JP2009038546A - 電流ドライバ - Google Patents

Abstract

【課題】データ伝送速度の高速化が進む中、コモンモード電圧のアダプティブ性の向上が必要となっている。
【解決手段】出力回路１０と、ＰチャネルＭＯＳトランジスタからなる第１の電流源回路１１と、ＮチャネルＭＯＳトランジスタからなる第２の電流源回路１２と、電流源制御回路１３と、コモンモード電圧生成回路１４とで電流ドライバを構成し、出力回路１０の出力先に終端抵抗Ｒ０を接続する。コモンモード電圧生成回路１４が生成するコモンモード電圧を電流源制御回路１３が参照して、第１の電流源回路１１と第２の電流源回路１２との両方を制御する。
【選択図】図１

Description

本発明は、半導体集積回路の電流ドライバに関し、特に高速インターフェースにおける電流ドライバに関するものである。

近年、ＬＳＩ間におけるデータ伝送方式として、パラレルデータをシリアルデータに変換し、シリアルデータを小振幅の差動信号として伝送するシリアル差動伝送方式が広く知られている。シリアル差動伝送方式では、データを２端子で高速に伝送することができ、消費電力及び回路面積を低減できるだけでなく、耐ノイズ性の向上やノイズ発生の抑制効果もあるため、高信頼性を確保することができる。

従来の差動伝送を行う電流ドライバは、伝送路対の間に接続された終端抵抗に電流を流すことにより伝送路対を駆動するものであって、差動信号を出力する出力回路と、中心電圧レベル制御回路とを有し、差動信号の振幅を決める信号が出力回路の一方の電流源であるトランジスタに入力され、中心電圧レベル制御回路で発生されたコモンモード電圧制御信号が出力回路の他方の電流源であるトランジスタに入力されるものであった（特許文献１及び２参照）。
特開２００５−８０１８４号公報 ＷＯ０３／０４９２９１Ａ１

しかしながら、上記従来の電流ドライバは、コモンモード電圧に応じて片側のＮチャネルＭＯＳ（metal-oxide-semiconductor）トランジスタの電流源のみを制御し、又は片側のＰチャネルＭＯＳトランジスタの電流源のみを制御するため、コモンモード電圧のワイドな揺れに対し、フィードバックがかかり易い側とかかり難い側とがあり、コモンモード電圧のアダプティブ性が十分でなかった。

例えば、コモンモード電圧に応じてＮチャネルＭＯＳトランジスタ電流源のみを制御する場合について説明すると、図６（ａ）に示すように、ノイズ等でコモンモード電圧がＰ側にシフトした場合は、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ電流源に電流を流す制御がなされ、コモンモード電圧のフィードバックがかかり易いが、コモンモード電圧がＮ側にシフトした場合は、ＰチャネルＭＯＳトランジスタ電流源は定電流源であるため、コモンモード電圧のフィードバックに時間がかかる、もしくは、シフトしたところで安定してしまう場合がある。

よって、ノイズが多い場合や規格が厳しい場合は、コモンモード電圧が規格レンジを満たせないという課題があり、また連続してＮ側にコモンモード電圧がシフトした場合は、コモンモード電圧が更にずれた状態で安定してしまう課題があった。

そこで、本発明は、データ伝送速度の高速化が進む中、コモンモード電圧のアダプティブ性を向上させることを目的とする。

上記目的を達成するため、本発明は、伝送路対の間に接続された終端抵抗に電流を流すことにより伝送路対を駆動する電流ドライバにおいて、正負の制御信号が供給されて伝送路対へ差動信号を出力する出力回路と、第１の電源と前記出力回路との間に接続された第１の電流源回路と、前記出力回路と第２の電源との間に接続された第２の電流源回路と、前記差動信号の中間電圧となるコモンモード電圧を参照して前記第１の電流源回路と前記第２の電流源回路との両方を制御する電流源制御回路とを備えた構成を採用したものである。

例えば、第１の電流源回路はＰチャネルＭＯＳトランジスタで、第２の電流源回路はＮチャネルＭＯＳトランジスタでそれぞれ構成され、コモンモード電圧生成回路が出力するコモンモード電圧に応じてＰ側の電流源回路とＮ側の電流源回路との両方を制御することにより、出力回路からの出力電流が調整される。

