JP2009049771A - 変復調装置及び変復調方法 - Google Patents
変復調装置及び変復調方法 Download PDFInfo
- Publication number
- JP2009049771A JP2009049771A JP2007214909A JP2007214909A JP2009049771A JP 2009049771 A JP2009049771 A JP 2009049771A JP 2007214909 A JP2007214909 A JP 2007214909A JP 2007214909 A JP2007214909 A JP 2007214909A JP 2009049771 A JP2009049771 A JP 2009049771A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- modulation
- demodulation
- mismatch
- amplitude
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Images
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03C—MODULATION
- H03C3/00—Angle modulation
- H03C3/38—Angle modulation by converting amplitude modulation to angle modulation
- H03C3/40—Angle modulation by converting amplitude modulation to angle modulation using two signal paths the outputs of which have a predetermined phase difference and at least one output being amplitude-modulated
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D3/00—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations
- H03D3/007—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations by converting the oscillations into two quadrature related signals
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
【課題】直交変調と直交復調とを実行する変復調装置に関して、直交変調の誤差と直交復調の誤差とを独立に検出できるようにする。
【解決手段】互いに直交し、かつ振幅の等しい2つの正弦波を出力する正弦波生成回路と、前記正弦波生成回路に接続され、前記正弦波を変調して変調信号を生成する直交変調器と、前記変調信号の振幅変動を検出する検出手段と、前記変調信号と前記検出手段により検出された前記振幅変動とを乗算する乗算手段と、前記乗算手段により前記振幅変動と乗算された前記変調信号を復調して復調信号を生成する直交復調器とを備えることを特徴とする変復調装置。
【選択図】図1
【解決手段】互いに直交し、かつ振幅の等しい2つの正弦波を出力する正弦波生成回路と、前記正弦波生成回路に接続され、前記正弦波を変調して変調信号を生成する直交変調器と、前記変調信号の振幅変動を検出する検出手段と、前記変調信号と前記検出手段により検出された前記振幅変動とを乗算する乗算手段と、前記乗算手段により前記振幅変動と乗算された前記変調信号を復調して復調信号を生成する直交復調器とを備えることを特徴とする変復調装置。
【選択図】図1
Description
本発明は、変復調装置及び変復調方法に関する。
信号の変調方式の一種として、直交変調方式が広く知られている。直交変調方式では、90度の位相差のある2つの信号が1つの合成信号としてまとめて伝送される。合成信号を構成する一方の信号はI成分(同相成分)と呼ばれ、合成信号を構成する他方の信号はQ成分(直交成分)と呼ばれる。
直交変調処理や直交復調処理では、直交変調送信機や直交復調受信機に存在する相関のない誤差(IQミスマッチ)が問題となることがある。直交変調送信機や直交復調受信機において、IQミスマッチは、送信機の変調精度や受信機の受信感度といった機器特性に重大な影響を与える(例えば特許文献1)。
直交変調器と直交復調器とを備える変復調器において、IQミスマッチを補正するためには、IQミスマッチの存在を検出する必要がある。IQミスマッチを検出するためには例えば、IQミスマッチ検出用に生成された、互いに直交し、かつ振幅の等しい2つの正弦波を直交変調器で変調し、変調信号を直交復調器で復調し、復調結果を解析すればよい(ループバック試験)。これにより、変復調器に存在するIQミスマッチを検出することができる。そして、IQミスマッチの検出結果を参酌しつつ送信回路(または送信信号)や受信回路(または受信信号)を徐々に調整することで、IQミスマッチを補正することができる。
しかし、この方法には、直交変調器で発生したIQミスマッチと直交復調器で発生したIQミスマッチとを区別できないという欠点がある。さらに、この方法には、直交変調器のIQミスマッチをキャンセルするようなIQミスマッチが直交復調器に存在する場合、あたかも直交変調器にも直交復調器にもIQミスマッチが存在しないように見えてしまうという欠点がある。これらは、IQミスマッチを正しく検出及び補正する妨げとなる。
特開2001−7882号公報
本発明は、直交変調と直交復調とを実行する変復調装置及び変復調方法に関して、直交変調の誤差と直交復調の誤差とを独立に検出できるようにすることを課題とする。
本発明は例えば、互いに直交し、かつ振幅の等しい2つの正弦波を出力する正弦波生成回路と、前記正弦波生成回路に接続され、前記正弦波を変調して変調信号を生成する直交変調器と、前記変調信号の振幅変動を検出する検出手段と、前記変調信号と前記検出手段により検出された前記振幅変動とを乗算する乗算手段と、前記乗算手段により前記振幅変動と乗算された前記変調信号を復調して復調信号を生成する直交復調器とを備えることを特徴とする変復調装置である。
本発明は例えば、互いに直交し、かつ振幅の等しい2つの正弦波を出力し、前記正弦波を変調して変調信号を生成し、前記変調信号の振幅変動を検出し、前記変調信号と前記検出により検出された前記振幅変動とを乗算し、前記乗算により前記振幅変動と乗算された前記変調信号を復調して復調信号を生成することを特徴とする変復調方法である。
本発明は、直交変調と直交復調とを実行する変復調装置及び変復調方法に関して、直交変調の誤差と直交復調の誤差とを独立に検出できるようにすることを可能にする。
(第1実施例)
図1は、第1実施例の変復調器101の回路構成図である。図1の変復調器101は、信号を変調して変調信号を生成する直交変調器111と、変調信号を復調して復調信号を生成する直交復調器112と、検出手段の一例である包絡線検出回路113と、乗算手段の一例であるミキサ回路114と、搬送波発振器115と、移相器116と、アンテナ117とを備える。図1の変復調器101は更に、IQミスマッチ検出用の、互いに直交し、かつ振幅の等しい2つの正弦波を生成する複素正弦波生成回路121と、復調信号の信号処理を実行する信号処理回路122と、第1の入力端子BB_Iと、第2の入力端子BB_Qと、第1乃至第4のバッファBU1乃至BU4と、第1乃至第4のスイッチSW1乃至SW4とを備える。図1の変復調器101は、変復調装置の具体例に相当する。
