシステムは、直流電圧電力供給を含む。

ハイブリッド内部燃料/電気自動車又は電気自動車は、特に、ハイパワーのバッテリを含む。このタイプのバッテリは、インバータによって交流電気モーターを駆動するのに用いられる。このタイプのモーターのために必要な電圧レベルは、数百ボルト（一般的にほぼ４００のボルト）に到達する。また、このタイプのバッテリは、電気的なモードで車両の自立性（Ａｕｔｏｎｏｍｙ）を改善するために、高い容量から成る。

ハイパワーと容量を得るために、アキュムレータの複数のグループは、直列に配置される。バッテリのために必要とされる電圧、電流と容量の関数によって、ステージ（多くのアキュムレータ・グループ）の数と各ステージに平行なアキュムレータの数は変化する。複数のアキュムレータの組合せは、アキュムレータ・バッテリと呼ばれる。このタイプの車両のために使われる電気化学的アキュムレータは、一般的に、含まれた重さと体積を相当なエネルギー量に蓄えるその容量のためのリチウムイオン・アキュムレータである。リチウムイオン鉄のリン酸塩ＬｉＦｅＰＯ_４バッテリのテクノロジーは、高い固有の安全レベルのため、わずかに減少したエネルギーストレージ密度の代価で、相当に発展した。電気化学的アキュムレータは、一般的に、リチウムイオン鉄のリン酸塩テクノロジー、ＬｉＦｅＰＯ_４では３．３Ｖ、酸化コバルト・ベースのリチウムイオンテクノロジーでは４．２Ｖの範囲で名目電圧を有する。

本発明は、スーパーコンデンサに適用されても良い。

アキュムレータの充電又は放電を行うことは、その端子の電圧においてそれぞれ増加又は減少となる。アキュムレータが電気化学的プロセスによって定義される電圧レベルに達したとき、充電又は放電されると考えられる。複数のアキュムレータステージを用いる回路では、ステージの中を流れている電流は同じである。したがって、ステージの充電又は放電のレベルはアキュムレータの固有の特性に依存する。ステージ間の電圧差は、異なるアキュムレータの間の製造、老化、アセンブリ及び動作温度の格差のため、充電又は放電の間に現れる。

リチウムイオンテクノロジーアキュムレータのために、極端に高いか低い電圧（閾値電圧と呼ばれる）は、前記アキュムレータに打撃を与えることができるか、破壊することができる。たとえば、酸化コバルト・ベースのリチウムイオン・アキュムレータにオーバーチャージすることは、その端子の暴走と出火を引き起こす場合がある。鉄リン酸塩ベースのリチウムイオン・アキュムレータにおいて、オーバーチャージすることは、耐用年数を減らすか損害を与える電解質の分解につながる。後者が銅から作られている場合、たとえば、２Ｖ以下の極端な放電は、主に、負極の集電体の酸化を引き起こし、したがってアキュムレータに打撃を与える。従って、それぞれのアキュムレータステージの端子の電圧のモニタリングは、安全と信頼性の理由により、充電及び放電の間、義務づけられている。モニタリング装置はこのように通常、各ステージと平行に配置されていて、この機能を実行する。

モニタリング装置の機能は、充電（又は残りのチャージ）の状態と各アキュムレータステージの放電をモニターすることになっていて、ステージがその閾値電圧に達したときバッテリの充電又は放電を行うことを止めるために、情報を制御回路に送ることになっている。しかし、直列に配置されている複数のアキュムレータステージによるバッテリにおいて、最も充電されたステージがその閾値電圧に達するとき充電することが止められるならば、他のステージは完全充電されないかもしれない。反対に、最も放電されたステージがその閾値電圧に達するとき放電することが止められるならば、他のステージは完全には放電されないかもしれない。したがって、各アキュムレータステージの容量は利用されない。そして、それは、厳しい自立制約があるオンボード・バッテリで、トランスポートアプリケーションにおいて大きな問題を意味する。ステージがまだ完全には放電されないとき、バッテリの有効容量はバッテリの放電の中断によって実際減らされる。間接的に、パックの重量と体積がそうするように、有効なキロワット時コストは増加する。この問題を解決するために、モニタリング装置は、通常、充電バランス装置と結合される。

バランス装置の機能は、アキュムレータステージを直列に充電や放電の同一の状態に配置することによって充電、したがってバッテリの自立を最適化することである。バランス装置の２つのカテゴリー（すなわち、エネルギー消失又はエネルギー輸送バランス装置）が、存在する。

エネルギー消失バランスシステムは、１つのステージから、または、閾値電圧に達していたステージから充電電流の全部または一部を変えることによって、及び、レジスターでエネルギーを消すことによって、ステージの端子における電圧を、等しくする。あるいは、高い閾値に達しているステージ又は１つのステージを放電することによって、ステージの端子における電圧は、等しくされる。

しかし、このタイプのエネルギー消失バランスシステムには、バッテリを充電するためにより多くのエネルギーを消費するという大きな不利がある。実際、最後の、わずかに充電されなかったアキュムレータの充電が終わるように、複数のアキュムレータは放電されなければならない、又は、複数のアキュムレータが充電電流は変えられなければならない。したがって、消失エネルギーは、インプリメントされないままになっている充電エネルギーより高くなりうる。さらにまた、彼らは熱さにより余剰のエネルギーを消失する。そして、それはトランスポート及びオンボード・アプリケーションにおいて統合制約と互換性を持たず、そして、温度が上昇するとき、それはアキュムレータの耐用年数に相当な減少を引き起こす。