本発明の電流ドライバによれば、コモンモード電圧に応じてＰ側とＮ側との両方の電流源を制御するため、コモンモード電圧のアダプティブ性を向上させることができる。

以下、本発明を実施するための最良の形態について、図面を用いながら説明する。

図１は、本発明に係る電流ドライバの第１の実施形態を示している。なお、図中同一又は相当部分には同一の符号を付しその説明は繰り返さない。

図１の電流ドライバは、正負の制御信号対Ｓ，ＮＳが入力され、これらの制御信号対Ｓ，ＮＳに従い、伝送路対ＴＬの間に接続された終端抵抗Ｒ０に電流を流すことにより、当該伝送路対ＴＬを駆動する電流ドライバであって、出力回路１０と、第１の電流源回路１１と、第２の電流源回路１２と、電流源制御回路１３と、コモンモード電圧生成回路１４とで構成されている。

この電流ドライバの特徴は、コモンモード電圧生成回路１４が生成するコモンモード電圧を電流源制御回路１３が参照して、第１の電流源回路１１と第２の電流源回路１２との両方を制御する点にある。

第１の電流源回路１１は、第１の電源（例えば、ある正の電圧）ＶＤＤと出力回路１０との間に接続されたＰチャネルＭＯＳトランジスタＭ１で構成され、電流源制御回路１３から入力されるＰ側のフィードバック信号ＶＢＰに従い、出力回路１０に流す電流を調整する。第２の電流源回路１２は、第２の電源（例えば、接地電圧）ＶＳＳと出力回路１０との間に接続されたＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ２で構成され、電流源制御回路１３から入力されるＮ側のフィードバック信号ＶＢＮに従い、出力回路１０に流す電流を調整する。これらの調整により、出力差動信号のコモンモード電圧を決定する。

出力回路１０は、正負の制御信号対Ｓ，ＮＳが入力され、スイッチとしてオン／オフの切り替えを行うＰチャネルＭＯＳトランジスタＭ３，Ｍ５と、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ４，Ｍ６とで構成され、制御信号対Ｓ，ＮＳに従い、伝送路対ＴＬに接続された終端抵抗Ｒ０に電流を流す。具体的には、ＳがＨレベルの電圧、ＮＳがＬレベルの電圧のとき、Ｍ３とＭ６がオフ、Ｍ４とＭ５がオンとなり、ノードＮ２から終端抵抗Ｒ０を通ってノードＮ１に向けて電流が流れる。逆にＳがＬレベルの電圧、ＮＳがＨレベルの電圧のとき、Ｍ３とＭ６がオン、Ｍ４とＭ５がオフとなり、ノードＮ１から終端抵抗Ｒ０を通ってノードＮ２に向けて電流が流れる。

なお、出力回路１０中のスイッチは全部ＰチャネルＭＯＳトランジスタで構成されてもよいし、全部ＮチャネルＭＯＳトランジスタで構成されてもよい。ただし、伝送路対ＴＬを有効に駆動するためには、ノードＮ２から終端抵抗Ｒ０を通ってノードＮ１に向けて電流が流れるか、ノードＮ１から終端抵抗Ｒ０を通ってノードＮ２に向けて電流が流れるかが切り替わるように、スイッチ構成に応じた制御信号を各トランジスタに与えることが必要である。

コモンモード電圧生成回路１４は、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭ７，Ｍ８と、抵抗Ｒ１，Ｒ２と、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ９，Ｍ１０とが直列に接続され、Ｍ７はＭ１とカレントミラーの構成であり、Ｍ１０はＭ２とカレントミラーの構成となっている。各トランジスタのサイズは、Ｍ１とＭ７、Ｍ３とＭ５とＭ８、Ｍ４とＭ６とＭ９、Ｍ２とＭ１０が等しい。Ｒ１とＲ２との抵抗値の総和は、Ｒ０の抵抗値と等しい。コモンモード電圧生成回路１４中のＭ８とＭ９は、動作時は常にオン状態である。このため、Ｒ１とＲ２との間のノードＮ３に、出力回路１０から出力される差動信号の中心電圧と等しいコモンモード電圧が生成される。