図1は、第1実施例の変復調器101の回路構成図である。図1の変復調器101は、信号を変調して変調信号を生成する直交変調器111と、変調信号を復調して復調信号を生成する直交復調器112と、検出手段の一例である包絡線検出回路113と、乗算手段の一例であるミキサ回路114と、搬送波発振器115と、移相器116と、アンテナ117とを備える。図1の変復調器101は更に、IQミスマッチ検出用の、互いに直交し、かつ振幅の等しい2つの正弦波を生成する複素正弦波生成回路121と、復調信号の信号処理を実行する信号処理回路122と、第1の入力端子BB_Iと、第2の入力端子BB_Qと、第1乃至第4のバッファBU1乃至BU4と、第1乃至第4のスイッチSW1乃至SW4とを備える。図1の変復調器101は、変復調装置の具体例に相当する。
直交変調器111は、第1のローパスフィルタ201と第2のローパスフィルタ202と、第1の乗算器203と第2の乗算器204と、加算器206とを有する。
直交復調器112は、第3のローパスフィルタ301と第4のローパスフィルタ302と、第3の乗算器303と第4の乗算器304と、第1のアナログデジタル変換器306と第2のアナログデジタル変換器307とを有する。
<第1実施例の各構成要素と接続>
第1の入力端子BB_Iからは、ベースバンド信号の同相成分(I成分)が入力され、第2の入力端子BB_Qからは、ベースバンド信号の直交成分(Q成分)が入力される。第1の入力端子BB_I及び第2の入力端子BB_Qはそれぞれ、後述の第1のローパスフィルタ201及び第2のローパスフィルタ202に接続される。
第1の入力端子BB_Iからは、ベースバンド信号の同相成分(I成分)が入力され、第2の入力端子BB_Qからは、ベースバンド信号の直交成分(Q成分)が入力される。第1の入力端子BB_I及び第2の入力端子BB_Qはそれぞれ、後述の第1のローパスフィルタ201及び第2のローパスフィルタ202に接続される。
搬送波発生器115は、所定の周波数の信号を搬送波として出力する回路である。搬送波発生器115は例えば、水晶発振器とPLL(位相同期ループ)とで構成される。この搬送波発生回路115は、移相器116に接続される。
移相器116は、搬送波発生回路115から出力された搬送波が入力されて、この搬送波を基に、0度位相をずらした信号(局部発振信号LO_I)と、90度位相をずらした信号(局部発振信号LO_Q)とを出力する回路である。この移相器116は、第1の乗算器203と、第2の乗算器204と、第3の乗算器303と、第4の乗算器304とに接続される。LO_Iは第1の乗算器203及び第3の乗算器303に、LO_Qは第2の乗算器204及び第4の乗算器304に出力される。
第1のローパスフィルタ201及び第2のローパスフィルタ202は、外部から入力された信号から所定の周波数以上の高調波成分を取り除き、出力する回路である。本実施例では、第1のローパスフィルタ201は、その入力が第1の入力端子BB_Iに接続され、その出力が第1の乗算器203に接続される。すなわち、I成分が入力され、I成分から高調波成分を取り除いて第1の乗算器203に出力する。また、第2のローパスフィルタ202は、その入力が第2の入力端子BB_Qに接続され、その出力が第2の乗算器204に接続される。すなわち、Q成分が入力され、Q成分から高調波成分を取り除いて第2の乗算器204に出力する。
第1の乗算器203、第2の乗算器204、第3の乗算器303、及び第4の乗算器304は、外部から入力された2つの信号を乗じて出力する回路である。
第1の乗算器203は、その2つの入力の1つが第1のローパスフィルタ201の出力に接続され、その2つの入力の残りの1つが移相器116の局部発振信号LO_Iの出力に接続される。また、第1の乗算器203は、その出力が加算器206に接続される。すなわち、第1の乗算器203は、第1のローパスフィルタ201から出力されたI成分と局部発振信号LO_Iとを乗ずることでI成分を変調し、加算器206に出力する。
第2の乗算器204は、その2つの入力の1つが第2のローパスフィルタ202の出力に接続され、その2つの入力の残りの1つが移相器116の局部発振信号LO_Qの出力に接続される。また、第2の乗算器204は、その出力が加算器206に接続される。すなわち、第2の乗算器204は、第2のローパスフィルタ202から出力されたQ成分と局部発振信号LO_Qとを乗ずることでQ成分を変調し、加算器206に出力する。
加算器206は、外部から入力された2つの信号を加算して、出力する回路である。2つの乗算器から2つの電流信号が出力され、これら2つの電流信号を抵抗に流し、それによって発生する電圧を出力とすることで、加算を実現することが可能である。式で表すとVout=(I1+I2)Rとなる。
加算器206は、その2つの入力の1つが第1の乗算器203の出力に接続され、その入力の残りの1つが第2の乗算器204の出力に接続される。また、加算器206は、その出力が第1のバッファBU1に接続される。すなわち、加算器206は、第1の乗算器203を用いて変調されたI成分と第2の乗算器204を用いて変調されたQ成分とを加算して、第1のバッファBU1に出力する。
以上の通り、直交変調器111は、外部から入力されたI成分及びQ成分の各々に対して搬送波を乗じて変調し、加算して出力する回路である。
第1のバッファBU1乃至第4のバッファBU4はドライバ回路である。第1のバッファBU1は、その入力が直交変調器111の出力(加算器206の出力)に接続され、その出力が第2のバッファBU2の入力に接続される。
第4のスイッチSW4は、アンテナ117を、第2のバッファBU2の出力又は第3のバッファBU3の入力のいずれか1つに接続するスイッチである。すなわち、第4のスイッチSW4は3つの端子を有し、第4のスイッチSW4の端子の1つは、アンテナ117に接続される。もう1つの端子は第2のバッファBU2の出力に接続され、残りの1つは第3のバッファBU3の入力に接続される。外部に信号を送信する場合は、アンテナ117と第2のバッファBU2の出力とが接続される。外部から信号を受信する場合は、アンテナ117と第3のバッファBU3の入力とが接続される。
第3のバッファBU3は、その出力が第4のバッファBU4の入力に接続される。第4のバッファBU4の出力は、直交復調器112内部の第3の乗算器303、第4の乗算器304に接続される。
第3の乗算器303は、その2つの入力の1つが第4のバッファBU4の出力に接続され、その2つの入力の残りの1つが移相器116の局部発振信号LO_Iの出力に接続される。また、第3の乗算器303は、その出力が第3のローパスフィルタ301に接続される。すなわち、第3の乗算器303は、第4のバッファBU4から出力された信号と局部発振信号LO_Iとを乗ずることで、第4のバッファBU4から出力された信号からI成分を抽出する。