エネルギー輸送バランスシステムは、彼らの側のために、アキュムレータステージの間で、又は、補助的なエネルギーネットワークでエネルギーを交換する。バランス時間は、バランス効率の鍵となる要因である。従って、比較的高い充電電力が要求されるかもしれない。

バッテリからステージまで又はステージからバッテリまでの一方向に、又は、バッテリからステージまで及びステージからバッテリまで、又は、１つの隣接したステージから他のステージまでの双方向に、エネルギー移動が起きてもよい。

国際公開第２０１１／０９５６０８号は、バッテリの充電バランス装置の一例を記載している。この例では、充電バランス装置は、複数の出力で一方向性コンバータから成る。コンバータは、その出力のそれぞれの専用の充電装置から成る。各ステージは、バランスの間、独立して、このように充電されることができる。コンバータは、その入力で補助バッテリ電圧を受けていて、その出力電圧をそれぞれの専用の充電装置に印加している電圧発生器をさらに備える。電圧発生器は４つのスイッチを有するフルブリッジを特に含み、その電圧は変圧器のプライマリに印加される。変圧器のセカンダリは、その電圧をそれぞれの充電装置の入力に印加するために接続される。その充電装置の構成要素を寸法（ｄｉｍｅｎｓｉｏｎｉｎｇ）によって、ステージのバランス電流は、主に制限される。

しかし、このタイプの充電バランス装置には、不利がある。この装置は、特に、いくらか限られた充電電力を有し、したがって、相当なアンバランスがステージの間に存在する場合、不適当である。変圧器のプライマリに印加される電力は、実際に、複数の充電装置に広げられる。

さらにまた、各ステージの充電の状態を得ることは、それぞれの充電装置で供給される充電エネルギーの正確な測定値を必要とし、変圧器のセカンダリにおける電流と電圧の測定値を必要とする。大部分のアプリケーションと互換性がないバランス装置のために、このタイプの測定値は、追加費用がかかる。

米国特許出願公開第２００１／１１５４３６号明細書は、バッテリの充電バランス装置のもう一つの例を記載している。ここでは、異なるステージの充電又は放電は、連続した方法で実行される。充電バランス装置は、隔離された双方向性コンバータを備える。充電電圧及び電流が同時に選択的に１つのステージだけに印加されるように、双方向性コンバータは、トランジスタのマトリックスを備える。コンバータは、プライマリが補助バッテリによって電力供給され、セカンダリがトランジスタのマトリックスの入力に接続している変圧器をさらに備える。

このタイプの充電バランス装置にも、不利がある。比較的均一なアンバランスのため、バランス時間は、比較的低下した充電電力とステージの数とをバランスするために、かなり長い。コンバータがより高い充電電流を供給する寸法（ｄｉｍｅｎｓｉｏｎｅｄ）ならば、したがって、熱損失は過剰になる。特にステージの電圧が比較的低い（又は、したがって、さらに高くつく構成要素を必要とする）とき、この装置は、相当なコストを必要とし、むしろ低い電力産出量を有する。

国際公開第２０１１／０９５６０８号 米国特許出願公開第２００１／１１５４３６号明細書

本発明は、これらの問題点の１つ以上を解決する。添付のクレームにおいて定められるように、本発明は、このように、電気エネルギーストレージ装置の充電バランス装置に関する。

本発明の他の特徴及び効果は、以下に、非限定的な具体例として、添付の図面を参照する以下の説明から明らかになる。
図１は、発明を実施する充電バランス装置を含む電力供給システムの一例の略図を表す。 図２は、充電のバランスを受けることができる電力供給システムのアキュムレータのステージの例を表す。 図３は、図式的に充電バランス装置を表す。 図４は、充電バランス装置のＤＣ／ＡＣコンバータの一例の電気図である。 図５は、充電バランス装置のＡＣ／ＤＣコンバータの一例の電気図である。 図６は、同時に充電されたストレージエレメントの数の関数として、異なる充電バランス装置によって供給される電力を比較している図である。 図７は、ＡＣ／ＤＣコンバータの同期整流のための整流回路の変形例の電気図である。 中間点があるセカンダリに接続している整流回路の第１の変形例の電気図である。 中間点があるセカンダリに接続している整流回路の第２の変形例の電気図である。 中間点があるセカンダリに接続している整流回路の第３の変形例の電気図である。 リレーでの選択による整流回路の他の変形例の電気図である。 ＡＣ／ＤＣコンバータの側のインダクタを表している電気図である。

図１は、図式的に電力供給システム１の一例を表す。一方で、電力供給システム１は、直列接続パワーバッテリ２の形で電気エネルギーストレージ装置を備える。それぞれのバッテリ２は、その端子の間で直列に接続された複数のステージを備える。図１に示されるバッテリ２は、特に、直列に接続されたステージ２０１、２０２及び２０３を備える。電気エネルギーストレージ装置（直列接続バッテリ２のグループの端子の上の）の陽極端子と負極端子との間の電圧は、一般的に１００Ｖと７５０Ｖ（たとえばほぼ４００Ｖ）の間にある。電気エネルギーストレージ装置は、たとえば、インバータの端子に接続していることによってハイブリッド又は電気自動車のモーターのような電気的負荷（図示せず）を供給することを目的として、そのような車両の金属シャシーから、有利に隔離される。図２で示すように、それぞれのバッテリ２は、複数のブランチで平行に接続された及び/又は複数のステージで直列に接続された複数の電気化学的アキュムレータ２１１を含んでも良い。