電流源制御回路１３は、差動増幅器ＤＡで構成され、この差動増幅器ＤＡの一方の入力端にはコモンモード電圧生成回路１４で生成されたコモンモード電圧が入力され、もう一方にはリファレンス電圧ＶＲＥＦが入力され、フィードバック信号ＶＢＰが第１の電流源回路１１を、フィードバック信号ＶＢＮが第２の電流源回路１２をそれぞれ制御することで、出力回路１０に流れる電流を調整する。

図２は、図１中の差動増幅器ＤＡの内部構成例を示している。図２の差動増幅器ＤＡは、３つのＰチャネルＭＯＳトランジスタＭ１１，Ｍ１２，Ｍ１３と、３つのＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１４，Ｍ１５，Ｍ１６と、他の１つのＰチャネルＭＯＳトランジスタＭ１７とで構成される。ＶＢＧＲは精密なバンドギャップリファレンス電圧である。

電流源制御回路１３を構成する差動増幅器ＤＡは、コモンモード電圧生成回路１４のノードＮ３の電圧がリファレンス電圧ＶＲＥＦと等しくなるように、フィードバック信号ＶＢＰがＰチャネルＭＯＳトランジスタＭ７を、フィードバック信号ＶＢＮがＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１０をそれぞれ制御する。また、フィードバック信号ＶＢＰは第１の電流源回路１１であるＰチャネルＭＯＳトランジスタＭ１を、フィードバック信号ＶＢＮは第２の電流源回路１２であるＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ２をそれぞれ制御して、出力回路１０に流れる電流を調整するので、出力差動信号の中心電圧が、コモンモード電圧生成回路１４のノードＮ３の電圧と同じになる。出力差動信号の振幅は差動増幅器ＤＡに流す電流によって決定され、出力回路１０にはその電流がミラーされる。

以上のとおり、図１の電流ドライバによれば、電流源制御回路１３が第１の電流源回路１１と第２の電流源回路１２との両方を制御するので、コモンモード電圧のワイドな揺れに対応しやすくなり、コモンモード電圧のアダプティブ性が向上する。

例えば、図６（ｂ）に示すように、ノイズ等でコモンモード電圧がＰ側にシフトした場合は、第２の電流源回路１２であるＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ２に電流を流す制御がなされ、コモンモード電圧のフィードバックがかかり易く、コモンモード電圧がＮ側にシフトした場合も、第１の電流源回路１１であるＰチャネルＭＯＳトランジスタＭ１に電流を流す制御がなされ、コモンモード電圧のフィードバックがかかり易い。

また、コモンモード電圧生成回路１４で生成したコモンモード電圧を参照しているため、差動増幅器ＤＡの周波数特性が、外部の負荷の影響を受けない。よって様々な外部負荷に対応できるため、汎用性がある。

また、図１に示すように、コモンモード電圧を参照するノードＮ３に容量Ｃ１を付けると、コモンモードフィードバックの位相補償をより安定するポイントにもっていくことができるため、容量Ｃ１を付けない場合に比べて外部のコモンモード電圧の揺れを抑えることができる。

図３は、本発明に係る電流ドライバの第２の実施形態を示している。図３の電流ドライバは、正負の制御信号対Ｓ，ＮＳが入力され、これらの制御信号対Ｓ，ＮＳに従い、伝送路対ＴＬの間に接続された終端抵抗Ｒ０に電流を流すことにより、当該伝送路対ＴＬを駆動する電流ドライバであって、出力回路１０と、第１の電流源回路１１と、第２の電流源回路１２と、電流源制御回路１３とを備えている。

この電流ドライバの特徴は、出力回路１０が出力する差動信号のコモンモード電圧を電流源制御回路１３が抵抗分圧回路１５により直接参照して、第１の電流源回路１１と第２の電流源回路１２との両方を制御する点にある。

電流源制御回路１３である差動増幅器ＤＡの一方の入力端には、３本の抵抗Ｒ１１，Ｒ１２，Ｒ１３を用いて出力回路１０の２つの出力ノードＮ１，Ｎ２の間の電圧を分割して生成する出力差動信号のコモンモード電圧がノードＮ４から直接入力され、差動増幅器ＤＡのもう一方の入力端にはリファレンス電圧ＶＲＥＦが入力されて、フィードバック信号ＶＢＰが第１の電流源回路１１を、フィードバック信号ＶＢＮが第２の電流源回路１２をそれぞれ制御することで、出力回路１０に流れる電流を調整する。