第3のローパスフィルタ301は、入力された信号から所定の周波数以上の高調波成分を取り除き、出力する回路である。本実施例では、第3のローパスフィルタ301は、その入力が第3の乗算器303の出力に接続され、その出力が第1のアナログデジタル変換器306に接続される。すなわち、第3の乗算器303において抽出されたI成分が入力され、その抽出されたI成分から高調波成分を取り除いて、第1のアナログデジタル変換器306に出力する。
第1のアナログデジタル変換器306は、入力されたアナログ信号を所定のビット数のデジタル値に変換する回路である。本実施例では、第1のアナログデジタル変換器306は、その入力が第3のローパスフィルタ301の出力に接続される。また、第1のアナログデジタル変換器306は、その出力が信号処理回路122に接続される。
第4の乗算器304は、その2つの入力の1つが第4のバッファBU4の出力に接続され、その2つの入力の残りの1つが移相器116の局部発振信号LO_Qの出力に接続される。また、第4の乗算器304は、その出力が第4のローパスフィルタ302に接続される。すなわち、第4の乗算器304は、第4のバッファBU4から出力された信号と局部発振信号LO_Qとを乗ずることで、第4のバッファBU4から出力された信号からQ成分を抽出する。
第4のローパスフィルタ302は、入力された信号から所定の周波数以上の高調波成分を取り除き、出力する回路である。本実施例では、第4のローパスフィルタ302は、その入力が第4の乗算器304の出力に接続され、その出力が第2のアナログデジタル変換器307に接続される。すなわち、第4の乗算器304において抽出されたQ成分が入力され、その抽出されたQ成分から高調波成分を取り除いて、第2のアナログデジタル変換器307に出力する。
第2のアナログデジタル変換器307は、入力されたアナログ信号を所定のビット数のデジタル値に変換する回路である。本実施例では、第2のアナログデジタル変換器307は、その入力が第4のローパスフィルタ302の出力に接続される。また、第2のアナログデジタル変換器307は、その出力が信号処理回路122に接続される。
信号処理回路122はデジタル信号処理をする回路であり、第1のアナログデジタル変換器306と第2のアナログデジタル変換器307からの信号を基に、受信した信号を復調する。このデジタル信号処理とは、入力された時間軸上で表現された信号に対して、所定のフィルタ処理等を実行し、最終的にフーリエ変換を用いて周波数軸で表現された信号に変換して復調することである。
以上の通り、本実施例は、信号を外部に送信する場合は、直交変調器111、第1のバッファBU1、第2のバッファBU2、及びアンテナ117の経路を接続する。また、信号を受信する場合は、アンテナ117、第3のバッファBU3、第4のバッファBU4、直交復調器112、及び信号処理回路122の経路を接続する。
本実施例は、先に記載した通り、上記に示した通常に信号を送受信する回路及び経路に加えて、更に複素正弦波生成回路121、第1のスイッチSW1乃至第3のスイッチSW3、包絡線検出回路113、及びミキサ回路114を有する。
複素正弦波生成回路121は複素正弦波として、正弦波の周波数をωIFとした場合に、cosωIFt、及びsinωIFtで示される2つの正弦波を出力する。複素正弦波生成回路121は、2つの出力信号線を有し、各々別々の正弦波を出力する。複素正弦波生成回路121の1つの出力信号線は、第1の入力端子BB_Iと第1のローパスフィルタ201との間に接続され、cosωIFtで示される正弦波が出力される。複素正弦波生成回路121の残りの1つの出力信号線は、第2の入力端子BB_Qと第2のローパスフィルタ202との間に接続され、sinωIFtで示される正弦波が出力される。
包絡線検出回路113は、入力された信号から包絡線成分(振幅の変化成分)を取り出す回路である。ミキサ114は、例えば、第1の乗算器203と、同様に外部から入力された2つの信号を乗じて出力する回路である。第1のスイッチSW1乃至第3のスイッチSW3は、各々2つの端子を有する。本実施例では、包絡線検出回路113とミキサ114とは、第1のスイッチSW1乃至第3のスイッチSW3を介して、第1のバッファBU1と第2のバッファBU2、及び第3のバッファBU3と第4のバッファBU4との間に接続される。
詳細には、次の通りに接続される。第1のスイッチSW1の一端は、第1のバッファBU1と第2のバッファBU2との間に接続される。第1のスイッチSW1の残りの一端は、ミキサ114の入力の1つに接続される。第2のスイッチSW2の一端は、第1のバッファBU1と第2のバッファBU2との間に接続される。第2のスイッチSW2の残りの一端は、包絡線検出回路113の入力に接続される。包絡線検出回路113の出力は、ミキサ114の入力の残りの1つに接続される。ミキサ114の出力は、第3のスイッチSW3の一端に接続される。第3のスイッチSW3の残りの一端は、第3のバッファBU3と第4のバッファBU4との間に接続される。
<本実施例のIQミスマッチ検出のメカニズム>
先ず、送信側TxにIQミスマッチが存在する場合、図3に示される通り、所望波の他にイメージが発生する。図3は周波数軸であるが、時間軸で見た場合に、所望波だけであればある一定の周波数の正弦波(振幅が一定、位相は時間に比例)となり、式で示すと、Acos(ωt+θ)(振幅A、位相θは定数)と表現される。一方、イメージがある場合、振幅と位相の両方が変動する波となり、式で書くと A(t)cos(ωt+θ(t))と表現される。すなわち、IQミスマッチが無い場合とある場合とを比べた場合に、振幅がAからA(t)に置き換わり、位相がθからθ(t)に置き換わり、共に時間に応じて変化することになる。
先ず、送信側TxにIQミスマッチが存在する場合、図3に示される通り、所望波の他にイメージが発生する。図3は周波数軸であるが、時間軸で見た場合に、所望波だけであればある一定の周波数の正弦波(振幅が一定、位相は時間に比例)となり、式で示すと、Acos(ωt+θ)(振幅A、位相θは定数)と表現される。一方、イメージがある場合、振幅と位相の両方が変動する波となり、式で書くと A(t)cos(ωt+θ(t))と表現される。すなわち、IQミスマッチが無い場合とある場合とを比べた場合に、振幅がAからA(t)に置き換わり、位相がθからθ(t)に置き換わり、共に時間に応じて変化することになる。
従って、信号の振幅変動(包絡線(A(t)))を抽出すれば、Tx信号にIQミスマッチの存在を検出することが可能である。
次に、本実施例では、信号とこの信号の包絡線信号とを乗算している。これは、IQミスマッチの情報を、Tx信号に載せなおしている(AM変調をかけている)ことに相当する。AM変調信号は周波数軸上で考えると、キャリア周波数の両側に対称な周波数スペクトルとなるので、図6に示されるスペクトルとなる。
以上から、周波数軸上で、Txで発生するイメージとRxで発生するイメージとを分離することが可能になる。
一方、比較例を用いた場合、図5に示されるとおり、送信側Txで発生するイメージと受信側Rxで発生するイメージとが周波数軸上で分離できない。
<IQミスマッチの検出経路>
IQミスマッチを検出する場合は、第1のスイッチSW1乃至第3のスイッチSW3が全て接続状態となる。この場合、第1のバッファBU1から出力された信号は、第1のスイッチSW1を介してミキサ114に入力されると共に、第2のスイッチSW2を介して包絡線検出回路113を経由してミキサ114に入力される。ミキサ114の出力は、第3のスイッチSW3を介して第4のバッファBU4に入力される。