さらにまた、電力供給システム１は、エネルギー輸送バッテリ２ごとに、充電バランス装置３を含む。図示した充電バランス装置３は、バッテリ２のステージのそれぞれの端子に接続しているように構成される接続インターフェースを含む。バランス装置３も、たとえば補助ネットワーク４、たとえば車両に搭載された電気ネットワーク、によって直流電源に接続しているように構成される接続インターフェース３９０を含み、その電圧は、通常、１２Ｖの近くの値に調整される。この調整された電圧は、通常、補助バッテリ、このオンボード・ネットワーク４に接続されたスーパーコンデンサ又はコンデンサを用いて、たとえば、１０.５Ｖと１４Ｖとの間の範囲で変化してもよい。ネットワーク４の当該調整された電圧は、バッテリ２の端子の電圧より少ない（たとえば少なくとも５倍少ない）。補助の負荷は、通常、補助ネットワーク４に接続している。

バランス装置３は、複数のＡＣ／ＤＣコンバータを備える。そして、これらのコンバータのそれぞれの出力がそれぞれのステージに接続している。このケースでは、コンバータ３０１〜３０３は彼らのそれぞれの出力をそれぞれステージ２０１〜２０３の端子に接続しておく。コンバータ３０１〜３０３は、バッテリ２のステージ２０１〜２０３のバランスをとることを実行する（そして、このように、このパワーバッテリ２の充電を最適化する）ことを、有利に目的とする。

具体的には、図３に関して示される例において、充電バランス装置３は、
変圧器３１０、
入力がオンボード・ネットワーク４に接続され、出力が変圧器３１０のプライマリ３１１に接続されたＤＣ／ＡＣコンバータ３２０、
出力がそれぞれステージ２０１〜２０３に接続することを目的とし、入力が変圧器３１０でセカンダリのそれぞれの出力３１２に接続されたＡＣ／ＤＣコンバータ３０１〜３０３、
後述する制御回路、
を備える。

変圧器３１０の使用のため、コンバータ３０１〜３０３はオンボード・ネットワーク４に関して、そして、ＤＣ／ＡＣコンバータ３２０に関して隔離される。変圧器３１０のセカンダリは、それぞれのコンバータ３０１〜３０３専用の独立した第２の巻線を含む。コンバータ３０１〜３０３は、このように、お互いから隔離される。変圧器３１０も、コンバータ３０１〜３０３のそれぞれの入力に印加される電圧レベルが当然知られている方法で構成されるのを可能にする。

充電バランス装置３の機能は、特に、オンボード・ネットワーク４とバッテリ２のステージの大多数（又はかなりの数さえ）との間にエネルギーを移すことである。変圧器３１０はプライマリ３１１と多数の第２の巻線との間で変圧器をこのようにインプリメントし、それぞれのＡＣ／ＤＣコンバータを専門とする（したがって、それぞれのステージを専門とする）。

図４は、充電バランス装置３のＤＣ／ＡＣコンバータ３２０の一例の電気図である。補助ネットワーク４は、電圧を印加し、電流を供給するために、ＤＣ／ＡＣコンバータ３２０の入力に接続している。コンバータ３２０は、インバータ３３０を含む。ここで、インバータ３３０は周知のブリッジチョッパー構造を有する。インバータ３３０は、トランジスタチョッパー構成要素を含む。トランジスタは、ネットワーク４によって供給される直流電圧をインバータ３３０の出力に印加される交流電圧に変換するため、制御回路３５０によって制御される。制御回路３５０は、それ自体、制御回路５によって制御される。

共振回路３４０は、インバータ３３０の出力、すなわち、このインバータ３３０のブリッジアームの出力、に接続している。ここでは、直列共振回路３４０は、コンデンサ３４１、インダクタ３４２及びインダクタ３４３を備える。直列共振回路３４０は、変圧器３１０のプライマリ３１１と直列に接続されている。

共振回路３４０の寸法の一例は、以下の通りである。
変圧器３１０のセカンダリに送られる電力の値は（たとえば値Ｐｏｕｔ＝４８Ｗ）あらかじめ定められる。
最小限の入力電圧ＥｍｉｎはＡＣ／ＤＣコンバータ３２０（たとえば１２Ｖのネットワーク４のためのＥｍｉｎ＝１１Ｖ）のために決定され、その電圧は１１Ｖと１３Ｖとの間で調整される。
８５％のＤＣ／ＡＣコンバータ３２０の効率は推定される。
２２０ｋＨｚの最小限の動作周波数ｆｒはセットされ、制御回路のテクノロジーと使われる半導体のタイプとに関連がある。
f０が、たとえば、２００ｋＨｚの値を有するように選択される場合、共振周波数f０より高い頻度のコンバータ３２０の動作が選ばれる。
コンデンサ３４１に適用できる過電圧要因が決定される。この基準は、このコンデンサ３４１と動作周波数のテクノロジーの関数によって変化する。ＣＯＧ（セラミックコンデンサ）において、この過電圧要因は、およそ１、たとえば１.０７５、の値を有する。
最大の出力電圧Ｖｏｕｔｍａｘ＝４Ｖは、ステージの端子においてセットされる。