また、コモンモード電圧を参照するノードＮ４に容量Ｃ１を付けると、コモンモードフィードバックの位相補償をより安定するポイントにもっていくことができるため、容量Ｃ１を付けない場合に比べて外部のコモンモード電圧の揺れを抑えることができる。

電流源制御回路１３を構成する差動増幅器ＤＡは、出力回路１０の２つの出力ノードＮ１，Ｎ２の中間電圧がリファレンス電圧ＶＲＥＦと等しくなるように、フィードバック信号ＶＢＰが第１の電流源回路１１であるＰチャネルＭＯＳトランジスタＭ１を、フィードバック信号ＶＢＮが第２の電流源回路１２であるＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ２をそれぞれ制御して、出力回路１０に流れる電流を調整する。

以上のとおり、図３の電流ドライバは電流源制御回路１３が差動信号の中間電圧を直接参照するため、差動増幅器ＤＡの周波数特性が外部負荷の影響を受けるが、実際の差動信号にフィードバックをかけることができる。

例えば、図６（ｃ）に示すように、図３の電流ドライバの外部負荷が大きいとき、ノイズ等でコモンモード電圧がＰ側にシフトした場合は、第２の電流源回路１２であるＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ２に電流を流す制御がなされ、コモンモード電圧のフィードバックがゆっくりかかるが確実に所定のコモンモード電圧に戻り、コモンモード電圧がＮ側にシフトした場合も、第１の電流源回路１１であるＰチャネルＭＯＳトランジスタＭ１に電流を流す制御がなされ、コモンモード電圧のフィードバックがゆっくりかかるが確実に所定のコモンモード電圧に戻る。

図４は、本発明に係る電流ドライバの第３の実施形態を示している。図４の電流ドライバは、正負の制御信号対Ｓ，ＮＳが入力され、これらの制御信号対Ｓ，ＮＳに従い、伝送路対ＴＬの間に接続された終端抵抗Ｒ０に電流を流すことにより、当該伝送路対ＴＬを駆動する電流ドライバであって、出力回路１０と、第１の電流源回路１１と、第２の電流源回路１２と、電流源制御回路１３と、コモンモード電圧生成回路１４と、振幅判定回路１６とを備えている。

この電流ドライバの特徴は、振幅判定回路１６が差動信号の振幅を判定し、その判定結果に応じてスイッチＳＷを切り替えることにより、電流源制御回路１３が、差動信号のコモンモード電圧を抵抗分圧回路１５により直接参照する場合と、コモンモード電圧生成回路１４が生成したコモンモード電圧を参照する場合とで、動作が切り替わるように制御されることを特徴とする。

以上のとおり、図４の電流ドライバによれば、外部負荷に応じてコモンモード電圧の参照先を切り替えることが可能となる。

図５は、図４の電流ドライバを利用したシリアル差動伝送方式を説明するための図であって、例えば車載機器の場合の例を示している。図５において、２０は電流ドライバ、２１はケーブル、２２はレシーバである。

図５によれば、電流ドライバ２０の差動信号ＤＰ，ＤＮに対してシリアルに容量が結合されており、負荷が大きい。また、ユーザが選択するケーブル２１の長さに応じて負荷が変わり、この負荷の変化によって出力振幅の減衰率が変わる課題がある。この場合でも、図４の電流ドライバによれば、変化する振幅を振幅判定回路１６が検知し、出力差動信号の振幅を振幅判定回路１６が判定することによって、電流源制御回路１３を外部負荷の影響を受けない構成に切り替えることが可能となる。

また、電流源制御回路１３が差動信号のコモンモード電圧を抵抗分圧回路１５により直接参照する場合は、コモンモード電圧生成回路１４に流れる電流を止める制御が可能である。例えば、コモンモード電圧生成回路１４のＰチャネルＭＯＳトランジスタＭ８とＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ９とをオフにして、電流を止めることができる。こうすることで、外部負荷と消費電力とを見極めて最適な電流ドライバの構成を選択することが可能となる。