IQミスマッチを検出する場合は、第1のスイッチSW1乃至第3のスイッチSW3が全て接続状態となる。この場合、第1のバッファBU1から出力された信号は、第1のスイッチSW1を介してミキサ114に入力されると共に、第2のスイッチSW2を介して包絡線検出回路113を経由してミキサ114に入力される。ミキサ114の出力は、第3のスイッチSW3を介して第4のバッファBU4に入力される。
直交変調器111には、複素正弦波生成回路121により生成された複素正弦波xIFが入力され、変調信号xRF(TX)(1)に変調される。直交変調器111からは、変調信号xRF(TX)(1)が出力される。
包絡線検出回路113には、変調信号xRF(TX)(1)が入力される。包絡線検出回路113では、変調信号xRF(TX)(1)の包絡線A(t)が検出される。包絡線検出回路113からは、包絡線信号A(t)が出力される。
ミキサ回路114には、変調信号xRF(TX)(1)と包絡線信号A(t)がそれぞれ入力される。ミキサ回路114では、変調信号xRF(TX)(1)と包絡線信号A(t)とが乗算される。ミキサ回路114からは、変調信号xRF(TX)(1)と包絡線信号A(t)とを乗算した変調信号xRF(TX)(2)が出力される。
直交復調器112には、変調信号xRF(TX)(2)が入力され、復調信号xRF(RX)に復調される。信号処理回路122では、直交復調器112によりアナログ信号からデジタル信号に変換された復調信号xRF(RX)のデジタル信号処理が実行される。当該信号処理によって、変復調器101に存在するIQミスマッチが検出される。
第1実施例では、直交変調器111と直交復調器112との間に複数のバッファBUが配置されているが、これらのバッファBUをインバータや配線で置き換えても構わない。第1実施例では更に、直交変調器111と直交復調器112との間に複数のスイッチSWが配置されているが、これらのスイッチSWを結合器や分配器や配線で置き換えても構わない。
図2は、比較例の変復調器101の回路構成図である。図2の変復調器101は、信号を変調して変調信号を生成する直交変調器111と、変調信号を復調して復調信号を生成する直交復調器112とを備える。図2の変復調器101は更に、IQミスマッチ検出用の精度の高い複素正弦波を生成する複素正弦波生成回路121と、復調信号の信号処理を実行する信号処理回路122と、バッファやスイッチ等の回路素子とを備える。
<IQミスマッチの定義>
第1実施例と比較例の変復調器101は共に、直交変復調方式の変復調器である。直交変復調方式では、90度の位相差のある2つの信号が1つの合成信号としてまとめて伝送される。合成信号を構成する一方の信号はI成分(同相成分)と呼ばれ、合成信号を構成する他方の信号はQ成分(直交成分)と呼ばれる。
第1実施例と比較例の変復調器101は共に、直交変復調方式の変復調器である。直交変復調方式では、90度の位相差のある2つの信号が1つの合成信号としてまとめて伝送される。合成信号を構成する一方の信号はI成分(同相成分)と呼ばれ、合成信号を構成する他方の信号はQ成分(直交成分)と呼ばれる。
直交変復調処理では、直交変調器111や直交復調器112における信号処理の特性が線形歪みとして表現され、例えばI成分とQ成分の位相差が90度からずれる、又はI成分とQ成分の振幅に差が生じる事がある。このような線形歪みをIQミスマッチと呼ぶ。直交変調器111や直交復調器112に存在するIQミスマッチは、直交変調器111の変調精度や直交復調器112の受信感度に重大な影響を与える。IQミスマッチを補正するためには、IQミスマッチの存在を検出する必要がある。しかしながら、IQミスマッチの検出には、以下比較例で説明するような問題がある。
<比較例の変復調器の動作例(図2)>
以下、最初に、比較例の変復調器101の動作例について説明する。先ず、直交変調器111にIQミスマッチが存在する場合について、式(1乃至5)と図3とに基づいて説明する。次に、直交復調器112にIQミスマッチが存在する場合について、式(6乃至10)と図4とに基づいて説明する。最後に、直交変調器111及び直交復調器112にIQミスマッチが存在する場合について、式(11乃至14)と図5とに基づいて説明する。図3と図4と図5はそれぞれ、それぞれの場合の復調信号の周波数分布を表す。図5の周波数分布には、図3の周波数分布と図4の周波数分布とが反映されている。
以下、最初に、比較例の変復調器101の動作例について説明する。先ず、直交変調器111にIQミスマッチが存在する場合について、式(1乃至5)と図3とに基づいて説明する。次に、直交復調器112にIQミスマッチが存在する場合について、式(6乃至10)と図4とに基づいて説明する。最後に、直交変調器111及び直交復調器112にIQミスマッチが存在する場合について、式(11乃至14)と図5とに基づいて説明する。図3と図4と図5はそれぞれ、それぞれの場合の復調信号の周波数分布を表す。図5の周波数分布には、図3の周波数分布と図4の周波数分布とが反映されている。
直交変調器111が複素正弦波xIFを変調信号xRF(TX)に変調し、直交復調器112が変調信号xRF(TX)を復調信号xRF(RX)に復調するような直交変復調を題材として、直交変調器111が実行する直交変調と、直交復調器112が実行する直交復調について説明する。なお、後述するLO信号とは局部発振信号を意味する。
先ず、直交変調器111にIQミスマッチが存在する場合について説明する。ここでは複素正弦波xIFと直交変調用のLO信号xLO(TX)と直交復調用のLO信号xLO(RX)の信号波形をそれぞれ、式(1)と(2)と(3)のように与える。ωIF及びωLOはそれぞれ、複素正弦波xIFの周波数及びLO信号xLO(TX)とLO信号xLO(RX)の周波数を表す。ε及びφはそれぞれ、LO信号xLO(TX)のI成分とQ成分との間の振幅誤差及び位相誤差を表し、εφ<<1とする。このように、IQミスマッチはここでは、LO信号xLO(TX)中に存在するものとする。
この場合、変調信号xRF(TX)の信号波形は、式(4)のようになる。また、復調信号xRF(RX)の信号波形は、式(5)のようになる。復調信号xRF(RX)の周波数分布を、図3に示す。図3に示すように、復調信号xRF(RX)には、周波数+ωIFの所望波成分が発生すると共に、周波数−ωIFのイメージ成分が発生する。
次に、直交復調器112にIQミスマッチが存在する場合について説明する。ここでは複素正弦波xIFと直交変調用のLO信号xLO(TX)と直交復調用のLO信号xLO(RX)の信号波形をそれぞれ、式(6)と(7)と(8)のように与える。ωIF及びωLOはそれぞれ、複素正弦波xIFの周波数及びLO信号xLO(TX)とLO信号xLO(RX)の周波数を表す。ε’及びφ’はそれぞれ、LO信号xLO(RX)のI成分とQ成分との間の振幅誤差及び位相誤差を表し、ε’φ’<<1とする。このように、IQミスマッチはここでは、LO信号xLO(RX)中に存在するものとする。
この場合、変調信号xRF(TX)の信号波形は、式(9)のようになる。また、復調信号xRF(RX)の信号波形は、式(10)のようになる。復調信号xRF(RX)の周波数分布を、図4に示す。図4に示すように、復調信号xRF(RX)には、周波数+ωIFの所望波成分が発生すると共に、周波数−ωIFのイメージ成分が発生する。