それから、インダクタ３４２と３４３との組合せのため算出された２８７９ｎＨの総インダクタンス、及び、コンデンサ３４１のための２２０ｎＦの静電容量値が、たとえば、望ましい共振周波数f０が得られるのを可能にする。

ｍ*Ｅｍｉｎ＞Ｖｏｕｔｍａｘのような単純な変換比率ｍは、プライマリ３１１とセカンダリ３１２のそれぞれの出力との間で選ばれてもよい。しかし、比率ｍ*Ｅｍｉｎ＝Ｖｏｕｔｍａｘからの距離がより増加するほど、変換効率はより減少する。妥協は、ｍ＝０.５の選択につながる場合がある。

直列共振回路３４０とインバータ３３０及び制御回路５との組合せは、ＤＣ／ＡＣコンバータ３２０が、以下のモードで選択的に作動するのを可能にする。
段階的なレベル作動モードと呼ばれる、電力を供給される出力の数の関数としての段階的なレベルの電源又は交流源作動モード。
一定レベル作動モードと呼ばれる、後者が電力を供給される出力の数と独立して一定な電力で作動する、もう一つの作動のモード。

段階的なレベル作動モードでは、変圧器３１０のプライマリに電力及び電流が印加され、したがってステージに送られる電力は、簡単に制御される。

制御回路５は、以下の基準に従って段階的なレベル作動モードと一定レベル作動モードとを切り替える。
電力と同時に彼らのそれぞれの出力を供給していなければならないＡＣ／ＤＣコンバータ３００のａｃｔの数が閾値ｎｔ以下である場合、制御回路５は、出力電力Ｐｃｃを調整するような方法で（又は出力電流Ｉｃｃを調整するような方法で）コンバータ３２０を作動させる。それから、コンバータ３２０の電力セットポイントＰｃｃは、Ｐｃｃ＝ａｃｔ＊Ｐｉｎｃである。ここで、Ｐｉｎｃは定数である。Ｐｉｎｃは、たとえば、ステージ２００で一つのコンバータ３００が名目充電電力（１の変換効率及び１００％のコンバータ３００の効率を推定した場合、選択されたステージに供給される電力の合計に等しい、コンバータ３２０により変圧器３１０のプライマリに供給される電力）を受けるように、コンバータ３２０が供給しなければならないユニット電力である。あるいは、したがって、コンバータ３２０の電流セットポイントＩｃｃはＩｃｃ＝ａｃｔ*Ｉｕｎであり（１の変換効率及び１００％のコンバータ３００の効率を推定するにもかかわらず）、ここで、Ｉｕｎは１つのコンバータ３００が名目充電電流をステージ２００に印加するように、コンバータ３２０が届けなければならない電流である。
電力と同時に彼らのそれぞれの出力を供給していなければならないＡＣ／ＤＣコンバータ３００のａｃｔの数が閾値ｎｔより大きい場合、制御回路５は、コンバータ３２０を、コンバータのａｃｔの数と独立して、一定レベル電力調整で作動させる。それから、同時に再充電されたステージ２００の充電電流は、彼らの名目充電電流より少ない。

閾値ｎｔは、たとえば、以下の方法で決定されてもよい。
Ｐｏｕｔは、コンバータ３２０が変圧器３１０のプライマリに供給することができる最大電力であると推定され、Ｐｉｎｃは、プライマリに印加される電力、１つのコンバータ３００がその出力に印加するその最大電力、である（簡略化として、１００％のコンバータ３００の効率を推定される。）。それから、作動モードは、以下の規則に従って決定される。
ａｃｔ*Ｐｉｎｃ≦Ｐｏｕｔの場合、制御回路５はコンバータ３２０がプライマリに電力Ｐｃｃ＝ａｃｔ*Ｐｉｎｃを供給している段階的なレベルモードで作動させる。
ａｃｔ*Ｐｉｎｃ＞Ｐｏｕｔの場合、制御回路５はコンバータ３２０が一定のレベルモードで作動させる。したがって、閾値ｎｔは、ａｃｔ*Ｐｉｎｃ≦Ｐｏｕｔの関係が確かめられるａｃｔで最も大きな値である。

作動モードは、プライマリに関する以下の規則に従って決定されてもよい。
ａｃｔ*Ｐｓｅｃ≦Ｐｐｒ（Ｐｐｒはコンバータ３２０が変圧器３１０のプライマリに供給できる最大電力、Ｐｓｅｃはそれぞれのコンバータ３００がその出力に印加できる最大電力）の場合、制御回路５は、コンバータ３２０が、総電力Ｐｃｈ、Ｐｃｈ＝ａｃｔ*Ｐｕｎ（ここで、Ｐｕｎは、選択されたステージに印加するよう求められる電力と一致して、一定である。）を異なる選択されたステージに供給する段階的なレベルモードで作動させる。Ｐｕｎ＝Ｐｓｅｃの場合、ａｃｔ*Ｐｓｅｃに等しい電力は変圧器のセカンダリに供給される。
ａｃｔ*Ｐｓｅｃ＞Ｐｐｒの場合、制御回路５は、コンバータ３２０を一定のレベルモードで作動させる。したがって、閾値ｎｔは、ａｃｔ*Ｐｓｅｃ≦Ｐｐｒの関係が確かめられるａｃｔで最も大きな値である。