なお、図１、図３、又は図４のいずれの構成を採用する場合でも、当該電流ドライバを搭載したチップの加速試験（バーンインテスト）に際しては、終端抵抗Ｒ０なしでも出力回路１０に電流を流す検査ができることが望ましい。そのためには、出力回路１０を構成するトランジスタＭ３〜Ｍ６の全てを同時にオンさせることができる制御回路を設ければよい。特に図４の電流ドライバの場合には、バーンインテストに際して、出力回路１０を構成するトランジスタＭ３〜Ｍ６の全てを同時にオンさせるのと同時に、コモンモード電圧生成回路１４が生成したコモンモード電圧を電流源制御回路１３が参照するようにスイッチＳＷを切り替えておくのがよい。

以上説明してきたとおり、本発明に係る電流ドライバは、コモンモード電圧のアダプティブ性を向上させることができ、高速のシリアル差動伝送技術等として有用である。

本発明の第１の実施形態に係る電流ドライバの構成を示す回路図である。 図１中の差動増幅器の内部構成例を示す回路図である。 本発明の第２の実施形態に係る電流ドライバの構成を示す回路図である。 本発明の第３の実施形態に係る電流ドライバの構成を示す回路図である。 図４の電流ドライバを利用したシリアル差動伝送方式を説明するための図である。 （ａ）は従来技術の場合、（ｂ）は第１の実施形態の場合、（ｃ）は第２の実施形態の場合の各々電流ドライバの出力波形図である。

符号の説明

１０ 出力回路
１１ 第１の電流源回路
１２ 第２の電流源回路
１３ 電流源制御回路
１４ コモンモード電圧生成回路
１５ 抵抗分圧回路
１６ 振幅判定回路
２０ 電流ドライバ
２１ ケーブル
２２ レシーバ
Ｃ１ 容量
ＤＡ 差動増幅器
ＤＰ，ＤＮ 差動信号
Ｍ１〜Ｍ１０ トランジスタ
Ｍ１１〜Ｍ１７ トランジスタ
Ｎ１〜Ｎ４ ノード
Ｒ０ 終端抵抗
Ｒ１，Ｒ２ 抵抗
Ｒ１１〜Ｒ１３ 抵抗
Ｓ，ＮＳ （正負の）制御信号対
ＳＷ スイッチ
ＴＬ 伝送路対
ＶＢＧＲ バンドギャップリファレンス電圧
ＶＢＰ，ＶＢＮ フィードバック信号対
ＶＤＤ 第１の電源
ＶＲＥＦ リファレンス電圧
ＶＳＳ 第２の電源

Claims (13)