従って、直交変調器111及び直交復調器112にIQミスマッチが存在する場合、変調信号xRF(TX)及び復調信号xRF(RX)の信号波形はそれぞれ、下記の式(11)及び式(12)のようになる。復調信号xRF(RX)の周波数分布を、図5に示す。図5に示すように、復調信号xRF(RX)には、直交変調器111のIQミスマッチに起因するイメージ成分と、直交復調器112のIQミスマッチに起因するイメージ成分とが共に、周波数−ωIFに発生する。従って、この場合には、直交変調器111で発生したIQミスマッチと直交復調器112で発生したIQミスマッチとを区別できない。
更には、直交変調器111及び直交復調器112にIQミスマッチが存在する場合に、LO信号xLO(TX)のε及びφとLO信号xLO(RX)のε’及びφ’とがそれぞれ逆符号であると(ε’=−ε,φ’=−φ)、変調信号xRF(TX)及び復調信号xRF(RX)の信号波形はそれぞれ、下記の式(13)及び式(14)のようになる。このように、復調信号xRF(RX)では、直交変調器111のIQミスマッチに起因するイメージ成分と、直交復調器112のIQミスマッチに起因するイメージ成分とが、互いに打ち消し合ってキャンセルされてしまう。従って、この場合には、あたかも直交変調器111にも直交復調器112にもIQミスマッチが存在しないように見えてしまう。
<包絡線検出回路を用いたIQミスマッチの検出メカニズムの詳細>
以上のように、比較例では、直交変調器111にIQミスマッチが存在する場合、復調信号xRF(RX)に、周波数+ωIFの所望波成分が生じると共に、周波数−ωIFのイメージ成分が生じる(図3)。同様に、直交復調器112にIQミスマッチが存在する場合にも、復調信号xRF(RX)に、周波数+ωIFの所望波成分が生じると共に、周波数−ωIFのイメージ成分が生じる(図4)。そのため、直交変調器111及び直交復調器112にIQミスマッチが存在する場合、直交変調器111のIQミスマッチに起因するイメージ成分と、直交復調器112のIQミスマッチに起因するイメージ成分とが、重なり合ってしまって区別できない(図5)。従って、直交変調器111のIQミスマッチと直交復調器112のIQミスマッチとを独立に検出するためには、これらのイメージ成分を周波数軸上で分離する必要がある。
以上のように、比較例では、直交変調器111にIQミスマッチが存在する場合、復調信号xRF(RX)に、周波数+ωIFの所望波成分が生じると共に、周波数−ωIFのイメージ成分が生じる(図3)。同様に、直交復調器112にIQミスマッチが存在する場合にも、復調信号xRF(RX)に、周波数+ωIFの所望波成分が生じると共に、周波数−ωIFのイメージ成分が生じる(図4)。そのため、直交変調器111及び直交復調器112にIQミスマッチが存在する場合、直交変調器111のIQミスマッチに起因するイメージ成分と、直交復調器112のIQミスマッチに起因するイメージ成分とが、重なり合ってしまって区別できない(図5)。従って、直交変調器111のIQミスマッチと直交復調器112のIQミスマッチとを独立に検出するためには、これらのイメージ成分を周波数軸上で分離する必要がある。
ここで、比較例における変調信号xRF(TX)について考察する。xRF(TX)は、後述するように、振幅と位相が時間に応じて変動する波形となる。これは例えばA(t)cos(ωRFt+P(t))のようにあらわすことができる。ここで周波数ωRF=ωLO+ωIFである。もし直交変調器111にIQミスマッチが存在しなければ、式(4)でε=0かつφ=0とおけばわかるように、A(t)=1、P(t)=0、つまり振幅一定、周波数一定の正弦波となる。逆に直交変調器111にIQミスマッチが存在する場合、A(t)、P(t)は時間に応じて変動する。すなわちA(t)には、IQミスマッチが存在するか否かの情報が含まれている事になる。そこで、第1実施例では、このA(t)を、直交変調器111に存在するIQミスマッチの検出に利用する。A(t)は、変調信号の包絡線と呼ばれる。
第1実施例では、包絡線検出回路113により、変調信号の包絡線が検出され、ミキサ回路114により、変調信号とその包絡線とが乗算される。これは、変調信号にAM変調をかけて、包絡線の「情報」を変調信号に載せ直してる事に相当する。AM変調信号は、周波数軸上で表現すると、キャリア周波数の両側に対称な周波数スペクトルとなる。そのため、第1実施例では、直交変調器111及び直交復調器112にIQミスマッチが存在する場合、復調信号xRF(RX)の周波数分布は図6のようになる。第1実施例では、図6に示すように、直交復調器112のIQミスマッチに起因するイメージ成分が−ωIFのみに生じるのに対し、直交変調器111のIQミスマッチに起因するイメージ成分が−ωIFと+3ωIFとに生じる。よって、第1実施例では、直交変調器111のIQミスマッチと直交復調器112のIQミスマッチとを独立に検出する事ができる。第1実施例の詳細については後述する。
<第1実施例の変復調器の動作例(図1)>
以下、第1実施例の変復調器101の動作例について説明する。具体的には、直交変調器111及び直交復調器112にIQミスマッチが存在する場合について、式(15乃至24)と図6とに基づいて説明する。図6は、この場合の復調信号の周波数分布を表す。図6の周波数分布には、図5の周波数分布にはみられない周波数成分がみられる。
以下、第1実施例の変復調器101の動作例について説明する。具体的には、直交変調器111及び直交復調器112にIQミスマッチが存在する場合について、式(15乃至24)と図6とに基づいて説明する。図6は、この場合の復調信号の周波数分布を表す。図6の周波数分布には、図5の周波数分布にはみられない周波数成分がみられる。
直交変調器111及び直交復調器112にIQミスマッチが存在する場合について説明する。ここでは複素正弦波xIFの信号波形と直交変調用のLO信号xLO(TX)の信号波形と直交復調用のLO信号xLO(RX)の信号波形とをそれぞれ、式(1又は6)と式(2)と式(7)のように与える。従って、変調信号xRF(TX)(1)の信号波形は、式(4)のようになるが、ここでは下記の式(15)のように書き直す。ただし、ωRF=ωLO+ωIFである。一方で、変調信号xRF(TX)(1)を、周波数ωRFの搬送波が振幅A(t)及び位相P(t)で変調された変調波と考えると、変調信号xRF(TX)(1)は、下記の式(16)のように表す事もできる。ただし、α<<1である。
このA(t)が、変調信号xRF(TX)(1)の包絡線(振幅変動)である。包絡線検出回路113では、このA(t)が検出され、ミキサ回路114では、このA(t)と変調信号xRF(TX)(1)とが乗算される。従って、変調信号xRF(TX)(2)の信号波形は、下記の式(23)のようになる。
従って、復調信号xRF(RX)の信号波形は、下記の式(24)のようになる。復調信号xRF(RX)の周波数分布を、図6に示す。図6に示すように、復調信号xRF(RX)には、周波数+ωIFの所望波成分が発生すると共に、周波数−ωIF及び周波数+3ωIFのイメージ成分が発生する。周波数−ωIFのイメージ成分は、式(24)の第2項及び第3項に起因し、直交変調器111のIQミスマッチの影響と直交復調器112のIQミスマッチの影響とが足し合わされたものとなっている。一方、周波数+3ωIFのイメージ成分は、式(24)の第4項に起因し、直交変調器111のIQミスマッチの影響のみを反映したものとなっている。従って、本実施例では、直交変調器111で発生したIQミスマッチと直交復調器112で発生したIQミスマッチとを区別できるため、直交変調器111のIQミスマッチを直交復調器112のIQミスマッチとを独立に検出できる。