このように、発明によれば、コンバータ３２０の冷却は比較的低下した力のために必要な寸法のままでもよく、その一方で、バッテリ２のための最適化された充電バランス時間から利益を得る。同様に、変圧器３１０を必要な寸法にすることは、この比較的低下した電力に適合させることができる。比較的低下した電力によるコンバータ３２０を用いて、ハイパワーのコンバータが与える熱損失を避けることができる。コンバータ３２０の作動は、一定のレベル作動モードと一致する支配的な時間のためのその名目電力で作動するため、最適のエネルギー効率を有する。転送されたエネルギーはいつでも最適化され、その結果、バランス時間をかなり低減できる。

直列共振回路３４０の寸法は、含まれたコストを得るために、有利に十分に低減される。特に、Ｐｏｕｔ＜ｎ*Ｐｉｎｃ（ｎはバッテリのステージの数である）となるように変圧器３１０のプライマリに印加される電力Ｐｏｕｔを制限するために、直列回路３４０のインダクタ３４２は、必要な寸法にされる。所定の動作周波数及び電圧のために、インダクタ３４２の特性（例えば、そのインダクタンス値）は簡単に決定することができ、制限される変圧器のプライマリに電力Ｐｏｕｔが印加されることを可能にする。

第２の回路は、それぞれの第２の回路（そして、特に、整流回路）がコンバータ３００の出力の電力Ｐｓｅｃのためにその第２の巻線によって印加される電力をサポートすることができるように、必要な寸法とされる。電力Ｐｓｅｃが対応するステージに印加される場合、全波整流回路３６０の整流ダイオードのレイティング（ｒＡｔｉｎｇ）は第２の回路の中を流れている電流に少なくとも等しい。

図５は、充電バランス装置３のＡＣ／ＤＣコンバータ３００の例の電気図である。コンバータ３００は、変圧器３１０のセカンダリ３１２のそれぞれの巻線又は出力に接続している入力を備える。コンバータ３００の入力は、整流回路３６０の４つの整流エレメント３７４の間のブリッジとして、ここに接続される。ここでは、整流エレメント３７４は、ダイオードである。スイッチ３７３は、整流回路３６０とコンバータ３００の出力の間に接続される。ここでは、スイッチ３７３はＭＯＳＦＥＴトランジスタを含む。このトランジスタ３７３は、制御回路（図示せず）を介して、制御回路５で制御される。スイッチ３７３は、コンバータ３００の出力の電力供給の選択的な中断を可能にする。したがって、スイッチ３７３により、この出力に接続しているステージ２００の充電が選択的に制御されることが可能になる。実施例で記載される整流回路３６０の全ては、全波タイプである。インダクタの寸法と組み合わされるこのタイプの全波整流器の長所は、以下に詳細に記述される。

図６に示す図は、従来技術によって設計される他の充電バランス装置と比較して、本発明に係るバランス装置３の充電バランス性能をハイライトする。破線カーブは、国際公開第２０１１／０９５６０８号に係る充電バランス装置と一致する。点線カーブは、米国特許出願公開第２００１／１１５４３６号明細書に係る充電バランス装置と一致する。実線カーブは、本発明の１つの実施形態に係る充電バランス装置３と一致する。

この図の中で、ｘ軸は、バランス充電を経ているＡＣ／ＤＣコンバータのａｃｔの数と一致する。ｙ軸は、総充電電力に、又は、それぞれの充電バランス装置で供給される複数の総充電電流に、一致する。

異なる充電バランス装置において、彼らのそれぞれが出力において４８Ｗの電力を供給することができると推定された。

破線によって示される充電バランス装置では、それぞれの出力コンバータは、４Ｖ未満で１Ａの最大充電電流を供給するために必要な寸法である。それから、充電電力は、充電されたステージａｃｔの数と比例している。

なお、点線によって示される充電バランス装置では、充電がバランスされたステージの減少した数のため、平均充電電力（異なるステージの充電が連続して起こるため）が高い。それから、出力コンバータの寸法によって、平均充電電力は、基本的に制限される。充電がバランスされたステージの数が増加するとすぐに、平均充電電力は急速に落ちる。

本発明に係るバランス装置３は、これらのステージから４Ａまでの充電電流を供給するためにそれぞれ必要な寸法のＡＣ／ＤＣコンバータの推定に基づく。図の左の部分では、同時に充電されるステージの数と、充電電力は比例しており、これは、ＤＣ／ＡＣコンバータの段階的なレベル動作モードと一致する。したがって、素早いバランスステージ（この作動モードは充電バランスのスタートにより一致する）まで進行するため、同時に充電されるステージは、比較的高い充電電流から利益を得る。図の右の部分では、充電電力は一定で最適であり、これは、ＤＣ／ＡＣコンバータの一定レベル動作モード（この作動モードは充電バランス充電の終了により一致する）と一致する。また、ＤＣ／ＡＣコンバータによって利用可能となるすべての電力が活用されるため、この充電バランスフェーズも速い。