1. 伝送路対の間に接続された終端抵抗に電流を流すことにより前記伝送路対を駆動する電流ドライバであって、
   正負の制御信号が供給されて前記伝送路対へ差動信号を出力する出力回路と、
   第１の電源と前記出力回路との間に接続された第１の電流源回路と、
   前記出力回路と第２の電源との間に接続された第２の電流源回路と、
   前記差動信号の中間電圧となるコモンモード電圧を参照して前記第１の電流源回路と前記第２の電流源回路との両方を制御する電流源制御回路とを備えたことを特徴とする電流ドライバ。
2. 請求項１記載の電流ドライバにおいて、
   前記第１の電流源回路は、第１のトランジスタを有し、
   前記第２の電流源回路は、第２のトランジスタを有し、
   前記電流源制御回路は、前記コモンモード電圧を参照して前記第１のトランジスタと前記第２のトランジスタとの両方を制御する差動増幅器を有し、
   前記出力回路は、
   前記第１の電流源回路と第１のノードとの間に接続される第１のスイッチと、
   前記第１のノードと前記第２の電流源回路との間に接続される第２のスイッチと、
   前記第１の電流源回路と第２のノードとの間に接続される第３のスイッチと、
   前記第２のノードと前記第２の電流源回路との間に接続される第４のスイッチとを有し、
   前記第１のスイッチと前記第４のスイッチとがオンする場合には前記第２のスイッチと前記第３のスイッチとがオフするように、かつ前記第１のスイッチと前記第４のスイッチとがオフする場合には前記第２のスイッチと前記第３のスイッチとがオンするように、前記第１のスイッチと前記第２のスイッチと前記第３のスイッチと前記第４のスイッチとが制御され、
   前記第１のノードと前記第２のノードとの間に前記終端抵抗が接続されていることを特徴とする電流ドライバ。
3. 請求項２記載の電流ドライバにおいて、
   前記第１のスイッチは第３のトランジスタを、前記第２のスイッチは第４のトランジスタを、前記第３のスイッチは第５のトランジスタを、前記第４のスイッチは第６のトランジスタをそれぞれ有することを特徴とする電流ドライバ。
4. 請求項３記載の電流ドライバにおいて、
   前記第１の電源の電圧は、前記第２の電源の電圧よりも高く、
   前記第１のトランジスタと前記第３のトランジスタと前記第５のトランジスタとは、ＰチャネルＭＯＳトランジスタであり、
   前記第２のトランジスタと前記第４のトランジスタと前記第６のトランジスタとは、ＮチャネルＭＯＳトランジスタであり、
   前記第３のトランジスタ及び前記第４のトランジスタには前記正の制御信号がゲートに供給され、
   前記第５のトランジスタ及び前記第６のトランジスタには前記負の制御信号がゲートに供給されることを特徴とする電流ドライバ。
5. 請求項２記載の電流ドライバにおいて、
   前記差動信号のコモンモード電圧を擬似的に生成して前記電流源制御回路へ供給するレプリカによるコモンモード電圧生成回路を更に備えたことを特徴とする電流ドライバ。
6. 請求項５記載の電流ドライバにおいて、
   前記コモンモード電圧生成回路は、
   前記第１のトランジスタと共にカレントミラーを構成する第７のトランジスタと、
   前記第７のトランジスタに直列に接続される、第８のトランジスタと第１の抵抗と第２の抵抗と第９のトランジスタとの直列回路と、
   前記直列回路に直列に接続され、前記第２のトランジスタと共にカレントミラーを構成する第１０のトランジスタとを有することを特徴とする電流ドライバ。
7. 請求項６記載の電流ドライバにおいて、
   前記第７のトランジスタと前記第８のトランジスタとは、ＰチャネルＭＯＳトランジスタであり、
   前記第９のトランジスタと前記第１０のトランジスタとは、ＮチャネルＭＯＳトランジスタであり、
   前記第１のトランジスタと前記第７のトランジスタとは同一サイズであり、
   前記第３のトランジスタと前記第５のトランジスタと前記第８のトランジスタとは同一サイズであり、
   前記第４のトランジスタと前記第６のトランジスタと前記第９のトランジスタとは同一サイズであり、
   前記第２のトランジスタと前記第１０のトランジスタとは同一サイズであることを特徴とする電流ドライバ。
8. 請求項２記載の電流ドライバにおいて、
   前記電流源制御回路のコモンモード電圧参照ノードに容量を付けたことを特徴とする電流ドライバ。
9. 請求項２記載の電流ドライバにおいて、
   前記電流源制御回路は、前記差動信号のコモンモード電圧を直接参照して、前記第１の電流源回路と前記第２の電流源回路との両方を制御することを特徴とする電流ドライバ。
10. 請求項５記載の電流ドライバにおいて、
    前記差動信号の振幅を判定する振幅判定回路を更に備え、
    前記電流源制御回路は、前記振幅判定回路の判定に従って、前記コモンモード電圧生成回路が生成するコモンモード電圧を参照し、又は前記差動信号のコモンモード電圧を直接参照することを特徴とする電流ドライバ。
11. 請求項１０記載の電流ドライバにおいて、
    前記差動信号のコモンモード電圧を直接参照する場合は、前記コモンモード電圧生成回路に流れる電流を止める制御を行うことを特徴とする電流ドライバ。
12. 請求項２記載の電流ドライバにおいて、
    前記終端抵抗なしでも前記出力回路に電流を流す検査ができるように、前記第１のスイッチと前記第２のスイッチと前記第３のスイッチと前記第４のスイッチとを同時にオンさせる制御回路を更に備えたことを特徴とする電流ドライバ。
13. 請求項１０記載の電流ドライバにおいて、
    前記コモンモード電圧生成回路が生成するコモンモード電圧を参照するように前記電流源制御回路の入力を切り替え、かつ、
    前記第１のスイッチと前記第２のスイッチと前記第３のスイッチと前記第４のスイッチとを同時にオンさせて、前記終端抵抗なしでも前記出力回路に電流を流す検査ができることを特徴とする電流ドライバ。

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