<第1実施例の変形例>
上記の通り、包絡線検出回路113は検出手段の一例であり、ミキサ回路114は乗算手段の一例である。検出手段及び乗算手段はそれぞれ、本実施例では回路的に実現されているが、プログラム的に実現されてもよい。包絡線検出回路113とミキサ回路114との間には、増幅手段の一例である増幅回路を設けてもよい。増幅回路については第2実施例において説明する。変復調器101は、本実施例では1つの集積回路により実現されているが、2つ以上の集積回路により実現されてもよい。
上記の通り、包絡線検出回路113は検出手段の一例であり、ミキサ回路114は乗算手段の一例である。検出手段及び乗算手段はそれぞれ、本実施例では回路的に実現されているが、プログラム的に実現されてもよい。包絡線検出回路113とミキサ回路114との間には、増幅手段の一例である増幅回路を設けてもよい。増幅回路については第2実施例において説明する。変復調器101は、本実施例では1つの集積回路により実現されているが、2つ以上の集積回路により実現されてもよい。
(第2実施例)
第2実施例は第1実施例の変形例であり、第2実施例については第1実施例との相違点を中心に説明する。
第2実施例は第1実施例の変形例であり、第2実施例については第1実施例との相違点を中心に説明する。
図7は、第2実施例の変復調器101の回路構成図である。図7の変復調器101は、信号を変調して変調信号を生成する直交変調器111と、変調信号を復調して復調信号を生成する直交復調器112と、検出手段の一例である包絡線検出回路113と、乗算手段の一例であるミキサ回路114と、増幅手段の一例である増幅回路401とを備える。図7の変復調器101は更に、IQミスマッチ検出用の精度の高い複素正弦波を生成する複素正弦波生成回路121と、復調信号の信号処理を実行する信号処理回路122と、バッファやスイッチ等の回路素子とを備える。図7の変復調器101は、変復調装置の具体例に相当する。
第2実施例は、第1実施例と比較して、増幅回路401を更に有している。そのため、第2実施例では、包絡線成分が第1実施例よりも更に増幅される。
<第2実施例の変復調器の動作例(図7)>
以下、第2実施例の変復調器101の動作例について説明する。具体的には、直交変調器111及び直交復調器112にIQミスマッチが存在する場合について、式(25乃至28)と図8とに基づいて説明する。図8は、この場合の復調信号の周波数分布を表す。図8の周波数分布中のイメージ成分は、図6の周波数分布中のイメージ成分よりも大きくなっている。
以下、第2実施例の変復調器101の動作例について説明する。具体的には、直交変調器111及び直交復調器112にIQミスマッチが存在する場合について、式(25乃至28)と図8とに基づいて説明する。図8は、この場合の復調信号の周波数分布を表す。図8の周波数分布中のイメージ成分は、図6の周波数分布中のイメージ成分よりも大きくなっている。
直交変調器111には、複素正弦波生成回路121により生成された複素正弦波xIFが入力され、変調信号xRF(TX)(1)に変調される。直交変調器111からは、変調信号xRF(TX)(1)が出力される。
包絡線検出回路113には、変調信号xRF(TX)(1)が入力される。包絡線検出回路113では、変調信号xRF(TX)(1)の包絡線A1(t)が検出される。包絡線検出回路113からは、包絡線信号A1(t)が出力される。
増幅回路401には、包絡線信号A1(t)が入力される。増幅回路401では、包絡線信号A1(t)が増幅される。増幅回路401からは、包絡線信号A1(t)を増幅した包絡線信号A2(t)が出力される。
ミキサ回路114には、変調信号xRF(TX)(1)と包絡線信号A2(t)がそれぞれ入力される。ミキサ回路114では、変調信号xRF(TX)(1)と包絡線信号A2(t)とが乗算される。ミキサ回路114からは、変調信号xRF(TX)(1)と包絡線信号A2(t)とを乗算した変調信号xRF(TX)(2)が出力される。
直交復調器112には、変調信号xRF(TX)(2)が入力され、復調信号xRF(RX)に復調される。信号処理回路122では、直交復調器112によりアナログ信号からデジタル信号に変換された復調信号xRF(RX)のデジタル信号処理が実行される。当該信号処理によって、変復調器101に存在するIQミスマッチが検出される。
直交変調器111及び直交復調器112にIQミスマッチが存在する場合について説明する。式(15)から式(22)までの説明は、第1実施例も第2実施例も同様である。従って、包絡線A1(t)は、下記の式(25)のようになる。
包絡線信号A1(t)はここでは、増幅前にHPFによりDC成分を除去され、増幅器115によってm倍(m>1)に増幅され、増幅後にDC成分を付加されることで、包絡線信号A2(t)に増幅されるとする。従って、包絡線A2(t)は、下記の式(26)のようになる。
従って、復調信号xRF(RX)の信号波形は、下記の式(28)のようになる。復調信号xRF(RX)の周波数分布を、図8に示す。図8に示すように、復調信号xRF(RX)では、周波数+ωIFの所望波成分が第1実施例のそれと同じ大きさになっていると共に、周波数−ωIF及び周波数+3ωIFのイメージ成分が第1実施例のそれより大きくなっている。これは、式(28)の第1項に増幅率mが含まれていないのに対し、式(28)の第2項と第3項と第4項には増幅率mが含まれていることに起因する。このように、第2実施例では、復調信号xRF(RX)のイメージ成分が増幅されるため、IQミスマッチの検出感度及び検出精度が良好になる。
(第3実施例)
第3実施例は第1及び第2実施例の変形例であり、第3実施例については第1及び第2実施例との相違点を中心に説明する。
第3実施例は第1及び第2実施例の変形例であり、第3実施例については第1及び第2実施例との相違点を中心に説明する。
第3実施例の変復調器101の回路構成図は図1又は図7の通りであり、第3実施例の包絡線検出回路113の回路構成図を図9に示す。図9の包絡線検出回路113は、当該包絡線検出回路113の入力端子501と、当該包絡線検出回路113の出力端子502と、電流源503と、容量素子504と、電界効果トランジスタの例であるMOSFET505とを備える。
入力端子501は、第2のスイッチSW2の一端に接続される。出力端子502は、第3のスイッチSW3の一端に接続される。
MOSFET505は信号入力用のトランジスタである。MOSFET505のゲート端子Gは、入力端子501に接続されており、MOSFET505のソース端子Sは、出力端子502と電流源503と容量素子504とに接続されている。MOSFET505のソース端子Sは、第1の電源線511に接続されており、MOSFET505のドレイン端子Dは、第2の電源線512に接続されている。第3実施例では、このような構成により、変調信号の包絡線を検出する包絡線検出回路113が実現されている。
包絡線検出回路113の動作例について説明する。先ず、変調信号が、入力端子501に入力される。次に、当該変調信号に応じたゲート電圧が、ゲート端子Gに印加される。次に、MOSFET505のスイッチング作用により、当該ゲート電圧に応じたドレイン電流が、ソース端子Sとドレイン端子Dとの間を流れる。当該ドレイン電流の供給源は、電流源503である。次に、当該ドレイン電流により、容量素子504の各電極に電荷が蓄積され、容量素子504の電極間に電圧が発生する。次に、当該電圧に応じた信号が、出力端子502に出力される。容量素子504の積分作用(ローパス作用)により、当該信号は、包絡線信号となる。