それぞれのＡＣ／ＤＣコンバータ３００は、その入力とその整流回路３６０の間に接続される少なくとも１つのインダクタを備える。図５に示される例において、コンバータ３００は、コンバータ３００の入力と整流回路３６０の間に接続される２つの誘導エレメント３７１と３７２を備える。このインダクタは、寄生的な接続インダクタンスに関して支配的な値を提示するのに用いられる。インダクタの寸法を決める規則は、以下に詳細に記述される。

複数のコンバータ３００がそのそれぞれのステージ２００に電力を同時に供給する場合、変圧器３１１のプライマリで流れている電流は、これらのコンバータのインピーダンスの線に比例して、セカンダリの巻線に配布される。上述のインダクタによって、同時に異なるＡＣ／ＤＣコンバータ３００で届けられる電流を等しくすることができる。

図７は、充電バランス装置３のＡＣ／ＤＣコンバータ３００の変形例の電気図である。コンバータ３００は、変圧器３１０のうちのセカンダリ３１２のそれぞれの巻線に接続している入力を備える。コンバータ３００の入力は、整流回路３６０の４つの整流エレメント３７５の間のブリッジとして、ここに接続される。ここでは、整流エレメント３７５は、ＭＯＳＦＥＴトランジスタに基づくスイッチである。整流回路３６０は同期整流を実行し、当該整流トランジスタは制御回路（図示せず）及び制御回路５によってコントロールされる。

スイッチ３７３は、整流回路３６０とコンバータ３００の出力の間に接続される。スイッチ３７３は、選択的にコンバータ３００の出力の電力供給を中断するために、制御回路５により制御される。このように、スイッチ３７３によって、当該出力に接続しているステージ２００のチャージが選択的に制御されることが可能になる。コンバータ３００も、その入力とその整流回路３６０との間に接続されるインダクタ（図示せず）を備える。

図８は、整流回路３６０のもう一つの変形例の電気図である。整流回路３６０は、変圧器３１０の中間点の第２の巻線３１３に接続している。ここでは、整流回路３６０の整流エレメント３７６は、ダイオードである。それぞれのダイオードは、一方で、セカンダリのそれぞれの端子３１３と接続され、他方で、ＡＣ／ＤＣコンバータ３００の出力端子と接続される。ＡＣ／ＤＣコンバータ３００の他の出力端子は、スイッチ３７３によって巻線３１３の中間点に接続している。

図９は、ＡＣ／ＤＣコンバータ３００の整流回路３６０のもう一つの変形例の電気図である。整流回路３６０は、変圧器３１０の中間点の第２の巻線３１３に接続している。ここでは、整流回路３６０は、同期タイプである。ここでは、整流回路３６０の整流エレメント３７７は、双方向スイッチ（たとえば直列搭載のＭＯＳＦＥＴトランジスタに基づく）を含む。それぞれのスイッチ３７７は、一方で、第２の巻線３１３のそれぞれの端子と接続され、他方で、ＡＣ／ＤＣコンバータ３００の出力端子に接続される。ＡＣ／ＤＣコンバータ３００の他の出力端子は、巻線３１３の中間点に接続している。スイッチ３７７のオープンは、選択的にＡＣ／ＤＣコンバータ３００の出力の電力供給を中断して、このようにこの機能のための専用のスイッチを不要とするように、制御されることができる。

図１０は、図８に示されるＡＣ／ＤＣコンバータ３００の変形例の電気図である。当該コンバータは、ダイオード３７６の代わりにＭＯＳＦＥＴスイッチ３７９を用いる点が図８に示されるコンバータと、異なる。

図１１は、ＡＣ／ＤＣコンバータ３００のもう一つの変形例の電気図である。この例では、コンバータ３００の出力の電力供給は、制御回路５で制御されるリレー３７８によって、選択的に中断される。このように、リレー３７８は、整流回路３６０の上流で、選択的にコンバータ３００の入力との接続をオープンするように構成される。

さらにまた、異なる同時に充電されたステージ２００の充電電流の格差を回避するため、これらのステージ２００には同じ電圧を有することが、望ましい。従って、制御回路５は、以下の方法でステージの充電を制御することができる。

制御回路５は、最も低い電圧を有するステージを、定期的に決定するように、構成される。それから、制御回路５は、最も低い電を有すると決定されたステージのみの充電を制御する。本発明の範囲内で、このストラテジーは、高い充電電流を他より明らかに放電されるステージに印加することを可能にする。したがって、バランスは、バッテリ２の全容量のために最も制限するアキュムレータの最適な充電から始める。このように、たとえ充電バランス時間が制限されるとしても、この作動モードにより最適なバランス効率の利益を可能にする。さらにまた、それから、同じ電圧レベルであるステージだけ、同時に充電される。このように、充電ステージの間で電流の均一な配布から利益を得ることができる。

制御回路５は、定期的に、ステージ２００のそれぞれの充電の状態を決定する。この充電状態は、電圧測定によって決定されてもよいし、充電のバランスの間にそれぞれのステージ２００にストレージされるエネルギーの量についての知識に基づいて外挿されてもよい。所定の時間の間、同時に充電されるステージ（及び、したがって、作動モード）の数を知っていることで、制御回路５は、たとえば、充電エネルギーを測定してもよい。充電ステージが同じ電圧を有し、同じ充電エネルギーを受けるため、充電の状態のそのような決定は上述の制御ストラテジーによって促進される。