101 変復調器
111 直交変調器
112 直交復調器
113 包絡線検出回路
114 ミキサ回路
115 搬送波発振器
116 移相器
117 アンテナ
121 複素正弦波生成回路
122 信号処理回路
201 第1のローパスフィルタ
202 第2のローパスフィルタ
203 第1の乗算器
204 第2の乗算器
206 加算器
301 第3のローパスフィルタ
302 第4のローパスフィルタ
303 第3の乗算器
304 第4の乗算器
306 第1のアナログデジタル変換器
307 第2のアナログデジタル変換器
401 増幅回路
501 入力端子
502 出力端子
503 電流源
504 容量素子
505 MOSFET
511 第1の電源線
512 第2の電源線
BB_I 第1の入力端子
BB_Q 第2の入力端子
BU1 第1のバッファ
BU2 第2のバッファ
BU3 第3のバッファ
BU4 第4のバッファ
SW1 第1のスイッチ
SW2 第2のスイッチ
SW3 第3のスイッチ
SW4 第4のスイッチ
111 直交変調器
112 直交復調器
113 包絡線検出回路
114 ミキサ回路
115 搬送波発振器
116 移相器
117 アンテナ
121 複素正弦波生成回路
122 信号処理回路
201 第1のローパスフィルタ
202 第2のローパスフィルタ
203 第1の乗算器
204 第2の乗算器
206 加算器
301 第3のローパスフィルタ
302 第4のローパスフィルタ
303 第3の乗算器
304 第4の乗算器
306 第1のアナログデジタル変換器
307 第2のアナログデジタル変換器
401 増幅回路
501 入力端子
502 出力端子
503 電流源
504 容量素子
505 MOSFET
511 第1の電源線
512 第2の電源線
BB_I 第1の入力端子
BB_Q 第2の入力端子
BU1 第1のバッファ
BU2 第2のバッファ
BU3 第3のバッファ
BU4 第4のバッファ
SW1 第1のスイッチ
SW2 第2のスイッチ
SW3 第3のスイッチ
SW4 第4のスイッチ
Claims (5)
- 互いに直交し、かつ振幅の等しい2つの正弦波を出力する正弦波生成回路と、
前記正弦波生成回路に接続され、前記正弦波を変調して変調信号を生成する直交変調器と、
前記変調信号の振幅変動を検出する検出手段と、
前記変調信号と前記検出手段により検出された前記振幅変動とを乗算する乗算手段と、
前記乗算手段により前記振幅変動と乗算された前記変調信号を復調して復調信号を生成する直交復調器とを備えることを特徴とする変復調装置。 - 前記検出手段により検出された前記振幅変動を増幅する増幅手段を備え、
前記乗算手段は、前記変調信号と、前記検出手段により検出され、前記増幅手段により増幅された前記振幅変動とを乗算することを特徴とする請求項1に記載の変復調装置。 - 前記検出手段は、入力端子と、出力端子と、電流源と、容量素子と、ゲートが前記入力端子に接続され、ソースが前記出力端子と前記電流源と前記容量素子とに接続されている電界効果トランジスタとを備える検出回路であることを特徴とする請求項1又は2に記載の変復調装置。
- 互いに直交し、かつ振幅の等しい2つの正弦波を出力し、
前記正弦波を変調して変調信号を生成し、
前記変調信号の振幅変動を検出し、
前記変調信号と前記検出により検出された前記振幅変動とを乗算し、
前記乗算により前記振幅変動と乗算された前記変調信号を復調して復調信号を生成することを特徴とする変復調方法。 - 前記検出により検出された前記振幅変動を増幅し、
前記乗算では、前記変調信号と、前記検出により検出され、前記増幅により増幅された前記振幅変動とを乗算することを特徴とする請求項4に記載の変復調方法。
Priority Applications (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2007214909A JP2009049771A (ja) | 2007-08-21 | 2007-08-21 | 変復調装置及び変復調方法 |
US12/192,547 US7872544B2 (en) | 2007-08-21 | 2008-08-15 | Modulation/demodulation apparatus and modulation/demodulation method |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2007214909A JP2009049771A (ja) | 2007-08-21 | 2007-08-21 | 変復調装置及び変復調方法 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2009049771A true JP2009049771A (ja) | 2009-03-05 |
Family
ID=40381590
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2007214909A Pending JP2009049771A (ja) | 2007-08-21 | 2007-08-21 | 変復調装置及び変復調方法 |
Country Status (2)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US7872544B2 (ja) |
JP (1) | JP2009049771A (ja) |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2010283589A (ja) * | 2009-06-04 | 2010-12-16 | Ricoh Co Ltd | 通信装置 |
WO2013186942A1 (ja) * | 2012-06-13 | 2013-12-19 | 株式会社 東芝 | 励振器及び直交誤差補正方法 |
Families Citing this family (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2006135829A (ja) * | 2004-11-09 | 2006-05-25 | Renesas Technology Corp | 可変インダクタ並びにそれを用いた発振器及び情報機器 |
FR2969426B1 (fr) * | 2010-12-15 | 2013-08-30 | St Microelectronics Sa | Circuit de dephasage |
US11496342B1 (en) * | 2021-05-13 | 2022-11-08 | Texas Instruments Incorporated | Methods and apparatus to demodulate an input signal in a receiver |
US11711073B1 (en) * | 2022-03-04 | 2023-07-25 | Analog Devices, Inc. | Buffer cascade |