上で詳述するように、異なるＡＣ／ＤＣコンバータ３００のために同じ回線インピーダンスを有することが有利であるとわかる。バッテリ２のため、回線インピーダンスのそのような均質化を得ることは比較的難しい。実際、異なるステージと変圧器３１０との間で同一の接続距離を得ることは、実際には不可能であるとわかる。従って、これらの距離違いは、回線インピーダンスの間で分散を引き起こす。同様に、セカンダリ３１２の異なる出力は、分散を提示しているリーケージインダクタンスを有する可能性がある。

図１２は、ＡＣ／ＤＣコンバータ３００の側にインダクタンス値を表している電気図である。Ｌｔは、当該変圧器のセカンダリ３１２の出力リーケージインダクタンスを表す。Ｌａは、当該変圧器のためにセカンダリ３１２の第１の出力端子に整流回路３６０の第１の接続によって算出されるインダクタンスを表し、Ｌｒは、当該変圧器のためにセカンダリ３１２の第２の出力端子に整流回路３６０の第２の接続によって算出されるインダクタンスを表す。

インデックスｉでＬｔｉとしてＡＣ／ＤＣコンバータの第２の巻線におけるリーケージインダクタンスを意味し、Ｌａｉ及びＬｒｉとして整流回路３６０ｉとこの出力の間で導電エレメントＬａｉとして整流回路３６０ｉとこの出力の間で導電エレメントで生産される接続インダクタンスを意味することによって、これらの導電エレメントは、関係:Ｌｔｉ＋Ｌａｉ＋Ｌｒｉ＝Ｋ（Ｋは定数である）を立証するために、それぞれのＡＣ／ＤＣコンバータのため寸法が決められる。

あらかじめ異なる値Ｌｔｉを測定し、適切な誘導結合又は構成要素によって値ＬａｉとＬｒｉとを適応させることによって、この関係は尊重されることが可能である。

たとえば、同じプリント配線の上で異なるＡＣ／ＤＣコンバータ間の接続とセカンダリ３１２の出力をグループ化することが考えられる。設計の際、それから、上述の関係を確かめている値ＬａｉとＬｒｉを得るために、これらの長さの関数として、プリント配線を接続するトラックの幅が、構成される。値ＬａｉとＬｒｉは、上述の誘導エレメント３７１と３７２のインダクタンス値を含んでも良い。

第２のエレメントのそれぞれに接続される第２の回路が最も単純で、最もコンパクトで一番安いことが、望ましい。第２の回路は、ステージとそのそれぞれの第２の巻線との間に接続される構成要素とコンダクター全てを示す。

過大な寸法の第２の回路を有することを避けるために、これらの異なる第２の回路の間で分散を最小にすることが、望ましい。実際、電気的ふるまい（ステージに届けられる電流、寄生的なエレメントの過電圧など）が１つの回路からもう１つまで変化する場合、第２の回路の構成要素によって最大の電流又は許容電圧を上回らないために第２の巻線に供給される電流又は電力に関してマージンを提供することが必要である。これらの分散は、典型的に、第２の回路の間のテクノロジー的分散に、及び、（比較的変化して、時々十分に制御されていない）寄生的なケーブル・インダクタンスによる。

変圧器の第２の巻線を含んで、第２の回路の過大な寸法を制限するために、第２の回路における伝導の準連続性を保証するために最小の変動を明らかにする第２の巻線における電流を有することが、望ましい。このように、全波整流器を用いて、低いピークの電流値による所望の平均電流が得られる。この選択は、多数の第２の回路で２、３ボルトの振幅だけを供給するために、ダイオードにおける全損失を電圧低下に制限するため及び適切で使われる構成要素の数を制限するために、出力と１つのダイオードにつき１つの巻線によるフライバックのような一般的に好まれる構造である、当業者が所望する従来の寸法に反している。このタイプのコンバータ（それぞれの出力につき１つの巻線及びダイオードを有するフライバック）は、第２の回路で電流の設立に反対で、この電流の振幅に干渉する。反対に、本発明に係る全波整流器の使用は、直列共振回路３４０の側にコンデンサとインダクタとの間でエネルギーの移動を最適化される。

これら４つの整流エレメントの間のブリッジとして接続された変圧器のセカンダリを有する４つの整流エレメントの場合、中間点整流（ｍｉｄｐｏｉｎｔ ｒｅｃｔｉｆｉｃａｔｉｏｎ）のケースと対照的に、セカンダリのリーケージインダクタンスは直列共振回路３４０の共振インダクタンスと完全に統合される。中間点整流の場合、過電圧を制限して、回路の電磁場適合性を向上させて、最後に変圧器で寄生発振に起因する損失を減らす目的で、セカンダリの寄生的なインダクタンスの存在は、スイッチング援助回路の使用を必然的に伴う。そのようなスイッチング補助回路が更なるスイッチング喪失のもととなるため、周波数の増加は、４つの整流エレメントの変形例に比べて、より難しい。

異なるステージを充電することによって充電のバランスは、全体的な充電ステージの間、又は、全体的な放電ステージの間、実行されることができる。

図示しないが、電力供給システム１はアキュムレータステージの端子で電圧を測って、モニターする装置を有利に含む。

Claims (10)