Family Cites Families (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH09186729A (ja) * | 1996-01-08 | 1997-07-15 | Hitachi Denshi Ltd | 直交変調器および直交復調器の振幅誤差制御方法 |
JP3518848B2 (ja) | 1999-06-18 | 2004-04-12 | 株式会社日立国際電気 | 直交変調器と直交復調器の位相制御方法及び通信装置 |
US6560449B1 (en) * | 2000-06-12 | 2003-05-06 | Broadcom Corporation | Image-rejection I/Q demodulators |
US6931343B2 (en) | 2003-09-19 | 2005-08-16 | Globespanvirata, Incorporated | On-signal quadrature modulator calibration |
-
2007
- 2007-08-21 JP JP2007214909A patent/JP2009049771A/ja active Pending
-
2008
- 2008-08-15 US US12/192,547 patent/US7872544B2/en not_active Expired - Fee Related
Cited By (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2010283589A (ja) * | 2009-06-04 | 2010-12-16 | Ricoh Co Ltd | 通信装置 |
WO2013186942A1 (ja) * | 2012-06-13 | 2013-12-19 | 株式会社 東芝 | 励振器及び直交誤差補正方法 |
JP2013258582A (ja) * | 2012-06-13 | 2013-12-26 | Toshiba Corp | 励振器及び直交誤差補正方法 |
US9225577B2 (en) | 2012-06-13 | 2015-12-29 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Exciter and quadrature error correction method |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
US20090051455A1 (en) | 2009-02-26 |
US7872544B2 (en) | 2011-01-18 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
JP4555898B2 (ja) | 直交変調器及び較正方法 | |
US8224269B2 (en) | Vector modulator calibration system | |
US9036753B1 (en) | Calibration method and calibration apparatus for calibrating mismatch between I-path and Q-path of transmitter/receiver | |
KR100710088B1 (ko) | Iq 불일치를 보상하는 수신 회로 및 방법 | |
US7760817B2 (en) | Communication system for utilizing single tone testing signal having specific frequency or combinations of DC value and single tone testing signal to calibrate impairments in transmitting signal | |
EP1860770B1 (en) | Distortion compensating apparatus and method | |
KR20000011569A (ko) | 국부발진기누설제거회로및피드백정정루프 | |
US8670738B2 (en) | Imbalance compensator for correcting mismatch between in-phase branch and quadrature branch, and related imbalance compensation method and direct conversion receiving apparatus thereof | |
JP2009049771A (ja) | 変復調装置及び変復調方法 | |
US20090213960A1 (en) | Transmitter | |
JP2005536099A (ja) | 複数の局部発振器を有する改善されたミキサおよびこれに基づくシステム | |
US7920832B2 (en) | Electrical device comprising analog frequency conversion circuitry and method for deriving characteristics thereof | |
EP2779435B1 (en) | Circuit architecture for I/Q mismatch mitigation in direct conversion | |
EP1916764B1 (en) | Method and apparatus for compensating for mismatch occurring in radio frequency quadrature transceiver | |
US11528179B1 (en) | System, apparatus, and method for IQ imbalance correction for multi-carrier IQ transmitter | |
US9806745B2 (en) | Systems and methods for low pass filter mismatch calibration | |
Kim et al. | A low-complexity i/q imbalance calibration method for quadrature modulator | |
JP2746781B2 (ja) | 移相器 | |
US7983630B2 (en) | Digital IF wireless transmitter, RF modulator, and RF modulating method | |
CN116346558B (zh) | 一种生成正交信号的方法及*** | |
US10587436B2 (en) | Signal transmitter device, detection circuit, and signal detection method thereof | |
JPH1141033A (ja) | 直交バランスミクサ回路および受信装置 | |
JP2001007869A (ja) | キャリアリーク抑制回路 | |
JP2001044762A (ja) | 雑音成分測定装置及び変調補正装置 | |
CN109921864B (zh) | 信号发送装置、检测电路与其信号检测方法 |