1. 複数の直列接続電気エネルギーストレージエレメントを含む電気エネルギーストレージ装置の充電バランス装置であって、
   直流電源に接続していることを目的とする入力を備えるインバータと、前記インバータの出力に接続している直列共振回路と、を含むＤＣ／ＡＣコンバータと、
   個々の前記直列接続電気エネルギーストレージエレメントの１つに接続している入力及び出力をそれぞれ備える複数のＡＣ／ＤＣコンバータと、
   プライマリが前記直列共振回路に接続しており、セカンダリが第２の巻線を有し、出力がそれぞれの第２の巻線の端子に接続され、これらの出力のそれぞれがそれぞれの前記ＡＣ／ＤＣコンバータの入力に接続している変圧器と、
   その出力の選択的な電力供給のためにそれぞれの前記ＡＣ／ＤＣコンバータを制御するように構成され、前記ＡＣ／ＤＣコンバータにより電力供給される出力ａｃｔの数が閾値以下である場合に電力Ｐｃｃ＝ａｃｔ＊Ｐｉｎｃ（Ｐｉｎｃは定数である）を供給するように前記ＤＣ／ＡＣコンバータを制御するように構成され、前記ＡＣ／ＤＣコンバータにより電力供給される出力ａｃｔの数が前記閾値より大きい場合に一定の電力Ｐｏｕｔを供給するように前記ＤＣ／ＡＣコンバータを制御するように構成される制御回路と、
   を備え、
   複数の前記ＡＣ／ＤＣコンバータにおいて、
   それぞれの前記ＡＣ／ＤＣコンバータは、全波整流回路を含んで、選択的にその出力に電力供給し、インデックスｉで前記ＡＣ／ＤＣコンバータのためのそれぞれのインダクタンスＬａｉとＬｒｉを有する第１及び第２の導電コネクションを通して前記変圧器の前記セカンダリのそれぞれの出力に接続しており、
   その出力のための前記変圧器の前記セカンダリのリーケージインダクタンスは、インデックスｉで値Ｌｔｉを有するコンバータに接続しており、
   Ｌｔｉ、Ｌａｉ及びＬｒｉの値は、インデックスｉの値ごとに、以下の関係:Ｌｔｉ＋Ｌａｉ＋Ｌｒｉ＝Ｋ、Ｋは定数を立証する、充電バランス装置。
2. 前記直列共振回路は、直列に接続されるコンデンサとインダクタとを備える、請求項１に記載の充電バランス装置。
3. 前記ＡＣ／ＤＣコンバータのそれぞれは、このＡＣ／ＤＣコンバータの入力とその整流回路との間の前記導電コネクションの１つに接続されたインダクタを備える、請求項１又は２に記載の充電バランス装置。
4. 前記制御回路は、前記直列接続電気エネルギーストレージエレメントが最も低い電圧を有することを決定するように構成され、前記直列接続電気エネルギーストレージエレメントが最も低い電圧を有する出力に接続されていると決定した場合にのみ、そのＤＣ／ＡＣコンバータによって出力の電力供給を制御するように構成されている、請求項１乃至３の何れかに記載の充電バランス装置。
5. 前記ＤＣ／ＡＣコンバータが一定の電力で制御される一方で、及び、前記ＤＣ／ＡＣコンバータが電流源において制御される他方で、前記制御回路は、それぞれの前記直列接続電気エネルギーストレージエレメントに接続された出力の電力供給時間に基づいて前記直列接続電気エネルギーストレージエレメントのそれぞれの充電の状態を決定する、請求項３又は４に記載の充電バランス装置。
6. 前記ＡＣ／ＤＣコンバータのそれぞれは、４つの整流エレメントを含み、前記変圧器の前記セカンダリの出力が、４つの整流エレメントの間のブリッジとして接続される、請求項１乃至５の何れかに記載の充電バランス装置。
7. 前記変圧器の前記セカンダリは、その中間点（ｍｉｄｐｏｉｎｔ）において、前記ＡＣ／ＤＣコンバータのそれぞれにつながる第２の巻線を備え、前記ＡＣ／ＤＣコンバータは、一方で前記直列接続電気エネルギーストレージエレメントの端子に接続され、他方で前記第２の巻線の端子に接続された第１及び第２の整流エレメントを含み、前記第２の巻線の中間点は前記直列接続電気エネルギーストレージエレメントの他の端子に接続されている、請求項１乃至５の何れかに記載の充電バランス装置。
8. 前記ＡＣ／ＤＣコンバータのそれぞれは、前記ＡＣ／ＤＣコンバータの出力をそのそれぞれの前記直列接続電気エネルギーストレージエレメントに選択的に接続するように前記制御回路によって制御されるスイッチを含む、請求項１乃至７の何れかに記載の充電バランス装置。
9. 前記ＡＣ／ＤＣコンバータのそれぞれは、前記制御回路によって制御される整流エレメント及びリレーを含み、前記リレーは、前記変圧器の前記セカンダリを前記整流エレメントに選択的に接続する、請求項１乃至７の何れかに記載の充電バランス装置。
10. 前記インバータの入力電圧は、前記電気エネルギーストレージ装置の端子における電圧より低く寸法されている、請求項１乃至９の何れかに記載の充電バランス装置。

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